DE3231829C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung mit den im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Merkmalen, wie sie aus der US 40 13 972 bekannt ist.

Viele signalverarbeitende Systeme benötigen einen Differenz­ verstärker, der ein emittergekoppeltes Transistorpaar ent­ hält und dessen Verstärkung abhängig von einem Verstärkungs­ steuersignal gesteuert wird. Bei solchen Differenzverstär­ kern ist naturgemäß die Signalübertragungscharakteristik über einen beträchtlichen Teil des Arbeitsbereichs zwischen gesperrtem und voll leitendem Zustand nichtlinear, und häufig ist es gewünscht, diese Nichtlinearität so zu kompensieren, daß sich die Verstärkung des Differenzverstärkers in linearer Beziehung zu den Änderungen des Verstärkungssteuersignals ändert. Dies gilt besonders bei der Signalverarbeitung in einem Fernsehempfänger, wo das Verstärkungssteuersignal von benutzerbetätigten Reglern abgeleitet wird wie etwa vom Kontrastregler oder vom Farbsättigungsregler. Hierbei sieht es der Benutzer am liebsten, wenn sich der Kontrast oder die Farbsättigung des wiedergegebenen Bildes linear mit der Ver­ stellung (d. h. mit Drehung) des Kontrast- oder Farbsättigungs­ reglers ändert. Eine solche lineare Beziehung erleichtert auch die Feinjustierung des Bildkontrastes oder der Farb­ sättigung nahe den Extremen des Steuerbereichs, insbesondere wenn die Regler (z. B. Potentiometer) einen linearen Wider­ standsverlauf haben, wie es allgemein üblich ist.

Aus der bereits erwähnten US 40 13 972 ist eine Verstärkungs­ steuerschaltung für einen Differenzverstärker bekannt, wel­ cher eine solche lineare Beziehung ergibt. Sie enthält einen Stromteiler mit einem Paar emittergekoppelter Transistoren, in deren Emitterzuleitungen zur gemeinsamen Stromquelle relativ hochohmige Gegenkopplungswiderstände liegen. Die Aus­ gangselektroden der Transistoren liegen über jeweils einen mit einer konstanten Spannung vorgespannten Lasttransistor an der Betriebsspannung und ferner über jeweils einen Emitter­ folgerverstärker als Puffer an den Steuereingängen des Dif­ ferenzverstärkers. Um zu verhindern, daß diese Emitterfolger­ transistoren dann, wenn einer der beiden Stromteilertransi­ storen in den Sperrzustand gerät, keinen Treiberstrom mehr erhalten, sind die Stromteilerausgänge über Widerstände an eine zusätzliche Betriebsspannung geführt, oder zwischen Kollektor und Basis der Emitterfolgertransistoren ist eine relativ aufwendige Rückkopplungsschaltung mit jeweils drei Transistoren eingefügt. Zur Korrektur von Offset-Gleichspan­ nung verwendet diese bekannte Schaltung einen zweiten Dif­ ferenzverstärker mit einer eigenen Stromquelle, dessen Ein­ gänge mit den jeweils entgegengesetzten Eingängen des zu steuernden Differenzverstärkers verbunden sind und dessen Ausgang an die Last des zu steuernden Verstärkers angeschlos­ sen ist.

Ferner ist aus der US 36 49 847 eine regelbare Dämpfungs­ schaltung mit einem unsymmetrisch aufgebauten Stromteiler bekannt, bei welcher das Eingangssignal der Basis eines Stromquellentransistors zugeführt wird, dessen Strom sich über eine Diode zu einer Steuerstromquelle und über in Basis­ grundschaltung arbeitenden weiteren Transistor zu einer Signalauswertungsschaltung aufteilt. Bei einer Verringerung des Steuerstroms verstärkt sich der Strom im Transistor des anderen Stromkreises und umgekehrt, womit die Verstärkung des Signalstroms sich entsprechend ändert. Eine Verdoppelung dieser unsymmetrischen bekannten Schaltung zu einer ins ge­ samt wieder symmetrischen Schaltung ist aus der DE-AS 25 54 880 bekannt. Hierbei sind die beiden Diodenstrom­ zweige zur gemeinsamen Zuführung der von einem Potentio­ meter über einen Emitterfolgertransistor abgeleiteten Steuerspannung zusammengeschaltet. Das in seiner Stärke zu verändernde Nutzsignal wird wiederum über die Basis des Stromquellentransistors eines der beiden Stromteiler zugeführt.

Die Aufgabe der Erfindung besteht in einer Vereinfachung der Verstärkungssteuerschaltung und in einer größeren Unempfindlichkeit gegenüber der Betriebsspannung überlagerte Störungen.

Diese Aufgabe wird durch die im An­ spruch 1 angeführten Merkmale gelöst. Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Bei der Erfindung wird ein veränderbares Verstärkungssteuer­ signal zu einer Steuerspannung mit einer nichtlinearen Kompo­ nente modifiziert und die Beaufschlagung des Differenzver­ stärkers mit dieser Steuerspannung bewirkt, daß sich die Leitfähigkeit des Verstärkers in einer linearen Beziehung zum ursprunglichen veränderbaren Verstärkungssteuersignal ändert.

