DE2405416C2

DE2405416C2 - Schaltung zum Erzeugen elektrischer Rechteckimpulse

Info

Publication number: DE2405416C2
Application number: DE2405416A
Authority: DE
Inventors: Wesley D. Dearborn Heights Mich. Boyer
Original assignee: Ford Werke GmbH
Current assignee: Ford Werke GmbH
Priority date: 1973-02-05
Filing date: 1974-02-05
Publication date: 1982-09-23
Also published as: GB1423074A; JPS5048864A; DE2405416A1; CA980428A; JPS5651666B2; US3801830A

Description

a) eine von einer ersten Gleichstromquelle (24) gespei^e Eingangssignal-Impedanz (10) zum Erzeugen eines dem einen Eingang des Vergleichers (38) zugeführten Spannungssignals mit einer einer Nullsignalbedingung entsprechenden Gleichspannungskomponente und einer überlagerten, dem Eingangssignal entsprechenden Wechselspannungskomponente, die jeweils einen ersten Spitzenwert und einen nachfolgenden invertierten Spitzenwert aufweist,

b) durch eine von einer zweiten Gleichstromquelle (26) geypeiste Bezugssignal-Impedanz (42) zum Erzeugen eines dem anderen Eingang des Vergleichers (3k) zugciuhrten Gleichspannungs-Bezugssignaris, dessen Größe die Gleichspannungskomponente u:; einen bestimmten Wert übersteigt und kleiner als der jeweils erste Spitzenwert des Spannungssignals ist,

c) durch eine gesteuerte dritte Gleichstromquelle (46), deren Steuerstrom von dem dritten Spitzenwert der jeweils vorhergehenden Wechselspannungskomponente des Spannungssignals abhängig ist und zum gesteuerten Verändern des Bezugssignals ebenfalls die Bezugssignal-Impedanz (42) durchfließt,

d) und durch an den Ausgang des Vergleichers (38) angeschlossene Schaltmittel (54), die in Abhängigkeit von dem zweiten Ausgangssignal-Pegel das Bezugssignal bis zu der einer Nullsignalbedingung entsprechenden Gleichspannungskomponente des Spannungssignals verändern, um ein Umschalten von dem zweiten auf den ersten Ausgangssignal-Pegel beim Nulldurchgang der Wechselspannungskomponente des ■Spannungssignals durchzuführen.

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Die Erfindung betrifft eine Schaltung zum Erzeugen elektrischer Rechteckimpulse, die eine definierte Amplitude sowie Impulsdauer und in bezug auf ein amplitudenvariables Eingangssignal eine vorbestimmte Phasenlage haben, mit einem Vergleicher, dem an einem Eingang ein von dem Eingangssignal abhängiges Spannungssignal sowie an einem anderen Eingang ein Bezugssignal zugeführt werden und der in Abhängigkeit f>5 davon, ob das Bezugssignal oder das Spannungssignal überwiegt, einen ersten oder einen zweiten Ausgangssignal-Pegel erzeugt, wobei die Größe des Bezugssignals in Abhängigkeit von der Amplitude des Spannungssignals nachgeführt wird.

Eine solche Schaltung ist aus der DE-OS 15 37 116 bekannt und dient zur pegelunabhängigen Amplitudenbegrenzung von Impulsen ohne Veränderung der Halbwertdauer. Die bekannte Schaltung ist insbesondere für die Fernsehtechnik bestimmt, bei der die international genormte Breite der Synchron- und Austastimpulse in einem Fernsehsignal bei fO% der Impulsamplitude gemessen wird. Den Impulseingängen von Fernseh-Studiogeräten sind Begrenzer nachgeschaltet, damit unabhängig von der Form und Größe der den Geräten 2ugeführten Impulse regenerierte Impulse mit der gleichen Halb.trertdauer wie die zugeführten Impulse erhalten werden.

Bei der bekannten Schaltung entsteht ein definierter Ausgangsimpuls immer dann, wenn das impulsförmige Eingangssignal gerade eine solche Größe hat, daß 50% seiner Impulsamplitude erreicht sind. Das bedeutet, daß das Ausgangssignal im Bereich der abfallenden Impulsflanke des Eingangssignals beginnt und im Bereich der ansteigenden Impulsflanke des Eingangssignals endet. Die Phasenrelation zwischen den Ausgangs- und den Eingangssignalen hängt somit von der Flankenbeschaffenheit der Eingangssignale ab. Bezogen auf das Eingangssignal enthält das Ausgangssignal keine Aussage über den exakt» Beginn bzw. das exakte Ende des Eingangssignals. Dies ist für verschiedene andere Einsatzzwecke von grundsätzlichem Nachteil.

Ein weiterer Nachteil der bekannten Schaltung besteht darin, dali zumindest beim anfänglichen Betrieb nur eine sehr begrenzte Störunterdrückung erfolgt, da die dem Transistor zugeführte Spannung am Kondensator wegen der Ohmschen Widerstände stets 50% der Amplitude des Eingangssignals ausmacht. Beim Einschalten und nach längeren Impulspausen ist jedoch das Bezugssignal gleich Null. Demnach beginnt der Ausgangsimpuls bereits im Anfangsbereich der abfallenden Flanke des Eingangssignais, und es können in diesem Zusammenhang auch leicht Störimpulse zumindest so lange ausgewertet werden, bis die Bezugssignalschwelle von 50% erreicht ist

Aufgabe der Erfindung ist es, eine derartige Schaltung so auszubilden, daß auch beim Einschalten sowie nach größeren Impulspausen eine einwandfreie Störunterdrückung möglich ist und sich eine eindeutige vorbestimmte Phasenlage zwischen den Ausgangs- und den Eingangssignalen ergibt.

