DE2631460C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregeiung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 9(T verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Freqbenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillatorfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen.

Zur optimalen Signalverarbeitung ist es vielfach wünschenswert, daß der Nutzpegel in einem mit Störungen überlagerten Empfangskanal einen bestimmten Wert hat. Hierzu wird ein Steuersignal benötigt, das auf ein entsprechendes Stellglied, z. B. einen geregelten Verstärker, eine einstellbare Schwelle oder dergleichen einwirkt. Dies gilt insbesondere für Funkempfänger und im speziellen für Schaltungsanordnungen, welche mit Trägerrückgewinnung eines phasenumgetasteten Digitalsignals arbeiten. Das Steuersignal soll nur von der Nutzleistung im Empfangssignal abhängen und überlagerte Störungen, z. B. Rauschen oder andere Störungen sollten ebenso wie die überlagerte Information nicht in das Steuersignal mit eingehen.

Es gibi eine Reihe von Möglichkeiten, Schaltungen zur Erzeugung des Steuersignals bei mit Störungen behafteten Empfangskanälen der eingangs genannten Art aufzubauen. Dabei treten jedoch stets Nachteile auf, die im einzelnen anhand der F i g. 1 näher erläutert werden. Zusammenfassend läßt sich sagen, daß die bekannten Schaltungen entweder nicht ausreichend die überlagerten Rauschstörungen bei der Bildung des Steuersignals unterdrücken oder daß Synchronisationsfehler in der Phasenregelschleife mit in die Erzeugung des Steuersignals für die Pegelregelung eingehen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art einen Weg aufzuzeigen, bei dem ein Steuersignal hergeleitet werden kann, das nur der Nutzleistung im Empfangssignal proportional ist und den Einfluß

fto von Gaußschem Rauschen oder rauschähnlichen Störungen ähnlicher Art sowie von Synchronisationsfehlern nicht unterliegt.

Gemäß der Erfindung wird dies dadurch erreicht, daß von den Ausgängen der beiden erstgenannten

f>5 Mischer nach Tiefpaßfilterung und Quadrierung erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß und einer weiteren Quadrierstufe einer Additionsstufe

zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers nach Quadrierung gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Addilionsschaltung eine Amplitudenkorrektur derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern der Frequenzregelschaltung als auch von Rauschanteilen im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal als Steuersignal verwendet ist.

Zur Erläuterung der Erfindung wird nachfolgend auf Zeichnungen bezug genommen. Es zeigt

F i g. 1 verschiedene Schaltungsvarianten und ein Ausfuhrungsbeispiel der Erfindung,

F i g. 2 Einzelheiten des Phasenregelkreises,

F i g. 3 Darstellungen zur Definition von Ubertragungsgrößen,

F i g. 4 ein Zeigerdiagramm und

Fig. 5 eine Abwandlung der Schaltung nach F i g. 2.