Für den Betrieb der erfindungsgemäßen Schaltung ist es gleich, ob diese Schaltung durch einen oder mehr Differenzverstärker belastet wird. Ferner wird die von ihr gelieferte Steuer­ spannung weder durch Änderung der Versorgungsspannung (z. B. infolge von Temperaturschwankungen) noch durch Störsignale beeinträchtigt, wie sie z. B. auf den Versorgungsspannungs­ leitungen erscheinen können.

Die erfindungsgemäße Schaltung enthält einen als unsymme­ trische Differenzschaltung aufgebauten Stromteiler, der durch eine summetrische Vorspannungsschaltung vorgespannt ist, die an ein gemeinsames Betriebspotential angeschlossen ist und zwei Vorspannungsschaltungen mit je einem ersten und einem zweiten Transistor sowie zugehörigen ersten bzw. zweiten Widerständen enthält. Der Stromteiler enthält ein Halbleiter­ bauelement mit pn-Diodenübergang, das eine nichtlineare Spannungs/Strom-Kennlinie hat, ferner einen Verstärkertran­ sistor und eine gemeinsame Stromquelle für den Transistor und das Diodenelement. Die Vorspannungsschaltung reagiert auf eine eingangsseitige veränderbare Verstarkungssteuerspannung und bewirkt, daß das Diodenelement einen Strom leitet, der sich linear mit der Verstärkungssteuerspannung ändert. Von den Eingängen des Stromteilers am Transistor und am Dioden­ element werden eine erste und eine zweite Spannung abge­ leitet, die zueinander im Gegentakt stehen und eine sich nichtlinear ändernde, durch das Diodenelement eingeführte Spannungskomponente enthalten. Diese abgeleiteten Spannungen werden als Ausgangssignale des Stromteilers an den Differenz­ verstärker gelegt, um dessen Verstärkung in linearer Beziehung zum eingangsseitigen Verstärkungssteuersignal zu steuern.

Die Erfindung wird nachstehend an Ausführungsbeispielen anhand von Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform einer er­ findungsgemäßen Schaltungsanordnung für ein Verstär­ kungssteuersignal;

Fig. 2 zeigt eine abgewandelte Form der Schaltungsanordnung nach Fig. 1;

Fig. 3 zeigt, teilweise in Blockform, einen Teil eines Farb­ fernsehempfängers, der einen steuerbaren Verstärker mit einer Steuerschaltung des in Fig. 1 dargestellten Typs enthält;

Fig. 4 und 5 zeigen Übertragungskennlinien, die in der Verstärkungssteuerschaltung nach Fig. 3 gelten;

Fig. 6 zeigt eine Schaltungsanordnung des in Fig. 2 darge­ stellten Typs, der sich zur Verwendung im Farbfernseh­ empfänger nach Fig. 3 eignet.

Gemäß der Fig. 1 wird vom Schleifer eines Potentiometers 75 eine veränderbare Steuerspannung für die Verstärkung abge­ leitet und über ein lineares Gleichspannungsübertragungs­ netzwerk 78 auf den Steuereingang (Basis) eines steuerbaren Stromquellentransistors 85 gekoppelt. Das Netzwerk 78 wirkt mit der den Transistor 85 und Emitter- und Kollektorwider­ stände 83 und 84 für diesen enthaltenden Schaltung derart zusammen, daß sich Strom und Spannung am Kollektor des Tran­ sistors 85 linear mit der vom Schleifer des Potentiometers 75 abgegriffenen Steuerspannung ändern, wenn das Potentiometer zwischen seinen Extrempositionen verstellt wird. Somit ändert sich der Stromfluß durch den Widerstand 84 und die Spannung an diesem Widerstand linear mit der Verstärkungssteuerspan­ nung.

Die den Transistor 85 enthaltende Schaltung 70 weist ferner einen Konstantstromquellentransistor 90 mit zugehörigen Kollektor- und Emitterwiderständen 92 und 94 in völlig glei­ chem Aufbau mit dem den Transistor 85 und die Widerstände 83 und 84 enthaltenden Netzwerk auf, und beide Netzwerke sind an dieselbe Betriebsspannung zwischen +8,5 Volt und Masse angeschlossen.

Die Schaltung 70 enthält ferner einen Stromteiler 100, wel­ cher einen Transistor 102, eine Diode D₁ und eine Stromquelle mit einen Transistor 105 und einem Widerstand 108 aufweist. Der vom Transistor 105 gelieferte Betriebsstrom spaltet sich zwischen dem Transistor 102 und der Diode D₁ in einer Weise auf, die von den veränderbaren Vorspannungen abhängt, welche an den Widerständen 84 und 92 entstehen, wie es noch er­ läutert wird.

Wie oben erwähnt, ändert sich die Kollektorspannung des Transistors 85 und dadurch der Spannungsabfall am Wider­ stand 84, ebenso wie die Basisspannung des Transistors 102, in linearer Beziehung zur Verstärkungssteuerspannung vom Potentiometer 75 (das nachstehend einfach als "Regler" be­ zeichnet wird). Die Anodenspannung der Diode D₁ und der Spannungsabfall am Widerstand 92 ändern sich ebenfalls in praktisch dem gleichen Maß, abgesehen von einer festen Offset-Spannung, die sehr klein im Vergleich zu den veränder­ lichen Spannungsabfällen an den Widerständen 84 und 92 ist. Die Emitterspannung des Transistors 102 und die Kathodenspan­ nung der Diode D₁ sind um ein Maß, das gleich der an einem Halbleiterübergang abfallenden Spannung ist (IVBE oder unge­ fähr 0,7 Volt), kleiner als die Basisspannung des Transi­ stors 102. Die Anodenspannung der Diode D₁ ist um 1V_BE größer als die Kathodenspannung der Diode D₁, so daß sich die Basis­ spannung des Transistors 102 und die Anodenspannung der Diode D₁ gemeinsam (zusammen mit den Spannungsabfällen an den Widerständen 84 und 92) in linearer Abhängigkeit vom Regler 75 ändern.

