DE2625719C1 - Ortungssystem mit getrennt aufgestellten Sensoren zur Schnittbildung zwischen einer Hyperbel (Laufzeitdifferenz) und einer Geraden - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Ortungssystem mit zwei örtlich in einem bestimmten Abstand bei verschiedenen Sta­ tionen getrennt aufgestellten Sensoren, welche die von einem strahlenden Objekt ausgehende, modulierte Strahlung erfassen, wobei die Empfangssignale in einem Korrelator einer Kreuz­ korrelation unterworfen werden und die zur Bildung des Kreuz­ korrelationsmaximums benötigte Zeitverzögerung - ggf. unter ergänzender Berücksichtigung der sich durch den Aufbau erge­ benden sonstigen Zeitverzögerungen - zur Ortsbestimmung nach der Laufzeit-Differenzmethode in Form einer Hyperbelfunktion als Ortskurve herangezogen ist, und wobei einer der Sensoren eine entsprechend scharfe Bündelung aufweist und den aufgrund einer Such-Abtastbewegung festgestellten Einfallswinkel des Objektes über einen Winkelgeber erfaßt und einem Entfernungs­ rechner zuleitet, welcher durch Kombination dieser Richtungs­ information und der Hyperbelfunktion die Zielkoordinaten des Objektes dadurch bestimmt, daß die Hyperbelfunktion mit der durch die Winkelbestimmung mittels des gerichteten Sensors für die Einfallsrichtung der Strahlung ermittelten Geraden geschnitten wird, wobei der Schnittpunkt die Zielposition des Objektes angibt.

Ein Ortungssystem dieser Art ist aus der US-PS 32 12 091 be­ kannt. Dort ist jedoch der zweite Sensor als Antenne ausge­ bildet, die nur eine sehr schwache Bündelung aufweist.

Aus diesem Grund kann bei dieser Antenne auch keine brauchbare Winkelinformation gewonnen werden. Dies hat zur Folge, daß der Korrelationsvorgang jeweils über die ganze maximal mögliche Laufzeitdifferenz erstreckt werden muß, was zeitraubend und aufwendig ist.

Aus dem Buch von Stanner "Leitfaden der Funkortung" 1952, Sei­ ten 16 bis 22 und 42, ist es bekannt, daß durch die Kombination zweier Standlinien, beispielsweise durch zwei Richtungsbestimmungen, die Ortung eines Zieles möglich ist.

Aus der DE-OS 20 25 850 ist ein Verfahren zur Ortung von Signale abgebenden Objekten bekannt, bei dem mindestens drei örtlich ge­ trennt angeordnete Empfänger vorgesehen sind. Mit Hilfe von Lauf­ zeitgliedern wird ein in allen drei Signalen enthaltenes, von einer einzigen Quelle stammendes Nutzsignal ermittelt. Weiterhin ist ein Koordinatengeber vorgesehen, dem die Koordinaten eines bestimmten Punktes in einem zu überwachenden Bereich vorgegeben werden. Die Laufzeitglieder werden nach Maßgabe dieser vorgege­ benen Koordinaten getrennt eingestellt und ein aus den damit um bestimmte Zeiten gegenseitig verzögerten Signalen ermitteltes Ergebnissignal auf einem mit den vom Koordinatengeber vorgege­ benen Koordinaten gesteuerten Sichtgerät angezeigt.

Da hierfür mindestens drei örtlich getrennt angeordnete Empfänger erforderlich sind, ist die für dieses Ortungsverfahren benötigte Ausstattung ziemlich umfangreich. Außerdem erfordert die Be­ stimmung der Ziele mittels einstellbarer Laufzeitglieder und mit einer nachfolgenden Überprüfung des Ergebnisses ebenfalls einen gewissen nicht unerheblichen Aufwand. Schließlich ist der Zeitbedarf für die Durchführung des Verfahrens nicht unerheb­ lich, was vor allem bei schnellen zu erfassenden Zielen zu Schwierigkeiten führt.

Aus dem Buch von Skolnik "Introduction to Radar Systems" 1962, Seiten 420 und 421 ist es bekannt, daß ein Autokorrelations­ empfänger als Höhenmesser verwendet werden kann.

Bei der Ortung von strahlenden Objekten liegen jedoch insofern etwas andere Verhältnisse als bei einem Höhenmesser vor, als nicht die eigene ausgestrahlte Strahlung nach einer Reflexion wieder empfangen und ausgewertet werden kann, sondern die Strah­ lung eines fremden, unbekannten Objektes von unbekannter Lage erfaßt werden soll. Besonders interessant sind derartige Ortungs­ systeme dann anwendbar, wenn fremde Störer lokalisiert werden können. Beispielsweise tarnen sich Flugobjekte gegen eine akti­ ve Ortung (Radar) dadurch, daß ein breitbandiges Störsignal aus­ gesendet wird. Dadurch wird vermieden, daß sich das Radargerät durch einen Frequenzwechsel dem Störversuch entziehen kann. Dies hat zur Folge, daß das jeweilige Radargerät in der Richtung des Störers praktisch keine Nutzsignale mehr empfangen kann bzw. der Empfang stark geschwächt oder erschwert ist.

Der vorliegenden Erfindung, welche sich auf eine Ortungssystem der eingangs genannten Art bezieht, liegt die Aufgabe zugrunde, den für die Ortsbestimmung störender fremder Strahlungsquellen erforderlichen Korrelationsvorgang möglichst schnell und wenig aufwendig ablaufen zu lassen. Gemäß der Erfindung wird dies da­ durch erreicht, daß in an sich bekannter Weise auch der andere Sensor eine Richtcharakteristik aufweist und die Richtung des Einfallswinkels der von dem Objekt kommenden Strahlung durch entsprechende Abtastbewegungen festgestellt wird, daß zu einer groben Entfernungsbestimmung die von den beiden Sensoren gemes­ senen Einfallswinkel in einem Winkelrechner zusammengeführt sind, daß aufgrund der im Winkelrechner ungefähr ermittelten Objektpo­ sition der daraus resultierende Laufzeitunterschied festge­ stellt wird und daß eine einem der Empfänger nachgeschaltete Verzögerungseinrichtung so eingestellt wird, daß die beim Korre­ lator gleichzeitig eintreffenden Signale nahezu die gleiche, das Kreuz-Korrelationsmaximum ergebende Modulationsfunktion auf­ weisen.

Da hierbei nur zwei Empfänger notwendig sind, läßt sich der Aufwand gegenüber solchen Verfahren verringern, bei denen drei Empfänger benötigt werden (z. B. Triangulationsverfahren, die außerdem den Nachteil haben, daß virtuelle Ziele entstehen). Aufgrund der durch die Winkelmessung bei beiden Sensoren er­ folgenden groben Entfernungsbestimmung läßt sich die Verzöge­ rungseinrichtung beim Korrelator so steuern, daß mit einem geringen Zeitbedarf rasch das Kreuzkorrelationsmaximum gefunden wird. Dies hat auch zur Folge, daß der benötigte Speicherauf­ wand für die Durchführung der Korrelation geringer gehalten werden kann.

Ein weiterer Vorteil der Erfindung besteht darin, daß auch mehrere Störer, die örtlich getrennt auftreten, einzeln erfaßbar sind, während bei Verwendung eines ungerichteten oder wenig bündelnden Sensors in diesem Fall Schwierigkeiten bei der Durchführung der Korrelation aufreten.