Bei dem Blockschaltbild nach Fig. 1 ist das dem Eingangskanal, vorzugsweise eines Funkempfängers, zugeführte, störungsbehaftete Eingangssignal mit ESS bezeichnet. Es handelt sich dabei um ein Hochfrequenzsignal mit Phasenumtastung. Im Eingangskreis ist ein Stellglied GV vorgesehen, das von einem Steuersignal RG betätigt wird, das allein von der Amplitude des Nutzsignals abhängig sein ^oll. Es kann sich dabei insbesondere um einen einstellbaren Verstärker (zur Erzeugung einer konstanten Ausgangsspannung) oder um eine steuerbare Schv/:Ile handeln. Wird von einer Regelung Gebrauch gemacht, so ist, wie gestrichelt angedeutet, das Steuersignal RG einer Vergleichsschaltung FS zuzuführen, die mit dem Sollwertgeber SG verbunden ist und dann die eigentliehe Steuerspannung RC bildet, die dem Stellglied G V zugeführt wird. Nach Durchlaufen eines als Bandpaß ausgebildeten Eingangsfilters EF gelangt das Eingangssignal ESS zu einem der Frequenzregelung im Rahmen der Trägerrückgewinnung dienenden Kreis, der mit FR bezeichnet ist. Diese auch unter dem Namen Costas-Kreis bekannte Schaltung stellt einen nach Frequenz und Phase mit dem Eingangssignal verknüpften Regelkreis dar. Im einzelnen besteht er aus zwei parallelgeschalteten Mischern Ml und M 2, denen neben dem Eingangssignal ESS die Ausgangsspannung des einstellbaren Oszillators VCO zugeführt wird. Einem der beiden Mischer, im vorliegenden Beispiel dem Mischer M2, ist für das Oszillatorsignal ein Phasenglied PG vorgeschaltet, welches eine Phasen verschiebung um 90° bewirkt. Durch dieses Phasenglied wird erreicht, daß im Phasenregelkreis bei der Gewinnung der Stellgröße für- die Nachregelung des Oszillators VCO die im Eingangssignal ESS ebenfalls enthaltene, durch Phasenumtastung gebildete Nutzmodulation nicht eingeht. Die Ausgangssignale der beiden Mischer Ml und M 2 werden Tiefpaßfiltern TPX und TPl zugeführt. Die Ausgangssignale dieser Tiefpaßfilter werden einem dritten Mischer M 3 zugeleitet, dessen Ausgangssignal zu dem Tiefpaßfilter LF mit PI-Regler-Eigenschaften übertragen werden. Dessen Ausgangssignale stellen dann die Stellgröße für die Frequenzvariation des einstellbaren Oszillators VCO dar. Der Kreis FR ist bevorzugt für die Verarbeitung zweiphasenmodulierter Digitalsignale geeignet.

Nachfolgend werden zur Erläuterung der bei der Gewinnung des Steuersignals RG auftretenden Schwierigkeiten verschiedene Schaltungsvarianten erläutert.

deren Ausgangssignale jeweils das Steuersignal, hier mit RGl bis RG4 bezeichnet, für das Stellglied GV darstellen könnten. Die Herleitung der Steuersignale RGi bis RGA nach den Methoden 1 bis 4 ergibt eine Reihe von Nachteilen, welche nachfolgend im einzelnen erläutert werden. Die gleichen Teile der verschiedenen Schaltungen sind dabei einheitlich bezeichnet, und zwar bedeutet

QS

TF AS DS

Quadrierstufe,
Tiefpaßfilter,
Additionsstufe,
Differenzstufe.

Bei der in Fig. 1 als Methode I bezeichneten Lösung wird das Empfangssignal am Ausgang des Bandpasses EF

r(t) = I 2 · A ■ m{t) · cos -nt + n(i).

wo A² die Nutzleistung darstellt, m(t) = ±1 die Modulation durch Zweiphasenumtastung beschreibt, in die Zwischenfrequenz ist und n(i) den Siörterm repräsentiert, in QS1 quadriert und in TF1 tiefpaßgefiltert. Das so gewonnene Steuersignal RG\

Z₁(I) * A² + E in² (I)) = A² + N

ist bei nicht zu starken Störungen n(i) der Nutzsignalleistung proportional. Je größer die Störungen, um so mehr trägt die Störleistung N zum Gesamtsignal bei und verfälscht so das gewünschte Signal. Hinzu kommt, daß das Empfangssignal ESS häufig im Bandpaß EF nicht ausreichend, d. h. der Bandbreite des Nutzsignals entsprechend, gefiltert werden kann, weil angepaßte schmalbandige Filter nicht realisiert werden können. Die Folge ist, daß unnötig viel Störleistung im Stellglied GV wirksam wird, wenn man mit RGi als Steuersignal arbeitet. E bedeutet hier und nachfolgend den Erwartungswert.