Der durch den Widerstand 92 fließende Strom enthält eine variable Komponente, die sich linear mit dem Regler 75 ändert, und eine konstante Komponente, die dem Konstantstrom­ quellentransistor 90 zuzuschreiben ist. Beim dargestellten Beispiel ändern sich die an den Widerständen 84 und 92 ab­ fallenden Spannungen in linearer Abhängigkeit vom Regler 75 um ungefähr 1,5 Volt (d. h. ± 0,75 Volt) bzw. um ungefähr 1,4 Volt (d. h. ± 0,7 Volt), wenn der Regler 75 zwischen maxi­ maler und minimaler Verstärkungssteuerspannung verstellt wird. Die Basisspannung des Transistors 102 und die Anoden­ spannung der Diode D₁ sind im wesentlichen gleich, wenn der Regler 75 auf die Mitte seines Verstellbereichs eingestellt ist. Wenn der Regler 75 in der einen Extremstellung steht (Massepotential), dann ist der Transistor 85 nichtleitend, und die Basis des Transistors 102 liegt auf dem Versorgungs­ potential (+8,5 Volt). Um sicherzustellen, daß in diesem Fall der gesamte von der Quelle 105 gelieferte Strom im Transistor 102 fließt, muß für einen Spannungsversatz zwischen der Anode der Diode D₁ und der Basis des Transistors 102 gesorgt werden. Dieser wird durch den Gleichspannungsabfall am Widerstand 92 aufgrund des vom Stromquellentransistor 90 gelieferten Kon­ stantstroms gebildet. Wenn sich der Regler 75 in der anderen Extremstellung befindet (+11,2 Volt), dann leitet der Tran­ sistor 85 stark und sperrt T102, und der gesamte Strom aus der Quelle 105 wird von der Diode D₁ geführt und fließt im Widerstand 92. In diesem Fall ist der Spannungsabfall am Widerstand 84 (verursacht durch den Kollektorstrom des Tran­ sistors 85) im wesentlichen gleich dem Spannungsabfall am Widerstand 92 (verursacht von der Summe des aus der Quelle 105 gelieferten Stroms und des aus der Quelle 90 gelieferten konstanten Stroms).

Die Halbleiterdiode D₁ (ein pn-Übergang) hat eine nicht­ lineare Strom/Spannungs-Kennlinie. Da die Diode D₁ einen Strom leitet, der wie erwähnt in linearer Beziehung zur Einstellung des Reglers 75 steht, wird an der Diode D₁ durch diesen Strom eine nichtlineare Spannungskomponente erzeugt.

Von den an der Basis des Transistors 102 und an der Anode der Diode D₁ entstehenden Spannungen wird jeweils eine modi­ fizierte Verstärkungssteuerspannung als Ausgangssignal V₁ bzw. V₂ für die Verstärkungssteuerung abgeleitet. Die Kollek­ torspannung des Transistors 85 und somit die Basisspannung des Transistors 102 und das Ausgangssignal V₁ ändern sich linear mit der am Schleifer des Reglers 75 abgegriffenen Verstärkungssteuerspannung. Die Anodenspannung der Diode D₁ und damit die Ausgangsspannung V₂ enthalten eine Komponente, die sich linear mit der Einstellung des Reglers 75 ändert, und außerdem eine nichtlineare Komponente als Folge der an der Diode D₁ entwickelten nichtlinearen Spannung. Wenn also die Differenz V₁-V₂ an die Verstärkungssteuereingänge eines steuerbaren Differenzverstärkers gelegt wird, dann ändert sich die Leitfähigkeit dieses Verstärkers linear mit der Ver­ stärkungssteuerspannung vom Regler 75. Das heißt, die Signal­ differenz V₁-V₂ hat eine Nichtlinearität, welche die natur­ gemäße Nichtlinearität der Leitfähigkeitscharakteristik des Differenzverstärkers kompensiert. Weitere Einzelheiten über dieses Ergebnis werden weiter unten anhand der Fig. 3, 4 und 5 erläutert Es sei noch erwähnt, daß sich vom Kollektorausgang des Tran­ sistors 102 eine Gleichstrompegel-Kompensationsspannung V₃ ableiten läßt, die auf den steuerbaren Differenzverstärker gekoppelt werden kann, um den Gleichstrom- oder Ruhewert der Ausgangsspannung des Verstärkers im wesentlichen konstant zu halten, wenn die Verstärkung des Verstärkers gesteuert wird. Dieses Merkmal wird ebenfalls ausführlicher anhand der Fig. 3 erläutert.