Die Erfindung sowie deren Weiterbildungen werden nachfolgend anhand von Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen

Fig. 1 eine bekannte Anordnung mit einem gerichteten und einem ungerichteten Sensor,

Fig. 2 die Verhältnisse bei Verwendung eines gerichteten und eines ungerichteten Sensors,

Fig. 3 ein Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 4 ein Ausführungsbeispiel für eine mit einem Radargerät kombinierte Anlage,

Fig. 5 die Kreuzkorrelationsfunktion,

Fig. 6 das Spektrum vor dem Mischen,

Fig. 7 das Spektrum nach dem Mischen,

Fig. 8 die Autokorrelationsfunktion des bandbegrenzten Signals,

Fig. 9 Annäherung für Hyperbeläste,

Fig. 10 Kurvenscharen für verschiedene Hyperbelzahlen,

Fig. 11 ein Leistungsspektrum,

Fig. 12 ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 13 einen Parallel-Korrelator,

Fig. 14 einen Korrelator mit Berücksichtigung der Laufzeit,

Fig. 15 ein Quantisierungsschema für 1 bit,

Fig. 16 ein Quantisierungsschema für 2 bit,

Fig. 17 ein modifiziertes 2-bit-Quantisierungsschema,

Fig. 18 einen Integrationstiefpaß für die 1-bit-Korrelation.

In Fig. 1 ist ein zu erfassendes strahlendes (bevorzugt Stör­ strahlung aussendendes) Zielobjekt mit ZO bezeichnet. Zur Er­ fassung sind zwei Sensoren S1 und S2 vorgesehen, die in einem Abstand B angeordnet sind. Bei den Sensoren kann es sich je nach der zu empfangenden Strahlung um Antennen oder um sonstige, z. B. optische Sensoren handeln. Bekanntlich muß mindestens einer der Sensoren eine scharfe Bündelung aufweisen. Im vorliegenden Beispiel ist angenommen, daß der Sensor S1 eine scharf bündelnde Richt­ charakteristik hat, deren Öffnungswinkel mit α₁ bezeichnet ist. Der Sensor S2 kann bei der bekannten Anordnung für Rundumempfang ausgebildet oder schwach gerichtet sein. Dem Sensor S2 ist ein Empfänger E2 nachgeschaltet, welcher die empfangenen Signale demoduliert und einer Datenausgabeeinrichtung DA zuführt. Über eine größere Übertragungsstrecke UL werden die so gewonnenen Daten einem Korrelator KR zugeführt. Bei der Datenübertragung muß darauf geachtet werden, daß die Modulation der von S2 emp­ fangenen Signale erhalten bleibt, weil sie zur Korrelation be­ nötigt wird.

Der zweite Eingang des Korrelators KR wird von dem Empfänger E1 gespeist, welcher dem Sensor S1 nachgeschaltet ist. Dadurch werden dem Korrelator KR zwei Signale zugeführt, welche von der Strahlungsquelle ZO stammen, jedoch, infolge der unterschiedli­ chen Laufzeiten, zu einem bestimmten Zeitpunkt am Eingang des Korrelators KR auch unterschiedliche Modulationsfunktionen auf­ weisen. Der Korrelator KR, welcher mit entsprechenden Speicher- und Vergleichseinrichtungen ausgestattet ist, bestimmt die Zeit­ verzögerung zu demjenigen früher eingetroffenen Signal, welches das Maximum der Kreuzkorrelationsfunktion ergibt. Einzelheiten der Durchführung der Autokorrelation z. B. mit digitalen Mitteln sind dem Aufsatz "Digital Correlation Techniques in Radio Science" aus "Radio Science" Band 8, Nr. 8/9, August/ September 1973, S. 775 bis 784, zu entnehmen. Die so erhaltene Zeitdifferenz τ entspricht der Laufzeitdifferenz der Srahlung vom Zielobjekt ZO zum Sensor S1 einerseits und zum Sensor S2 andererseits. In diese Laufzeitdifferenz geht selbstverständlich auch die Basisbreite B entsprechend ein. Zu der zunächst im Korrelator KR bestimmten Zeitdifferenz τ aus dem Maximum der Kreuzkorrelationsfunktion ist für die Bestimmung der Laufzeitdifferenz noch diejenige Zeit abzuziehen, um welche die (innere) Laufzeit der Signale gerech­ net von S2 bis zum Eingang des Korrelators KR größer ist als die Laufzeit gerechnet von S1 zum zweiten Eingang von KR. Dieser Kor­ rektur-Laufzeitwert τ_c ist ein fester, bekannter Wert und kann somit bei der weiteren Auswertung entsprechend berücksichtigt werden. Im allgemeinen werden die von S2 aufgenommenen Signale mit einer Verzögerung gegenüber den von S1 aufgenommenen Signalen beim Korrelator KR eintreffen, wenn dieser Korrelator, was zweck­ mäßig ist, bei der linken (also zu E1 gehörenden) Station 1 an­ geordnet wird. Dies vereinfacht die Durchführung der Korrelation im Korrelator KR ganz erheblich, weil das Vorzeichen des Zeitunterschiedes der Signale am Eingang des Korrelators KR gleich bleibt, was weniger Registerstellen erfordert. Die Zuordnung zur linken, den gerichteten Sensor aufweisenden Station 1 ist deshalb zweckmäßig, weil hier der Winkelwert ϕ₁₀ vorhanden ist und deshalb nicht mehr zusätzlich übertragen werden muß.

Aus der so am Ausgang des Korrelators KR zur Verfügung gestell­ ten Zeitdifferenz wird in einem Entfernungsrechner DR die Hyperbel bestimmt, welche der ermittelten Laufzeitdifferenz τ-τ_c entspricht. Hierzu ist es notwendig, die Ausbreitungsgeschwin­ digkeit v der Strahlung zu den Sensoren S1 und S2, den Abstand B der Sensoren S1 und S2 sowie die Korrekturlaufzeit τ_c zu kennen. Diese Werte werden deshalb dem Entfernungsrechner DR eingegeben, der so die als Ortskurve anzusehende Hyperbel bestimmt.

Der scharf bündelnde Sensor S1 enthält eine Einrichtung zur Schwenkung oder sonstigen Bewegung seiner Richtcharakteristik, wobei in bekannter Weise durch einen (hier nicht näher darge­ stellten) Winkelgeber der Einfallswinkel ϕ₁₀ bestimmt werden kann, unter dem das Zielobjekt ZO von dem Sensor S1 aus gesehen wird. Dieser z. B. Azimutwinkel ϕ₁₀ wird in entsprechend codier­ ter Form der Anzeigeeinrichtung AS und dem Entfernungsrechner DR zugeführt.

Bei einer dreidimensionalen Abtastung ist die Schnittfläche aus dem Raumwinkel der Richtcharakteristik und aus einem Hyperboloid zu betrachten.

Die Größe der zur Durchführung der Korrelation benötigten Zeit ist abhängig von der gewünschten Genauigkeit, dem Signal-Rausch-Verhältnis und der Korrelationsmethode. Die erforder­ liche Gesamtzeit t_G setzt sich zusammen aus einer Wartezeit t_W, der Korrelationszeit t_K und der für die Auswertung benötigten Zeit t_A.

t_G=t_W+t_K+t_A

Die Wartezeit dient dazu, den Korrelator vorzubereiten und dafür zu sorgen, daß in jedem Korrelationskanal Daten aus dem momenta­ nen Schnittbereich der Antennenkeulen vorliegen. Die Größe der Wartezeit läßt sich wie folgt abschätzen:

B=Basislänge
c_o=Lichtgeschwindigkeit

Ein Nachteil der Sensorkonfiguration nach Fig. 1 besteht darin, daß ein zweiter Störsender die Empfangsverhältnisse beim Empfän­ ger E2 der Station 2 wesentlich verschlechtern kann. Dies ist aus Fig. 2 ersichtlich, wo zusätzlich zu einem strahlenden Ziel­ objekt ZO1 ein weiteres strahlendes Zielobjekt ZO2 vorgesehen ist. Da die Strahlungen der beiden Objekte ZO1 und ZO2 von dem unge­ richteten Sensor S2 aufgenommen und dem Empfänger E2 der Station 2 zugeführt werden, ergibt sich ein sehr ungünstiges Signal- Rausch-Verhältnis. Das bedeutet aber, daß in diesem Fall eine re­ lativ große Korrelationszeit benötigt würde.