Diesen Nachteil vermeidet die als Methode 2 bezeichnete Lösung. Hier gewinnt man das Steuersignal RGl aus dem in das Basisband umgesetzte Signal am Ausgang des Mischers M1

/(O = A · m(t) · cos? + H₁-(O-

Im synchronen Zustand ist der Synchronisationsfehler η zwischen der Phase der Empfangsschwingung und des Referenzoszillators VCO Null und das Steuersignal RGl nach Durchlaufen des Tiefpasses TF21, der Quadrierstufe QSl und eines weiteren Tiefpasses TF11 ist

cos² φ

* A² ■ cos^: I₁ + N_{.

Dieses Steuersignal RG1 wird nur noch durch die Störleistung von n_f(0 beeinflußt. Die Störleistung ist geringer als bei der vorher beschriebenen Methode 1, weil sich ein angepaßtes Tiefpaßfilter immer realisieren läßt. Nachteilig ist aber hier die Abhängigkeit des Regelkriteriums vom Synchronisationsfehler q. In ungünstigen Fällen (ψ = ± yj enthält ;(0 keine Nutzleistung.

Die Abhängigkeit von ψ vermeidet die als Methode 3 bezeichnete Lösung. Von den Ausgängen beider Mischer Ml und M2 werden hier zwei parallele Kanäle über TF31, QS3\ bzw. 7T32. QS32 angesteuert, die ausgangsseitig auf eine Additionsstufe AS3 zusammengeschaltet sind, der ein weiteres Tiefpaßfilter 7"F33 folgt. Hier wird aus dem Quadraturkanal,

d. h. am Ausgang des Mischers M 2

q(l) = A ■ m(t) sin? + n_qU)

in ähnlicher Weise wie bei der Methode 2 ein Hilfssignal

z'₂(t) * A² sin² (/ + E{rt_qU)} * A² ■ sin² η + N₁₁

abgeleitet. Die Addition von Z₂U) und Z₂ in der Additionsschaltung AS3 ergibt wegen cos² 7 + sin² 7 = 1 als Steuersignal RG3

Z₃U) ^A² + £{n²(0! + £{n²(f)} =t A² + /V,- + N_q.

Nachteilig ist hier im Vergleich zur Methode 2 die zusätzliche Verfälschung des Steuersignals RG3 durch die Störleistung von njt).

Bei der Methode 4 ist unterschiedlich zur Methode 3 lediglich eine Differenzstufe DS4 anstelle der Additionsstufe AS3 vorgesehen.

Die Differenzbildung

Z₄(i) = Z₂(O - Z₁U) « A² ■ COS² η

ergibt als vierte Möglichkeit ein Steuersignal RG4, das von den Störgeräuschen weitgehend befreit ist, weil

EUi²U)] = E{n² _qU)\

ist. Doch ist Z₄(O wieder von 7 abhängig und eignet sich daher als die Nutzleistung repräsentierendes Steuersignal wenig.

Bei der erfindungsgemäßen Methode 5 werden die vorstehend geschilderten Schwierigkeiten vermieden. Hierzu ist an den Ausgang des Mischers M1 ein Tiefpaßfilter TFSl und eine Quadrierstufe QSSl angeschaltet. Vom Ausgang des im Quadraturkanal liegenden Mischers M 2 wird das Tiefpaßfilter TF52 und die Quadrierstufe QS52 angesteuert. Die Ausgangssignale der Quadrierstufen QSSl und QS52 gelangen zu einer Differenzstufe DS51, weiche beide Ausgangssignale voneinander subtrahiert. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einem Tiefpaßfilter TFS3 zugeleitet, dem eine weitere Quadrierstufe QS53 nachgeschaltet ist. Mittels eines Amplituden-Korrekturgliedes KS. im vorliegenden Beispiel eines Amplituden-Teilers, werden die Signalamplituden im Verhältnis 1 :4 geteilt. Die so gewonnenen Differenzsignale werden einer Additionsschaltung AS51 zugeleitet. Anstelle einer Amplituden-Teilung könnte auch eine Vergrößerung der Amplitude um den Faktor 4 vor dem die Quadrierstufe QSS4 enthaltenden Eingang der Additionsschultung ASSl erfolgen. Das so erhaltene Steuersignal RGS am Ausgang der Additionsstufe AS51 ist nur noch von der Größe A, also der Amplitude des Nutzsignals und nicht mehr von den Größen 7, d. h. dem Synchronisationsfehler oder nU), d. h. Rauschanteilen, abhängig. Einzelheiten hierzu werden im weiteren Verlauf anhand von Gleichungen erläutert. Das so gewonnene Steuersignal RG5 kann zu einer optimalen Einstellung des Stellgliedes GF dienen.

