DE2659902A1

DE2659902A1 - Vertikalablenkschaltung

Info

Publication number: DE2659902A1
Application number: DE19762659902
Authority: DE
Inventors: Peter Eduard Haferl
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1975-02-20
Filing date: 1976-01-28
Publication date: 1977-10-20

Description

Vertikalablenkschaltung
Die Erfindung bezieht sich auf Vertikalablankschaltungen und betrifft speziell derartige Schaltungen, die im sogenannten "geschalteten Betrieb" arbeiten.
Die meisten Vertikalablenksysteme für Fernsehempfänger enthalten lineare Verstärker zum Verstärken einer sägezahnförmigen

I t.g USP5-4 34 5ts)

Spannung. Die Ausgangsstufen

in stehen Systemen können Eintakt oder Gegentakt-,Schaltungen enthalten, um einen sägezahn f rmigen Strom durch die Vertikalablenkwicklung zu treiben.
Messungen haben gezeigt, daß in der Vertikal-Endstufe Verlustleistungen auftreten, die in manchen Fallen doppelt so nroß oder noch größer als die von der Ablenkwicklung verbrauchte Leistung sind.
Es sind Vertikalablenkschaltungen mit besserem Wirkungsgrad . die als Enstufe einen sogenannten D-

r te

Verstärker benutze W n

einem D-Verstärker werden die Ausgangstransistoren als Schalter betrieben, und da die Transistoren bei dieser Betriebsart entweder nicht-leitend oder gesättigt sind ist die Verlustleistung in den Transistoren geringer. Um den gewünschten vertikalfrequenten Ablenkstrom zu erhalten, bedient man sich gewöhnlich einer Pulsbreivetwodule.tion eines hoherfrequenten Signals (z.B. eines Signals mit Horizontalfrequenz oder einem Vielfachen dieser Frequenz) mit der Vertikalablenkfrëquenz und verwendet diese pulsbreitenmodulierten Signale zur Ansteuerung der mit D-Verstärkung arbeitenden Endstufen. tTm die horizontalfrequenten Komponenten aus dem Vertikalablenkstrom zu entfernen, sind manchmal Filternetzwerke notwendig, die einen relativ hohen Betrag an Leistung verbrauchen und somit die Vorteile eines D-Verstärkers teilweise wieder zunichte machen.
Ein anderes ernstes Problem beider Verwendung von D-Verstärkern ist die Kleinhaltung der sogenannten Durchgangsverzerrung. Eine Durchgangsverzerrung ergibt sich dann, wenn der Säge zahn des Ablenkstroms nicht an derjenigen Stelle linear ist, wo er durch Null läuft und in der Mitte des Vertaikalhinlaufintervalls seine Polarität umkehrt. Eine solche durch nicht-linearen Strom bewirkte Verzerrung äußert sich in Form eines horizontalen Streifens erhöhter Intensität, der quer über die Mitte des Bildschirms verläuft. In anderen Fällen, bei denen die mit D-Verstärkung arbeitenden Schaltungen im Vertikalablenkstrom eine Komponente in Form einer horizontalfrequenten Dreieckwelle erzeugen, kann auf dem Bildschirm eine diagonale Linie erscheinen.
Eine erfindungsgemäß ausgebildete Vertikalablenkschaltung enthält Schalter, die so gesteuert werden, daß sie der Vertikalablenkwicklung während eines Teils des Vertikalablenkzyklus fortschreitend kleiner werdende Teile der Energie von Horizontalrücklaufimpulsen zuführen und während eines anderen Teils des Vertikalablenkzyklus fortschreitend größer werdende Energieanteile der Horizontalrücklaufimpulse zuführen, um so einen sägezahnförmigen Strom in der Ablenkwicklung zu erzeugen.
Nähere Einzelheiten und weitere VorteiLe der Erfindung werden nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von 7eichnungen erläutert.
Figur 1 zeigt teilweise im Detail und teilweise in Blockform ein geschaltetes Vertikalablenksystem gemäß der Erfindung; Figuren 2a bis 2h zeigen Wellenformen, die an verschiedenen Punkten des Systems nach Figur 1 erhalten werden; Figur 3 ist ein ausführlicheres Schaltbild eines geschalteten Vertikalablenksystems gemäß der Erfindung; Figuren 4a bis 4c zeigen Wellenformen, die an verschiedenen Punkten der Anordnung nach Figur 3 erhalten werden; Figur 5 zeigt im Detail und teilweise in Blockform eine andere Ausführungsform eines erfindungsgemäßen geschalteten Vertikalablenksystems; Figuren 6a bis 6f zeigen Wellenformen, die an verschiedenen Punkten der Anordnung nach Figur 5 auftreten.
Die Figur 1 zeigt eine im geschalteten Betrieb arbeitende Vertikalablenkschaltung, die beispielsweise in einem Fernsehempfänger enthalten sein kann. Horizontalsynchronimpulse 5, die von einer nicht dargestellten Synchronimpuls-Abtrennstufe kommen, werden auf eine Eingangsklemme 6 eines Horizontalablenkgenerators 7 gekoppelt. Bei dem Horizontalablenkgenerator 7 handle es sich um irgendeine geeignete Anordnung, die Horizontalablenkstrom auf eine an einer Kathodenstrahlröhre 10 angeordnete Horizontalablenkwicklung 11 gibt und außerdem horizontalfreauente Impulse ffir vernehieder.e Funktieren innerhalb eines Fernsehempfängers bereitstellt. Leine Primärwicklung 8a eines Horizontalendtransformators 8, der auch zur Erzeugung von Hochspannung dient, empfängt Energie vom Generator 7. Eine zweite Wicklung 8d des Transformators 8 liefert Rücklaufimpulse an einen Hochspannungsvervielfacher und -gleichrichter 9, der eine gleichgeric}-.tete Hochspannung auf den Endanodenanschluß der Kathodenstrahlröhre 10 gibt.
Auf der Sekundärseite des Transformators 8 befindet sich eine Reihenschaltung bestehend aus einem Thyristor 1-, einer Sekundärwicklung 8b zur Erzeugung von IIori zontalriickl aufimpulsen mit etwa 80 Volt, einer Induktivität 14, einer Induktivität 16, einer zweiten Sekundärwicklung 8c zur Erzeugung von Horizontalrücklaufimpulsen mit etwa 80 Volt, sowie einem weiten Thyristor 17. Die Anode des Thyristors 13 und die Kathode des Thyristors 17 sind mit Nasse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Induktivitäten 14 und 16 ist über einen Kondensator 15 mit Masse gekoppelt und außerdem über eine Vertikalablenkwicklung 18 und einen stromfühlenden Rückkopplungswiderstand 19 mit Masse verbunden. Die Verbindung der beiden Enden der Vertikalablenkwicklung 18 mit einem Vertikal-Sägezahngenerator 20 bewirken eine Rückkopplung, deren Zweck weiter unten in Verbindung mit den Figuren 3 und 5 beschrieben wird.
Eine Eingangsklemme 22 des Vertikal-Sägezahngenerators 20 empfängt zur Synchronisierung mit Vertikalablenkfrequenz auftretende Synchronimpulse 21, die ebenfalls von der (nicht dargestellten) Synchronimpuls-Abtrennstufe abgeleitet werden.
Die Ausgangssignale des Vertikal-Sägezahngenerators 20 werden auf einen Modulator 23 gegeben. Eine Gleichstromquelle 12 ist mit dem Horizontalablenkgenerator 7, dem Vertikal-Sägezahngenerator 20 und dem Modulator 23 verbunden, um diese Einheiten mi t Betriebsstrom zu versorgen.
Von einer Wicklung 8e des Horizontaltransformators 8 werden horizontalfrequente Impulse erhalten, die ebenfalls auf den Modulator 23 gegeben werden. Ausgangssignale des Modulators 23 gelangen über einen Anschluß 24 zur Steuerelektrode des Thyristors 13 und über eine Ausgangsklemme 25 zur Steuerelektrode des Thyristors 17.
Die Figuren 2a bis 2h zeigen Wellenformen, die an verschiedenen Punkten in der Schaltung nach Figur 1 auftreten. Die Impulse 30 in Figur 2a sind Horizontal-Rücklaufimpulse, wie sie an den Wicklungen 8b, 8c und 8e des Horizontalendtransformators 8 erscheinen. Die Impulse 31 nach Figur 2b werden vom Modulator 23 erzeugt und über die Klemme 24 zur Steuerelektrode des hyristors 13 gegeben, um dessen Leitfähigkeit zu veranlassen. Die Impulse 32 nach Figur 2c werden über die Klemme 25 zur Steuerelektrode des Thyristors 17 gegeben, um dessen Leitfähigkeit zu bewirken. Bei Betrachtung der Figuren 2b und 2c erkennt man, daß der Modulator 24 Ausgangsimpulse 31 und 32 erzeugt, deren Vorderflanken in sich ändernder zeitlicher Beziehung zu den Vorderflanken der Rücklaufimpulse 30 stehen. Die Vorderflanken der Impulee-31 werden vom Anfang bis etwas nach der Mitte der Ablenkung kontinuierlich mehr und mehr gegenüber den Vorderflanken der Rücklaufimpulse 30 verzögert, anschließend hören sie auf. Die Vorderflanken der Impulse 32 werden von etwas vor der Mitte bis zum Ende der Ablenkung kontinuierlich gegenüber den Rückflanken der Rücklaufimpulse 30 vorgerückt.