Eine Anordnung, mit der diese Schwierigkeiten gemäß der Erfindung überwunden werden, zeigt Fig. 3. Danach ist auch der Sensor S2 der Station 2 mit einer scharf bündelnden Richtcharakteristik versehen (Öff­ nungswinkel α₂) und gestattet somit die Ausblendung der Strah­ lung des Objektes ZO2 und die Ausrichtung genau auf das eine Objekt ZO1. Die Ortung wird hier so durchgeführt, daß zunächst mit dem Sensor S1 das Zielobjekt ZO1 gesucht wird. Nach der Aus­ richtung des Sensors S1 auf das Zielobjekt ZO1 wird dieser Such­ vorgang beendet und der Azimut-Winkelwert ϕ₁₀ ist damit be­ stimmt. Jetzt sucht der Sensor S2 das Zielgebiet ab, indem er abschnittweise weiterschwenkt, wobei für jeden Abschnitt (durch Übertragung über die Datenausgabe DA21 und Übertragungsstrecke UL21) eine Korrelation über den Durchdringungsraum beider Richt­ charakteristiken in dem Korrelator KR durchgeführt wird. Ergibt sich kein Kreuzkorrelationsmaximum als Ausgangssignal bei KR, so war kein Zielobjekt vorhanden bzw. die Ausrichtung erfolgte auf ein anderes Zielobjekt als das von der Sensoranordnung S1 erfaßte (beispielsweise Ausrichtung auf Objekt ZO2). Der Sensor S2 wird dann in den nächsten Sektor weiterbewegt und die Korre­ lation beginnt dort erneut. Ist schließlich die Ausrichtung des Sensors S2 und des Sensors S1 auf das gleiche Zielobjekt ZO1 durchgeführt, so ergibt sich am Ausgang des Korrelators KR ein eindeutiges Maximum bei der Kreuzkorrelation und daraus läßt sich dann die Zeitdifferenz τ der Laufzeitunterschiede genau bestimmen. Die weitere Auswertung im Entfernungsrechner DR und die Darstellung auf der Anzeigeeinrichtung AS erfolgt in der im Zusammenhang mit Fig. 1 beschriebenen Weise.

Es ist auch möglich, zusätzlich oder unabhängig von der Durch­ führung der Kreuzkorrelation in KR eine Vereinfachung des Such­ vorganges dadurch durchzuführen, daß in den Empfängern E1 und/ oder E2 eine Schwellenschaltung vorgesehen ist. Diese Schwellen­ schaltung stellt lediglich fest, ob aus einer bestimmten Rich­ tung eine gewisse Mindest-Strahlung eintrifft. Ist dies der Fall, so wird der eigentliche Korrelationsvorgang eingeleitet. Dadurch ergeben sich für den Empfänger E2 für das vorliegende Beispiel von zwei strahlenden Objekten ZO1 und ZO2 insgesamt zwei Rich­ tungen, in denen die Korrelation im Korrelator KR durchgeführt werden muß. Auf diese Weise läßt sich somit der Suchvorgang unter Umständen bedeutend vereinfachen. Eine Schwelle im Empfänger E1 hält beim ersten Suchvorgang den Sensor S1 nur in einer solchen Richtung zur Durchführung der Korrelation an, aus denen eine ge­ wisse Mindest-Strahlung beim Sensor S1 eingetroffen ist. Gleiches gilt für eine Schwelle beim Sensor S2.

Entsprechend der Verwendung einer scharfen Richtcharakteristik auch für den Sensor S2 wird im Bereich dieses Sensors die Winkel­ information ϕ₂₀ ebenfalls gewonnen und kann über eine weitere Datenausgabe DA22 und die Übertragungsstrecke UL22 über­ tragen werden. Die getrennte Darstellung der Übertragungsstrecke UL21 nach der Datenausgabe DA21 (welche die Modulation von S2 empfangenen Strahlung überträgt) und der Übertragungsstrecke UL22 dient nur der besseren Veranschaulichung. In Wirklichkeit handelt es sich zweckmäßigerweise nur um eine einzige Übertragungsleitung oder Richtfunkstrecke mit entsprechendem Multiplexverkehr. Da die beiden Einfallsrichtungen ϕ₁₀ und ϕ₂₀ (beide bezogen auf eine gemeinsame z. B. Nordrichtung) der Strahlung des Zielobjektes ZO1 bekannt sind, kann mittels des Winkelrechners WR eine grobe Ent­ fernungs-Abschätzung durchgeführt werden. Aus der bekannten Lage des Zielobjekts ZO1 läßt sich entsprechend auch die zu erwartende Laufzeitdifferenz der zu S1 und zu S2 gelangenden Strahlungsan­ teile überschlägig berechnen. Aus der Kenntnis dieser Laufzeit­ differenz heraus wird unter Berücksichtigung der Korrekturzeit τ_c eine zwischen dem Empfänger E1 und dem Korrelator KR eingeschal­ tete veränderbare Verzögerungseinrichtung VL so eingestellt, daß die Verzögerungszeit τ_v etwa der verbleibenden Zeit- Differenz der ein Korrelationsmaximum ergebenden Eingangssignale beim Korrelator KR entspricht. Dadurch treffen zusammengehörende (d. h. etwa die gleiche Modulation aufweisende) Signale auch nahe­ zu gleichzeitig beim Korrelator KR ein. Deshalb läßt sich der Korrelator KR mit wesentlich geringerem Aufwand an Speichermit­ teln und mit geringerer Auswertungszeitdauer betreiben. Norma­ lerweise sind die von der Station 2 kommenden Signale immer nach­ eilend gegenüber den von der Station 1 beim Korrelator KR ein­ treffenden Signalen. Deshalb genügt in der Regel eine Verzöge­ rungseinrichtung bei den Empfangssignalen der Station 1. Die In­ formation, um welche Zeit τ_v verzögert wurde, muß zur Entfer­ nungsbestimmung auch dem Entfernungsrechner DR zugeführt werden, weil die jetzt gemessene Zeitdifferenz τ* um den Wert τ_v zu ge­ ring ist. Die weitere Auswertung und Darstellung der so gewonne­ nen Informationen erfolgt in der im Zusammenhang mit Fig. 1 be­ schriebenen Weise. Die Richtwirkung der beiden Sensoren S1 und S2 kann vorteilhaft auch unterschiedlich gewählt werden, d. h. α₁ und α₂ nach Fig. 2 können unterschiedlich sein. Bei dem mit der geringeren Bündelung arbeitenden Sensor (z. B. S2) kann dafür zweckmäßig mehr Wert auf Nebenzipfelfreiheit gelegt werden. Da­ durch ist sichergestellt, daß dieser Sensor nicht irrtümlicher­ weise mit einem Nebenzipfel auf ein besonders stark strahlendes weiteres Objekt (z. B. ZO2) ausgerichtet wird und dadurch falsche Azimutwinkel liefert. Für die Abtastung des Zielerfassungsgebie­ tes beim Suchvorgang können in bekannter Weise die bei Such- und Zielverfolgungsradargeräten üblichen Steuereinrichtungen analog eingesetzt werden. Außerdem kann es vorteilhaft sein, phasengesteuerte Antennen ("Phased-Array"-Antennen) zu verwenden.

Die insgesamt benötigte Verarbeitungszeit bei mehreren Suchvor­ gängen beträgt:

t_g=t_W₁+k · (t_W₂+t_K+t_A).

Dabei ist k gleich der Anzahl der benötigten Schwenks (Abtastschritte), t_K die zur Durchführung Korrelation in KR benötigte Zeit, t_W₂ die Wartezeit nach einem Richtungswechsel der Antenne (zur Neueinstellung des Korrelators) und t_A die für die Auswertung im Rechner DR benötigte Zeit. Die Wartezeit t_W₁ wird dazu benötigt, den Korrelator KR vorzuberei­ ten und dafür zu sorgen, daß in jedem Korrelationskanal Daten aus dem momentanen Schnittbereich der Antennenkeulen vorliegen.

