DE2706574C2 - Spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine spannungsgesteuertc Verstärkerschaltung, bestehend aus einem ersten Operationsverstärker, an den ein Eingangssignal anlegbar ist. aus vier an die Ausgangsklemme des ersten Operationsverstärkers angeschlossenen Transistoren jeweils gleicher Polarität zur Aufteilung des Ausgangsstromes des Operationsverstärkers durch eine Verstärkungs-Steuerspannung. aus zwei Rückkopplungsschaltungen zum phasengleichen Gegenkoppeln und Summieren der Ausgangsspannungen von zwei der vier eo Transistoren an den Eingang des ersten Operationsverstärkers, einer Summierschaltung zum phasengleichen Summieren der Ausgangsspannungen der beiden anderen Transistoren, einem zweiten Operationsverstärker, dessen invertierende Eingangsklemme und dessen Aüsgangsklemme in die erste Rückkopplung schaltung eingeschaltet sind, und aus zwei Widerständen, die zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen des zweiten Operationsverstärkers sowie zwischen die Ausgangsklemme des zweiten Operationsverstärkers und die Eingangsklemme des ersten Operationsverstärkers geschaltet sind.

Solche Schaltungen werden häufig als Regelverstärkerschaltungen verwendet.

Aus der US-PS 37 14 462 ist eine Schaltung der zuvor definierten Art bekannt, die unter der Handelsbezeichnung »dbx« vertrieben wird. Bei dieser beUnnten speziellen Schaltung müssen alle verwenceten Transistoren die gleichen Sättigungsströme aufweisen, weil sonst geradzahlige Oberwellen auftreten. Solange einzelne bzw. getrennte Transistoren verwendet werden, ist es nahezu unmöglich, die Abweichung der Sättigungsströme der einzelnen Transistoren auf weniger als einige Prozente festzulegen.

Versucht man jedoch eine spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung der eingangs definierten Art in integrierter Schaltungstechnik herzustellen, so entsteht ein Problem bezüglich der Erhöhung des EingangE-Qffset-Strom«; eines Operationsverstärkers, wodurch der einstellbare Verstärkungsgradbereich begrenzt wird. Diese erwähnte Erhöhung des Eingangs-Offset-Stroms muß also vermieden werden. Eine Verringerung des Eingangs-Offset-Stroms erfordert aber eine Vergrößerung der Chipoberfläche des integrierten Schaltk-. eises. Wenn dieser Strom durch Vergrößerung der Chipoberfläche verringert wird, zeigt es sich, daß der Schaltkreis in unerwünschter Weise nicht linear arbeitet.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht darin, eine spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung der eingangs definierten Art zu schaffen, bei welcher der Eingangs-Offset-Strom ohne Vergrößerung der Chipoberfläche des integrierten Schaltkreises verringert wird.

Ausgehend von der spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung der eingangs definierten Art wird diese Aufgabe erfindungs gemäß dadurch gelöst, daß die spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung mindestens ein mit dem ersten Widerstand in Reihe geschaltetes erstes pn-Übergangselement und mindestens ein mit dem zweiten Widerstand in Reihe geschaltetes zweites pn-Übergangselement aufweist.

Durch die Erfindung wird somit eine spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung geschaffen, bei welcher ein pn-Übergangselement mit einem Widerstand in Reihe geschaltet ist. das mit der Ausgangsklemme eines Stromspiegels mit einem Operationsverstärker verbunden ist, wobei sich die Summe der Widerstände beider Elemente praktisch in Abhängigkeit vom Verstärkungsgrad einer Schaltung ändert.

Besonders vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Ansprüchen 2 und 3.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. I ein Schaltbild entsprechend einer speziellen Ausführungsform einer spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung mit Merkmalen nach der Erfindung,

F i g. 2 eine graphische Darstellung der Strom/Spanriüngs-Kennlinie eines pn-Übergangs,

Fig,3 ein Schaltbild einer abgewandelten Ausführungsform mit Merkmalen nach der Erfindung Und

F i g. 4 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltung gemäß F i g. 3.