Die Fig. 2 zeigt eine andere Ausführungsform des Übertragungs­ netzwerks 70 in Form eines Netzwerks 70′ mit einem in seiner Leitfähigkeit steuerbaren Stromquellentransistor 85′ mit Kollektor- und Emitterwiderständen 84′ und 83′ und einen Kon­ stantstromquellentransistor 90′ mit Kollektor- und Emitter­ widerständen 92′ und 94′. Wie der Transistor 85 in Fig. 1 spricht auch der Transistor 85′ auf eine in geeigneter Weise übertragene (umgesetzte) Version der Verstärkungssteuerspan­ nung vom Regler 75 derart an, daß sich die Kollektorspannung und der Kollektorstrom des Transistors 85 linear mit der Einstellung des Reglers 75 ändern. Somit ändern sich der durch den Widerstand 84′ fließende Strom und die an diesem Widerstand abfallende Spannung ebenfalls linear mit dem Reg­ ler 75.

Die aus den Elementen 75′, 83′, 84′ bestehende Schaltung und die aus den Elementen 90′, 92′, 94′ bestehende Schaltung sind an die gleiche Betriebs- oder Versorgungsspannung ange­ schlossen (d. h. zwischen die Potentiale +8,5 Volt und Masse). In einer bevorzugten Ausführungsform haben die Transistoren 85′ und 90′ gleiche Leitfähigkeitseigenschaften, die Wider­ stände 83′ und 94′ haben gleichen Wert, und auch die Wider­ stände 84′ und 92′ sind aneinander gleich. Die Kollektorspan­ nung des Transistors 90′ ist fest, wodurch die Basisspannung des Transistors 104′ ebenfalls fest ist.

Die Schaltung 70′ weist außerdem einen Stromteiler 100′ auf, der eine Diode D₂ und einen Transistor 104′ enthält. Betriebs­ ströme für den Stromteiler werden von einer Stromquelle mit einem Transistor 105′ und einen Widerstand 108′ geliefert.

In der Anordnung nach Fig. 2 ist der Spannungsabfall am Widerstand 92′ (das Produkt des Widerstandswertes des Wider­ standes 92′ mit dem Konstantstrom vom Transisto 90′) wesent­ lich größer als die Differenz zwischen den Ausgangssignalen V₁ und V₂, die in der weiter unten beschriebenen Weise ab­ geleitet werden. Der Transistor 85′ wird durch die Steuer­ signalquelle (Regler) vorgespannt, um einen veränderlichen Strom zu leiten. Dieser Strom ändert sich von praktisch Null bei der einen Extremeinstellung des Reglers bis zu einem Maximalwert, der im wesentlichen gleich dem von der Strom­ quelle 105′ gelieferten Strom ist, bei der anderen Extrem­ einstellung des Reglers 75. Im erstgenannten Fall fließt der gesamte von der Quelle 105′ gelieferte Strom durch die Diode D₂ und den Widerstand 84′, während im zweiten Fall der ge­ samte Strom von der Quelle 105′ im Transistor 104′ fließt. Infolgedessen wird ein Anstieg des Kollektorstroms des Tran­ sistors 85′ durch eine entsprechende Abnahme des die Diode D₂ durchfließenden Stroms kompensiert, und das Potential am Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Transistors 85′ und der Anode der Diode D₂ bleibt im wesentlichen konstant. Wenn z. B. der Ruhespannungsabfall am Widerstand 84′ etwa 3 Volt beträgt, dann entspricht eine Gesamtspannungsänderung am Widerstand 84′ von 100 Millivolt ( ± 50 Millivolt) einem Relativmaß von nur 3%.

Der vom Widerstand 84′ geleitete Strom ist gleich der Summe des von der Diode D₂ geleiteten Stroms und des Kollektor­ stroms des Transistors 85′. Der Strom in der Diode D₂ ändert sich linear mit dem Regler 75, da der Gesamtstrom im Wider­ stand 84′ im wesentlichen konstant ist und sich der variable Kollektorstrom des Transistors 85′ linear mit dem Regler 75 ändert. Anders ausgedrückt: Der im wesentlichen konstante Gesamtstrom im Widerstand 84′ abzüglich der linear-abhängigen Kollektorstromkomponente des Transistors 85′ resultiert in einem ebenfalls linear-abhängigen Strom in der Diode D₂. Der Strom in der Diode D₂ hat entgegengesetzte Phase wie der Kollektorstrom des Transistors 85′, so daß die Summe des Kol­ lektorstroms des Transistors 85′ und des Stroms in der Diode D₂ im wesentlichen konstant ist.

Da die Diode D₂ (die eine nichtlineare Leitfähigkeitscharak­ teristik hat) einen vom Regler 75 linear-abhängigen Strom leitet, ist die an der Diode D₂ entwickelte Spannung nicht­ linear. Vom Verbindungspunkt zwischen dem Kollektor des Tran­ sistors 90′ und der Basis des Transistors 104′ wird eine feste Spannung V₁ abgeleitet, und vom Verbindungspunkt zwi­ schen dem Kollektor des Transistors 85′ und der Anode der Diode D₂ wird eine veränderliche Spannung V₂ abgeleitet. Die Spannung V₂ enthält eine feste Komponente entsprechend dem Spannungsabfall am Widerstand 84′ und eine nichtlineare Kom­ ponente, die auf die nichtlineare Spannung an der Diode D₂ zurückzuführen ist. Wenn die Spannungsdifferenz V₁-V₂ an einen steuerbaren Differenzverstärker gelegt wird, leitet dieser Verstärker linear-abhängig von der Einstellung des Reglers 75, da die nichtlineare Komponente der Spannung V₂ die naturgemäße Nichtlinearität der Steuerkennlinie des ver­ stärkungsgesteuerten Differenzverstärkers kompensiert.