Die Lösung diener Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß durch

a) eine von einer ersten Gleichstromquelle gespeiste Eingangssignal-Impedanz zum Erzeugen eines dem einen Eingang des Vergleichers zugeführten Spannungssignals mit einer einer Nullsignalbedingung entsprechenden Gleichspannungskomponente und einer überlagerten, dem Eingangssignal entsprechenden Wechselspannungskomponente, die jeweils einen ersten Spitzenwert und einen nachfolgenden invertierten Spitzenwert aufweist,

b) durch eine von einer zweiten Gleichströmquelle gespeiste Bezugssignal-Impedanz zum Erzeugen eines dem anderen Eingang des Vergleichers zugeführten Gleichspannungs-Bezugssignals, dessen Größe die Gleichspannungskomponente um einen bestimmten Wert übersteigt und kleiner als der jeweils erste Spitzenwert des Spannungssignals ist,

c) durch eine gesteuerte dritte Gleichstromquelle, deren Steuerstrom von dem ersten Spitzenwert der jeweils vorhergehenden Wechselspannungskomponente des Spannungssignals abhängig ist und zum gesteuerten Verändern des Bezugssignals ebenfalls die Bezugssignal-Impedanz durchfließt,

d) und durch an den Ausgang des Vergleichers angeschlossene Schaltmittel, die in Abhängigkeit von dem zweiten Ausgangssignal-Pegel das Bezugssignal bis zu der einer Nullsignalbedingung entsprechenden Gleichspannungskomponente des Spannungssignals verändern, um ein Umschalten von dem zweiten auf den ersten Ausgangssignal-Pegel beim Nulldurchgang der Wechselspannungskomponente des Spannungssignals durchzuführen.

Die erfindungsgemäße Schaltung führt zu einer besseren Störunterdrückung und einer exakten Phasenlage zwischen den Ausgangs- und den Eingangssignalen. Bereits beim Einschalten und nach längeren Impulsen erfolgt eine sichere Störunterdrückimg dadurch, daß auch bei fehlendem Steuerstrom von der gesteuerten dritten Gleichstromquelle gemäß Merkmal c; eine von der zweiten Gleichstromquelle gemäß Merkmal b) vorgegebene Spannungsschwelle überschritten werden muß, ehe eine Auswertung erfolgen kann. Für die den ersten Eingangsimpuls folgenden Eingangsimpulse ermöglicht die gesteuerte dritte Gleichstromquelle in geeigneter Weise ein Nachführen der Größe des Bezugssignals bzw. der Schaltschwelle in Abhängigkeit von der Amplitude des Spannungssignals. Trotz dieser Maßnahmen zur Störunterdrückung kann eine exakte Phasenbeziehung des Ausgangssignals zum Eingangssignal aufrechterhalten werden, indem gemäß dem Merkmal d) die an den Ausgang des Vergleichers angeschlossenen Schaltmittel dafür sorgen, daß nach dem Beginn eines Ausschaltsignals das dem zweiten Eingang des Vergleichers zugeführte Bezugssignal bzw. die Schaltschwelle so weit abgesenkt wird, daß das Bezugssignal, d. h. die Schaltschwelle, der Gleichspannungskomponente des dem ersten Eingang des Vergleichers zugeführten Spannungssignals entspricht.

Die Erfindung wird nachstehend anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 die schematische Darstellung eines Meßwert-Umformers zur Drehzahlmessung in Verbindung mit der erfindungsgemäßen Schaltung,

F i g. 2 ein Blockschaltbild dieser Schaltung,

F i g. 3 einen Wirkschaltplan der Schaltung und

F i g. 4a, 4b, 5a, 5b, 6a, 6b Diagramme zur Veranschaulichung der an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig.2 bzw. 3 auftretenden Spannungssignale als Funktion der Zeit für verschieden große Eingangssignale.

In F i g. 1 ist mit 10 ein magnetischer Meßwertumformer bezeichnet, welcher die Drehung eines rotierenden Gliedes 12 dadurch erfaßt, daß das Vorbeibewegen einer Aussparung 14 in der Nähe des Umformers 10 ein Ausgangssignal erzeugt, welches über eine Leitung 16 von einem Signalverstärker 18 empfangen wird. Die Aussparung 14 bildet eine magnetische Unterbrechung, die von dem magnetischen Umformer 10 abgetastet wird. Wenn der Umformer 10 beispielsweise ein Umformer mit einem Permanentmagneten ist, der über die !Leitung 16 mit einem Bezugsstrom gespeist wird, wird er ebenso ein magnetisches Feld wie eine Dautrgleichspannung an der Leitung 16 erzeugen. Das Passieren der Aussparung 14 wird das vom Umformer 10 erzeugte magnetische Feld und demzufolge die an der Leitung 16 anstehende Spannung stören. Diese Spannungsänderung wird von dem von einer Batterie 20 betriebenen Signalverstärker 18 empfangen und an einen Verbraucher 22 weitergegeben. Das Vorbeibewegen der von der Aussparung 14 gebildeten magnetischen Unterbrechung von dem magnetischen Umformer 10 gibt das Erreichen einer ausgewählten Winkelstellung zwischen dem rotierenden Glied 12 und dem Umformer 10 an, und diese Information kann von dem Verbraucher 22 dazu verwendet werden, einen Steuervorgang auszulösen oder zu beenden. Wenngleich das rotierende Glied 12 mit nur einer magnetischen Unterbrechung in Form einer Aussparung oder Lücke 14 dargestellt ist, kann das rotierende Glied 12 auch leicht mit mehr als einer magnetischen Unterbrechung ausgestattet werden, und die magnetischen Unterbrechungen können stau Aussparungen die Form von vorstehenden Zähnen besitzen. Es leuchtet ein, daß b^i Drehung des rotierenden Gliedes 12 mit verhältnismäßig hoher Drehzahl e·. «ußers; erwünscht ist, daß dieses Glied gut ausgcwi'^hiei ist. Die Anordnung komplementärer magnetischer Unterbrechungen ist deshalb zu empfehlen. Trotzdem kann die Drehung des Gliedes 12 mit hoher Drehzahl unter normalen Lagerungsverhältnissen leicht dazu führen, daß der Luftspalt zwischen dem magnetischen Umformer 10 und dem rotierenden Glied 12 sich etwas während dessen Drehung ändert, was die Folge eines Lagerverschleißes, eines Mangels an vollständiger Rundheit des Gliedes 12 oder von Schwingungen sein kann. Diese leichten Änderungen im Luftspalt zwischen dem Glied 12 und dem Umformer 10 bei hohen Drehzahlwerten können leicht zu Schwankungen der Spannung (Störungen) an der Leitung 16 führen, die ebensogroß sein können wie die Spannungsänderungen infolge des Vorbeibewegens der magnetischen Unterbrechung vor dem Umformer 10 bei niedrigeren Drehzahlwerten des Gliedes 12 an der Leitung 16. Es läßt sich somit erkennen, daß der Signalverstärker 18 zwecks Unterdrückung dieser Störsignale mit besonderen Mitteln zur Bestimmung versehen sein muß, ob es sich bei dem an der Leitung 16 auftretenden Signal um ein das Vorbeibewegen einer magnetischen Unterbrechung 14 vor dem Umformer 10 anzeigendes Eingangssignal oder ein Störsignal handelt, welches lediglich eine Schwankung der Luftspaltbreite zwischen dem Glied 12 und dem Umformer 10 anzeigt. Der Signalverstärker 18 muß, mit anderen Worten, das empfangene Signal als Eingangssignal bestätigen, bevor die Signalauswertung erfolgen kann.