Die in der Schaltungsanordnung nach Figur 1 erscheinenden Thyristor-Stou.rimpulse 31 und 32 nach den Figuren 2b und 2c haben im dargestellten Fall alle die gleiche Breite, wobei sich die zeitliche Lage ihrer Vorder- und Rückflanken bezüglich der Vorderflanken der Horiontalrücklaufimpulse während des Vertikalintervalls ändert. Solche Impulszüge können mit irgendeinem geeigneten Pulslagemodulator erzeugt werden. Ein Impulszllg aus gleichbreiten Impulsen ist hinreichend, da man bei der Verwendung von Thyristoren als Schalter diese Elemente nur zu Beginn einzuschalten braucht, und die Stromleitung dann nur mit dem Vorwërts- oder Durchlaß strom durch die Thyristoren gesteuert wird.
Die Vorderflanken der Impulse 31 nach Figur 2b, die während des ersten Teils des Hinlaufintervalls T0-'T9 erscheinen, machen den Thyristor 13 zur Stromleitung bereit. Die an der Wicklung 8b erscheinenden Rücklaufimpulse machen diese Wicklung zu einer Spannungsquelle, deren untere Klemme positiv gegenüber der oberen Klemme ist und die einen normalen Strom hervorruft, der von der unterer Klemme der Wicklung Sb über die Induktivität 14 und den Kondensator 15 nach Masse und von dort iiber die Anoden-Kathoden-Strecke des Thyristors 13 zum negativen Anschluß der Transformatorwicklung pb fließt. Dieser Strom lädt den Kondensator 15 positiv gegenüber Masse auf.
Der Thyristor 13 beginnt zu leiten, wenn seine Steuerelektrode durch einen Impuls 31 in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, und leitet dann solange weiter, wie ein Vorwärtsstrom über seine AnoQen-Kathoden-Strecke fließt.
Die Induktivität 14 und der Kondensator 15 bilden einen Serienresonanzkreis zum Aufladen des Kondensators 15. Die Steilheit, mit welcher der durch die Induktivität 14 fließende Strom ansteigt und abnimmt (gezeigt mit der Wellenform 33 in Fig. 2d) wird bestimmt durch die Resonanzfrequenz des aus der Induktivität 14 und dem Kondensator 15 gebildeten Kreises.
Die Resonanzfrequenz der Induktivität 14 mit dem Kondensator 15 sowie auch die Resonanzfrequenz der aus der Induktivität IG und dem Kondensator 15 bestehenden Schaltung ist so gewählt, daß sie unterhalb der Horizontalablenkfrequenz liegt, um unerwünschte Schwingungen zu vermeiden. Nach dem Ende des Horizontalrücklaufimpulses beginnt der Strom 33 mit einer nderungsgeschwindigkeit oder Steilheit T1-T2, die geringer ist als die Steilheit von T0-T1, weil die Wicklung 8b nun nicht mehr eine Rücklaufimpuls-Spannungsquelle sondern eine Quelle ist, die eine Hinlaufspannung entgegengesetzter Polarität liefert, und weil die transformierte Induktivität während des Einlaufs gröber ist, wodurch die Resonanzfrequenz des Kreises vermindert ist. Der Thyristor X sperrt, wenn der Strom der Wellenform 33 den Nullpunkt erreicht, was zum 7eitpunkt Tp der Fall ist. Zu diesem Zeitpunkt hat die Spannung am Kondensator 15 ihr Maximum erreicht, wie es die Wellenform 35 nach ~Figur 2f zeigt. Bei der llorizontalfrequenz ist die Induktivität der Vertikalablenkwicklung 18, die parallel zum Kondensator 15 liegt, so groß, daß sie wenig Einfluß auf die oben beschriebenen Resonanz-Ladekreise für den Kondensator 15 nimmt.
Der Ablenkstrom wird erhalten durch Entladung des Kondensators 15 über die Wicklung 18, wodurch die horizontalfrequente Spannung am Kondensator 15 integriert wird, so daß ein im wesentlichen sägezahnförmiger Strom mit Vertikalfrequenz entsteht. Obwohl die Spannung 35 so dargestellt ist, als ob sie am Beginn der Thyristor-Steuerinipulse zum Massepotential zurückkehrt, erfolgt die Rückkehr der Spannung 35 in Wirklichkeit auf einen Spannungswert, der etwas oberhalb oder unterhalb Masse liegt, was von der Resonanz der Wicklung 18 abhängt, weil während der Zeitspanne U2-T4 die Parallelschaltung aus dem Kondensator 15 und der Wicklung 18 vom est der Schaltung abgetrennt ist. Wie es ausführlicher in Figur ß gezeigt ist, stabilisiert Jedoch die Gleichstrom-Rückkopplung den Arbeitspunkt ir Ablenkschaltung, und die Wechselstrom-Rückkopplung regelt die Amplitude und die Lìnearität der Ablenkschaltung. Die Ablenkwicklung 1R bildet einen Entladeweg parallel zum Kondensator 15. Wegen der hohen Induktivität der Wicklung 18 kann der Entladestrom nicht der dreieckförmigen Spannung am Kondensator 15 folgen. Daher richtet sich der Strom durch die Wicklung 18 nach dem Mittelwert der Spannung am Kondensator 15. Die Wicklung 18 wirkt also als Stromsenke zur Entladung des Kondensators 15, was dazu führt, daß die Spannung 35 während des Intervalls T2-T41 usw., linear abnimmt. Die Parallelresonanzfrequenz des Kondensators 15 mit der Vertikalablenkwicklung 18 bestimmt auch das Vertikalrücklaufintervall. Der durch die Wicklung 18 fließende Entladestrom des Kondensators 15 stellt das Integral der Spannungswellenform 35 dar, und als Folge dieser Integration ist der durch die Wicklung 18 fließende Strom leicht parabelförmig mit liurizontalfrequenz gewellt, wie es in der den Ablenkstrom 36 zeigenden Figur 2g zu erkennen ist.
Unter der Voraussetzung, daß die Induktivität der Wicklung 18 fest ist, ist die Amplitude der parabolischen Komponente umgekehrt proportional dem Kapazitätswert des Kondensators 15.
Im weiteren Verlauf des Vertikalablenkintervalls erzeugt der Modulator 23 Steuerimpulse 31 für den Thyristor 13, deren Vorderflanken im zunehmendem Maß verzögert gegenüber den Vorderflanken der Horizontalrücklaufimpulse 30 erscheinen.
Somit beginnt die Leitfähigkeitszeit des Thyristors 13 zunehmend verspätet gegenüber dem Beginn Jedes Horizontalrücklaufimpulses 30 nach Figur 2a. Dies führt zu einer Abnahme des durch dielnduktivität 14 fließenden Ladestroms und zu einer Abnahme der Spannung 35 am Kondensator 15. Hieraus folgt, daß der durch die Ablenkwicklung 18 fließeiie Strom ebenfalls abnimmt. Die Stromwellenform 36 kreuzt die Nullachse zum Zeitpunkt 7.
Vor diesem Zeitpunkt hat der Modulator 23 damit begonnen, Impulse 32 zur Ermöglichung der Leitfähigkeit des Thyiristors 17 zu erzeugen. Ein Steuerimpuls 32, der kurz nach dem Zeitpunkt ?6 beginnt, wird über die Klemme 25 gegeben, um die Leitfähigkeit des Thyristors 17 zu ermöglichen. Der Thyristor 17 leitet einen Strom, der von seiner Anode zu seiner Kathode nach Masse unddann über den Kondensator 15 und die Induktivität 16 zum oberen Ende der Wicklung 8c fließt, welches eine einem Rücklaufimpuls zuzuschreibende negative Polarität gegenüber dem unteren Ende dieser Wicklung hat. Die Leitfähigkeit des Thyristors 17 bewirkt somit eine Aufladung des Kondensators 15 in solcher Richtung, daß am Kondensator 15 eine negative Ladung bezüglich Masse entsteht. Da der Thyristor 17 länger leitet als der Thyristor 13 (bestimmt durch die Jeweiligen Steuerimpulse 32 und 31 während der bei T8 begennenden Zeitspanne), wird die Gesamtladung am Kondensator 15 nun negativ, Während der Zeit, zu der beide Thyristoren 13 und 17 leiten (allgemein um T6-T9), wirdder Kondensator 15 nur durch die Differenz zwischen den positiven und negativen Strömen 33 und 34 aufgeladen. Der übrige Teil dieser beiden Ströme zirkuliert in einem Ruhestromkreis, der aus dem Thyristor 13, der Wicklung 8b, der Induktivität 14, der Induktivität 16, der Wicklung 8o und dem Thyristor 17 besteht.