In Fig. 4 ist eine Abwandlung der Auswerteeinrichtung nach Fig. 3 dargestellt. Dabei ist die linke Station 1 entsprechend E1 nach Fig. 3 an ein Radargerät E1R angegliedert. Im Bedarfs­ fall (bei Auftreten eines Störers) wird die Ortsbestimmung des Störers durchgeführt. Dabei besteht der Vorteil, daß aus dem Ra­ darbetrieb die Einfallsrichtung ϕ₁₀ der Störstrahlung bereits bekannt ist. Der Suchvorgang für S1 kann somit bedeutend verkürzt werden. Zur Bildung der scharfen Richtcharakteristik wird als Sensor zweckmäßig die scharf bündelnde Radarantenne S1A verwen­ det. An diese, normalerweise rotierende oder elektronisch ge­ schwenkte Antenne S1A ist bei Radargeräten auch ein Winkelgeber WG1 angeschlossen, welcher den Azimutwinkel ϕ₁₀ entsprechend Fig. 3 liefert.

Im Falle des normalen Radarbetriebes, d. h. ohne Auftreten eines aktiven Störers, ist der in den Empfangszweig eingeschaltete Um­ schalter US in der dargestellten Lage. Dies bedeutet, daß der Radarempfänger in E1R die übliche Auswertung der Radarziele vor­ nimmt und diese auf einem Sichtgerät (Bildschirm) AS darstellt oder in einer sonst geeigneten Form zur Auswertung weiterleitet. Tritt bei dem Radargerät eine Störung dadurch auf, daß im Zieler­ fassungsbereich ein aktiver Störer vorhanden ist, so werden z. B. entsprechende Teile des Bildschirmes AS hellgetastet, was auf das Vorhandensein des Störers hinweist. Eine Radar-Ortung des Störzieles ist jedoch nicht mehr möglich (Maskierung). In diesem Fall kann z. B. die Bedienperson durch Betätigung einer Taste TA beim Bild­ schirm AS eine Umschaltung vornehmen. Es können auch die bei Ra­ dargeräten bekannten automatisch arbeitenden Störunterdrückungs­ schaltungen eingesetzt werden, die üblicherweise die Störsignale gezielt im gestörten Bereich ausblenden und hier zusätzlich die Entfernungsbestimmung des Störers einleiten. Die Umschaltung kann z. B. darin bestehen, daß zumindest im gestörten Sektor der nor­ male Radarempfänger in E1R durch Umlegen des Schalters US vom Empfangszweig der Antenne S1A abgetrennt wird. Bei automatisch arbeitender Störungsunterdrückung ist dies nicht erforderlich. In diesem Falle steht der Umschalter US symbolisch für das Tätig­ werden der Unterdrückungsschaltung. Zur Durchführung der ver­ schiedenen Steuervorgänge ist zweckmäßig eine zentrale Steuer­ einrichtung TS vorgesehen. Ein zusätzlicher Steuerbefehl gelangt über die Steuereinrichtung TS zu dem Korrelator KR und zu dem Entfernungsrechner DR. Diese werden dann in Tätigkeit gesetzt und führen die Korrelation der von den Antennen S1A und S2A auf­ genommenen Empfangssignale durch. Der Empfänger E1 kann ganz oder teilweise durch Elemente des Radarempfängers gebildet sein. Dies führt zu einer Verringerung des Aufwandes, weil diese Emp­ fängerbausteine beim Empfänger E1 eingespart werden können.

Der Antenne S2A ist ein Winkelgeber WG2 (zur Bildung der Azimut­ information ϕ₂₀) und der Empfänger E2 nachgeschaltet. Die Anten­ nenanordnung S2A samt Winkelgeber WG2 und Empfänger E2 kann dau­ ernd betriebsbereit gehalten werden. Es ist aber auch möglich, durch die zentrale Steuereinrichtung TS auch diese Einrichtung erst im Bedarfsfall anzuschalten.

Wenn die Elemente E1, KR und E2 dauernd an die zugehörigen Senso­ ren S1A und S2A angeschaltet sind, kann der Vorteil erreicht wer­ den, daß die zur Füllung des Korrelators KR und zur Durchführung der Korrelation benötigten Zeiten t_W, t_K und t_A nicht erst abge­ wartet werden müssen. Es genügt dann, z. B. den Rechner DR bei Bedarf einzuschalten bzw., wenn dieser ebenfalls dauernd in Be­ trieb ist, die Ausgabe der von ihm ermittelten Daten nur im Störungsfall freizugeben. Normalerweise ist auch die letztge­ nannte Freigabe nicht erforderlich, weil im ungestörten Betrieb keine Störsignale empfangen werden können und deshalb auch keine Störzielanzeige möglich ist.

Die Entfernungsberechnung und die Darstellung des Störers auf dem Radar-Bildschirm AS erfolgt in der in Zusammenhang mit Fig. 3 bzw. 1 beschriebenen Weise. Der Winkelrechner WR analog zu der entsprechenden Einrichtung nach Fig. 3.

Das Radargerät E1R nach Fig. 4 geht somit im Störungsfall bzw. im Bereich eines gestörten Sektors auf den passiven Betrieb über. Die Empfangsleistung wird für den Empfänger E1 auf jeden Fall ausreichend sein, weil aktive Störer normalerweise wesentlich größere Amplituden der Empfangssignale ergeben als die nur sehr kleinen passiven Echosignale.

Zur Ermittlung der Entfernungsdifferenz wird ein Kreuzkorrelator KR verwendet, der die Kreuzkorrelationsfunktion (KKF) der Empfangs­ signale x₁ bzw. x₂ bilden soll. Zum Sendesignal des Störers addie­ ren sich die Rauschsignale n₁ bzw. n₂

x₁(t)=s(t)+n₁(t)

x₂(t)=s(t)+n₂(t)

Die KKF ergibt sich zu:

Für große Integrationszeit T wird, da s, n₁, n₂ gegenseitig sta­ tistisch unabhängig sind:

Man erhält die Autokorrelationsfunktion (AKF) des Störsignals. Gesucht ist das Maximum von Φ_SS, das bei τ=0 vorliegt.

Da das Signal an einem der Empfänger E1 oder E2 um die Laufzeitdifferenz Δt_S später empfangen wird, liegt das Maximum der AKF um Δt_S ver­ schoben, da dort die Gesamtlaufzeitdifferenz τ=0 ist. Die KKF muß punktweise für alle Δt_i ermittelt werden. Dies kann entweder nacheinander mit großem Zeitaufwand oder parallel sehr schnell, aber mit großem Kostenaufwand geschehen. Die Genauigkeit des Verfahrens hängt von der Größe des Zeitinkrementes Δt, der Aufwand von der Anzahl der benötigten Stützpunkte zum Ermitteln der KKF ab.

In Fig. 5 ist der Verlauf der Kreuzkorrelationsfunktion KKF im einzelnen dargestellt, wobei das deutliche Maximum bei Δt_s sicht­ bar ist. Durch Anwendung einer Schwelle am Ausgang des Korrelators kann somit derjenige Zeitpunkt Δt_s durch einen Impuls markiert werden, an dem diese Schwelle überschritten wird, bzw. die dar­ gestellte Korrelationsfunktion ihr Maximum erreicht (beispiels­ weise Anwendung einer Differenzierungsschaltung, eines Grenzwertzäh­ lers oder dergl.).