Gemäß einer Weiterbildung kann in einer Schaltung WS gegebenenfalls der Wert 2 \t% des Ausgangssignals der Additionsstufe ASSi gebildet werden. Am Ausgang 01 der Schaltung WS tritt ein Signal, das * A² ist, auf. In manchen Fällen wird, insbesondere zur laufenden Betriebsüberwachung, auch die Größe S/N (S = Nutzsignal, N = Rauschen) oder TV benötigt. Hierzu kann aus der Größe RG1 oder RG3 durch eine Differenzstufe DS52 aus dem Ausgangssignal von WS die Größe JV allein am Ausgang 03 gewonnen werden. Durch eine Teilerstufe TS läßt sich am Ausgang 02 die Größe SIN bereitstellen.

Ergänzend wird daraufhingewiesen, daß die beiden Tiefpässe 7T51 und TF52 eingespart werden können, wenn die Quadrierstufen QSSl und QSS2 direkt an die Ausgänge der Tiefpaßfilter TPl und TP2 des Frequenzregelkreises FR angeschlossen werden.

Zur Erläuterung der durch die Erfindung er/iclbaren Vorteile im Hinblick auf die Bildung des Sleuersignals wird nachfolgend ergänzend auf F i g. 2 Bezug genommen. Dabei ist im wesentlichen das l-requcnzregclglied FR nach F i g. 1 gezeichnet, wobei die dort verwendeten Bezeichnungen für jeweils gleiche Bauteile auch hier herangezogen worden sind. Ergänzend sind die jeweiligen möglichen Störgrößen als Einströmung dargestellt. Das Eingangssignal besieht aus dem Nutzanteil aU) und dem Störanteil ;i,(i)· Der Bandpaß EF am Eingang der Schaltung filtert die Bandbreite B aus dem Empfangssignal heraus, in der das Nutzsignal übertragen wird. K₂, /C₃ und K₄ sind Dämpfungs- bzw. Verstärkungsfaktoren der Mischer Ml, M2 und M3. Die Tiefpässe 7Pl und ΓΡ2 sind so ausgelegt, daß sie nur die Summenfrequenz vom Ausgang der Mischer Ml und M2 sperren und ihr Frequenzgang für die wesentlich niedrigere Differenzfrequenz noch keinen nennenswerten Einfluß hat. Die Faktoren K₂, K₃ und K₄. besitzen die Dimension V'. Am Ausgang des Mischers M3 liegt das Signal Z₁₁Jt] vor. Dieses wird dem Filter LF zugeführt, welches die

3a übertragungsfunktion F(p) hat. Am Ausgang des Filters LF kommt als weiteres Signal die Größe eU\ hinzu (d. h. eine Suchspannung für die Akquisitionsphase). Das so erhaltene Signal wird dem gesteuerten Oszillator VCO zugeführt, der die Ubertragungsfunktion G (p) hat. Am Ausgang dieses Oszillators VCO liegt das Signal r_c(t) vor.