In F i g. 2 ist die den Signalverstärker 18 bildenden Schaltung gemäß der Erfindung in Form eines P-locI Schaltbildes dargestellt Die Schaltung nach F i g. 2 wird von einer mit B+ bezeichneten Spannung betrieben, die beispielsweise die 12-Volt-Nennspannung einer Kraftfahrzeugbatterie — entsprechend der Batterie 20 in Γ i g. 1 — sein kann. Der magnetische Umformer 10 wird bei dieser Ausführungsform von dem Signalverstärker 18 gespeist. Der Signalverstärker 18 besteht aus zwei Stromkonstanthaltern 24 und 26, welche Gleichstromquellen für Ströme /31 und Ib2 bilden. Der Stromkonstanthalter 24 Hefen einen Strom über eine Diode 28 und einen Widerstand 30 für den magnetischen Umformer 10. Wie dargestellt, besteht der magnetische Umformer 10 aus einer Eingangssignal-Impedanz mit einer Induktivität 32 und einem inneren Widerstand 34, die aus Zweckmäßigkeitsgrün-

den getrennt dargestellt sind. Die eine Seite der Diode 28 ist über eine Leitung 36 mit dem Eingang eines als Differentialverstärker ausgebildeten Vergleichers 38 verbunden. Der Vergleicher 38 liegt außerdem an der Spannung B+. Der Stromkonstanthalter 26 bewirkt einen Stromfluß durch eine Diode 40 und einen Widerstand 42 nach Masse. Die eine Seite der Diode 40 ist mit der Eingangsklemme 44 des Differentialverstar· kers 38 verbunden.

Ein eine dritte Gleichstromquelle bildender weiterer Stromkonstanthalter 46 liefert einen Strom Ir und stellt mit der Leitung 36 über eine Leitung 48 in Verbindung. Er erzeugt ferner einen Alisgangsstrom, der in einem vorbestimmten Verhältnis zur Spannung an der Leitung 36 steht. Dieses Verhältnis wird im einzelnen weiter unten erläutert. Der Strom /< fließt durch eine Diode 50 und einen Widerstand 42 zur Masse, der eine Bezugssignal-Impedanz bildet. Parallel zur Diode 50 ist

52 ^t?e^<:r'h³!t^i>t Ein

54

seinem Kollektor an die eine Elektrode der Diode 48. init seinem Emitter an Masse und mit seiner Basis an die Ausgangsklemme 56 des Vergleichers 38 angeschlossen. Der Transistor 54 arbeitet als Schallmittel zur unmittelbaren Ableitung des Stroms Ic zur Masse, wenn er angesteuert ist, und zur gleichzeitigen Parallelschaltung des Widerstands 52 parallel zum Widerstand 42.

Bei der in F i g. 2 gezeigten Schaltung ist die Diode 28 mit dem positiven Eingang des Vergleichers 38 verbunden, während die Anode der Diode 40 mit dem negativen Eingang des Vergleichers 38 verbunden ist. Mit dieser Anordnung stellt die an der Anode der Diode 40 auftretende Spannung den Bezugswert dar. und die Spannung an der Diode 28 bildet das Eingangssignal. Wenn immer dieses Eingangssignal größer ist als die Bezugsspannung, ist das Ausgangssignal des Vergleichers 38 verhältnismäßig hoch, und wenn das Potential des Eingangssignals unter der Bezugsspannung liegt, ist das Ausgangssignal des Vergleichers 38 auf einem niedrigen Wert bzw. dem Massenpotential. Der Widerstandswert des Widerstands 42 und d; e Größe des Stroms /ο: des Stromkonstanthalters 26 schaffen in bezug auf den vom Stromkonstanthalter 24 gelieferten Strom /si und die Widerstandswerte des Widerstands 30 und des Innenwiderstands 34 eine etwas höhere positive Spannung an der Anode der Diode 40. als sie an der Anode der Diode 48 für der. Dauerzustandswert des Stromes /si auftritt. Somit wird das Ausgangssignal des Vergleichers 38 normalerweise den niedrigen Wert aufweisen. Wenn beispielsweise die Ströme /si und /s: im wesentlichen gleich groß und der Widerstandswert des Widerstandes 42 etwas größer als der Gesamtwiderstandswert der Widerstände 30 und 34 gemacht werden, wird der Vergleicher 38 sich im ausgeschalteten oder Nullsignal-Zustand befinden.