Die Messung der Entfernungsdifferenz soll durch Bilden der Kreuz­ korrelationsfunktion beider Empfangssignale erfolgen. Man erhält die Autokorrelationsfunktion des Störsignals mit dem Maximum bei der Gesamtlaufzeitdifferenz Null. Die Schärfe dieses Maximums ist ein Maß für die Genauigkeit der relativen Entfernungsmessung. Sie ist umso größer, je breitbandiger das Empfangssignal ist. Idealer Fall: Das Empfangsspektrum sei rechteckförmig und für beide Empfänger E1 und E2 genau gleich. Nach dem Heruntermischen auf Mittenfrequenz Null ergibt sich dann das Leistungsspektrum S(ω) mit

In Fig. 6 ist das Leistungsspektrum S(ω) vor dem Mischen dar­ gestellt. Fig. 7 zeigt das Leistungsspektrum nach dem Mischen. Daraus folgt für die Autokorrelationsfunktion:

Fig. 8 zeigt die Autokorrelationsfunktion AKF. Die Auflösung in der Laufzeitdifferenz ist umgekehrt proportio­ nal zur Grenzfrequenz des Eingangssignales. Laufzeitdifferenzen können mit einer Auflösung von T=1/f_g gemessen werden

Die mögliche Laufzeitdifferenz wird mit der Basislänge festge­ legt, es gilt

Ist die Gesamtzahl der Hyperbeläste 2N, so ist

Diebei ist δ die durch die Periode der Taktfrequenz der Schiebe­ registerstufen gegebene kleinste Zeitauflösung.

Setzt man für δ die Auflösungsgrenze 1/f_g ein, so erhält man die Beziehung zwischen Basislänge und Bandbreite

Ein Zahlenbeispiel: es sei f_g=10 MHz, 2N=10³; die benötigte Basislänge B ergibt sich daraus zu:

B=0,5 · 10³ · 3 · 10⁵ · 10^-7 km
=15 km

Vorstehend wurde die Zahl der Hyperbeläste 2 N eingeführt. Jeder Hyperbelzweig entspricht einer bestimmten Laufzeitdifferenz Δt_i. Das bedeutet, daß auch 2 N Korrelationsschritte, nachein­ ander oder parallel, durchgeführt werden müssen, um eine voll­ ständige Kreuz-Korrelationsfunktion KKF zu ermitteln. Da mit der Anzahl der Hyperbeläste die Genauigkeit, aber auch der Aufwand steigt, ist abzuschätzen, wie groß N für eine bestimmte Genauig­ keit sein muß. Zur Klärung soll folgende Betrachtung dienen. In größerer Entfernung von der Basislinie kann man die Hyperbel durch ihre Asymptoten annähern. Die Hyperbelasymptoten sind Ge­ raden, die die Basisstrecke halbieren und die Steigung

besitzen. Die Hyperbeln werden so gewählt, daß sie die Basis­ linie in gleichen Abständen δ schneiden. (Je kleiner δ ist, desto größer ist die Zahl der Hyperbeläste). Ein Beispiel zeigt Fig. 9 (α_i=90°-ϕ_i).

Je größer N ist, umso kleiner werden die Winkel Δϕ_i. Außerdem ist Δϕ_i noch eine Funktion von ϕ_i. In Fig. 10 sind Kurven für Δϕ_i aufgetragen (i=0, 1, 2, . . . N). Parameter sind verschiedene Werte von N. Es zeigt sich, daß bis etwa 0,9 N der Winkel Δϕ annähernd konstant bleibt.

Für 400<N<1000 ergeben sich Winkelauflösungen Δϕ<0,3° bis Δϕ<0,1°, also Auflösungen, die in der Größenordnung des anzunehmenden Winkelfehlers der Richtantenne liegen. Die Anzahl der Korrelationsschritte 2 N liegt daher zwischen 800 und 2000.

Der steile Anstieg im Bereich 0,9 NiN korrespondiert mit der Ortungsgenauigkeit in Richtung der Basislinie.

Aus der recht großen Anzahl der Korrelationsschritte ergibt sich die Frage nach dem Zeitaufwand pro Korrelationsschritt. Da es zur Ermittlung der KKF nicht möglich ist, beliebig lange zu in­ tegrieren, können die einzelnen Punkte nur mit endlicher Genauig­ keit bestimmt werden. Es ist notwendig, so lange zu integrieren, bis das Maximum der Autokorrelationsfunktion AKF deutlich von den von Fluktuationen hervorgerufenen Spitzen unterschieden werden kann. Da das eingangsseitige Signal/Rausch-Verhältnis sehr klein werden kann, ist es unter Umständen notwendig, lange Integrationszeiten in Kauf zu nehmen.

Das Problem ist es, das ausgangsseitige Signal/Rausch-Verhältnis zu be­ stimmen. Dieses kann als der Quotient des Quadrates des Gleich­ spannungsanteils zur Wechselspannungsleistung des Integratoraus­ gangs aufgefaßt werden. Aus Fig. 11 ist zu ersehen, wie durch Verkleinern der Grenzfrequenz des (hier als ideal angenommenen) Integrators das Signal-Rausch-Verhältnis (S/N)_o verbessert werden kann.

In der Literatur (IRE Transactions on Information Theory, März 1957, Seiten 10 bis 18) finden sich Betrachtungen dieses Problems. Deren Ergebnisse sollen hier der Kürze wegen übernommen werden. Für (S/N)_o findet man folgende Beziehung:

Dabei bedeuten:
S(ω)=Leistungsspektrum des Nutz-Signales
N₁(ω)=Leistungsspektrum des Rausch-Signales am Empfänger 1
N₂(ω)=Leistungsspektrum des Rausch-Signales am Empfänger 2
T_i=effektive Integrationszeit=Integrationszeit des idealen Integrators

Im hier vorliegenden Fall kann man davon ausgehen, daß S(ω), N₁(ω) und N₂(ω) gleichen Verlauf und gleiche Bandbreite haben. Damit läßt sich die vorstehende Gleichung weiter vereinfachen zu

wobei F ein Formfaktor ist (F=1 für rechteckförmiges Spektrum). Für die zwei Sonderfälle (siehe Fig. 2) können getrennte Be­ trachtungen erfolgen.

• 1) Im Empfangsbereich beider Empfänger befindet sich nur ein Störer S/N₁»1 und S/N₂»1Daraus folgt(S/N)_o≈f_gT_iFür die Auswertung ist das Spannungsverhältnis (S/N)_o′ bedeutsam so ergibt sich mit f_g=10 MHzT_i=100² · 10^-7 · s=10^-3 · s=1 ms
• 2) Im Empfangsbereich von einem Empfänger befinden sich mehrere Störer, so ist z. B. S/N₂«1, S/N₁»1
  Damit wird Mit denselben Zahlenwerten wie oben von S/N₂=0,01 ergibt sich eine um den Faktor 100 vergrößerte Integrationszeit T_i₂=100 ms.

Da jedoch der eingangsseitige Signal-Rausch-Abstand nicht bekannt ist, ist die Wahl der Integrationszeit hier problematisch, be­ sonders wenn die Korrelationsschritte zeitlich nacheinander durchgeführt werden sollen, da immer eine maximale Integrations­ zeit benutzt werden müßte. Selbst wenn die oben für das Zahlen­ beispiel gewählten Werte schon den ungünstigsten Fall darstellen würden, so käme man bei 2 N=2000 auf Zeiten für eine KKF von 200 s bzw. (bei 2 Richtantennen) x · 2 s=72 s (z. B. x=36= Anzahl der Schwenks bei 5° Keulenbreite der Antenne S2).

Dagegen wird bei parallelem Betrieb lediglich ein Gesamtzeitbe­ darf von 100 ms bzw. 36 × 1 ms=36 ms benötigt, dabei ist es bei parallelem Betrieb wesentlich leichter möglich, die Inte­ grationszeit variabel, nämlich von der Eindeutigkeit des Ergeb­ nisses abhängig zu machen. Allerdings sind dann auch 2 N Korrela­ toren erforderlich.