F i g. 1 veranschaulicht eine spannungsgesteuerte

Verstärkerschaliung, bei welcher ein Eingangssignal, z. B. ein Audio- bzw. Tonfrequenzsignal, an eine Eingangsklemme 1 angelegt und über einen Eingangswiderstand la und einen Schaltkreis-Verbindungspunkt 2 der invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 3 aufgeprägt wird, dessen nicht-invertierende Klemme an Masse liegt. Das Ausgangssigna] des Operationsverstärkers 3 wird an den Minuspol einer Vorspannungsquelle E\ und die positive Seite bzw. den Pluspol einer Vorspannungsquelle ET. angelegt Der Pluspol der Vorspannungsquelle El ist dabei mit den Basisanschlüssen von npn-Transistoren Qi und Q 2 verbunden, zwischen deren Basisanschlüssen und Emitteranschlüssen Dioden o'l bzw. dl geschaltet sind. Der Minuspol der Vorspannungsquelle E2 ist mit den Emittern von npn-Transistoren Q 3 und Q4 verbunden. Die Emitter der npn-Transistoren Qi und Q 2 sind an Klemmen 4 bzw. 5 angeschlossen, an welche eine Verstärkungsgradsteuerspannung Vcangelegt wird. Die Klemmen 4 und 5 sind mit den Basisanschlüssen der npn-Transistoren <?3 und Q 4 verbunden. Bei dieser Schaltung werden die Transistoren Ol und Q 3 mit entgegengesetzter Phase angesteuert, wähend die Transistoren Q 2 und ζ) 4 auf ähnliche Weise angesteuert werden. Die Transistoren Q\ bis Q 4 werden somit durch die Verstärkungsgradsteuerspannung Vc (die eine Regelspannung sein kann) angesteuert, und der Ausgangsstrom des Operationsverstärkers 3 wird so aufgeteilt, daß er über die betreffenden Transistoren Q 1 bis (? 4 fließt.

Der Kollektor des npn-Transistors Q 1 ist mit der invertierenden Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 7 und dem einen Ende eines Widerstandes Ro ι verbunden. Der Operationsverstärker 7, dessen nicht-invertierende Eingangsklemme an Masse liegt, ist mit seiner Ausgangsklemme über in Reihe geschaltete Dioden c/3 und d4 an das andere Ende des Widerstands Ro ι angeschlossen. Die Reihenschaltung aus den Dioden d3, d4 und dem Widerstand Ro ι ist zwischen die invertierende Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7 geschaltet, so daß ein Gegenkopplungskreis gebildet wird. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7 ist über zwei in Reihe geschaltete Dioden d5 und df>, einen Widerstand Ro2 und den Schaltkreis-Verbindungspunkt 2 mit der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 verbunden. Auf diese Wise bilden die Vorspannungsquelle £1, der npn-Transistor Qi, der Operationsverstärker 7. die Dioden c/5 und dh sowie der Widerstand R02 einen Gegenkopplungskreis zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 3 und seiner invertierenden Eingangsklemme. In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß der Gegenkopplungskrtis aus dem npn-Transistor Q1, dem Operationsverstärker 7, den Dioden c/3 und c/4 sowie dem Widerstand Rm eine einem pnp-Transistor äquivalente Arbeitsweise besitzt.

Der Kollektor des npn-Transistors Q 3 ist über den Verbindungspunkt 2 mit der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 vemunden, so daß die Vorspannungsquelle EZ und der Transistor Q3 einen zweiten Gegenkopplungskreis des Operationsverstärkers 3 bilden. Auf diese Weise Werden die Ausgangsströme der Transistoren Q\ und Q3 phasengleich an die invertierende Hingangsklemme des Operationsverstärkers 3 rückgekoppelt.