Die Fig. 3 zeigt einen Teil eines Farbfernsehempfängers, der eine Steuerschaltung 70 des in Fig. 1 dargestellten Typs ent­ hält. Bei dem dargestellten Farbfernsehempfänger enthält der Farbkanal eine Quelle 10 für Farbsignale, ein Steuernetz­ werk 12 für Übersteuerungsschutz und Farbsperre, einen Farb­ verstärker 20 und eine Farbsignal-Verarbeitungsschaltung 40.

Der Verstärker 20 enthält drei Ebenen von Differenzverstär­ kern. Von der Quelle 10 werden komplementärphasige (Gegen­ takt-)Farbsignale auf zugeordnete Basiseingänge eines die erste Ebene bildenden Differenzverstärkers gegeben, der emit­ tergekoppelte Transistoren 21 und 22 aufweist. Von einem Kollektorausgang des Transistors 21 gelangen verstärkte Farb­ signale an die zusammengeschalteten Emitterelektroden zweier Transistoren 23 und 24, die einen Differenzverstärker der zweiten Ebene bilden. Weiter verstärkte Farbsignale werden vom Kollektorausgang des Transistors 24 auf die zusammenge­ schalteten Emitter zweier Transistoren 25 und 26 gekoppelt, die einen Differenzverstärker als Steuerstufe in der dritten Ebene bilden. An einer Lastimpedanz 28 im Kollektorkreis des Transistors 26 erscheinen die endgültig verstärkten Farb­ signale. Diese Signale werden über einen Emitterfolgertransi­ stor 30 und einen Wechselstromkopplungskondensator 32 auf die Farbsignal-Verarbeitungsschaltung 40 gegeben, um die Farb­ differenzsignale R-Y, G-Y und B-Y abzuleiten. Betriebsströme für die Verstärkungsschaltung 20 werden von einer Stromquelle geliefert, die einen Transistor 29 enthält.

Die Verstärkerschaltung 20 wird durch drei unabhängig von­ einander abgeleitete Verstärkungssteuerspannungen in ihrer Verstärkung gesteuert. Die Gesamtverstärkung der Verstärker­ schaltung 20 wird abhängig von einer Steuerspannung ge­ steuert, die von einem Potentiometer 45 abgeleitet wird, das den vom Benutzer betätigbaren Farbsättigungsregler darstellt. Eine vom Schleifer des Potentiometers 45 abgegriffene ver­ änderbare Steuerspannung wird über einen Emitterfolgertran­ sistor 47 auf einen Basiseingang des Stromquellentransistors 29 gekoppelt, um die Stromleitung des Transistors 29 und da­ mit die Signalverstärkung der Differenzverstärker der ersten, zweiten und dritten Ebene zu verändern.

Die Verstärkungen der Differenzverstärker 23, 24 und 25, 26 der zweiten und dritten Ebene werden zusätzlich abhängig von einem Übersteuerungsschutz- und Farbsperren-Steuersignal ge­ steuert, das vom Netzwerk 12 an den Basiseingang des Transi­ stors 24 gelegt wird. Dieses Steuernetzwerk 12 ist herkömm­ lich aufgebaut und spricht auf den Pegel des Farbsignals (z. B. von der Quelle 10) an, um die Verstärkung der von der Verstärkerschaltung 20 gelieferten Farbsignale in Fällen zu hohen Pegels zu reduzieren (Betriebsart für Übersteuerungs­ schutz) und um die Farbsignale ganz zu sperren, wenn ihr Pegel äußerst schwach ist (Betriebsart für Farbsperre).

Die Verstärkung des Differenzverstärkers 25, 26 der dritten Ebene wird ebenfalls durch die an die Basiselektroden der Transistoren 25 und 26 gelegte Spannungsdifferenz V₁ und V₂ gesteuert, um die Farbsättigung unabhängig von den eben be­ schriebenen Verstärkungsänderungen zu steuern.

Der Leuchtdichtekanal des Empfängers enthält eine Quelle 50 für Leuchtdichtesignale, einen Leuchtdichteverstärker 52 und eine Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschaltung 60. Die von der Verarbeitungsschaltung 60 gelieferten verstärkten Leucht­ dichtesignale Y werden in einem Matrixverstärker 65 mit den von der Verarbeitungsschaltung 40 gelieferten Farbdifferenz­ signalen kombiniert, um am Ausgang die für die Farbanteile repräsentativen Rot-, Grün- und Blau-Farbsignale R, G und B abzugeben. Diese Signale werden auf eine Farbbildröhre des Empfängers gekop­ pelt, um ein farbiges Bild zu erzeugen.

Der Leuchtdichteverstärker 52 weist einen Differenzverstär­ ker mit zwei Transistoren 53 und 54 und einem zugehörigen Stromquellentransistor 55 auf. An die Basis des Transistors 55 werden Eingangs-Leuchtdichtesignale gelegt, und an einer Impedanz 57 im Kollektorkreis des Transistors 54 entstehen Ausgangs-Leuchtdichtesignale. Der Verstärker 52 wird eben­ falls in seiner Verstärkung abhängig von den die an die Basiselektroden der Transistoren 53 und 54 gelegten Span­ nungen V₁ und V₂ gesteuert. Außerdem wird eine Gleichstrom­ pegel-Kompensationsspannung V₃ an den Kollektorausgangskreis des Transistors 54 gelegt.