Wie es die Wellenform 34 in Figur 2e zeigt, wird der durch die Induktivität 16 fließende Ladestrom für den Kondensator im Verlauf des restlichen und zum Zeitpunkt U11 endenden Vertikalhinlaufintervalls immer größer. Somit werden die negativen Spannungsausschläge am Kondensator 15 während dieser Zeitspanne größer und ebenso auch der durch die Ablenkwicklung 18 fließende negative Strom, wie es die Wellenform 36 in Figur 2g veranschaulicht.
Die Figur 2h zeigt die Spannung am Thyristor 13 während des Vertikalablenkzyklus. Während der Zeitspanne 0-g2 leitet der Thyristor 13 den Rücklaufimpulsstrom und den Strom, der in der Induktivität 14 und der Wicklung 8b am Ende des Rücklaufintervalls bei T1 gespeichert ist. Die Zeitspanne T2-T3 der Wellenform 37 stellt die Erholungszeit des Thyristore dar, wenn der Strom 33 gleich Null ist und die Spannung 35 von einem Spitzenwert aus abnimmt. Während der Zeitspanne T3-T4 erscheint ein negativer Teil des Rücklaufimpulses am Thyristor 13, da dieser noch nicht eingeschaltet ist. Zum Zum Zeitpunkt T4 schaltet die Wellenform 31 den Thyristor 13 ein, so daß dieser wieder leitet. Der Verlaufder Spannung am Thyristor 17 ist ein Spiegelbild der Wellenform 37 mit entgegengesetzter Polarität.
In der Darstellung nach den Figuren 2d und 2e überlappen sich die Ladeströme bei nur 2 Perioden der Thyristor-Steuerimpulse 31 und 32. Da während Jedes vollständigen Vertikalablenkzyklus T0-TO, ungefähr 262 Horizontalrücklaufimpulse erscheinen, gibt es in Wirklichkeit viel mehr Perioden sich überlappender Lade ströme 33 und 34. Es wird somit ein sehr glatter und linearer Nulldurchgang erreicht, weil die Differenz zwischen den Strömen 33 und 34 am Uberschneidungs-oder Durchgangspunkt auf Null abfällt. Wegen der reaktiven Elemente in der Schaltung (z.B. der Kondensator 15) kann der Durchgangspunkt in Wirklichkeit um ein kleines Stück gegenüber dem Punkt T7 verschoben sein, der in der Stromwellenform 36 für das AblenkJoch gezeigt ist.
Man erhält den Vertikalrücklauf mit einer halben Periode des frei schwingenden Parallelresonanzkreises, der durch den Kondensator 15 und die Wicklung 18 gebildet wird. Hierdurch ändert sich die Polarität der Spannung der Wicklung 18 sowie auch des Magnetfeldes in der Wicklung 1;.
Es sei darauf hingewiesen, daß während des Vertikalrücklaufintervalls T11-T0, keine Ladeströme auftreten, ausgenommen ein einziger Ladezyklus über den Thyristor 13 und die Induktivität 14, der das Vertikalrücklaufintervall einleitet.
Dies ist deswegen so, weil der Modulator derart auf die vom Vertikal-Sägezahngenerator 20 kommenden Wellenformen anspricht, daß er die Steuerimpulse an der Klemme 25, die normalerweise den Thyristor 17 zünden würden, aufhören läßt und die Abgabe von Steuerimpulsen an der Klemme 24 in Gang setzt. Der Thyristor 13 bekommt eine starke Leitfähigkeit und bewirkt die schnelle Änderung der Spannungspolarität am Kondensator 15.
Anschließend spanntder in der Wellenform 35 innerhalb der Zeitspanne T11-T0, gezeigte Vertikalrücklaufimpuls den Tiiyristor 13 in Sperrichtung und verhindert, daß dieser Thyristor während des restlichen Teils des Vertikalrücklaufintervalls leitet.
Mit der Schaltungsanordnung nach Figur 1 erzielt man eine wesentäiche Verminderung der Verlustleistung, weil Thyristorenl3 und 17 als Schalter betrieben werden, d.h. Elemente sind, die entweder nicht-leitend oder gesättigt sind.
Somit geht in diesen Elementen wenig Leistung verloren Außerdem ist keine externe Gleichstrom-Versorgungsquelle notwendig, um die Thyristoren 13 und 17 zu betreiben. Die Energie quellen für die Thyristoren sind die Horizontalrücklaufimpulse, die an den Wicklungen 8b und 8c erscheinen. Dies führt zu einer weiteren Verminderung des Leistungsverbrauchs, weil man zum Betrieb in Schaltung keine leistungsvergeudenden Gleichrichter und Filternetzwerke braucht.
Die Belastung der Horizontalablenkschaltung mit der Vertikalablenkschaltung während Jedes Horizontalrücklaufintervalls führt auch dazu, daß die seitliche Kissenverzerrung zumindest etwas korrigiert wird, weil die Stromentnahme (Belastung) am Beginn und am Ende des Vertikalhinlaufintervalls am größten ist und in der Mitte des Vertikalhinlaufintervalls auf ein Minimum absinkt. Außerdem wird auch die obere und untere Kissenverzeichnung zumindest teilweise ohne zusätzliche Schaltungsmaßnahmen korrigiert, und zwar wegen der mit Horizontalfrequenz auftretenden parabolischen Modulation des Vertikalablenkstrums, die durch die Integration der Spannung am Kondensator 15 durch die Induktivität der Ablenkwicklung 18 hervorgerufen wird. Diese parabolische Komponente ist am Beginn und am Ende des Vertikalhinlaufintervalls am größen und nimmt zur Mitte des Vertikalhinlaufintervalls hin ab, womit praktisch die sogenannte bow tie" -Modulation (Frackschleifen-Modulation) erreicht wird, um die obere und untere Kissenverzeichnung des Ablenkrasters zu korrigieren.
Dies ist deutlich mit der Wellenform 26 für die Spannung der Ablenkwicklung 18 in Figur 1 gezeigt.
Die Figur 3 zeigt in größerer Einzelheit ein geschaltetes Vertikalablenksystem ähnlich demJenigen nach Figur 1. Eine Quelle für Vertikalsynchronimpulse 21 ist mit einer Klemme 22 eines Transistors 40 gekoppelt. Der Emitter des Transistors 40 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über eine Diode 41, einen Widerstand 42,ein als Höhenregler die endes Potentiometer 44 und inden Widerstand 45 mit einer Quelle positiven Potentials B+ verbunden, welches von einer Gleichstrom-Versorgungsquelle 12 erhalten wird. Das Potential n+ liege in der Größenordnung von 24 Volt. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 42 und 44 ist über einen ersten Kondensator 43, einen zweiten Kondensator 48, einen Widerstand 49, einen Widerstand 50 und ein als Linearitätsregler dienenes Potentiometer 51 mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Kondensatoren 43 un.d 48 ist über einen Widerstand 46 an einen invertierenden Eingang eines Verstärkers 47 geschaltet. Ein Widerstand 52 koppelt den invertierenden Eingang des Verstärkers 47 mit einem Zentrierungs-Potentiometer 53, welches seinerseits über einen Widerstand 54 mit B+ verbunden ist. Zwischen den invertierenden Eingang und den Ausgang des Verstärkers 47 sind zwei gegensinnig gepolte Zenerdioden 60 und 61 geschaltet, um den Spitzenausschlag der Signale zu begrenzen. Ein Widerstand 59 bildet eine Rückkopplung fiir den Verstärker, und ein Netzwerk bestehend aus der Reihenschaltung eines Widerstands 57 und eines Kondensators 5lR und einem parallel zu dieser Reihenschaltung angeordneten Kondensator 56 bewirkt eine Dämpfung zur Verhinderung unerwünschter Schwingungen im Verstärker 47. Zwei Widerstände 63 und 64, dieill Reihe zueinander zwischen B+ und Masse geschaltet sind, bilds einen Gleichstrom-Spannungsteiler zur Bereitstellung einer Bezugsspannung, die über einen Widerstand 62 auf den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 47 gegeben und ueber einen Widerstand 65 zum nicht-invertierenden Eingang eines zweiten Verstärkers GG gegeben wird. Der Ausgang des Verstärkers 47 ist iiber einen Widerstand 67 mit dem invertierenden Eingang des Verstärkers 66 verbundetl. Ein vom Ausgang des Verstärkers 66 zu seinem invertierenden Eingang führender w;iderstand 68 bildet eine Hückkopplung für diesen Verstärker.
Der Ausgang des Verstärkers 47 ist über eine Diode 71 mit der Basis eines ersten Transistors 72 eines Differentislverstärkers 73 verbunden. Der Differentialverstärker 73 bewirkt eine Pulsbreitenmodulation, wie sie später noch beschrieben wird. Der Kollektor des Transistors 72 liegt an Nasse, und die Emitter der Transistoren 72 und 74 snd über einen gemeinsamen Emitterwiderstand 75 mit B+ verbunden. Vom gemeinsamen Emitteranschluß führen zwei Vorspannungswiderstände 76 und 77 zu den Basen der Transistoren 72 und 74.