Der Kollektor des Transistors Q 2 ist mit der invertierenden Eingang-ililemme eines Operationsver-

stärkers 8, dessen nicht-invertierende Eingangsklemme an Masse liegt, und dem einen Ende eines Widerstands Roj verbunden. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 8 ist mit dem anderen Ende des Widerstands Roj verbunden und außerdem über einen Widerstand /?<)■» an die invertierende Eingangsklemme eines Operationsverstärkers 9 angeschlossen, dessen nicht-invertierende Eingangsklemme an Masse liegt. Ein Widerstand 10a ist zwischen die invertierende Eingangsklemme und die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 9 eingeschaltet Der Ausgangsstrom des Transistors C? 2 ist somit invers an die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 9 angeschaltet

Der Kollektor des Transistors Q 4 ist unmittelbar mit der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 9 verbunden. Wie erwähnt, werden die Transistoren Q 2 und Q 4 durch die Gleichspannung Vc unter Einstellung umgekehrter Phasen angesteuert, und der Ausgangsstrom des Transistors Q 2 wird im Operationsverstärker 3 invertiert. Aus diesem Grund sind die Ausgangsspannungen der Ti ansistoren Q 2 und Q 4 phasengleich an die invertierende Ehrgangsklemme des Operationsverstärkers 9 angekoppelt, so daß diese

Spannungen zur Anlegung an die Ausgangsklemme 10 summiert werden.

Im folgenden ist die Arbeitsweise der Schaltung für den Fall erläutert, daß die spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung als spannungsgesteuerter Verstärker der dbx-Rauschunterdrückungsschaltung angewandt wird. Wie erwähnt müssen zur Bildung einer spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung, die insbesondere bezüglich des Klirrfaktors ausgezeichnete Eigenschaften bietet, die den Schaltkreis bildenden, verschiedenen Transistoren den gleichen Sättigungsstrom besitzen, weshalb die Schaltung nach F i g. 1 als integrierter Schaltkreis ausgelegt wird. Bei einem integrierten Schaltkreis mit einem Siliziumsubstrat wird der npn-Transistor im allgemeinen duich einen Vertikaltransistor gebildet während der pnp-Tratisistor durch einen Lateraltransistor gebildet wird. Wenn die genannte Schaltung in Gegentaktschaltung ausgelegt wird, sind sowohl npn- als auch pnp-Transistoren erforderlich. Der Stromverstärkungsfaktor des den npn-Transistor bildenden Vertikaltransisto;s beträgt etwa 100, während derjenige des pnp-T-ansisto^s etwa 10 beträgt.

Wenn nur diese Transistorarten verwendet werden, ist es mithin unmöglich, eine spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung zu bilden, die gute Eigenschaften besitzt. Aus diesem Grund wird bei der Schaltung gemäß 1 ig. I eine kombinierte Schaltung aus dem npn-Transistor Q1 und dem strominvertierenden Operationsverstärker 7 als Äquivalent eines pnp-Transiators verwendet. Bei dieser Schaltung werden somit zur Bildung der Gegentaktschaltung als integrierter Schaltkreis nur die npn-Transistoren ohne den pnp-Lateraltransistor vorgesehen. Die andere kombinierte Schaltung aus dem npn-Transistor Q 2 und dem strominvertierend^n Operationsverstärker 8 wirkt auf äquivalente Weise als pnp-Transistor. Um die Transistoren Q i Und Q 4 in der Gegentäktbetriebsärt arbeiten zu lassen, wird die Verstärkungssteuerspafin'jng Vc an die Emitter der als pnp-Transistoren wirkenden Transistoren Qi und Q 2 angelegt, während diese Spannung Vc an die BasisanschlCäse der Transistoren Q3 und Q4 angelegt wird. Auf diese Weise werden die betreffenden Transistorpaare Ql und Q 2 sowie Q3 und Q 4 in

zueinander entgegengesetztem (inversem) Phasenverhältnis betrieben. Die Ausgangsimpedanz des Operationsverstärkers 3 sollte vorteilhaft hoch sein. In diesem Fall besitzen jedoch die dynamischen Impedanzen der Transistoren Ql und ζ) 2 im Vergleich zu denen der ί Transistoren Q3 und Q 4 einen Wert beträchtlicher Größe. Aus diesem Grund werden die Dioden d 1 und c/2 vorgesehen. Diese Dioden dienen nämlich zum Ausgleichen der dynamischen Impedanzen der Transistoren Q1 bis Q4. Da die Verstärkungsgradsteuerspan- in hung Vc an die Emitter der Transistoren Q 1 und Q2 gelegt wird, muß die Stromversorgung der Spannung Kc das Element mit ausreichend niedriger Impedanz bilden. Als Stromversorgung derartig niedriger Impedanz kann z. B. ein Gegenkopplungsverstärker dienen.