Die Spannungen V₁ und V₂ und die Kompensationsspannung V₃ werden von einem Netzwerk geliefert, das ein vom Benutzer betätigbares Verstärkungseinstellpotentiometer 75 und eine Übertragungsschaltung 70 enthält, und werden gleichstrommäßig auf den Farbdifferenzverstärker 25, 26 und den Leucht­ dichte-Differenzverstärker 53, 54 gekoppelt. Das Potentio­ meter 75 entspricht einem vom Benutzer einstellbaren Regler zur gleichzeitigen Änderung des (Leuchtdichte-) Kontrasts und der Farbsättigung eines wiedergegebenen Farbbildes.

Die basisgesteuerten Differenzverstärker 25, 26 und 53, 54 haben über den größten Teil des Transistor-Leitfähigkeits­ bereichs zwischen Sattigung und Sperrung eine nichtlineare Eingangs/Ausgangs-Kennlinie. Die Differenzverstärker 25, 26 und 53, 54 sollen über einen großen Teil des Leitfähigkeits­ bereichs in ihrer Verstärkung steuerbar sein. Ohne besondere Kompensationsvorkehrungen würden die gesteuerten Verstärker nahe den Extremen des Betriebsbereichs eine ausgeprägte Nichtlinearität in ihrem Einstellverhalten zeigen. In einem solchen Fall wäre die Leitfähigkeit der Verstärker 25, 26 und 23, 24 und somit ihre Verstärkung nichtlinear proportional zur Einstellung der Steuerspannungsquelle (d. h. zur Einstel­ lung des Potentiometers 75), von der die Basissteuerspannungs­ differenz aus V₁ und V₂ abgeleitet wird, welche dazu dient, das nichtlineare Ansprechverhalten der Verstärker 25, 26 und 53, 54 so zu kompensieren, daß diese Verstärker über den an­ gestrebten großen Leitfähigkeitsbereich im wesentlichen linear auf das Verstärkungssteuersignal reagieren.

Die Schaltung 70 in Fig. 3 arbeitet in der gleichen Weise wie die Schaltung 70 nach Fig. 1. Einander entsprechende Elemente sind in den beiden Figuren mit jeweils den gleichen Bezugszahlen bezeichnet. Das Gleichstromübertragungsnetzwerk 78 in Fig. 1 entspricht dem Netzwerk nach Fig. 3, das einen Emitterfolgertransistor 80, Widerstände 81 und 82 und eine Diode 87 enthält und zwischen den Schleifer des Regler­ potentiometers 75 und den Basiseingang des gesteuerten Strom­ quellentransistors 85 geschaltet ist. Am Schleifer des Potentiometers 75 wird eine Verstärkungssteuerspannung ent­ wickelt, die sich ändert, wenn das Potentiometer 75 zwischen den Extremstellungen MAX für maximale Verstärkung und MIN für minimale Verstärkung verstellt wird. Für maximale Signalver­ stärkung ist die Verstärkungssteuerspannung gleich +11,2 Volt, und für minimale Signalverstärkung ist sie ungefähr gleich +2,0 Volt. Der Spannungswert von +2,0 Volt für minimale Ver­ stärkung entspricht derjenigen Spannung am Schleifer des Potentiometers 75, bei welcher der Stromquellentransistor 85 nichtleitend ist. Der Kollektorstrom und die Kollektorspan­ nung des Transistors 85 ändern sich linear mit entsprechen­ den Änderungen der Verstärkungssteuerspannung zwischen den Steuerwerten für maximale und minimale Verstärkung. Ein Emit­ terfolgertransistor 88 mit niedriger Ausgangsimpedanz koppelt den Kollektorausgang des Transistors 85 mit der Basis des Transistors 102, wo die Spannung V₁ (in der anhand von Fig. 1 beschriebenen Weise) entwickelt wird, die einer gleichstrom­ verschobenen Version der veränderbaren Spannung vom Potentio­ meter 75 entspricht.

Die Verstärkungssteuerspannung V₂ entsteht an der Basis des Transistors 104 in der gleichen Weise, wie es oben in Ver­ bindung mit Fig. 1 erläutert wurde. Diese Verstärkungssteuer­ spannung enthält eine nichtlineare Komponente, so daß die Verstärker 25, 26 und 53, 54 bei Beaufschlagung mit der Span­ nungsdifferenz V₁-V₂ ihre Verstärkungsfaktoren in linearer Abhängigkeit von der Einstellung des Potentiometers 75 ändern.

Es sei erwähnt, daß der Transistor 104 des Stromteilers eine Konfiguration ähnlich einer Diode bildet, indem seine Kollek­ tor- und Basiselektroden über eine Leitung 110 und den Basis- Emitter-Übergang eines Spannungsfolgers 96 miteinander ver­ bunden sind. Dieser als Diode geschaltete Transistor 104 in Fig. 3 entspricht der Diode D₁ in Fig. 1 und wirkt auch in der gleichen Weise, um die oben in Verbindung mit Fig. 1 be­ schriebene nichtlineare Komponente zu erzeugen. Das Vorhanden­ sein des Spannungsfolgertransistors 96 in der Gleichstrom­ kopplung zwischen Kollektor und Basis des Transistors 104 stört weder den Betrieb der Schaltung noch die Art und Weise, wie die nichtlineare Komponente der Spannung V₂ entwickelt wird.