Mit Bezug auf die Fig.4a und 4b wird die an der Eingangsklemme 36 des Vergleichers 38 im Nullsignaloder Dauerzustand eine Gleichspannung V₅₅ anstehen. Bei Auftreten einer magnetischen Unterbrechung entsprechend der Aussparung 14 im rotierenden Glied 12 (F i g. 1) und eines Stroms in der Siignalleitung 16 vom magnetischen Umformer 10 wird das Passieren der magnetischen Unterbrechung in der Nähe des Umformers 10 anzeigende Signal zunächst die an der Leitung 16 und daher an der Eingangsklemme 36 des Vergleichers 38 anstehende Spannung veranlassen, in ihrer Größe auf einen gewissen Scheiteiwert anzusteigen, hierauf auf einen negativen Scheitelwert von angenähert gleicher Größe unterhalb des Dauern^

standswertes V'„ wie der erstgenannte Scheitelwert oberhalb des Datierzustandswertes abzufallen und hierauf zum Dauerzustandswert zurückzukehren. Dieses Signal wird angenähert ein sinusförmiges Signal mit einer Größe und einer Periodendauer proportional der Drehzahl sein, das dem Dauerzustandswert überlagert wird. F i g. 4a zeigt ein Signal I für eine verhältnismäßig geringe Anfangsgeschw indigkeit der magnetischen Unterbrechung, während Fig. 4b ein Signal 2 für eine höhere solche Geschwindigkeit zeigt. Aus der Betrachtung läßt sich leicht erkennen, daß die Größe des Signals i entsprechend einem Drehzahlverhältnis von angenähert 4 : I ist. Die Zeitmaßstäbe auf den Abszissen dieser Diagramme sind zur Erleichterung der Darstellung verschieden und demzufolge nicht maßgebend für den Drehzahlunterschied.

Zu Anfang, wenn der unmittelbar vorausgegangene Eingangsimpuls zeitlich ausreichend entfernt war, so ilaQ der geregelte Strom /. Null ist. wird der an der Eingangsklemme 44 des Differentialverstärkers 38 auftretende Spannungswert etwas höher positiv als die Spannung an der Eingangsklemme 36 sein. In den F i g. 4a untl 4b ist die Spannung an der Eingangsklemme 36 mit V₁, bezeichnet, während V₁ den anfänglichen Schwellenwert darstellt, der von dem Strom Im und dem Widerstand 42 bestimmt wird. Der Beginn eines Signals (1 oder 2) wird die an der Eingangsklemme 36 auftretende Spannung veranlassen anzusteigen, und der Vcrgleicher 38 wird dementsprechend an der Klemme 56 einen Ausgangsimpuls 3 (Fig. 5a und 5b) erzeugen, wenn die Spannung an der Eingangsklemme 36 über den an der Eingangsklemme 44 anstehpnden Schwellenwert ansteigt, der anfänglich bei V₁ liegt. Mit Bezug auf die F i g. 5a und 5b würde also der Beginn dieses Ausgangssignals zeitlich dem Impuls entsprechen, der zur Zeit ίο in diesen beiden Figuren beginnt. Das Auftreten des Ausgangssignals an der Ausgangsklemme 36 wird den Schalttransistor 54 einschalten und dadurch einen Parallelpfad von der Kathode der Diode 40 über den Widerstand 52 und den gesättigten Schalttransistor 54 zur Masse schaffen. Dies wird zur Folge haben, daß der über den Widerstand 42 fließende Strom und damit das an der Eingangsklemme 44 des Vergleichers 38 auftretende Bezugssignal vermindert werden. Durch geeignete Bemessung des Parallelwiderstandes 52 läßt sich der Wert, auf welchem das an der Eingangsklemme 44 auftretende Bezugssignal vermindert wird, leicht steuern. Vorzugsweise wird der Bezugswert auf einen Wert vermindert, der angenähert gleich dem an der Eingangsklemme 36 unter Nullbedingungen vorhandenen Gleichspannungswert V«, d. h. gleich der Nulld· .rhgangsspannung ist. Wenn das Signal (I oder 2) einen Wert erreicht, der dem Wert V_a entspricht, wird deshalb das an der Ausgangsklemme 56 auftretende Ausgangssignal beendet sein und auf den niedrigen Wert zurückgehen. Der resultierende Impuls wird demgemäß eine Dauer haben, die sich von der Zeit Ib zur Zeit h in den F i g. 5a und 5b erstreckt

Der Stromkonstanthalter 46 spricht vorzugsweise auf den Scheitelwert an, der an der Eingangsklemme 36 aufgetreten ist, und liefert hieraufhin einen Strom, der diesem Scheitelwert entspricht Dieser Strom fließt über die Diode 50 und den Widerstand 42, um hieraufhin das an der EingangsWemme 44 des Vergleichers 38 anstehende Bezugssignal anzuheben. Durch geeignete Auswahl des Verhäitnsises zwischen dem an der Eingangsklemme 36 auftretenden Scheitelwert und dem in Abhängigkeit hiervon erzeugten Strom /_c kann der

Betrag, um den der an der Eingangsklemme 44 vorhandene Bezugswert angehoben wird, kontrolliert werden. Vorzugsweise werden die Werte derart ausgewählt, daß für Jas Ansteigen der Spannung an der Eingangsklemme 44 auf einen Wert gesorgt wird, der -, angenähert gleich der Hälfte des von dem vorausgehenden Eingangssignal herrührenden Scheitelwertes ist. Dieser \V:rt ist in den F i g. 4a und 4b mit VYbezeichnet. Um ein A'jsgangssignal an der Ausgangsklemme 56 zu erzeugen, muß die Eingangsklemme 36 deshalb ein m Signal erhalten, welches diejenige Größe besi'.U,die den von den kombinierten Strömen Ib2 und /<■ durch den Widerstand 52 hervorgerufenen Wert V₇-erreicht oder überschreitet. Das nachfolgende Signal, welches diesen Wert erreicht oder überschreitet, wird ein Ausgangssi- ι , gnal an der Ausgangsklemme 56 zu einer Zeit hervorrufen, die der Zeit /| in den Fig. 5a und 5b entspricht. Als Folge des Beginns des Ausgangssignals νι/ίι-Η Aif ^rhgjiiind nsch F! ^a — wie vorer*.Yshr!i ansprechen und das Ausgangssignal zur Zeit f2 beenden, _>m wie in den Fig. 5a und 5b dargestellt ist. Der Schwellenwert V₁ kann von einem Eingangssignal zum nächsten konstant gehalten werden oder, wie nachstehend in Verbindung mit Fig. 3 näher erläutert, schwanken oder in vorgeschriebener Weise von einem :ί Eingangssignal zum nächsten abfallen. In jedem Falle ist die Wiederherstellung des Schwellenwertes Vr für jedes Eingangssignal in Hinblick auf eine größtmögliche Genauigkeit der Entstörung erwünscht.