Die Schaltung gemäß F i g. 1 ist so aufgebaut, daß sie ohne ungünstige Beeinflussung durch den Eingangs-Offset-Strom zu arbeiten vermag. Der ungünstige Einfluß dieses Stroms kommt zum tragen, wenn der Verstärkungsgrad der Schaltung sehr groß ist. Die dbx- 21) Rauschunterdrückungseinrichtung ist so ausgelegt, daß in der Aufzeichnungsbetriebsart der dynamische Signalbereich auf die Hälfte komprimiert wird, während er in der Widergabebetriebsart durch Dehnung in den ursprünglichen Zustand zurückgeführt wird. Infolgedes- y, sen ist der Verstärkungsgrad der spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung bei der Aufzeichnungsvorrichtung (Kodierer) sehr hoch, wenn kein Eingangssignal anliegt. Der Verstärkungsgrad dieser Schaltung des Kodieren; ist also außerordentlich hoch. Dieser Verstärkungsgrad erreicht z. B. 50 db. so daß der Ausgangsstrom bei einem Eingangs-Offset-Strom von 1 μΑ etwa 300 μΑ erreicht. Wenn der Widerstand 10a als typischen Wert einen solchen von 50 kn besitzt, verschiebt sich das Potential an der Ausgangsklemme 10 um etwa 15 V gegenüber dem Massepotential. Dies variiert jedoch in Abhängigkeit von der Steuerspannung, so daß die Steuersignalkomponente in das Ausgangssignal einbezogen ist. Einer der Faktoren, die für den Eingangs-Offset-Strom verantwortlich sind, ist der Eingangsvorspannstrom des Operationsverstärkers 3. Es ist allerdings nicht sehr schwierig, diesen Eingangsvorspannstrom auf einen Wert unterhalb einiger zehn Nanoampere zu regeln. Der in der Verzweigung 2 über den Widerstand R02 fließende Strom /bestimmt sich durch die Gleichung

; = (J K2 - AV\)IRo2

in welcher Δ V1 und Δ V2 die Offsetspannungen an den Verbindungspunkten 2 und 6 bedeuten. Es ist schwierig, das Maximum des Absolutwerts (|dV2 — zlKl|) des Unterschieds zwischen den beiden Offsetspannungen auf weniger als 2—3 mV zu begrenzen. Bei einem Widerstandswert des Widerstands Ro 2 von 1 Id2 erreicht der Eingangs-Offset-Strom 3 nA als Maximum. Bei einem Widerstand Ro2von 10 kilbeträgt er300 μΑ als Maximum. Wenn der Stromfluß durch den Widerstand Ro 2 kleiner ist als der größte, von der Eingangsklemme 1 über den Widerstand la in den Verbindungspunkt 2 fließende Strom, tritt eine unerwünscht nicht-lineare Arbeitsweise auf. Aus diesem bo Grund muß der Widerstand Roi einen kleineren als einen vorbestimmten Widerstandswert besitzen.

Dies bedingt eine solche Auslegung der Schaltung gemäß Fig. 1, daß im Bereich eines nicht so großen Verstärkungsgrads der Widerstandswert des Wider- -0 stands R02 im allgemeinen auf einen kleinen Wert eingestellt wird, so daß ein größerer Strom fließen kann, während im Bereich hohen Verstärkungsgrads (40 db oder mehr), in welchem der Eingangs-Offset-Sirom problematisch wird, der Wert des Widerslands /?o.?eine beträchtliche Größe erreicht, damit die Potentialschwankung an der Ausgangsklemme 10 aufgrund der Steuer- oder Regelspannung Vc möglichst weilgehend vermindert wird. Hierbei ist in dem Bereich, in welchem der Verstärkungsgrad sehr hoch ist, der Eingangsstrom sehr klein, so daß ein großer Wert des Widerstands Ro2 andere Schaltungen wenig beeinflußt.