Der Kollektor des Transistors 74 liefert ein Ausgangssignal, welches iiber eine Diode 93 auf die Basis eines Treibertransistors 94 gegeben wird. Die Basis des Transistors 74 ist über eine Diode 78 mit dem Emitter eines Transistors 112 verbunden und über eine Diode 86 mit der Basis eines Transistors 82 verbunden, der Teil eines zweiten Differentialverstärkers 81 ist, welcher ebenfalls als Pulsbreitenmodulator in eine noch zu beschreibenden Weise wirkt. Die Emitter der Transistoren 82 und 80 sind iiber einen gemeinsamen Widerstand 83 an B+ angeschlossen. Von den Emittern der Transistoren 80 und 82 führen Vaspannungswiderstände 84 und 85 zu den Basen dieser Transistoren. Die Basis des Transistors 80 ist über eine Diode 79 mit dem Ausgang des Verstärkers GG verbunden. Der Kollektor des Transistors 82 ist mit der Basis eines zweiten Treibertransistors 7 verbunden.
Der Treibertransistor 87 liegt mit seinem Kollektor über einen Widerstand 90 an B+. Ein Widerstand 91 und ein Kondensator 92 dienen dazu, diese Stufe von der Versorgungsquelle B+ zu entkoppeln. Der Emitter des Transistors 87 ist über einen Widerstand 89 mit Masse verbunden und liegt außerdem an der Steuerelektrode eines Thyristors 17.
Der Treibertransistor 94 liegt mit seinem Kollektor über eine Diode 97 und einen Widerstand 98 am entkoppelten Zweig der Versorgungsquelle B+. Der Emitter des Transistors 94 ist mit der Steuerelektrode eines Thyristors 13 und außerdem über einen Widerstad 96 mit dem Verbindungspunkt zwischen einer Vertikalablenkwicklung 18und einem Kondensator 15 verbunden. Die andere Seite des Kondensators 15 liegt an Masse, und das andere Ende der Ablenkwicklung 18 ist über einen stromfühlenden Rückkopplungswiderstand 19 mit Masse verbunden.
Das vom oberen Ende der Vertikalablenkwicklung 18 erhaltene Gleichstromsignal wirdUber einen Reihenwiderstand 115 und einen Nebenschlußkondensator 116 auf ein Ende eines Potentiometers 53 gegeben, um es auf den Verstärker 47 zurückeukoppeln. Mit dieser Gleichstromrückkopplnng wird der Arbeitspunkt der gleichstromgekoppelten Vertikalablenkschaltung eingestellt. Ein Wechselstrom-Rückkopplungsweg führt vom Verbindungepunkt zwischen der Vertikalablenkwicklung 18 und dem Rückkopplungswiderstand 19 über einen Kondensator 114 zum Verbindungspunkt zweier Widerstände 49 und 50. Zusammen mit der Einstellung eines Linearitäts-Potentiometers 51 vermag dieser Rückkopplungsweg zur Linearitätskorrektur zu dienen.
Die Ausgangs- oder Endstufen, welche die Thyristoren 13 und 17 und den -Hochspannungs- und Endtransformator 8 enthalten, gleichen den Endstufen, wie sie in Verbindung mit Figur 1 beschrieben sind.
Eine Wicklung 8e des Transformators 8 ist über einen durch Widerstände 101 und 102 gebildeten Spannungsteiler mit Masse verbunden. Der Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 101 und 102 liefert horizontalfrequente Rücklaufimpulse zur Basis eines Transistorverstärkers 103. Der Emitter des Transistors 103 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Belastungswiderstand 104 mit Bs verbunden. Der Kollektor des Transistors 103 ist mit der Basis eines Transistors 105 verbunden, um diesen Transistor mit Steuer- oder rPreiberstrom zu beaufschlagen. Der Emitter des Transistors 105 liegt an Masse, und sein Kollektor ist über einen Widerstand 106 mit B+ md außerdem mit der Basis eines Transistors 107 verbunden. Der Transistor 107 ist mit seinem Emitter an Masse und mit seinem Kollektor über einen Widerstand 108 an B+ angeschlossen und ferner über einen Kondensator 109 und eine in der dargestellten Weise gepolte Diode 110.mit Masse verbunden. Ein Widerstand 111 liegt zwischen dem Kollektor des tUransistors 105 und dem gemeinsamen Anschluß des Kondensators 109 und der Diode 110.
Der Kollektor des Transistors 107 ist außerdem mit der Basis eines Transistors 112 verbunden, der als Emitterfolger eschaltet i.st. Der Kollektor des Transistors 112 liegt an Nasse, und sein Emitter ist über einen Widerstand 113 mit B+ verbunden. Allgemein gesagt dienen die Transistoren 103, 1G5, 107 und 112 gemeinsam mit der ihnen zugeordneten Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Sägezahnsignalen mit Horizontalablenkfrequenz, die iiber Dioden 78 und 86 auf jeweils einen Eingang ciedes der beiden Differentialverstärker 75 und 8 geg£t-en erden. Die Basis des Transistors 112 ist mit dem Kollektor des Transistors 107 und außerdem über die Reihenschaltung eines Widerstands 130 und eines Potentiometers 131 mit Masse verbunden. Das Potentiometer 131 sorgt für den sich überlappenden Betrieb der Thyristoren 13 und 17.
im Betrieb bewirken die auf die Basis des Transistors 40 gegebenen positiv gerichteten Vertikalsynchronimpulse, daß dieser Transistor jeweils leitet, um die Sägezahn-Ladekondensatoren 43 und 48 zu entladen. Um das Vertikalhinlaufintervall am Ende des Vertikalsynchronimpulses 22 zu beginnen, wird der Transistor 40 gesperrt, und die Kondensatoren 43 und 48 laden sich über einen Weg auf, der von der Versorgungsauelle B+ über den widerstand 45, das Potentiometer 44, den Widerstand 49, den Kondensator 114 und den Widerstand 19 nach Masse führt, Das Sägezahnsignal wird über den Widerstand 46 auf den Verstärker 47 gegeben, und Jede Differenz zwischen diesem Signal und dem über den Kondensator 114 rückgekoppelten Sägezahnsignal ersoheint verstärkt und invertiert am Ausgang des Verstärkers 47, wie es mit der Kurve 69 gezeigt ist, die einen vertikalfrequenten negativ gerichteten Säge zahn darstellt. Durch Verstellung des Zentrierungs-Potentiometers 53 wird der Gleichstromwert des Sägezahnsignals am Eingang des Verstärkers 47 verändert, und wegen der Gleichstromkopplung mit der Ablenkwicklung 18 wird eine Gleichstroskomponente erzeugt, um die Zentrierung des Rasters zu erreichen, indem dem Strom des Qblenkåochs ene Gleichstromkomponente hinzuaddiert wird. Außerdem führt die Gleichstrom-Rückkopplung vom oberen Ende der Wicklung 18 über den Widerstand 115 zum einen Ende des entrierungs-Potentiometers 53 zur Stabilisierung des Gleichstrom-Arbeitspunktes.
Das am Ausgang des Verstärkers 47 erhaltene negativ gerichtete Sägezahnsignal 69 wird auf den invertierenden Eingang des Verstärkers 66 gegeben, der an seinem Ausgang ein Signal liefert, welches mit der Kurve 70 dargestellt ist.
Dieses Signal ist ein positiv gerichteter vertikalfrequenter Sägezahnsdeseen Pegel gleich groß aber mit entgegengesdzter Polarität wie der Gleichstrompegel der Wellenform 69 ist, und zwar bezogen auf die am Verbindungspunkt der Widerstände 63und 64 herrschende Bezugsspannung. Die mit entgegengesetzter Polarität auftretenden vertikalfrequenten Sägezahnsignale 69 und 70 werden jeweils über eine Diode 71 bzw. 79 gegeben, um den Jeweils anderen Eingang der Differentialverstarker 73 und 81 zu beaufschlagen.
Die Figuren 4a bis 4c zeigen Wellenformen, wie sie an verschiedenen Punkten der Schaltungsanordnung nach Figur 3 erscheinen. Die Wellenform 69 nach Figur 4a ist ein Teil des negativ gerichteten sägezahnförmigen Fehlersignals, welches der Basis des Transistors 72 des Differentialverstärkers 73 zugeführt wird. Die Wellenform 70 in Figur 4a ist ein Teil des positiv gerichteten vertikalfrequenten Sägezahn-Fehlersignals, welches auf die Basis des Transistors 80 des Differentialverstärkers 81 gegeben wird.
Die auf die i3asis des Transistors 103 gegebenen positir gerichteten Horizontal-Riicklaufimpulse bewirken, daß dieser Transistor leitet, und die auf die Basis des Transistors 105 gegebenen invertierten Rücklaufimpulse bewirken, daß der Transistor 105 während des Horizontalrücklaufintervalls sperrt.
Der positive Spannungsanstieg am Kollektor des Transistors 105 bewirkt, daß der Transistor 107 leitet. Die positive Ladung auf der linkext Seite des Kondensators 109, die vorher durch den zwischen B+ und Masse geschalteten und aus den Widerständen 108, 130 und dem Potentiometer 131 gebildeten Spannungsteiler eingerichtet worden ist, wird durch die Leitfähigkeit des Transistors 107 plötzlich vermindert, und dieser Ladungsabfall äußert sich als negative Spannung am Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 109 und der Diode 110.