Ferner sei erwähnt, daß die Spannung V₃ vom Kollektorausgangs­ strom des Transistors 102 abgeleitet und gleichstrommäßig auf den Kollektorausgang des Differenzverstärkertransistors 54 gekoppelt wird. Diese Verbindung dient vorteilhafterweise dazu, den Ruhe- oder Gleichstrompegel der Kollektorausgangs-Spannung des Transistors 54 im wesentlichen konstant zu hal­ ten, wenn die Verstärkung des Differenzverstärkers 52 ab­ hängig von den Spannungen V₁ und V₂ verändert wird. Bei Ver­ stellung des Reglers 75 ändern sich die Kollektorgleichströme der Transistoren 102 und 54 um praktisch den gleichen Betrag, aber in entgegengesetzter Richtung. Somit bleiben der durch den Lastwiderstand 57 fließende Gleichstrom und die Gleich­ spannung an diesem Widerstand im wesentlichen konstant, wenn der Regler 75 verstellt wird. Dies ermöglicht eine Gleich­ stromkopplung der verstärkungsgesteuerten Ausgangssignale vom Transistor 54 zur Leuchtdichtesignal-Verarbeitungsschal­ tung 60.

Die Fig. 4 zeigt die nichtlineare Abhängigkeit der Spannungs­ differenz V₁-V₂ von der Spannung am Schleifer des Reglerpoten­ tiometers 75. Die Fig. 5 zeigt die lineare Abhängigkeit des Kollektorstroms des Transistors 54 des verstärkungsgesteuer­ ten Verstärkers 52 von der Schleiferspannung des Potentio­ meters 75 über den Verstärkungssteuerbereich.

Die Fig. 6 zeigt eine das Verstärkungssteuersignal modifizie­ rende Übertragungsschaltung 70′ des in Fig. 2 dargestellten Typs (worin die entsprechenden Elemente mit den gleichen Be­ zugszahlen bezeichnet sind), die sich zur Verwendung im Fernsehempfänger nach Fig. 3 eignet (d. h. anstelle der Schal­ tung 70 in Fig. 3).

Ein Vergleich der Schaltungen 70′ in den Fig. 2 und 6 zeigt, daß die Schaltung 70′ nach Fig. 6 zusätzlich zwei Emitterfolgertransistoren 88′ und 96′ enthält, deren erster vom Transistor 85′ zum Transistor 102′ und deren zweiter vom Transistor 90′ zum Transistor 104′ führt. Der Transistor 102′ ist als Diode geschaltet, indem seine Basis- und Kollektor­ elektroden über eine Leitung 110′ und den Emitterfolgertran­ sistor 88′ miteinander verbunden sind. Der als Diode ge­ schaltete Transistor 102′ nach Fig. 6 entspricht funktionell der Diode D₂ in Fig. 2, um die nichtlineare Komponente des Potentials V₂ der differentiellen Steuerspannung V₂-V₁ zu erzeugen. Die Erzeugung der nichtlinearen Komponente durch den als Diode geschalteten Transistor 102′ wird durch das Vorhandensein des Spannungsfolgertransistors 88′ in der Kollektor-Basis-Verbindung des Transistors 102 nicht beein­ trächtigt.

In der Schaltung nach Fig. 6 wird die Ausgangsspannung V₁ vom Transistor 104′ (anstatt von der Basiselektrode des Transistors 102 gemäß Fig. 3) und die Ausgangsspannung V₂ vom Transistor 102′ (anstatt von der Basis des Transistors 104) abgeleitet, um die richtige Richtung für die Gleich­ strompegel-Kompensation zu erhalten, wenn die Spannung V₃ vom Kollektor des Transistors 104′ zum Kollektorausgang des Transistors 54 in Fig. 3 gekoppelt wird.

Die Anordnung nach den Fig. 2 und 6, worin sich die Spannungs­ differenz V₁-V₂ um einen sehr kleinen Betrag (± 50 Millivolt) ändert und worin die Absolutwerte der Spannungen V₁ und V₂ im wesentlichen konstant bleiben, ist dann vorteilhaft, wenn der steuerbare Differenzverstärker Beschränkungen hinsichtlich seiner Vorspannung unterliegt, z. B. wenn die Spannungsdiffe­ renz für seine Verstärkungssteuerung auf einen bestimmten schmalen Bereich innerhalb des von der Versorgungsspannung umfaßten Bereichs begrenzt ist. Mit dieser Bedingung ist unter Umständen zu rechnen, wenn eine Differenzverstärker­ anordnung in mehreren "Ebenen" wie die Schaltung 20 in Fig. 3 verwendet wird (worin die Vorspannung jeder Differenzverstär­ kerebene einen Teil des Gesamtbereichs der Versorgungsspan­ nung belegt), obwohl eine solche Bedingung bei der dargestell­ ten speziellen Version der Schaltung 20 weniger gilt.

Die gegenseitige Symmetrie der den Stromteiler 100 vorspan­ nenden Koppelschaltungen 85, 83, 84 und 90, 92, 94 (Fig. 1 und 3) bringt den Vorteil, daß der Betrieb des Stromteilers 100 nicht beeinträchtigt wird, wenn sich die +8,5 Volt-Ver­ sorgungsspannung ändert oder wenn Störsignale auftreten, die an den Versorgungsspannungsanschlüssen (+8,5 Volt und Masse) infolge von Streusignalen aus irgendwelchen anderen Teilen des Systems erscheinen. Letzteres ist besonders in einer integrierten Schaltung zu befürchten, da hier die Gefahr der Einkopplung von Streusignalen z. B. über das Halbleitersubstrat besteht, welches das Masse- oder Bezugspotential darstellt. Die symmetrische Konfiguration dieser Koppelschaltungen hat zur Folge, daß Änderungen der Versorgungsspannung und Stör­ signale mit jeweils dem gleichen Betrag auf den Stromteiler 100 gekoppelt werden und keinen Einfluß auf den Betrieb die­ ser Schaltung haben, weil der Stromteiler 100 Gleichtakt­ signale unterdrückt.