Das obige Erfordernis wird durch die pn-Übergangselemerite erfüllt, nämlich durch die Dioden d3, c/4, c/5 und d6. die mit den Widerständen Ro 1 und /?_f),>in Reihe geschaltet sind, welche an die Ausgangsklemme des durch den Operationsverstärker 7 gebildeten .Stromspiegels angeschlossen sind. Die verwendeten Dioden d 3 bis c/6 zeigen die gewöhnliche Spannungs/Slrom-Kennlinie (Vd- Id) gemäß Fig. 2. Bei einer solchen spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung fließt von den Vorspannungsquellen E\ und E2 ein geringfügiger Ruhestrom über die betreuenden Transistoren Q i bzw. Q 4. um die in der Nähe des Nulldurchgangspunkts des Stroms auftretende Übergangsverzerrung zu begrenzen. Die Größe des Ruhestroms beträgt bei einem Verstärkungsgrad von 0 db etwa I μΑ. Wenn ein Wert von 3 μΑ als typischer Wert vorausgesetzt wird, betragen die differentiellen Widerstände (rd = dVd/ did) der betreffenden Dioden di-df> etwa 8,7 kQ.. Obgleich unter diesen Bedingungen der Eingangs-Offset-Strom durch die Verwendung der Dioden d3—d6 nicht verbessert wird, wird der Ruhestrom / der Transistoren Q1 und Q 3 durch Aufprägung einer hohen Steuerspannung Vc um 0,3 μ.Α verringert, wenn der Offsetstrom problematisch ist, d. h. bei einem hohen Verstärkungsgrad von z. B. 40 dB. An diesem Punkt beträgt der differentielle Widerstand rd der einzelnen Dioden d3 — d% etwa 87 kQ, mit dem Ergebnis, daß der Eingangsoffsetstrom im Vergleich zu dem Fall, in welchem nur die Widerstände Rot und Ro2 verwendet werden, erheblich reduziert wird. Die differentiellen Widerstände der Dioden d3 — d6 sind sehr klein, wenn der Schaltungs-Verstärkungsgrad klein ist oder ein großer Signalstrom fließt, so daß der dynamische Bereich der Schaltung nur wenig eingeschränkt ist. Da die Spannung an einer einzelnen Diode normalerweise um etwa 0,7 V abfällt, müssen die Widerstandswerte der Widerstände Ro 1 und Ro 2 vorzugsweise um den für den Ausgleich dieses Spannungsabfalls der Diode benötigten Wert verringert werden. Bei der dargestellten Ausführungsform sind mit jedem Widerstand Ro 1 und Ro2 zwei Dioden in Reihe geschaltet: in der Praxis können jedoch eine bis drei in Reihe geschaltete Dioden vorgesehen werden.

F i g. 3 zeigt eina andere Ausführungsform, bei welcher ein Transistor mit mehreren Emittern anstelle der Dioden d3—d6 und ein Differenzverstärker anstelle des Operationsverstärkers 7 vorgesehen sind. Der durch den gestrichelten Block umrissene Operationsverstärker Ta umfaßt einen Differenzverstärker mit Transistoren Q11 und Q12 sowie deren Lasttransistoren Q13, Q14 und Q15. Die invertierende Eingangsklemme des Operationsverstärkers 7a ist die Basis des Transistors QW, an welche, wie bei der Schaltung gemäß Fig. 1, der Kollektor des Transistors Qi und das eine Ende des Widerstands Rot angeschlossen sind. Die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers 7a ist ein VerzweigungspanJtt zwischen dem Kollektor des Transistors QW und demjenigen des Lasttransistors Q13. mit dem die Basis des Mehremit-

ter-Transistors Q 16 vom npn-Typ verbunden ist. Der Kollektor dieses Transistors ζ? 16 ist mit der Stromquelle + V verbunden. Der erste Emitter des Transistors Q 16 ist über den Widerstand R02 mit der invertierenden Eingangsklemme des Operationsverstärkers 3 ί verbunden, während sein zweiter Emitter mit dem anderen Ende des Widerstands Ro 1 verbunden ist. Da der Meh?emitlef-Trahsistof Q 16 vom npn-Typ ist, ist zwischen Basis und Emitter ein pn-übergang vorhanden. Ersieh tlichef weise entspricht der pn-übergang zwischen Basis und erstem Emitter den Dioden t/5 und d6 gemäß Fig. l_s während der pn-übergang zwischen Basis und zweitem Emitter den Dioden t/3 und t/4 entspricht. Bei der Ausführungsform gemäß Fig.3 wirkt der Mehremitter-Transistor <?16 auch als H Emitterfolger.