Der Strom, der vorher durch den Widerstand 106 und den Transistor 105 geflossen ist, teilt sich nun auf zwischen dem Basis-tmitter-t'Iberganp; des Transistors 107 und dem.Weg über den Widerstand 111 zur negativen Seite des Kondensators 109, Der Kondensator 109 beginnt somit nunXsich zu entladen, und zwar über den Transistor 107 nach Nasse und über die Versorgungsquelle B+, den Stromquellenwiderstand 106 und den Widerstand 111 zur linken (negativen) Seite des Kondensators 109.
In dieser Schaltung, die ein modifizierter Niller-Integrator ist, ist der durch den Widerstand 111 fließende Strom gleich dein durch den Widerstand 106 fließenden Strom, abgesehen von einem sehr kleinen Strombetrag, der durch die Basis des Transistors 107 fließt. Am Widerstand 111 fällt eine konstante Spannung ab, und der Widerstand 111 bewirkt die negativ gerichtete Stufe der Wellenform 120.
Die Konstantstrom-Entladung des Kondensators 109 über den Transistor 107 erzeugt einen negativ gerichteten Spannung sägezahn am Kollektor des Transistors 107, wie es ill der Wellenform 120 in Figur 4a zu erkennen Bt. Der Transistor 112 ist als Emitterfolger geschaltet, und die Spannung an seinem Emitter ist die Wellenform 120 nach Figur 4a.
Der positivste Teil der Wellenform 12G wird durch die Einstellung des Potentiometers 131 im Spannungsteiler bestimmt.
Der scharfe negative Abfall in der Wellenform 120 w.rd ( rzeugt durch den Spannungsabfall am Widerstand 111, der durch den über den Widerstand 106 fließende Strom herbeigeführt wird. Der abrupt in positiver Richtung ansteigende Teil der Wellenform 120 resultiert aus der Beendigung der Rücklaufimpulse an der Basis des Transistors 103, wodurch dieser Transistor gesperrt, der Transistor 105/durchlässig und der Transistor 107 gesperrt wird. Dies bringt die basisspannung des Transistors 112 und somit die Spannung der Wellenform 120 auf den durch die Einstellung des Potentiometers 17)1 bestimmten Wert, auf den sich der Kondensator 109 von B+ über den Widerstand 108, die Diode 110 und Masse auflädt.
Die am Emitter des Transistors 112 erhaltenen negativ gerichteten Impulse 120 mit den negativ gerichteten Sägezahnspitzen werden über die Dioden 78 und 86 auf die Basen der Transistoren 74 und 82 gegeben. Im Differentialverstärker 73 wird dann derJenige der Transistoren 72 und 74 leitend, der die am meisten negative Spannung an seiner Basis erhalt, während der andere der Transistoren gesperrt wird. Während des ersten Teils des Vertikalhinlaufintervalls, wenn die vertikalfrequente Wellenform 69 nach Figur 4a positiv gegenüber der negativ gerichteten Sägezahnwellenform 120 ist, wird also der Transistor 74 bis zur Sättigung leitend und liefert eine Reihe positiv gerichteter Impulse mit Horizontalfrequenz an seinem Kollektor, die über die Diode 93 und den Transistortreiber 94 die Leitfähigkeit des Thyristors 13 veranlassen. Die Treiberimpulse an der Steuerelektrode des Thyristors 13 sind in Figur 4b mit den Impulsen 123 gezeigt. Eine gemeinsame Betrachtung der Figuren 4a und 4b zeigt, daß die Impulse 123 mit negakver werdender Wellenform 69 immer kürzer werden.
Ferner erkennt man, daß die Wellenform 120 den Transistor 74 solange mit HorizontalfrequenzXleitend schaltet, wie der negativ gerichtete sägezahnförmige Teil der Wellenform 120 negativer ist als der Spannungswert der vertikalfrequenten Wellenform 69. Es werden also Treiberimpulse mit Horizontalfrequenz erzeugt, um den Thyristor 13 jeweils zu zünden und den Kondensator 15 mit einem im wesentlichen linear absinkenden positiven Strom aufzuladen.
Zum Zeitpunkt 4 wird der sich mit Horizontalfrequenz wiederholende sägezahnförmige Teil der Wellenform 120 negativ gegegenüber dem positiv gehenden vertikalfrequenten Sägezahn-Fehlersignal 70, so daß der Transistor 82 zu leiten beginnt.
Im weiteren Verlauf des Vertikalintervalls rückt die Vorderflanke des Spannungsimpulses am Kollektor des Transistors tQ2 während Jeder nachfolgenden Horizontalrücklaufperiode ein Stück näher an die Vorderilane der Wellenform 120, wie es dw Wellenform 124 in Figur 4c zeigt. Diese positiven Impulse der Wellenform 124 werden über den Treibertransistor 87 gekoppelt und bringen den Thyristor 17 zum leiten. Durch den Thyristor 17 fließt ein Strom, der von Masse über den Kondensator 15 und die Induktivität 16 zum unteren Ende der Wicklung 8c gelangt, welches gegenüber dem oberen Ende dieser Wicklung eine negative Rücklaufimpuls-Spannung hat, und dieser Strom bewirkt, daß am Kondensator 15 während der letzteren Hälfte des Vertikalhinlaufintervalls eine ansteigende negative Spannung erzeugt wird.
Eine gemeinsame Betrachtung der Figuren 4b und 4c zeigt, daß sich Impulse der Wellenformen 123 und 124 für eine Zeitspanne um die Mitte des Vertikalhinlaufintervalls herum überlappen. Währenddem Zeit von T6 bis T7 leiten beide Thyristoren 13 und 17 gleich lang, so daß der in den Kondensator 15 fließende Gesamtladestrom gleich Null ist. An dieser Stelle liegt der Durchgangspunkt. Wie weiter oben beschrieben, bestimmt die Einstellung des Potentiometers 131 den Spannungswert, dem Impulse 120 überlagert werden, und somit die Anzahl sich überlappender Impulse der Wellenformen 123 und 124. Man erkennt, daß einmal die positiven und einmal die negativen Ströme übe,rwiegen, so daß links und rechts des Zeitpunkts T6 der die Ablenkwicklung 18 durchfließende Sägezahnstrom erzeugt wird. Die in Figur 4a als Mittellinie gezeigte Bezugsspannung VR stellt den nominellen Gleichspannungs-Mittelwertder Sägezahn-Wellenformen 69 und 70 dar. Diese Bezugsspannung wird durch in Figur 3 dargestellten Spannungsteiler aus den Widerständen 63 und 64 bestimmt. Eine Verstellung des Zentrierungs-Potentiometers 53 bewirkt über die Verstärker 47 und 66, daß sich die Spannungs-Wellenformen 69 und 70 bezüglich VR in Richtungen entgegengesetzter Polarität verschieben. Hierdurch wird der Kreuzungspunkt der Wellenformen 69 und 70 nach Figur 4a von der in Figur 4a gezeigtes mittleren Lage aus entweder nach rechts oder nach links bewegt. Das heißt, der durch die Wicklung 18 fließende Ablenkstrom iiberlagert sich einem zentrierenden Gleichstrom, der von der Einstellung des Potentiometers 53 abhängt.
Der Rücklauf wird durch die leitfähigkeit des Transistors 40 eingeleitet, womit der negative Impulsteil der vertikalfrequenten Wellenform 70 auf die Basis des Transistor 80 des Differentialverstärkers 81 gekoppelt wird, so daß der Transistor 82 aufhört zu leiten und Impulse 124 abzugeben.
Zur gleichen Zeit sperrt der positive Impulsteil der Wellenform 69, der auf den Transistor 72 des Differentialverstärkers 73 gegeben wird, den Transistor 72 und befähigt den Transistor 74 zu leiten, wenn das horizontalfrequente negative Sägezahnsignal der Wellenform 120 der Basis dieses Transistors zugeführt wird. Der erste zu dieser Zeit erscheinende der horizontalfrequenten Säge zähne 120 bewirkt einen breiten Impuls 123 am Kollektor des Transistors 74 und veranlaßt den Thyristor 13, zu einer sehr frühen Zeit bezüglich des Horizontalrücklaufimpulses 30 nach Figur 2a zu leiten. Der den Thyristor 13 durchfließende Strom lädt den Kondensator 15 positiv auf, und die in der Ablenkwicklung 18 gespeicherte magnetische Energie führt dazu, daß die Spannung am Kondensator 15 weiter positiv ansteigt. Dies ist in den Figur 2b, 2d, 2f und 2g veranschaulicht. Dle Rücklaufimpulszeit der Wellenform 35 nach Figur 2f beträgt ungefähr 3 bis 4 Horizontal-oder Zeilenintervalle. Der positiv gerichtete Rücklaufimpuls wird über den Vorspannungswiderstand 95 auf die Kathode der Diode 93 gekoppelt, um diese Diode gegenüber den vergleichbar schwachen positiven Impulsen, die bei leitendem Transistor 74 an ihrer Anode erzeugt werden, in Sperrrichtung vorzuspannen. In ähnlicher Weise wird auch die Diode 97 während des Vertikalrücklaufintervalls in Sperrichtung gespannt, swo daß sie den Transistor 94 von dem entkoppeltn Zweig der Versorgungsquelle B+ trennt und der Rücklaufimpuls für die Dauer einer halben Periode der Resonanzfrequenz des aus dem Kondensator 15 und der Ablenkwicklung 18 gebildeten Parallelkreises über den Wert B+ hinaus ansteigen kann.