Aus den eingangs angestellten Überlegungen erscheint es besonders sinnvoll, eine passive Ortungseinrichtung im Verbund mit einer aktiven (Radar) Anlage nach Fig. 4 zu betreiben. Die große Flexi­ bilität, insbesondere die frei wählbare Verweilzeit, spricht für die Anwendung einer elektronisch schwenkbaren Antenne. Ein weite­ rer Vorteil einer Kombination von aktiver und passiver Ortungs­ einrichtung ist die Mehrfachausnutzung der Richtantenne. Fig. 12 zeigt in detaillierter Form einen möglichen Aufbau solch einer kombinierten Ortungseinrichtung. Wie aus dem Blockschaltbild er­ sichtlich ist, besteht die Möglichkeit, den größten Teil des Auf­ wandes in der Station 1 zu konzentrieren, so daß die Station 2 praktisch nur als Relaisstation für die empfangenen Signale dient. Während die Station 1 ohnehin über eine Richtantenne S1A mit bleistift­ förmiger Richtcharakteristik verfügt, wird die An­ tenne S2A der Station 2 nach der Erfindung ebenfalls mit Richtwir­ kung (Fächerstrahl) versehen, um die Ortungsgeschwindigkeit zu erhöhen. Die Antenne S2A kann z. B. aus einer Dipolzeile mit elektronischer Phasensteuerung bestehen.

Im einzelnen besteht die Station 2 aus der Antenne S2A, dem nachgeschalteten Empfangsverstärker V2, einem Umsetzer U2 und einer Sendeeinrichtung SE2, welche mit einer Hilfsantenne HA2 ver­ bunden ist. Diese Hilfsantenne überträgt die Modulation der Emp­ fangssignale auf einer anderen Trägerfrequenz zur Station 1. Bei Verwendung einer Richtantenne für S2A wird auch die Information über ϕ₂₀ auf dem Funkweg über eine Strecke etwa der Entfernung B zu der Hilfsantenne HA1 geführt, welche bei der Station 1 ange­ ordnet ist. Über einen Verstärker V21 und einen Umsetzer U21 ge­ langt das Empfangssignal zu einem Mischer MI2, dessen Überlage­ rungsfrequenz von dem/den im Radargerät E1R vorhandenen Oszilla­ tor(en) abgeleitet ist. Der Ausgang des Mischers MI2 ist zum zweiten Eingang des Korrelators KR geführt.

Bei der Station 1 ist als aktiver Teil das Radargerät E1R vorge­ sehen. Von der scharf bündelnden Richtantenne S1A gelangen die Signale über den Umschalter US bei ungestörtem Betrieb zum Emp­ fänger des Radargerätes E1R. Bei gestörtem Betrieb erfolgt durch die hier nicht dargestellte Steuereinrichtung die Umschaltung des Schalters US, dessen Ausgang dann mit dem Eingangsverstärker V1 verbunden ist. Es kann aber auch der im Zusammenhang mit Fig. 4 erläuterte dauernde Parallelbetrieb des aktiven und des pas­ siven Teils - vor allem bei Anwendung automatischer Störausta­ stung durchgeführt werden. Es folgt ein Mischer MI1, dessen Aus­ gang mit dem ersten Eingang des Korrelators KR verbunden ist. Beide Mischer MI1 und MI2 erhalten somit ihre Überlagerungsfrequenz f_o von dem/den Überlagerungsoszillator(en) des Radargerätes E1R.

Dadurch ist ohne zusätzlichen Aufwand sichergestellt, daß bei der Mischung die beiden Signale gleichmäßig beeinflußt werden. Die Um­ setzung in U2, die Sendeträgerfrequenz von SE2 und die Umsetzung in K21 müssen so gewählt werden, daß an den Ausgängen der Mischer MI1 und MI2 die Modulationsfunktion in der gleichen und damit ver­ gleichbaren Frequenzlage (ZF-Lage) vorliegt.

Die die Winkelinformation von S2A (d. h. ϕ₂₀) übertragenden Signale müssen von den mit der Störmodulation behafteten, vom Störer kommenden Signalen getrennt werden, bevor letztere dem Kor­ relator KR zugeführt werden.

Die Realisierung eines Korrelators in analoger Technik erscheint wegen der geforderten Genauigkeit der Zeitverzögerungen (beispielsweise mit "CCD"-Technik lösbar) und der zu gerin­ gen Rechengeschwindigkeit von analogen Multiplizierern weniger vorteilhaft. Ein Aufbau in digitaler Technik ist dagegen nach dem heutigen Stand der Technik einfach möglich. Vorteile ergeben sich bei der Realisierung der Verzögerungsleitung mittels eines getakteten Schieberegisters und des Integrationstiefpasses mit beliebiger Integrationszeit.

Das Problem der erforderlichen Rechengeschwindigkeit der digita­ len Multiplizierer ist lösbar, wenn man sich auf grobe Quanti­ sierung (also nur wenige Bit Auflösung) beschränkt.

Ein Korrelator, der im Parallelbetrieb arbeitet, also größte Ge­ schwindigkeit erlaubt, ist naturgemäß sehr aufwendig, da er aus einer Vielzahl von Einzelkorrelatoren besteht. Soll der Aufwand in vertretbaren Grenzen gehalten werden, so kommt es entschei­ dend darauf an, die Einzelkorrelatoren so einfach wie möglich zu halten. Auch dies ist, wie weiter unten gezeigt werden wird, bei einem digitalen Korrelator möglich.

Fig. 13 zeigt den prinzipiellen Aufbau eines digitalen Parallel­ korrelators. Die Empfangssignale (gleiche Laufzeit von E₁ und E₂ zum Korrelatoreingang vorausgesetzt) werden im Abtast-und-Halte-Verstärker ("Sample-and-Hold") SHV1, SHV2 abgetastet (Abtastfrequenz 2 · f_g) und im Analog/Digital-Wandler AD1 und AD2 in Digitalworte umgesetzt. Diese werden den beiden Schieberegistern SR1 und SR2 um jeweils ein Zeitinkre­ ment δ=1/2 f_g verschoben. Für jede mögliche Zeitverschiebung besteht eine Registerstelle SR11 bis SR1N bzw. SR21 bis SR2N. Jede dieser Registerstellen hat eine Anzapfung, der ein Multi­ plizierer MU1 bis MU(N+1) nachgeschaltet ist, dessen Ausgangspro­ dukt im zugehörigen Addierer-Akkumulator AC1 bis AC(N+1) aufsummiert wird. Es sind insgesamt 2 N+1 Multiplizierer und Addierer-Akkumu­ latoren notwendig

Durch die Verwendung von zwei Richtantennen sind jedoch Einsparun­ gen möglich. Da sich im Schnittbereich der Antennenkeulen nur eine begrenzte Anzahl von Hyperbelabschnitten befinden, ist es ausreichend, nur diesen Bereich der KKF zu untersuchen. Man kommt dann mit einem Satz von Multiplizierern und den dazuge­ hörigen Akkumulatoren aus, der auf den der jeweiligen Antennen­ stellung zugeordneten Bereich umgeschaltet wird. Eine solche Schaltung verlangt allerdings einen erheblich größeren Verwal­ tungsaufwand, es wird von Fall zu Fall zu untersuchen sein, wel­ che Struktur günstiger ist.

In Fig. 13 ist gleiche innere Laufzeit von den beiden Empfängern E1 und E2 zum Korrelator KR vorausgesetzt. Das würde bedeuten, daß der Korrelator KR etwa in der Mitte zwischen den beiden Sta­ tionen 1 und 2 liegt. Dies hätte zur Folge, daß sowohl eine Vor­ eilung als auch eine Nacheilung der Signale möglich wäre. So ver­ arbeitet z. B. MU2 unverzögerte Signale von E1 und (durch SR21) verzögerte Signale von E2. Dagegen erhält MUN unverzögerte Si­ gnale von E2 und verzögerte Signale von E1.

In der Praxis wird sich der Korrelator am Ort eines Empfängers, vorzugsweise bei E1 befinden. Das bedeutet, daß das Empfangs­ signal von Empfänger E2 noch die Laufzeit τ_c=B/c_o benötigt, um zum Korrelator zu gelangen (Laufzeiten in Empfangsgeräten, Ver­ stärkern usw. vernachlässigt). Diese Laufzeit ist jedoch gleich der maximal möglichen Differenzlaufzeit

Wegen (r₁-r₂)_max=B und (r₁-r₂)_min=-B ergibt sich mit r₂′=r₂+B

Damit braucht nur noch das Empfangssignal von E₁ verzögert zu werden, die Anzahl der benötigten Schieberegisterstufen ist je­ doch gleich.