Wie Fig.2 zeigt, ist die Ausgangsklemme 56 des «> Vergleit'lers 38 außerdem mit einem Impulsformer 58 verbunden, der seinerseits eine Ausgangsklemme 60 hat. Der Impulsformer 58 kann so ausgebildwet sein, daß e^r auf den nach unten gehenden Übergang des vom Vergleicher 38 erzeugten Impulses als dessen Ausgangs- y, signal anspricht und dadurch an der Ausgangsklemme 60 einen Impuls 4 von einer Größe und einer Dauer erzeugt, die unabhängig von dem durch den Vergleicher 38 erzeugten Impulsen 3 ist und einen zeitlichen Anfangspunkt hat, welcher der Beendigung der Impulse 4u 3 entspricht. Die Zeitdauer des Impulses 4 wird sich deshalb von der Zeit h bis zur Zeit fj erstrecken und unabhängig von den Impulsen 3 und ebenso unabhängig von dem vom magnetischen Umsetzer 10 erzeugten Signal sein.

In F i g. 3 ist nun eine Ausführungsform des in F i g. 2 gezeigten Blockschaltbildes in seinen Einzelheiten dargestellt. Zur Erleichterung haben identische elektrische Schaltkomponenten in den F i g. 2 und 3 die gleichen Bezugsziffern. Die Schaltung nach Fig.3 besteht aus einer Stromquelle 100, welche die beiden Ströme h\ und hi abgibt. Die Stromquelle 100 besteht aus einer Konstantspannungsquelle 102, einer Stromspiegelungseinrichtung 104 und zwei mit ihren Basen und ihren Emittern paarweise gekuppelten Transistoren 106 und 108. Die Transistoren 106 und 108 sind derart aufeinander abgestimmt und miteinander verbunden, daß sie eine zweite Stromspiegelungsanordnung bilden. Die Konstantspannungsquelle 102 besteht aus einer Zenerdiode 110, einem ohmschen Widerstand 112 und einem weiteren ohmschen Widerstand 114. Diese Schaltung bewirkt einen festgelegten konstanten Stromfluß durch den Widerstand 1IZ Die Stromspiegelungsanordnung 104 besteht aus zwei mit den Basen und den Emittern paarweise gekuppelten, aufeinander abgestimmten Transistoren 116, 118, wobei der Kollektor des Transistors 116 an die gemeinsame Basis über eine Leitung 120 angeschlossen ist Diese Anordnung bewirkt, daß in dem Transistor 118 über dessen Kollektor ein konstanter Strom eintritt, der im wesentlichen gleich dem Stromfluß durch den Widerstand 112 ist. Der Kollektor des Transistors 118 ist an die gemeinsame Basisverbindung der Transistoren 106, 108 angeschlossen. Die Transistoren 106 und 108 sind vorzugsweise derart aufeinander abgestimmt, daß sie praktisch identische Betriebscharakteristika und besonders im wesentlichen gleiche Kollektorströme aufweisen. Die gemeinsame Basis der Transistoren 106,108 ist an den Pol B+ der Spannungsquelle über eine Diode 122 angeschlossen. Der aus der gemeinsamen Basisverbindung über den Kollektoranschluß des Transistors 118 abgezogene Strom bewirkt im wesentlichen gleiche Ströme durch die Emitter-Basis-Verbindung eines jeden der Transistoren 106, 108 und ruft deshalb Kollektorströme in diesen Transistoren hervor, die praktisch identisch sind. Hiermit ist gemeint, daß kleinere

abgestimmten Transistoren 106 und 108 den Strömen /ei und Ib2 — den Kollektorströmen — erlauben, leicht voneinander abzuweichen, wobei jedoch das Ausmaß der Abweichung vernachlässigbar ist.

Die von der Stromquelle 100 erzeugten Ströme, nämlich die Ströme Ib ι und Ιβϊ werden den als Dioden geschalteten Transistoren 28, 40 innerhalb des Verstärkerabschnitts 130 zugeleitet. Der Strom l_B\ fließt durch den als Diode geschalteten Transistor 28, den Widerstand 30 und den magnetischen Umsetzer zur Masse. Wegen des festgelegten Spannungsabfalls an der pn- oder Emitter-Basis-Verbindung und der als Dauerzustand vorliegenden Spannungsdifferenz am Widerstand 30 und dem Innenwiderstand 34 bleibt die Eingangsklemme (hier Verbindung) 36, die an der Basis des als Diode geschalteten Transistors 28 angeordnet ist, auf einem vorbestimmten Gleichspannungspotential. In Verbindung mit der Induktivität 32 auftretende Änderungen im magnetischen Feld rufen eine Signalspannung hervor, die dem Gleichspannungssignal überlagert wird. In den F i g. 4a und 4b ist der Charakter dieser Signalspannung veranschaulicht. Es läßt sich erkennen, daß für eine rechtwinklige magnetische Unterbrechung, wie sie in Fig. 1 gezeigt ist, die Signalspannung durch eine Periode eines sinusförmigen Spannungssignals angenähert werden kann, die dem Gleichspannungswert V_M überlagert wird.

Die an der Verbindung 36 anstehende Spannung wird über die Leitung 48, die hier aus Zweckmäßigkeitsgründen innerhalb der Stromquelle 100 eingezeichnet ist, dem Scheitelwertdetektor 132 zugeleitet. Der Scheitelwertdetektor 132 besteht aus einem emitterfolgegeschalieten Transistor 134, dessen Basis an die Leitung 48 angeschlossen ist, einem ÄC-Glied, bestehend aus einem Kondensator 136 und einem Widerstand 138, einem Isoliertransistor 140 und einer weiteren Stromspiegelungsanordnung 142. Der Transistor 134 ist an die Emitterfolgeschaltung angeschlossen, so daß die am Emitter des Transistors 134 auftretende Spannung, die dem ÄC-Glied und hauptsächlich dem Kondensator 136 zugeleitet wird, gleich derjenigen Spannung ist, die an der Leitung 48 ansteht, vermindert um eine pn-Verbindung. Im Dauerzustand wird sich der Kondensator 136 somit auf den Wert V&, vermindert um den Wert einer pn-Verbindung, aufladen. In Anwesenheit eines der Eingangsklemme 36 über die Induktivität 32 des magnetischen Umsetzers 10 auferlegten Eingangssignals wird der Transistor 134 vorwärts vorgespannt, und die an dessen Emitter auftretende und am Kondensator