Da die AblenkwicRung während des Rücklaufintervalls nicht auf irgendeine Spannung geklemmt wird, kann die Spannung der Rücklaufimpulse auf einen relativ hohen Wert ansteigen, womit eine schnelle Umkehr des Stroms inder Ablenkwicklung und somit en kurzes Rücklaufintervall :erhalten wird. Nach einer halben Periode der Resonanz beginnt der Vertikalrücklaufimpuls negativ auszuschlagen, womit die Dioden 93 und 97 in Durchlaßrichtung gespannt werden und Steuerimpulse zum Thyristor 13 gelangen können, um den Beginn eines neuen Hinlaufintervalls zu erm4$ichen.
In der Anordnung nach Figur 3 ist die Kathode des Thyristors 13 mit dem Kondensator 15 und nicht, wie im Falle der Figur 1, mit dem oberen Ende der Wicklung 8b. Somit sind die "Schwebspannungen an der Kathode und der Steuerelektrode bei der Anordnung nach Figur 3 viel niedriger als beider .\unordnung nach Figur 1, womit eine größere Stabilität im Betrieb des Thyristors 13 erhalten wird.
In der Anordnung nach Figur 3 wird anders als im Falle der Figur 1 eine Einrichtung zur Pulsbreitenmodulation verwendet, welche zur Steuerung derLeitfähigkeit der Thyristoren 13 und 17 nur die Vorderflanken der Impulse der Wellenformen 123 und 124 gegenüber den Vorderflanken der Horizontalrücklaufimpulse verlagert.
Die figur 5 ist ein detailliertes, teilweise in Blockform ausgeführtes Schaltbild einer anderen Ausführungsform eines erfindungsgemäßen geschalteten Vertikalablenksystems. Der wesentliche Unterschied zwischen den Ausführungsformen nach den Figuren 5 und 3 besteht darin, daß im Falle der Figur 5 ein gesonderter Oszillator und Sägezahngenerator 150 eine stabile Sägezahnspannung erzeugt, die am Ausgang eines Verstärkers 176 erhalten wird. Diese Sägezahnspannung wird auf die Verstärker 47 und 66 und den als linearer Verstärker wirkenden restlichen Teil des Vertikalablenkgenerzltors gegeben, wobei eine Rückkopplung von der Ablenkwicklung18 zum Verstärker 47 vorgesehen ist. Ein Vorteil der Ausführungsform nach Figur 5 besteht darin, daß auf einfache Weise die Verschachtelung zweier aufeinanderfolgender Teilbilder erreicht wird.
Ein Vertikalsynchronimpuls 21 wird auf eine Klemme 22 und von dort über einen Widerstand 151, eine Diode 153, einen Kondensator 155 und eine Diode 156 gekoppelt, um einen Transistor 157 zum Beginnen des Rücklaufintervalls leitend zu machen. Der vom Transistor 157 geleitete Strom fließt-von der Versorgungsquelle B+ über den Widerstand 169 nach Masse. Der Potentialabfal3 am Kollektor des Transistors 157 wird über die Diode 15 und den Widerstand 159 gekoppelt, um den Transistor 160 leitend zu machen. Bei leitendem Transistor 160 werden die sägezahnerzeugenden Kondensatoren 174 und 175 über einen Widerstand 172 entladen.
Der Emitter-Kollektor-Stromkreis wird durch den Stromweg geschlossen, der von B+ über das Höhenregelungs-Potentiometer 171, den Widerstand 170, den Widerstand 172 und den Widerstand 173 nach Masse führt. Die Leitfähigkeit des Transistors 160 während des Vertikalrücklaufintervalls bewirkt, daß am invertierenden Eingang des Verstärkers 176 im Verlauf des Rücklaufintervalls eine negative Spannung erscheint.
Die der Vorderflanke der Synchronimpulse 21 folgende verminderte Kollektorspannung des Transistors 157 wird über einen Widerstand 161 gekoppelt, um den Transistor 162 leitend zu machen. Der Hauptstromweg des Transistors 162 führt von Bf über die Widerstände 165, 164 und 154 nach Masse. Dem Widerstand 154 ist eine Reihenschaltung aus einem Kondensator 155, einer Diode 156 und der Basis-Emitter-Strecke des Transistor 157 nach Masse parallel geschaltet. Dieser Stromweg erlaubt dem Kondensator 155, sich über die Diode 156 und die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 157 zu entladen. Wenn sich der Kondensator 155 so weit entladen hat, daß die Diode 156 und der Basis-Emitter-Übergang des Transistors 157 nicht mehr länger in Durchlaßrichtung gespannt sind, dann werden die Transistoren 157, 160 und 162 gesperrt. Zu diesem Zeitpunkt beginnen die Kondensatoren 174 und 175 damit, an ihrem Verbindungspunkt Eine sägezahnförmige Spannung zu erzeugen, d.h., indem sie sich von B+ über das Potentiometer 171, den Widerstand 170, den Widerstand 173 und Masse aufladen, bilden sie am Ausgang des Verstärkers 176 einen negativ gerichteten Sägezahn. Gleichzeitig beginnt der Kondensator 15i5, sich über das als Bildfangregler dienende Pot<;ntiometer 168, den Widerstand 167, den Widerstand 154 und Masse aufzuladen, um die Freilauffrequens des mit den Transistoren 162 und 157 gebildeten Oszillatorteils zu bestimmen.Beim Ausbleiben der ankommenden Vertikalsynchronimpulse 21 wird der Transistor 157 leitend werden und das Vertikalrücklaufintervall einleiten, wenn die Ladung am Kondensator 155 genügend positiv wird, um die Diode 156 und den Transistor 157 in Durchlaßrichtung zu spannen. Der wischen dem Verbindungspunkt der Widerstände 164 und 165 einerseits und Masse andererseits liegende Kondensator 166 dient zur Entkopplung der Versorgungsquelle. Der zwischen dem Verbindungspunkt des Widerstands 151 und der Diode 153 einerseits und Masse andererseits liegende Kondensator 152 dient zur Entkopplung der Diode 153 von irgendwelcher horizontalfrequenten Energie.
Die zwischen B+ und Masse geschalteten Widerstände 182 und a liegen mit ihrem gemeinsamen Anschluß am nicht-nvertierenden Eingang eines Verstärkers 185, um am Ausgang dieses Verstärkers eine stabile Bezugsspannung bereitzustellen.
Ein Kondensator 184 verhindert, daß der nicht-invertierende Eingang des Verstärkers 185 von irgendwelchen Spannungsschwankungen beeinflußt wird. Der Ausgang des Verstärkers 185 ist auf den invertierenden Eingang dieses Verstärkers rückgekoppelt und außerdem iiber einen Widerstand 177 mit dem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 176 verbunden, um diesem Eingang die Bezugsspannung anzulegen.
Eine zwischen dem Ausgang und dem invertierenden Eingang des Verstärkers 176 liegende Anordnung aus einem Potentiometer 178 und einem Widerstand 179 ermöglicht eine LinearitätsJustierung des Sägezahnsignals. Zwischen dem Ausgang des Verstärkers 176 und die untere Seite des Kondensators 175 ist ein Widerstand 180 und ein Kondensator 181 geschaltet, wobei diese Elemente so gewählt sind, dcß sie eine S-i?ormung des erzeugten Sägezabnsignals bewirken. Die Linearität und die S-Formung des positiv gerichteten Sägezahnsignals am Ausgang des Verstärkers 176 wird somit unabhängig von einer Rückkopplung vom Rest der Ablenkschaltung erreicht. Dieses Sägezahnsignal ist bei der vorliegenden Ausführungsform äquivalent dem positiv gerichteten Sägezahnsignal, welches in der Anordnung nach Figur 3 auf den invertierenden Eingang des Verstärkers 47 gegeben wird.
Der Ausgang des Verstärkers 176 ist über einen Widerstand 186 mit aem nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 47 gekoppelt, der hier dieselbe Funktion hat, wie in Salle der ligur 3. Der Ausgang des Verstärkers 47 ist über einen Widerstand 67 mit dem invertierenden Eingang eines Verstärkers 66 gekoppelt, der hier ebenfalls dieselbe Funktion wie im Falle der Figur 3 hat. Die am Ausgang des Verstärkers 185 erhaltene Bezugsspannung wird über einen Widerstand 187 auf den nicht-invertierenden Eingang des Verstärkers 66 gegeben. Zwei Widerstände 59und 68 bilden Rückkopplungen für die Verstärker 47 und 66 we im Falle der Figur 3. Die Ausgänge der Verstärker 47 und EG sind über Jeweils eine Diode 71 bzw. 79 wie im Falle der Figur 3 mit jeweils einem Modulator 73 bzw. 81 verbunden. Somit wäre wie im Falle der Figur 3 an der Diode 71 ein negativ gerichtetes Sägezahnsignal 69 und an der Diode 79 ein invertiertes positiv gerichtetes Vertikalfrequentes Sägezahnsignal 70 vorhanden.