Ein Laufzeitausgleich muß nur noch für die (oben vernachlässig­ ten) Laufzeitdifferenzen, die in Geräten entstehen, durchgeführt werden. Hierzu kann entsprechend Fig. 14 ein Laufzeitausgleich τ_L mittels der Verzögerungseinrichtung VLA durchgeführt werden, die beim Empfänger E1 angeordnet ist. Der Vorteil gegenüber Fig. 13 be­ steht in dem wesentlich geringeren Aufwand an Registerstellen. Dieser kann dadurch erzielt werden, daß die von E1 kommenden Signale grob und die von E2 kommenden Signale feiner quantisiert werden. Da nur für die Signale von E1 Registerstellen SR1 bis SR1N benötigt werden, sinkt der Aufwand entsprechend der gröberen Quan­ tisierung.

Bei Taktfrequenzen von 20 MHz und darüber ist die Genauigkeit der A/D-Wandlung problematisch, auch die Produktbildung innerhalb von Zeiten, die kürzer als 50 ns sind, ist mit großer Genauigkeit nicht möglich.

Es ist daher günstig, von vorneherein recht grob zu quantisieren, es ergeben sich jedoch Nachteile:

• - bei grober Quantisierung wird das Signal verzerrt, ein Rück­ schluß auf seine wirkliche AKF ist nicht immer möglich;
• - ein weiterer Nachteil ist das entstehende Quantisierungsrau­ schen. Bei gleicher Genauigkeitsanforderung muß für ein grob quantisiertes Signal eine größere Integrationszeit aufgewen­ det werden als für ein fein quantisiertes (z. B. für ein Signal, welches nur mit einer Stufe quantisiert wird, ist die erforder­ liche Integrationszeit etwa 2,5mal größer als für ein sehr fein quantisiertes Signal).

Da jedoch eine geringe Verzerrung der AKF in Kauf genommen werden kann, es interessieren ja nur die Maxima der AKF, überwiegen die Vorteile der groben Quantisierung:

der Aufwand für das Schieberegister-Verzögerungsglied wächst linear mit der Zahl der verwendeten Quantisierungsstufen,
die Multiplizierer MU1 bis MU(N+1) werden einfacher und schnel­ ler und
die Addierer-Akkumulatoren AC1 bis AC(N+1) können bei grober Quantisierung, da die möglichen Produkte sehr einfach werden, durch Zähler realisiert werden, was eine besonders kosten­ günstige Methode darstellt.

Die Quantisierung erzeugt eine Vergrößerung der Bandbreite des Signals; die notwendige Integrationszeit kann verringert werden, wenn man das Signal mit einer größeren Geschwindigkeit als nach dem Abtasttheorem erforderlich, abtastet ("oversampling"). Bei vorgegebener maximaler Taktfrequenz ist es hier jedoch zu emp­ fehlen, diese voll zur Erhöhung der Ortungsgenauigkeit (bzw. zur Verringerung der Basislänge) auszunutzen.

Sinnvoll ist es, für die Signale eine 1-bit- oder 2-bit-Darstel­ lung zu wählen, um mit hoher Taktfrequenz arbeiten zu können und gleichzeitig die Kosten niedrig zu halten. Die Fig. 15 bis 17 zeigen drei einfache Transferfunktionen für 1-bit-(Fig. 15), 2-bit- (Fig. 16) und modifizierte 2-bit-(Fig. 17)Darstellung. Es kann auch für das eine Signal die eine und für das andere Signal eine andere Darstellung gewählt werden, z. B. für das zu verzögernde Signal eine 1-bit-Darstellung (das Schieberegister ist nur 1 bit breit) und für das andere Signal eine Multibit-Darstellung. Die möglichen Kombinationen für 1-bit- und 2-bit-Quantisierung, die entstehenden Produkte und Produktzahl, sowie der Vergröße­ rungsfaktor der Integrationszeit gegenüber sehr feiner Quanti­ sierung sind in "Radio Science" Band 8 Nr. 8/9 Seite 779 aufge­ führt.

Die minimale Integrationszeit gilt für optimal eingestellte Para­ meter. Da die Dynamik der Signale sehr groß ist, kann die tat­ sächlich benötigte Integrationszeit wesentlich größer sein. Le­ diglich bei der 1-bit-x-1-bit-Methode ist sie unabhängig von Parametern.

Der Addierer-Akkumulator bildet den Integrationstiefpaß. Er summiert die im Schiebetakt entstehenden Produkte auf. Ist der Akkumulator groß genug, so kann die Integrationszeit beliebig groß, die Tiefpaßbandbreite beliebig klein gemacht werden. Da bei grober Quantisierung nur wenige Produkte ent­ stehen können, läßt er sich sehr einfach aufbauen.

Bei der 1-bit-x-1-bit-Methode z. B. können als Produkte nur die Zahlen +1 und -1 auftreten. Normiert man diese auf die digitalen Werte H und L, so kann der gesamte Addierer-Akkumulator aus einem Zähler bestehen, der die entstehenden H-Zustände auszählt. Ist die Zahl der möglichen Produkte größer, so können mit Vor­ teilern Gewichte eingeführt werden, der Logikaufwand ist dann größer.

Fig. 18 zeigt einen Addierer-Akkumulator für den einfachsten Fall einer 1-bit-x-1-bit-Multiplikation. Sind die Werte am Ein­ gang der Multiplizierstufe MU 1,1 bzw. 0,0 so ergibt sich am Aus­ gang von MU eine 1. Der verzögerte Schiebetakt am nachfolgenden UND-Gatter UG besorgt die taktgenaue Weiterschaltung zu einem Zähler ZL. Nach Ablauf der Integrationszeit gibt derjenige Zähler, welcher den höchsten Zählwert erreicht hat, das Maximum der Korre­ lationsfunktion an. Die fortlaufende Nr. des Zählers ZL zeigt an, wie groß die Zeitverschiebung ist. Tritt das Maximum z. B. beim Zähler von MU3 auf, so ist τ=Δt₃, ggf. τ=Δt₃+τ_L (Fig. 14). Die Ausgänge des Zählers repräsentieren den Wert der KKF für eine bestimmte Laufzeitdifferenz im BCD- oder Binär-Code.

Ein Korrelator, der prüft, ob die zwei Empfangssignale miteinander korreliert sind, kann benutzt werden, um herauszufinden, ob es sich um echte Ziele oder Geister handelt. Für einen solchen Kor­ relator gelten im Prinzip die zur Quantisierung gemachten Über­ legungen. Es handelt sich hierbei um den Sonderfall, daß nur sehr wenige Hyperbelabschnitte im Durchdringungsbereich der Antennen­ keulen liegen. Die Anzahl der benötigten Multiplizierer und Akkumulatoren kann also sehr klein gemacht werden.

Ein solcher Korrelator kann auch als Zusatzeinrichtung in einem bestehenden Triangulationsortungssystem zur Eliminierung der Geister verwendet werden ("deghosting").