Weiterhin werden die Signale a(i) und r_t.(i) dahingehend erweitert, daß Phaseninstabilitäten ψ, des das Empfangssignal liefernden Sendeoszillators VCO. ψ₂ des geregelten Oszillators und Störeffektc d berücksichtigt sind:

aU) = 12- A ■ i((f)sin( 1 + _ψι - ii). (I)
r_cit) = 2 ■ I K," ■ cos(W + ^₂). (2)

Natürlich können die Instabilitäten y, und ^₂ auch eine Frequenzablage von der Sollfrequenz darstellen

so Arbeitet der Oszillator VCO im Proportionalbereich, nur der wird hier ausgesteuert, so gilt: U ~ ο. Diese Proportionalitätskonstante, die man mit Voltmeter und Frequenzmesser bestimmt, wird hier K₅)I genannt. K₅, das Doppelte des gemessenen Wertes, wird deshalb eingeführt, um spätere Berechnungen zu vereinfachen.

Der Oszillator VCO kann wie in F i g. 3 dargestellt beschrieben werden. Dann gelten die Beziehungen

U-K₅H = >·>. (3)

(-J = I („dt. (4)

Gleichung (3) in (4) eingesetzt ergibt

o, = U ■ KJ2 ■ f („ dt. (5)

7 8

Durch Laplace-Transformation erhält man die Dies entspricht einer Fourierzerlcgung von /i,(():

übertragungsfunktion CAp): „„, ₌ , ₂ . _K(|). _cos ^, _ _nJl) . _sjn ^,-, _(g)

c-> κ, r , η κ, ι

.-. = V mdiO- ₇ = ⁵ ■ , _c worin

¹⁷ - ·' UIp ■· „_{(() =} /V₁(O-cos Λ,(ί), (9)

'UO = N₁(I)-sin r\-(0- (10)

Formt man weiter trigonometrisch um, so kommt

^G{p) = ν ⁼ y ' ρ ■ ⁽⁶⁾

e(t) ist eine Suchspannung, die den Oszillator ITO io man zu
durchstimmt bis Synchronismus, d. h. y = 0. erreicht
ist und anschließend konstant bleibt. n^l) = I 2 · [N_CU) · cos 1 - Ai₅(O · sin I] (II)

H₁(I) beschreibt ein ebenes, normalverteiltes Rauschen, das zum Nutzsignal aU) addiert wird. Der mit den Sinus- und Cosinusanteilen Bandpaß EF sorgt dafür, daß nur Rauschanteile inner- ι $
halb der Bandbreite B des übertragenen Sienals zu ·., /,. /,>--»· i,\ ■ \

j it >#· w-» ι \,. ~ 'V,(0 = n,U)' COS(I i- η U) - MIl Λ

den Umsetzern Ml, M2 gelangen. Nimmt man an. ^{c Λ} (12)

daß B <*: /₀, in der Praxis trifft das fast immer zu, = N₁-U) · cos (I₁ - 1),

so kann «,(!) in eine Einhüllende N₁ U) und eine zufällige μ i,\ _ „//i . _ργ>«λ - η i/i · «in λ

Phasen, (I) zerlegt werden: ₂o ^s " (13)

= N;(f) ■ sin ( 1, - 1).

ii,(0 = 1 2 · /V₁(I) ■ cos((.)_Oi + Λ,-(ί)) H₁-U) ist somit auf die Phase des Nutzsignals

ι, _N,,,._mt, ⁽ ' I = <»_ot + Λ bezogen. In Fig. 4 ist dieser Vorgang

- \i /V₁-U) cos I₁-. ₂₅ zeichnerisch dargestellt.

Das Eingangssignal x(t) ergibt sich somit zu

A(O = a(i) + /I₁-(O = I 2 · i[/l ■ M(I) - N₅(I)] ' sin 1 + N_r(!) · cos 1}. (14)

Mit Einbeziehung der Ubertragungsbeiwerte K₂' ^₃, K₄ und unter Berücksichtigung der Beziehung u²{t) = erhält man

Z_fn(0 = a<t)-r,d)- K₂ = K₂ ■ i 2K₁ · [Λ U(I)Sm₇ - N₅(I)-sin ₇ + N_r(() COs₇], (15)