Der übrige Teil der Ausgangsschaltung, der in Figur 5 nicht dargestellt ist, entspricht der Ausführungsform nach Figur 3, wobei der einzige Unterschied in der von der Ablenkwicklung 18 8 ausgehenden Rückkopplungsanordnung besteht, die für den Fall der Figur 5 nachstehend beschrieben wird.
Ein Differentialverstärker 189 ist aus zwei Transistoren 188 und 190 gebildet, deren Emitter über jeweils denen Widerstand 212 bzw. 211 und dann über einen Widerstand 213 mit der Versorgungsquelle B+ verbunden sind. Der Kollektor des Transistors 188 liegt an Masse, und seine Basis empfängt als Eingangssignal die Bezugsspannung vom Ausgang des Verstärkers 185. Diese Spannung bestimmt den nominellen Gleichstrom-Arbeitspunkt für den Vertikalverstärker. Der Kollektor des Transistors 190 ist über die Parallelschaltung eines Widerstands 204 mit einem Kondensator 205 an Masse angeschlossen und außerdem mit der Basis eines Transistors 202 verb-unden, der als rückgekoppelter Verstärker betrieben wird. Ein Widerstand 208, ein Zentrierungs-Potentiometer 207, ein Widerstand 206 und ein Kondensator 209 sind in der genannten Reihenfolge als Serienschaltung zwischen B+ und Masse geschaltet. Der Schleifer des Zentrierungs-Potentiometers 207 ist mit der Basis des Transistors 190 verbunden und liegt außerdem an einem Kondensator 210, der zwischen die Basis des Transistors 190 und Masse geschaltet ist und irgendwelche Spannungsusschläge an der Basis ausfiltert. Der Verbindungepunkt zwischen Widerstand 206 und Kondensator 209 ist über einen Widerstand 214 mit dem oberen Ende der Vertikalablenkwicklung 18 verbunden, um von diesem Ort ein Gleichstrom-Rückkopplungssignal zu empfangen, welches den Arbeitspunkt stabilisiert und ihn gewünschtenfalls Je nach Einstellung des Zentrierungs-Potentiometers verschiebt, um eine Gleich stromkomponente in der Ablenkwicklung 18 zu erzeugen. Die Spannungen zur Justierung der Gleichstromstabilisierung und Zentrierung werden mit der vom Verstärker 185 erhaltenen Bezugsspannung verglichen, und die Differenz wird vom Kollektor des Transistors 190 auf die Basis des rückgekoppelten Vbrstärkers 202 gegeben.
Vom Verbindungspunkt zwischen Ablenkwicklung 18 und Rückkopplungswiderstand 19 wird ein Rückkopplungssignal entnommen und über einen Widerstand 200 auf den Emitter des Transistors 202 gegeben. Ein zwischen dem Emitter des Transistors 202 und Masse liegender Widerstand 201 mit den ihm parallel liegenden Widerständen 200 und 19 bestimmt den Gesamt-Emitterwiderstand und steuert den durch den Widerstand 203 und den Transistor 202 fließenden Strom .Dieses Rückkopplungssignal regelt die Amplitude und die Linearitat des Ablenkstroms. Die Jeweiligen Rückkopplungssignale, die auf dB Basis und den Emitter des Transistors 202 geeben werden, -ändern die Leitfähigkeit des Transistors 202, und die am Lastwiderstand 203 erzeugte Spannung wird auf den invertierenden Eingang des Verstärkers 47 gegeben, um den gewünschten betrieb des geschalteten Vertikalablenksystem zu erreichen.
Die Figuren 6a bis 6f zeigen Wellenformen, wie sie an verschiedenen Punkten der Anordnung nach Figur 5 erscheinen.
Die Figur 6a zeigt die Wellenform 225 der Oszillatorspannung, die am Kollektor des Transistors 157 erscheint. Da diese Wellenform mit den auf den Oszillator gegebenen Vertikalsynchronimpulsen 21 synchronisiert ist, enthält sie zwangsläufig Zeitinformationen hinsichtlich der Teilbild-Verschachtelung (Zeilensprung). In ähnlicher Weise ist die Sägezahn-Wellenform 226 nach Figur 6b, welche die Spannung am Ausgang des Verstärkers 176 darstellt, ebenfalls durch die Vertikalsynchronimpulse 21 synchronisiert und enthält daher Informationen hinsichtlich der Teilbild-Verschachtelung.
Die Spannungs-Wellenformen 228 und 229 nach den Figuren 6c und 6d zeigen din zeitliche Beziehung zwischen den Horizontal-Rücklaufimpulsen und den vertikalfrequenten Wellenformen nach den Figuren 6a und 6b im einen Fall für geradzahlige und im anderen Fall für ungeradzahlige Teilbilder. Die horizontalfrequenten Impulse 228 sind um ein halbes Horizontalintervail gegenüber den horizontalfrequenten Impulsen 229 versetzt, und diese Versetzung zeigt die verschachtelte Beziehung zwischen den geradzahligen und den ungeradzahligen Tei)bildern an.
Der Ablenkbetrieb bei verschachtelten Teilbildern, d.h.
beim sogenannten "Zeilensprugverfahren", ist dadurch gekennzeichnet, daß die Ablenkstromamplituden in geradzahligen und ungeradzai ligen Teilbildern bezüglich des zeitlichen Auftretens der Vertikalsynchronimpulre Jeweils Gleich sind. Bezüglich der horizontalen Synchronimpulse oder Rücklaufimpulse sind die Amplituden des Ablenkstroms für geradzahlige und ungeradzahlige Teilbilder beim Zeilensprungverfahren Jedoch nicht einander gleich. Es besteht ein Unterschied im Ablenkstrom, der einem halben Horizontalintervall äquivalent ist, und dieser Unterschied kann einige Milliampere betragen. Da das hier in Rede stehende Ablenksystem durch Horizontalrücklaufimpulse gesteuert wird, kann der Zeilensprungbetrieb nicht durch Zeitsteuerung des Vertikalrücklaufs erreicht werden, wie es bei den bekannten Ablenkschaltungen der Fall ist. Beim Gegenstand der vorliegenden Erfindung erhalt man einen Zeilensprungbetrieb, indem man am Beginn und über die gesamte Dauer jedes Ablenkzyklus die Ablenkstromamplitude mit der Amplitude des Bezugs-Sägezahns 226 nach Figur 6b vergleicht und Justiert. Dies geschieht durch die um den linearen Endverstärker herumgeführte Wechselstrom-Rückkopplung, wie es nachstehend ausführlicher beschrieben wird.
Wie es in Vsrbindung mit Figur 3 beschrieben wurde, wird das Riicklaufintervall für jeden Vertikalablenkzyklus durch den ersten Horizontalrücklaufimuls eingeleitet, welcher der Vorderflanke der jeweiligen Wellenformen 225 und 226 nach den Figuren 6a und 6b folgt. Dies ist deswegen so, weil der Ablenkstrom mittels der Thyristoren 13 und 17 nur während des Erscheinens der Horizontalrücklaufimpulse geändert werden kann. Unter der Voraussetzung eines Zeilensprungbetriebs sind die Amplituden der Ablenkströme 230 und 231 nach den Figuren 6e und 6S zum Zeitpunkt T0 (d.h. am Ende des Hinlaufintervalls) bei geradzahligen und ungeradzahligen Teilbildern gleich. Dies ist veranschaulicht durch die drei Vektoren 232, 233 und 234 in den Figuren 6b, 6e und 6í, die alle die gleiche Länge haben.
Die gleich großen Amplituden des Ablenkstroms zum Zeitpunkt T0 werden durch die um den Ablenkverstärker herumgeführte Wechselstrom-Rückkopplung erhalten, welche die Spannung am stromfühlenden Widerstand 19 mit dem Bezugs-Sägezahn 226 (Figur 6b) am Eingang des Verstärkers 47 vergleicht. Wie oben erläutert, kann der Vertikalrücklauf erst dann beginnen, wenn einer der Eorizontalimpulse 228 bzw. 229 zum ersten Mal zeitlich mit dem Vertikalimpuls 225 zusammentrifft, welcher über der Wellenform 226 liegt. Somit beginnt der Vertikalrücklauf für geradzahlige Teilbilder bei T0 und für ungeradzahlige Teilbilder bei T1. Der Beginn des Vertikalrücklaufs ist deswegen nicht verschaqhtelt. Außerdem wird bei ungeradzahligen Teilbildern mehrmagnetische Energie in der Ablenkwicklung gespeichert, weil der Ablenkstrom zwischen U0 und T1 zunimmt, wie es in Figur 6f zu erkennen ist. Während des Vertikalrücklaufintervalls von T0 bis T2 bei geradzahligen Teilbildern und von T1 bis T3 bei ungeradzahligen Teilbildern schwingt die Ablenkwicklung IP mit dem dazu parallelgeschalteten Kondensator 15 für eine halbe Periode der zugeordneten Resonanzfrequenz, wie es in Verbindung mit Figur 3 erläutert wurde.