136 anstehende Ladespannung wird der Spannung an der Verbindung 36 folgen. Sobald jedoch die Signalspannung den Scheitel erreicht hat und wieder abzusinken beginnt, wird der Transistor 134 umgekehrt vorgespannt werden und der Kondensator 136 wird an -, seinen Klemmen eine Spannung haben, die charakteristisch ist für das von dem magnetischen Umsetzer 10 erzeugte Sparnungssignal. Diese Spannung wird den Transistor 140 andrehen (vorwärts vorspannen). Diese Spannung wird ferner mit dem Stromfluß über den κι Widerstand 138 beginnen abzusinken. Der Kollektor des Transistors 140 ist an die gemeinsame Basisverbindung der Transistoren 146, 148 angeschlossen, welche die weitere Stromspiegelungsanordnung 142 bilden, und diese Verbindung dient zum Abziehen von Strom von ii der gemeinsamen Basis. Der Kollektor des Transistors 146 ist ferner an den Kollektor des Transistors 140 angeschlossen. Der Betrag an Strom, der somit in den Kollektor des Transistors 140 fließt, will gerade etwas (das Zweifache des Basisstroms) oberhalb des Stroms _"i liegen, der in den Kollektor des Transistors 148 fließt. Der Kollektor des Transistors 148 ist an den Verstärkerteil 130 und insbesondere an den diodengeschalteten Transistor 50 innerhalb des Verstärkerteils 130 angeschlossen. Die Größe des Stroms /_c kann als unmittelbare Funktion der Größe der Spannung betrachtet werden, die an der Basis des Transistors 140 anliegt und kann durch die Größe des Emitter- oder Ladewiderstandes 144 gesteuert werden, welcher den Emitter des Transistors 140 mit Masse verbindet. w

Der Verstärker 130 umfaßt ferner einen Vergleicher in der Form des Differentialverstärkers 38, welcher aus zwei mit ihren Emittern gekuppelten Transistoren 150 und 152 besteht. Die Basis des Transistors 150 ist an die Verbindung 36 angeschlossen, während die Basis des J5 Transistors 152 an die Basisleitung des diodengeschalteten Transistors 40 gelegt ist. Im Dauerzustand werden die Ströme Ib\ und /β 2 bewirken, daß die Basis des diodengeschalteten Transistors 28 (Eingangsklemme oder Verbindung 36) auf dem ersten Potential verbleiben und die Basis des diodengeschalteten Transistors 40 (Eingangsklemme oder Verbindung 44) auf einem zweiten Potential bleibt, wobei die verschiedenen Potentiale unabhängig von den Größen der Ströme Ib\ und hi und den Widerstandswerten der -t> Widerstände 30, 34 und 42 sind. Im Dauerzustand werden die Widerstandswerte derart gewählt, daß die Basis des diodengeschalteten Transistors 40 auf einem geringfügig höheren Potential als die Basis des diodengeschalteten Transistors 28 verbleibt. Dies so bewirkt, daß der Transistor 152 leitend wird, da seine Basis auf einem höheren Potential bleibt, und daß der Transistor 150 ausgeschaltet wird, da die Leitfähigkeit des Transistors 152 die gemeinsame Emitterverbindung veranlaßt, auf einem Potential zu verbleiben, das höher ist als das zur Vorwärtsvorspannung des Transistors 150 erforderliche. Dieses Potential wird im wesentlichen gleich der Spannung am Kondensator 136 abzüglich des Spannungsabfalls an der Emitter-Basis-pn-Verbindung des Transistors 140, dividiert durch den Widerstandswert des ohmschen Widerstands 144, sein. Der Stromfluß durch einen jeden der Transistoren 150 und 152 wird Ober einen Widerstand 154 zur Masse oder einem gemeinsamen Anschluß abgeleitet Wenn immer die Eingangsklemme 36 sich auf höherem Potent'al als die Eingangskiemme 44 befindet, wird der Leitfähigkeitszustand der Transistoren 150, 152 umgekehrt, und es wird dann Strom in den Transistor 150 durch dessen Kollektor fließen, so daß ein Spannungsabfall an einem Widerstand 13f auftritt. Dieser Spannungsabfall wird einem in Darlington-Schaltung verbundenen Paar von Transistoren 158, 160 zugeleitet und bewirkt, daß diese Schaltung leitend wird. Die Leitfähigkeit der Darlington-Schaltung aus den Transistoren 148, 160, die als Leistungsschalter arbeiten, bewirkt, daß das an der von der Ausgangsklemme 56 gebildeten Verbindung anstehende Potential ansteigt und ein Strom durch die Widerstände 162, 164 fließt. Dies hat zur Folge, daß ein Spannungspotential über eine Leitung 166 an einem Widerstand 168 ansteht.

Sowie das Potential an der Eingangsklemme 36 ansteigt, wird die ansteigende Spannung über die Leitung 48 dem Scheiteldetektor 132 zugeführt, wo sie bewirkt, daß ein Strom l_c in dem Kollektor des Transistors 148 auftritt. Dieser Strom wird normalerweise dem diodengeschalteten 1 ransistor 50 zugeführt, dessen Basis-Emitter-Verbindung parallel zum Widerstand 52 geschaltet ist. Die Anwesenheit des hohen Potentials am Schaltungspunkt 56 wird jedoch zur Folge haben, daß der Transistor 54 leitend und mit seinem Kollektor an die Basis des diodengeschalteten Transistors 50 und mit seinem Emitter an Masse angeschaltet wird. Somit wird also die Leitfähigkeit des Transistors 54 bewirken, daß die Basis des diodengeschalteten Transistors 50 ein Potential sehr nahe dem Massenpotential annimmt und der Strom /, zur Masse geshutet wird. Dies wird ferner den Widerstand 52 in Reihe mit der Koilektor-Emitter-Schaltung des Transistors 54 und diese Reihenschaltung parallel zu dem Widerstand 52 legen. Der Strom Ib2 wird daher zur Masse über eine Parallelschaltung abgeleitet, die das Potential am Emitter des diodengeschalteten Transistors 40 verringert, wodurch der Wert des Bezugssignals herabgesetzt wird, welches an der Eingangsklemme 44 des Vergleichers 38 ansteht. Der Transistor 150 wird in leitendem Zustand gehalten, bis das an der Eingangsklemme 36 anstehende Potential auf einen Wert abgefallen ist, der niedriger als der dann an der Eingangsklemme 44 vorhandene Wert ist.