Z_s„(r) = fl(f) ■ /·.,(/) · Kj = K₃ · I 2K₁ ■ {A ■ m«) - cos₇ - N₍U) · cos_v - N_cd) ■ sin .,], (16)

Z„[t) = Z_c(t) ■ Z₅(I) ■ K₄

= K₁ K₂ K₃ K₄ ![/I² +NZ(I)-N₁ ²U)-2/1 U(I)-N₁U)] sin 2₇ + 2-{A u(i) - N₅(I)] -N_f(f)-cos 2,,} .(17)

Führt man die äquivalente Größe N_a(t) ein, die alle mit Rauschen behafteten Vorgänge beinhaltet, so kann Gleichung (17) verkürzt angeschrieben werden:

Z₁₁Jt) = K₁- K₂- K₃- K₄-IA² ■ sin 2ν + N₀(O] = [Z₀(O + N_a(0] · K₀ (18)

N₀(O = IN²U) - N,²(i) - 2 A -U(O-N₅-U)] sin2₇ + 2 [.4 · u(i) - N₅-(O] ■ N₁-U)-cos 2., (19)

und synchronen Fall, q = 0, so erhält man für Z_f„(l)

4 keinen Anteil des Nutzsignals. Dieser Zweig des Krei-

K₀ = f I K₁. (20) ses wird (vgl. F i g. 2) Quadraiur-Kanal Q genannt und

^{1 = 1} 50 der andere Zweig, Z_s„(i), in dem die volle Signal-

Mit Hilfe der Zerlegung aus Gleichung (18) kann amplitude vorhanden ist, In-Phase-Kanal /. man die Additionsstelle für die Rauschgröße an eine In den folgenden Berechnungen soll gelten:

andere Stelle verlegen, denn die Summation ,

K₀N₀U) + K₀ Z₀(O vor dem Filter LF, wie in F ig. 5 K₁ =^-F², K₂ = I-V¹, K₃ = IF"¹, K₄ = 1 -V^¹ gezeigt, ist mathematisch gleichbedeutend mit der 55
Summation a(t) + H₁-(O am Eingang des Kohärent- und
Umsetzers Fi?.

Die Additionsstelle für die äquivalente Rauschgröße / = -Z_5n(O, (21)

Ngd) liegt vor dem Filter LF und nach dem Mischer Q = Z U) (22)

M3. Es erfolgt eine Zusammenfassung der jeweiligen 60 ^c"

Multiplizierer Ml, Ml mit den nachfolgenden Tief- IQ = Z_0nU). (23)

passen TPl und TPl.

Betrachtet man die Gleichungen (15) und (16) im IQ ist schon aus Gleichung (17) bekannt.

' · Q = 4- LA² + N]U) - N²U) - 2 ■ A ■ u(0 · N₅(O] ■ sin 2_r

⁴ (24)

+ 4- IA ■ U(I) · N_c(t) - N₅U) ■ N_CUÜ ■ cos 2φ .

9 10

Bildet man in den Schaltungsteilen QS51 und QS52 aus F i g. I die Quadrate der Signale im /- bzw. Q-Kanal, so erhält man

;² = [/(²COs²V +/V²K)COS²., f /V₁ ²K) sin²., ( 2/1 H(I)N₁ Klsin., cos., - 2/1 »Kl N₁(II cos²., + 2 /V₁(I) N₁(I) sin-, cos., ]. (25)
Q² = [/l²sin²v I-N₁ ² K) sin²., l· /V₁ ²K)-COS²., I 2/1 -Hd) N₁Ii) sin., cos., - 2/1 -H(H-N₁K)-SiIi²., - 2/V₁K)-N₁K) sin., cos., ]. (26)

Subtrahiert man (26) von (25) in der Differenzstufe DS51 von Fig. 1 und faßt zusammen