Die gespeicherte magnetische Energie überträgt sich von der Wicklung 18 auf den Kondensator 15 und zurück auf die Wicklung 18, wodurch an der Wicklung 18 und am Kondensator 15 eine hohe Rücklaufspannung erzeugt wird. Außerdem ändert sie die Polarität des Ablenkstroms aus einer negativen Richtung bei T0 und T1 in eine positive Richtung bei T2 und T3.
Der Umstand, daß am Beginn des Rücklauf bei T0 für geradzahlige Teilbilder und bei T1 für ungeradzahlige Teilbilder verschiedene Beträge an gespeicherter magnetischer Energie vorhanden sind, hat zur Folge, daß sich die Amplitude der Rücklaufspannung an der Wicklung 18 und am Kondensator 15 bei geradzahligen und bei ungeradzahligen Teilbildern um einen geringen Betrag unterscheidet, sie ist bei ungeradzahligen Teilbildern höher. Somit unterscheiden sich die Amplituden auch des Ablenkstroms, wie sie zum Zeitpunkt T2 bei geradzahligen Teilbildern und zum zum tpunkt T3 bei ungeradzahligen Teilbildern erscheinen, um einen geringen Betrag voneinander, bei ungeradzahligen Teilbildern sind sie höher, wie es mit den Vektoren 235 und 23b in den Figuren Ge und 6f gezeigt ist. Wenn das durch den Verstärker gesteuerte Hinlaufintervall begonnen hat, wird der Thyristor 13 durch die verminderte Rücklaufspannung an der Wicklung 18 und am Kondensator 15 gezündet, um durch die Wellenform 123 nach zur 4b leitend geschaltet zu werden. Dies geschieht @ urz nach T2 bei geradzahligen Teilbildern und kurz nach T bei ungeradzahligen Teilbildern. Da die Ablenkströme für den Hinlauf bei geradzahligen und ungeradzahligen Teilbildern zu Jeweils verschiedenen Zeiten beginnen und zu den jeweiligen 'Zeitpunkten T2 und T3 unterschiedliche Amplitude haben, wird eine Zeilenverschachtelung durch Justierung des Ablenkstroms erreicht, indem dieser Strom mit dem im Verstärker 47 nach Figur 5 unabhängig erzeugten Sägezahn 226 verglichen wird.
Das Rückkopplungssignal, welches von dem den Ablenkstrom fühlenden Widerstand 19 gewonnen wird und welches zu einem gegebenen Zeitpunkt in den geradzahligen und ungeradzahligen Teilbildern mit unterschiedlichen Amplituden erscheint, wird mit dem unabhängig erzeugten und verschachtelten Bezugs-Sägezahn 226 verglichen, um ein Fehlersignal zu erzeugten, welches den Ablenkstrom derart korrigiert, daß er zu einem gegebenen Zeitpunkt gleiche relative Lage bezüglich des Vertikalsynchronimpulses sowohl bei den ungeradzahligen als auch den geradzahligen Teilbildern hat. Dies ist für den Zeitpunkt T4 in den Figuren 6b, 6e und 6f gezeigt, wo die Vektoren 238 und 237, welche den Ablenkstrom zum Zeitpunkt T4 während ungeradzahliger und geradzahligerTeilbilder darstellen, mit dem zum Zeitpunkt T4 während Jedes geradzahligen und ungeradzahligen Teilbildes erscheinenden Spannungswert 227 verglichen werden. Durch Vergleich des "nicht-verschachtelten" Vertikalhinlauf-Ablenkstroms mit einem "verschachtelten" unabhängig erzeugten Bezugs-Spannungssägezahn wird also der Ablenkstrom so korrigiert, daß er mit der verschachtelten Rezugs-Wellenform übereinstimmt und somit während geradzahlirer und ungeradzahliger Teilbilder Ablenkströme erhalten werden, die in der für das Zeilensprungverfahren richtigen Weise verschachtelt sind.
Ein Vorteil des beschriebenen Vertikalablenksystems ist sein lloher Wirkungsgrad. Für die geschalteten Endstufen wird reine Gleichstrom-Versorgungsquelle verwendet, so daß keine einer solchen Quelle eigenen Verlustleistungen auftreten können.
zeile Schaltungen der beschriebenen Ausführungsformen sind gleichstromgekoppelt, so daß man auf die relativ teueren und aufwendigen Koppelkondensatoren für die Ablenkwicklung verzichten kann, die man bei wechselstromgekoppelten Schaltungen benötigt. Außerdem ermöglicht die Gleichstromkopplung eine einfache Anordnung zur Zentrierung, da der Gleichstrom-Arbeitspunkt der Schaltung leicht für die Erzeugung eines zentrierenden Gleichstroms in der Ablenkwicklung eingrestellt werden kann, ohne daß gesonderte Schaltungskomponenten erforderlich sind. Gewünschtenfalls kann die Schaltung auch wechselstromgekoppelt sein, ohne daß der Bereich der Erfindung verlassen wird.
Die Anordnung zur Aufladung des Kondensators 15 macht es möglich, je nach Wunsch Vertikalablenkwicklungen mit niedriger oder hoher Impedanz zu verwenden, weil in jedem Fall die Impedanz der Ablenkwicklung gegenüber dem horizontalfrequenten Ladestrom so hoch ist, daß sie wenig Einfluß auf die Arbeitsweise der Schaltung hat.
Sin weiterer Vorteil der beschriebenen Schaltungen besteht darin, daß keine Fernsehbildstörungen auftreten, weil die Thyristorschalter nur während der Horizontal rücklaufintervalle, d.h. bei ausgetasteter Bildröhre geschaltetwerden und kein abruptes Ausschalten des -Thyristorstroms erfolgt, denn die Abschaltung der Thyristoren geschieht praktisch bei Nullstrom, d.h. wenn der Strom in den Resonanz-Ladeschaltungen durch Null geht.
Die beschriebenen Schaltungen bewirken ferner eine zumindest teilweise Korrektur der oberen und unteren Kissenverzeichnung, indem die Horizontalenergie vertikalfrequent belastet wird und ein Vertikalablenkstrom erzeugt wird, der leicht parabolisch mit Horizontalfrequenz moduliert ist.
Beides wird ohne äußere Kissenverzeichnungs-Korrektureinrichtungen oder zusätzlichen Leistungsverbrauch erreicht.
Nachstehend sind die Kenngrößen für einige der kritischeren Elemente der in den Figuren 1 und 3 gezeigten Schaltungsanordnungen aufgeführt: L14 40 #H (L14 und L15 können auf deselben oder auf getrennte Kerne gewickelt sein) L 16 50 # H L 18 3,36rnH, 2,77Q (seriengeschaltete Vertikalspulen bei einer 65 cm/110°-Bildröhre der RCA) C 15 3 gF C 109 4700 ##F R 19 0,47Q R 106 22 K R 108 4,7 K R 111 8,2 K R 130 10 K R 131 47 K

Claims

Patentansprüche Ablenkanordnung für Xathodenstrahlröhren mit einer Horizontalablenkschaltung zur Erzeugung horizontalfrequenter Energie und mit einer Vertikalablenkschaltung zur erzeuclnq eines Ablenkstromes in einer Vertikalablenkwicklung, g e k e n n -z e i c h n e t d u r c h eine Koppelschaltung (13,8b,14,15,16, 8c,17,24) zur Einkopplung horizontalfrequenter Energie in die Vertikalablenkwicklung (18) zur Erzeugung eines Ablenkstroms in dieser.
2) Ablenkanordnung nach Anspruch 1, dadurch qekennzeichnet, daß die Koppelschaltung eine Schalteranordnung (13,17) zum Einkoppeln der horizontalfrequenten Energie in die Vertikalablenkwicklung (18) enthält,
3) Ablenkunordnung nach Anspruch 2, dadurch qekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (13,17) derart gesteuert wird, daß in die Vertikalablenkwicklung (18) horizontale Rücklaufimpulsenergie eingespeist wird.
4) Ablenkanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Koppelschaltung eine Steuerschaltung (24) für die Schalteranordnung (13,17) aufweist, welche zunehmend kleinere Beträge der horizontalfrequenten Energie während eines ersten Intervalls jedes Vertikalablenkzyklus und zunehmend größerer Beträge horizontalfrequenter Energie während eines zweiten Intervalls jedes Vertikalablenkzyklus in die Vertikalablenkwicklung (18) gelangen läßt, 5) Ablenkanordnung nqch Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalteranordnung (13,17) in Reihe mit der Horizontalablenkschaltung (Ablenktransformator 8) und einer Kapazität (15) geschaltet ist, welche ihrerseits parallel zur Vertikalablenkwicklung (18) liegt.