Der Verstärker 130 enthält ferner eine Zenerdiode 172 als Überspannungsschutz für den Emitter des diodengeschalteten Transistors 28, einen Filterkondensator 174 zum Filtern des an der Eingangsklemme 36 anstehenden Signals und einen Strombegrenzungswiderstand 176 im Basiskreis des Transistors 54.

Der Impulsformer 58 besteht aus einem Paar integrierter Schaltungskomponenten mit einem sog. Schmitt-Trigger 178 und einem monostabilen Multivibrator 180. Der monostabile Multivibrator 180 hat zwei Auslaßleitungen 182 und 184, die zueinander komplementäre Signale abgeben. Der Schmitt-Trigger 178 und der monostabile Multivibrator 180 werden beide von der mit B+ bezeichneten Spannungsquelle mit Energie versorgt, welche beispielsweise eine 5-Volt-Spannungsquelle sein kann. Ein Widerstand 186 bewirkt eine Rückkopplung für den Schmitt-Trigger 178, während ein Widerstand 188 und ein Kondensator 190 das /?C-Zeitglied für den monostabilen Multivibrator 180 bilden. Der Schmitt-Trigger 178 kann beispielsweise der integrierte Schaltungsbaustein SP384 der Firma Texas Instruments Inc. sein, während der monostabile Multivibrator 180 der integrierte Schaltungsbaustein 74, 123 derselben Firma ist. Wie hier dargestellt, wird das Signal vom Schmitt-Trigger i78 den Urnkchrcingang des monostabilen Multivibrators 180 zugeführt, so daß dieser nur auf nach unten gehende Übergänge des

Il

SchmiU-Triggers 178 anspricht. Der Schmitt-Trigger 178 bewirkt ein Zunehmen der Steilheit der Aufwärts- und Abwärtsübergänge am Ausgang des Vergleichers 38 und schafft in Verbindung mit dem monouabüen Multivibrator 180 einen Ausgangsimpuls (4 in den Fig. 6a und 6b), der zur Zeit ti beginnt und eine konstante Dauer bis zum Zeitpunkt /j hat und mit elektronischen Hochgeschwindigkeits-Bauteilen wie einer Transistor-Transistor-Logic (TTL) beherrschbar ist.

Nachstehend wird die Wirkungsweise der erfindungsgemäßen Schaltung unter Bezugnahme auf die F i g. 3. 4a, 'Ib, 5a, 5b, 6a und 6b erläutert. Die Fig. 4a und 4b zeigen zwei mögliche Bedingungen für die an der Eingiangsklinrrie 36 des Vergleichers 38 anstehende Spannung. Durch Betrachtung dieser Figuren läßt sich erkennen, daß die Größe des Signalteils der den Betrieb des magnetischen Umsetzers zuzuschreibenden Spannung stark unterschiedlich sein kann. Unter den Anfangsbedingungen ist die an der tingangskiemme 44 anstehende Spannung nur geringfügig größer als die an der .Eingangsklemme 36 anstehende Spannung, wie aus einem Vergleich der Widerstandswerte hervorgeht, wobei die Ströme Ib\ und Ibi im wesentlichen gleich sind, Somit kann der Transistor 150 so ausgebildet sein, daß er einen anfänglichen Einschaltwert entsprechend der Spannung an der Eingangsklemme 36 hat, welcher den für den Zeitpunkt to dargestellten Wert für den Widerstand 42 und die Widerstände 30 und 34 (12 kiloohm, 10,44 kiloohm) an den Kurven der F i g. 4a und 4b erreicht. Dies wird das an der Ausgangsklemme 56 erscheinende und in den F i g. 5a und 5b dargestellte Signal veranlassen, vom Zeitpunkt C₀ bis zum Zeitpunkt h anzudauern. Als Folge dieser Anfangsfunktion der Schaltung wird ein Strom /_c vom Scheiteldetektor 132 geschaffen, welcher durch den diodengeschalteten Transistor 50 und den Widerstand 42 fließt und bewirkt, daß die Anfangswerte der an der Eingangsklemme 44 anstehenden Spannung angehoben werden. Durch Bemessung des Widerstands 144 mit einem Wert, der angenähert den zweifachen Wert des Widerstandes 42 ist, kann der am Widerstand 42 durch den Stromfluß /_f hervorgerufene zusätzliche Spannungsabfall angenähert gleich der Hälfte der am Kondensator 136 aufgebauten Spannung gemacht werden. Da dies den vorausgegangenen Signalscheitelwert darstellt, kann der Schwellenwert für den Differentialverstärker 38 angenähert gleich der Hälfte des vorausgegangenen Signalscheitelwerts gemacht werden, und ferner wird der Schwellenwert durch Schaffung einer RC-Zeitkonstante, die groß, nämlich in diesem Fall ein Zehntel einer Sekunde ist, vom Maximalwert auf einen Wert abfallen, der allein durch den Strom l_Bi in einem Ausmaß bestimmt ist, welche? mit dem Signalabstand und den Größenschwankungen vereinbar ist, die bei normalen Verzögerungen des rotierenden Gliedes 12 (Fig. 1) auftreten, wenn dieses von einer Brennkraftmaschine angetrieben wird. In Anwesenheit eines Ausgangssignals und der hiervon herrührenden Kurzschh-ßschaltung der Basis des diodengeschalteten Transistors 50 zur Masse und der Reihenschaltung des Transistors 52 mit der Kollektor-Emitter-Verbindung des Transistors 54, beide parallel mit dem Widerstand 42, kann die Ausschaltwelle durch geeignete Auswahl des Widerstandswertes des Vviderstandes 52 einjustiert werden. Bei der Anwendung der Erfindung auf ein System nach F i g. \, bei welchem eine genaue Winkellage der Unterbrechung 14 für den magnetischen Fluß in bezug auf den Umsetzer 10 gewünscht wird, läßt es sich leic.it zeigen, daß der Nulldurchgang der sinusförmigen Spannung, nämlich des Signals 1 nach den Fig. 4a und 4b im wesentlichen mit den Winkelausrichtungen des Zentrums der Unterbrechung 14 des magnetischen Kreises mit dem Zentrum des Umsetzers 10 zusammenfällt. Durch Auswahl eines Widerstr;ndswertes für den ohmschen Widerstand 52, der in Verbindung mit dem Kollektor-Emitter-Spannungsabfall des Transistors das an der Eingangsklemme 44 anstehende Potential vermindert auf einen Wert, der im wesentlichen gleich dem Dauerzustands- oder Gleichspannungswert an der Eingangsklemme 36 ist, kannt das Umschalten des Vergleichers 38 an dem erzeugten Spannunginulldurchgang sichergestellt werden. Aus diesem Grunde ist der Widerstandswert des ohmschen Widerstandes 52 angenähert auf das Sechsfache des Wertes des Widerstandes 42 bemessen.