Die Verwendung der Spannungsdifferenz V₁ und V₂ ist deswegen vorteilhaft, weil Versorgungsspannungsänderungen und Stör­ signale, die gleichzeitig an den Basiselektroden der Transi­ storen 102 und 104 (Fig. 3) oder an der Basis des Transistors 102 und an der Anode der Diode D₁(Fig. 1) erscheinen, die Differenzspannung V₁-V₂ nicht beeinflussen und sich wegen der gleichtaktunterdrückenden Eigenschaft des Differenzverstär­ kers nicht auswirken.

Die Verwendung der Spannungsdifferenz V₁ und V₂ hat ferner den Vorteil, daß mehr als ein Differenzverstärker gesteuert werden kann, ohne befürchten zu müssen, daß sich die Be­ lastung durch gesteuerte Differenzverstärker nachteilig auf den Stromteiler 100 auswirkt. In der Anordnung nach Fig. 3 beispielsweise ist der Eingang des Transistors 102 durch die Basisströme zweier gesteuerter Transistoren 25 und 53 be­ lastet, und der Eingang des als Diode geschalteten Transi­ stors 104 ist durch die Basisströme zweier gesteuerter Tran­ sistoren 26 und 54 belastet. Dennoch wird der gewünschte Gegentaktbetrieb des Stromteilers 100 nicht beeinträchtigt, da die Verstärker ihn symmetrisch belasten.

Die vorstehend erwähnten Vorteile gelten für Übertragungs­ schaltungen sowohl des Typs 70 (Fig. 1 und 3) als auch des Typs 70′ (Fig. 2 und 6), die auch dazu verwendet werden kön­ nen, ein Wechselstromsignal anstatt einer von einem Steuer­ potentiometer abgeleiteten veränderbaren Steuergleichspannung in der gewünschten Weise zu übertragen.

Claims (8)

1. Schaltungsanordnung zur Steuerung der Verstärkung eines Differenzverstärkers, der ein Paar Steuereingänge, einen Signaleingang und einen mit einer Last gekoppelten Ausgang aufweist,
mit einem an eine Stromquelle angeschlossenen Stromteiler, der in Abhängigkeit von einer seinem einen Eingang zugeführ­ ten Steuerspannung für die Verstärkung und einer seinem anderen Eingang zugeführten Bezugsspannung den Strom auf zwei Stromzweige aufteilt und damit zwei Ausgangssignale zur Zuführung zu den Steuereingängen des Differenzverstärkers liefert, dadurch gekennzeichnet,

• - daß der Stromteiler (100) unsymmetrisch aufgebaut ist und in seinem einen Stromzweig einen Transistor (102; 104′) und in seinem anderen Stromzweig eine Diode (D1; D2) oder einen als Diode geschalteten Transistor (104; 102′) aufweisenden Halbleiterübergang enthält;
• - daß die Steuerspannung und die Bezugsspannung den Eingängen des Stromteilers (100) über jeweils eine Koppelschaltung (85 bzw. 90; 85′ bzw. 90′) zugeführt werden und die Aus­ gangssignale (V1, V2) für die Steuereingänge des Differenz­ verstärkers (25, 26) an diesen Stromteilereingängen abge­ nommen werden,
• - und daß die Koppelschaltungen je einen Transistor (85, 90; 85′, 90′) enthalten, dessen Steuerelektrode die Steuerspan­ nung bzw. die Bezugsspannung zugeführt wird und dessen Hauptstromstrecke in Reihe zwischen jeweils einem ersten und einem zweiten Widerstand (84, 83; 92, 94) an die Betriebs­ spannungsklemmen geschaltet ist, und daß die Verbindungs­ punkte der Hauptstromstrecken mit den ersten Widerständen (84, 92) jeweils an den Stromteilereingängen liegen.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß Kollektor und Basis des als Diode geschalteten Transistors (104; 102′) miteinander (über 96; 88′) verbunden sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die ersten Widerstände (84, 92) im wesentlichen den gleichen Wert haben.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Widerstände (83, 94) im wesentlichen den gleichen Wert haben.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß für eine gegebenenfalls erforderliche Gleich­ spannungskorrektur des Differenzverstärkers der Ausgang (V3) des Transistors (102) des Stromteilers (100) mit einer Last (57) des Differenzverstärkers (53, 54) derart gekoppelt ist, daß ein Teil des Laststroms durch den Transistor (102) fließt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Verbindungspunkte der Transistoren (85; 90) mit den ersten Widerständen (84; 92) in den Koppelschaltungen über jeweils einen Emitterfolgertransistor (88; 96) mit den Eingängen des Stromteilers (100) verbunden sind.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuerspannung auf die Basis des Transi­ stors (102) des Stromteilers (100) gekoppelt wird.

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Steuerspannung der Diode (D2) bzw. dem als Diode geschalteten Transistor (102′) zugeführt wird (Fig. 2 und 6).