Claims (17)

1. Ortungssystem mit zwei örtlich in einem bestimmten Abstand bei verschiedenen Stationen getrennt aufgestellten Sensoren, welche die von einem strahlenden Objekt ausgehende, modulierte Strahlung erfassen, wobei die Empfangssignale in einem Korrelator einer Kreuzkorrelation unterworfen werden und die zur Bildung des Kreuzkorrelationsmaximums benötigte Zeitverzögerung - ggf. unter ergänzender Berücksichtigung der sich durch den Aufbau ergebenden sonstigen Zeitverzögerungen - zur Ortsbestimmung nach der Lauf­ zeit-Differenzmethode in Form einer Hyperbelfunktion als Orts­ kurve herangezogen ist und wobei einer der Sensoren eine ent­ sprechend scharfe Bündelung aufweist und den aufgrund einer Such-Abtastbewegung festgestellten Einfallswinkel des Objektes über einen Winkelgeber erfaßt und einem Entfernungsrechner zuleitet, welcher durch Kombination dieser Richtungsinformation und der Hyperbelfunktion die Zielkoordinaten des Objektes da­ durch bestimmt, daß die Hyperbelfunktion mit der durch die Winkel­ bestimmung mittels des gerichteten Sensors für die Einfalls­ richtung der Strahlung ermittelten Geraden geschnitten wird, wobei der Schnittpunkt die Zielposition des Objektes angibt, dadurch gekennzeichnet, daß in an sich be­ kannter Weise auch der andere Sensor (S2) eine Richtcharakteristik aufweist und die Richtung des Einfallswinkels (ϕ₂₀) der von dem Objekt (ZO1) kommenden Strahlung durch entsprechende Abtast­ bewegungen festgestellt wird, daß zu einer groben Entfernungs­ bestimmung die von den beiden Sensoren (S1, S2) gemessenen Einfallswinkel (ϕ₁₀, ϕ₂₀) in einem Winkelrechner (WR) zusammen­ geführt sind, daß aufgrund der im Winkelrechner (WR) ungefähr ermittelten Objektposition der daraus resultierende Laufzeit­ unterschied festgestellt wird und daß eine einem der Empfänger (E1 oder E2) nachgeschaltete Verzögerungseinrichtung (VL) so eingestellt wird, daß die beim Korrelator gleichzeitig eintref­ fenden Signale nahezu die gleiche, das Kreuz-Korrelations- Maximum ergebende Modulationsfunktion aufweisen.

2. Ortungssystem nach Anspruch 1, da­ durch gekennzeichnet, daß die Sensoren (S1, S2) in einem Suchvorgang das zu erfas­ sende Gebiet schrittweise abtasten, daß für jeden Abtastschritt die Kreuzkorrelationsfunktion im Korrelator (KR) gebildet wird, und daß bei Fehlen eines eindeutigen Korrelations-Maximums die Suchbewegung bis zum Auftreten des Maximums fortgesetzt wird.

3. Ortungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß in den den Sensoren (S1, S2) nachge­ schalteten Empfängern (E1, E2) Schwellenschaltungen vorgesehen sind, die nur bei Überschreiten eines Schwellenwertes aus einer bestimmen Richtung die Einleitung der Korrelation im Korre­ lator (KR) veranlassen.

4. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Bündelung der beiden Sensoren (S1, S2) unterschiedlich gewählt ist und derjenige Sensor (z. B. S2) mit der geringeren Bündelungsschärfe beson­ ders geringe Nebenzipfel aufweist.

5. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß der Korrela­ tor (KR) aus zwei jeweils eine Reihe von angezapften Register­ stellen (SR11 bis SR1N bzw. SR21 bis SR2N) aufweisenden Schie­ beregistern (SR1, SR2) besteht, die jeweils die Empfangssigna­ le eines der Sensoren (S1, S2) aufnehmen, und daß unverzögerte Empfangssignale des einen Sensors (z. B. S1) jeweils zusammen mit aus den angezapften Registerstellen (z. B. SR21 bis SR2N) des dem anderen Sensor (z. B. S2) zugeordneten Schieberegisters (z. B. SR2) kommenden Signalwerten einer Multiplikationsstufe (MU1 bis MUN+1) zugeführt werden, wobei aus der Nummer des das Maximum der Kreuzkorrelationsfunktion ergebenden Kanals und aus der Taktzeit (δ) des zugehörigen Schieberegisters (z. B. SR2) die gesuchte Zeitverzögerung (τ) ermittelt wird (Fig. 13).

6. Ortungssystem nach einem der Ansprüche 1 bis 4, da­ durch gekennzeichnet, daß vor dem Korre­ lator (KR) für die von einem Sensor (z. B. S1) kommenden Emp­ fangssignale eine Verzögerungseinrichtung (VLA) vorgesehen ist, deren Verzögerungszeit (τ_L) so gewählt ist, daß die zugehörigen Signale gegenüber den vom anderen Sensor (z. B. S2) kommenden Empfangssignalen stets nacheilend sind, daß nur für die Emp­ fangssignale des erstgenannten Sensors (z. B. S1) ein Schiebe­ register (SR1) vorgesehen ist, dessen angezapfte Registerstel­ len (SR11 bis SR1N) zusammen mit den unverzögerten Empfangs­ signalen des anderen Sensors (z. B. S2) zu Multiplikationsstufen (MU1 bis MUN+1) geführt sind, wobei aus der Nummer des das Ma­ ximum der Kreuzkorrelationsfunktion ergebenden Kanals und aus der Taktzeit (δ) des zugehörigen Schieberegisters (z. B. SR2) die gesuchte Zeitverzögerung (τ) ermittelt wird (Fig. 14).

7. Ortungssystem nach Anspruch 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß das dem Schieberegister (SR1) zugeführ­ te Empfangssignal des einen Sensors (z. B. S1) gröber quanti­ siert ist als das unverzögert verarbeitete Empfangssignal des zweiten Sensors (S2).

8. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß die Signalver­ arbeitung im Korrelator (KR) digital erfolgt.

9. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß den verschie­ denen Ausgangskanälen des Korrelators (KR) Additionsschaltun­ gen, insbesondere Zähler, nachgeschaltet sind (z. B. AC1 bis AC(N+1), welche die Werte der Kreuzkorrelationsfunktion auf­ addieren, wobei die Additionsschaltung mit dem Höchstwert den Kanal mit dem Maximum der Kreuzkorrelationsfunktion angibt.

10. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß der Korrela­ tor (KR) räumlich bei einer der beiden Stationen, bevorzugt derjenigen mit der scharf bündelnden Richtcharakteristik (S1), angeordnet ist, wobei die Empfangssignale von der anderen Station zu der ersten Station übertragen werden.

11. Ortungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß eine der Stationen ein Radargerät (E1R) aufweist, das bei gestörtem Betrieb bzw. in gestörten Sektoren die Zielkoordinaten des Störers von dem passiven Ortungssystem zur Auswertung, vorzugs­ weise zur Darstellung auf dem Bildschirm (AS), erhält.

12. Ortungssystem nach Anspruch 11, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Korrelator (KR) räumlich bei dem Radargerät (E1R) angeordnet ist.

13. Ortungssystem nach Anspruch 11 oder 12, dadurch ge­ kennzeichnet, daß Empfangseinrichtungen (z. B. Überlagerungsoszillatoren) des Radargerätes (E1R) auch für den Empfänger (E1) des Sensors (S1) mit benutzt sind.

14. Ortungssystem nach Anspruch 13, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Empfangssignale beider Sensoren (S1, S2) mit der gleichen, vom Radarempfänger (E1R) kommenden Überlagerungsfrequenz in getrennten Mischern (MI1, MI2) ge­ mischt werden.

15. Ortungssystem nach einem der Ansprüche 11 bis 13, da­ durch gekennzeichnet, daß als Sensor (S1) die Radarantenne (S1A) zusammen mit ihrem Winkelgeber (WG1) und den zugehörigen Steuereinrichtun­ gen für die Abtastbewegung benutzt ist.

16. Ortungssystem nach einem der Ansprüche 11 bis 15, da­ durch gekennzeichnet, daß nur im Stö­ rungsfall der Korrelator (KR) und die zugehörigen Auswerte­ einrichtung (z. B. DR) eingeschaltet sind.

17. Ortungssystem nach einem der Ansprüche 11 bis 15, da­ durch gekennzeichnet, daß der Korrela­ tor (KR) und ggf. die zugehörigen Auswerteeinrichtungen (z. B. DR) ständig mit Empfangssignalen von der Radarantenne (S1A) versorgt und in Betrieb sind und daß bei Auftreten von Stö­ rern die so gewonnenen Zielkoordinaten sofort bereitstehen.