/²-Q² = [A²-cos 2,, +/V² (/)-cos 2-, - iV,²(i)cOs 2₇ - 2-A w(/)-N_v(i)cos 2-, + 2iy_s(()N,(i)sin 2₇] ,

so erhält man ein Signal, das den Erwartungswert 15 Wird nun in der Stufe WS

Null besitzt, d. h. bei genügender Tiefpaßfilterung nur

mehr von cos 2 7- abhängt. Die beiden vorhandenen

Erwartungswerte £{N²(t)| und E\N²(t)\ kompen- -W Γ £{/² -Q²} ~|²

sieren sich aber gegenseitig nur, wenn die Verstär- 2 ·[/[£{/· Q}]² + ? "" ⁼ ^ '³⁰*

kungen K₂ und K₃ in den Mischern Ml und M2, wie 20 L-J
hier vorausgesetzt, gleich sind. Für die anderen
Größen gilt, daß zwei unkorrelierte Signale miteinander multipliziert den Erwartungswert Null ergeben. pebildet, so ist das Ausgangssignal an der Klemme 01

Werden die Signale in (24) und (27) hinreichend mit von F i g. 1 (und damit auch bereits RG5) unabhängig

einem Tiefpaß gefiltert, so ergibt sich 25 von der Phase. Diese Beziehung gilt, wenn der

1 Kreis FR synchron ist; Kohärenz ist dagegen nicht

E{IQ\ = j-A sin 2, (28) erforderlich (d.h. jeder Phasenfehler 7 ist zulässig).

, Der Schätzwert für die Nutzleistung wird um so

^un ' ₂ , genauer, je tiefer die Grenzfrequenz der Tiefpässe

E{1 ~ ö/ = A' ■ cos 2ψ. (29) ₁₀ gewählt ist, weil dann die mathematische Erwartungs-

Nach Quadrierung in QS53 bzw. in QS54 ergeben operation £{/.} zunehmend genauer approximiert

die Signale nach den Gleichungen (28) und (29) — unter wird.

Berücksichtigung der Amplitudenkorrektur in KS — Addiert man die Gleichungen (25) und (26), wie am

am Ausgang der Additionsstufe ASSl einen Wert, Eingang von DS52 in Fig. 1, durch RG3 angedeutet,

der nur noch A proportional ist. 35 so ergibt sich

I² + Q² = [Λ² + N²U) + N²U) + 2 · A ■ u[t) ■ N_c(t) ■ sin 2., - 2 · A ■ u(i) ■ N,(r)] . (31)

Bildet man den Erwartungswert, so erhält man

£{/² + Q²i = [A² + ElN²UYt + ElN²U)U = [A² + /V], (32)

die Summe von Signalleistung A² und Rauschlei- tigte Größe der Rauschleistung N am Ausgang 03 stung N. von F i g. 1 zu bekommen:

Dabei wurde angewandt, daß bei normalverteiltem 45
Rauschen gilt:

£{Ν²(ί)ϊ = R_Nc(0)

= lim 1- J N²Jt) dt ⁵°

(35,

τ— » ' 'ß Der Quotient von (30) und welcher in der Dividier-

-jT> schaltung TS gebildet wird, liefert am Ausgang 02 in

_ 1 Γ , '³³' Fig. 1 die Anzeige proportional SIN. Auch dieser

~ "2UjJ ^Ä"*⁽'"'" ^aP 55 Wert wird vielfach zusätzlich benötigt, und es ist somit

y=o in einfacher Weise in Ergänzung der Erfindung mög-

_ . Hch, auch die Größen N und S/N zu gewinnen. Die

~ ' Größe z₃(i) = RG3 kann ohne weiteres erhalten

Das gleiche gilt natürlich auch für N_c{t): werden, wenn am Ausgang von QS51 und QS52 eine 2 — NII Π41 ^ Additionsstufe (hier nicht dargestellt) angeschlossen

£ \N_C W) — NjZ. (-J4J wird, deren Ausgang mit dem zweiten Eingang von

Nun braucht nur noch die Signalleistung A² in DS52 zu verbinden ist. Die Größe RGl läßt sich, wie