In Fig. 4 ist ein anderes Ausführungsbeispiel dargestellt, bei dem Dioden dl und t/8 Zusätzlich zwischen· ersten und zweiten Emitter des Mehremitter-Transistors ζ>16 und die Widerstände R01 und Roi geschaltet sind. Mit anderen Worten: bei dieser Aiisführungsform sind zwei pn-Übergangselemenle in Reihe zwischen die betreffenden Widerstände Ro 1 und /?o.? sowie die Ausgangsklemme des Operationsverstärkers la eingeschaltet. Durch diese Schaltungsanordnung wird der Eingangs-Öffset-Strom im Vergleich zur Ausführungsform gemäß F i g. 3 weiter vermindert.

Wie erwähnt, kann der Eingangs-Offsel-Strom erheblich herabgesetzt werden, der bei der integrierten, spannungsgesteuerten Verstärkerschaltung problematisch ist. Eine Beschränkung dieses Stroms auf unter 100 nA ist dabei einfach zu erreichen. Außerdem ist hierbei kein übermäßig größer Widerstand des Operationsverstärkers erforderlich. Folglich wird der Höchsistrom des Stromspiegels ausreichend erhöht, so daß eine nicht-lineare Arbeitsweise dieses Stromspiegels Verhindert werden kann. Da zudem der Eingangs-Offset-Strom auch ohne Verwendung eines großen Widerstands klein ist, kann der Betriebsstrom der Schaltung klein sein, so daß der Klirrfaktor verbessert wird.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims (3)

Patentansprüche:

1. Spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung, bestehend aus einem ersten Operationsverstärker, an den ein Eingangssignal anlegbar ist, aus vier an die Ausgangsklemme des ersten Operationsverstärkers angeschlossenen Transistoren jeweils gleicher Polarität zur Aufteilung des Ausgangsstromes des Operationsverstärkers durch eine Verstärkungs-Steuerspannung, aus zwei Rückkopplungsschaltungen zum phasengleichen Gegenkoppeln und Summieren der Ausgangsspannungen von zwei der vier Transistoren an den Eingang des ersten Operationsverstärkers, einer Summierschaltung zum phasengleichen Summieren der Ausgangsspannungen der beiden anderen Transistoren, einem zweiten Operationsverstärker, dessen invertierende Eingangsklemine und dessen Ausgangsklemme in die erste Rückkopplungsschaltung eingeschaltet sind, und aus zwei Widerständen, die zwischen Eingangs- und Ausgangsklemmen des zweiten Gpcrationsverstär kers sowie zwischen die Ausgangsklemme des zweiten Operationsverstärkers und die Eingangsklemme des ersten Operationsverstärkers geschaltet sind, dadurch gekennzeichnet, daß die spannungsgesteuerte Verstärkerschaltung mindestens ein mit dem ersten Widerstand (Ro 1) in Reihe geschaltetes erstes pn-Übergangselement (W₃, dt) und mindestens ein mit dem zweiten Widerstand (R02) in Reihe geschaltetes zweites pn-Obergangselement (ds, cj", aufweist.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden pn-Übergangselemente in einem Mehremitter-Transistor /Q16) vorgesehen sind, der eine mit der Ausgangskremme des zweiten Operationsverstärkers {7a) verbundene Basis, einen mit dem einen Ende des ersten Widerstands (Ro 1) verbundenen ersten Emitter, einen mit dem einen Ende des zweiten Widerstands (Ro 1) verbundenen zweiten Emitter und einen an eine Stromversorgung (+ V7angeschlossenen Kollektor aufweist.

3. Schaltung nach Anspruch 2, dadurch gekenn zeichnet, daß zwei Dioden (D 7, D8) vorgesehen sind, die in Reihe zwischen den ersten und den zweiten Emitter bzw. den ersten und den zweiten Widerstand (Rn 1. Ro:) eingeschaltet sind.