Der Impulsformer 58 spricht auf das Umschalten des I ransistors 54 vom leitenden in den nichtleitenden Zustand und die hierdurch verursachte Anschaltung der Leitung 166 an Masse durch Erzeugung eines Ausgangsimpulses, wie aes Impulses 4 in den Fig. 6a und 6b an einer seiner Aujgangsleitungen 182, 184 und dur.;h Erzeugung des Komplementärwertes dieses Impulses an der anderen seiner Ausgangsleitungen 182 und 184 an. Die Dauer des Ausgangsimpulses ist durch die Zeitkonstante bestimmt, die in Verbindung mit dem monostabilen Multivibrator 180 gegeben ist und beispielsweise hundert Nanosekunden betragen kann.

Unter besonderer Bezugnahme auf Fig. 3 kann der Augenblickswert für die Schwellenspannung Vr ausgedrückt werden durch die Gleichung

T₁ = l„

V_Sr-0J

■R,)

R^

worin Vsp die Scheitelspannung des unmittelbar vorausgehenden Eingangssignals, R\ der Ohmwert des Widerstands 30, /?2 der Ohmwert des Widerstandes 34, /?3 der Ohmwert des Widerstands 144, Ra der ' 'hmwert

■π des Widerstands 138, R=, der Ohmwert des Widerstands 42, C\ die Kapazität des Kondensators 136, Λ/die Anzahl der Eingangssignal des Gliedes 12 pro Umlauf und S die Drehzahl des Gliedes 12 in Umdrehung pro Sekunde sind.

Die Schaltung modifiziert somit standig den Schwellenwert in Abhängigkeit von dem unmittelbar vorausgegangenen Impuls zur Unterscheidung gegenüber Störungen, während die Integrität der Phasenbeziehung zwischen den Eingangs- und Ausgangssignalen aufrechterhalten wird.

Unabhängig von der Art sowie Größe des Eingangssignal liegt die anfängliche Schaltschwelle zunächst bei Vy — diese Schaltschwelle wird von der zweiten Gleichstromquelle 26 und dem Widerstand 42 vorgegeben. Für die dem ersten Eingangsimpuls folgenden weiteren Eingangsimpulse sorgt die gesteuerte dritte Gleichstromquelle 46 dafür, daß der Widerstand 42 von einem zusätzlichen Strom durchflossen wird, dessen Größe von der Amplitude des vorhergehenden Eingangssignals abhängt Dadurch wird die Schalt-

- — I 1 J S

aiigciiuucii uci gciiia

U-. -₂fl-~ Ui- J₌ 1fr_ä_« ΛΓ - — I 1 J

at.li wciic uia z.u uctii ty ei ι r τ aiigciiuucii, uci Fig.4a wegen der kleinen Eingangsamplitude kleiner als der entsprechende Wert aus F i g. 4b ist, und zwar

wegen der dort größeren Eingangssignal-Amplitude. Sobald das Eingangssignal, d. h. die Wechseispannungskomponente des Spannungssignals, einen Nulldurchgang hat und demnach das Spannungssignal am ersten Eingang des Vergleichers 38 gleich der von der ersten Gleichstromquelle ~A\ vorgegebenen Gleichspannungskomponente ist, wird die Schaltschwelle mittels des ausgangsseitigen Transistors 54 (Schaltmittel) durch Parallelschalten der Widerstände 42, 52 so gelegt, daß sie der Gleichspannungskomponente entspricht Auf diese Weise beginnt der Ausgangsimpuls gemäß den F i g. 5a und 5b anfangs zur Zeit r₀ (Schaltschwelle V₁),

später jedoch bei t\ (Schaltschwelle VVJi um schließlich in allen Fällen zum Zeitpunkt h zu enden. Deshalb hat die den Ausgangsimputs abschließende Flanke eine ganz exakte Phasenbeziehung zu dem Eingangssignal, nämlich zum Nulldurchgang dieser Wechselspannungskomponente.

Demnach ermöglicht somit der Anmeldungsgegenstand im Unterschied zu der vorbekannten Schaltung einerseits eine einwandfreie Störunterdrückung auch beim Einschalten der Schaltung und andererseits eine ganz exakte Phasenbeziehung zwischen den Ausgangssowie Eingangssignalen.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentanspruch:

Schaltung zum Erzeugen elektrischer Rechteckimpulse, die eine definierte Amplitude sowie Impulsdauer und in bezug auf ein amplitudenvariables Eingangssignal eine vorbestimmte Phasenlage haben, mit einem Vergleicher, dem an einem Eingang ein von dem Eingangssignal abhängiges Spannungssignal sowie an einem anderen Eingang ein Bezugssignal zugeführt werden und der in Abhängigkeit davon, ob das Bezugssignal oder das Spannungssignal überwiegt, einen ersten oder zweiten Ausgangssignal-Pegel erzeugt, wobei die Größe des Bezugssignals in Abhängigkeit von der Amplitude des Spannungssignals nachgeführt wird, gekennzeichnet durch