DS52 von F i g. 1 subtrahiert zu werden, um ein Maß bei der Methode 1 beschrieben, ebenfalls in einfacher

für die vielfach zusätzlich (z. B. für die laufende Be- Weise ermitteln und zur Bildung von JV oder S/N

triebskontrolle und/oder Störungserkennung) benö- heranziehen.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (6)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Steuersignals, insbesondere zur Pegelregelung, in einem mit Störungen behafteten Empfangskanal, bei der aus dem phasenumgetasteten Eingangssignal ein amplitudenabhängiges Steuersignal abgeleitet wird, wobei im Empfangskanal in einer Frequenzregelschaltung ein mittels des Empfangssignals synchronisierter Oszillator vorgesehen ist, bei dem das Empfangssignal mit dem Ausgangssignal des Oszillators einmal unverzögert und einmal um 90^c verzögert in zwei Mischern überlagert wird, und wobei die so erhaltenen Mischprodukte über Tiefpaßfilter geführt und die daraus gewonnenen, die Frequenzverschiebung zwischen Eingangssignal- und Oszillaterfrequenz anzeigenden Signale nach erneuter Umsetzung in einem dritten Mischer als Stellgröße für die Nachstimmung des Oszillators dienen, dadurch gekennzeichnet, daß von den Ausgängen der beiden erstgenannten Mischer (Ml, Ml) nach Tiefpaßfilterung (z. B. in TFSi, TF52) und Quadrierung (in QS51, QSS2) erhaltene Ausgangssignale in einer Differenzstufe (DS51) zusammengefaßt und nach einem weiteren Tiefpaß (7T53) und einer weiteren Quadrierstufe (QS 53) einer Additionsstufe (-4S51) zugeführt sind, deren zweites Eingangssignal aus dem Ausgangssignal des dritten Mischers (M3) nach Quadrierung (in QS54) gewonnen ist und daß vor einem der beiden Eingänge der Additionsstufe (/4S51) eine Amplitudenkorrektur (z. B. in KS) derart vorgenommen wird, daß eine Auslöschung sowohl der von Phasenfehlern (</) der Frequenzregelschaltung (FR) als auch von Rauschanteilen (n(t)) im Nutzsignal kommenden Signalanteile erreicht wird und das so gewonnene störbefreite Ausgangssignal (?.. B. A²) als Steuersignal (RGS) verwendet ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch I, dadurch gekennzeichnet, daß die der Quadrierung der von den beiden Mischern (Ml, M2) kommenden Signale dienenden Quadrierstufen ((?S51, QSS2) an den Ausgang der den beiden Mischern (Ml, M2) in der Frequenzregelschaltung (FR) nachgeschalteten Tiefpaßfiltern (7Pl, TPl) angeschlossen sind.

3. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem dritten Mischer (M 3) und der vor der Additionsstufe (/1S51) liegenden Quadrierstufe (QSSA) ein Tiefpaßfilter (TF54) vorgesehen ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine der das Steuersignal (RGS) liefernden Additionsstufe (4S51) nachgeschaltete (weitere) Korrekturschaltung (WS) ein A² (A = Nutzamplitude) proportionales Ausgangssignal (an 01) erzeugt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruchs dadurch gekennzeichnet, daß das von der weiteren Korrekturschaltung (WS) kommende Signal in einer Differenzstufe (DS52) mit einem quadrierten (in QS31, QS32) und durch Addition erzeugten weiteren Signal so zusammengefaßt wird, daß das Ausgangssignal nur ein von der Störleistung N abhängiges Ausgangssignal (an 03) liefert.

6. Schaltungsanordnung nach den Ansprüchen A und 5, dadurch gekennzeichnet, daß durch Quotientenbildung ein der Größe SjN (S = NuIzsignal, N = Störsignal) proportionales Ausgangssignal (an 02) erzeugt ist.