DE3236728C2

DE3236728C2 - Schaltungsanordnung zum Abtasten und Speichern des Momentanwerts einer veränderlichen Eingangsspannung

Info

Publication number: DE3236728C2
Application number: DE19823236728
Authority: DE
Inventors: Horst 8050 Freising Diewald; Laszlo 8059 Oberding Götz
Original assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Current assignee: Texas Instruments Deutschland GmbH
Priority date: 1982-10-04
Filing date: 1982-10-04
Publication date: 1986-07-31
Also published as: DE3236728A1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung, mit deren Hilfe der Momentanwert einer veränderlichen Eingangsspannung abgetastet und gespeichert werden kann. Die Schaltungsanordnung enthält eine Schaltvorrichtung, mit deren Hilfe die Eingangsspannung an ein Speicherelement unter der Steuerung durch ein binäres Steuersignal angelegt werden kann. Die Schaltvorrichtung enthält eine Brückenschaltung (3) aus Halbleiterschaltern (T11 bis T16), bei der die Eckpunkte (C, D) der ersten Brückendiagonale jeweils über eine Konstantstromquelle (T5, T6) an eines der Potentiale einer Versorgungsspannungsquelle gelegt sind. An einen Eckpunkt (A) der zweiten Brückendiagonale kann die Eingangsspannung angelegt werden, während am anderen Eckpunkt (B) der zweiten Brückendiagonale das Speicherelement (HC) angeschlossen ist. Eine in der Schaltungsanordnung vorgesehene Steuervorrichtung (T8, T17, T18) ist derart ausgebildet, daß sie bei dem einen Wert des ihr zugeführten Steuersignals die Potentiale der Eckpunkte (C, D) der ersten Brückendiagonale auf von der Spannung am Speicherelement (HC) abhängige Werte festklemmt, bei denen die die Eckpunkte (C, D) der ersten Brückendiagonale verbindenden Brückenzweige (C-A-D; C-B-D) gesperrt sind.

Description

stung von Frequenzen im Videobereich geeignet ist und trotzdem in Form einer integrierten Schaltung hergestellt werden kann.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit den im Kennzeichen des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkmalen gelöst In der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erzeugt die Steuervorrichtung die Potentiale, mit denen die die Eckpunkte der ersten Briikkendiagonale verbindenden Brückenzweige gesperrt werden können. Für eine Umschaltung zwischen dem gesperrten Zustand der Brückenzweige und dem leitenden Zustand der Brückenzweige müssen diese Potentiale nur um sehr kleine Werte verändert werden, so daß diese Umschaltvorgänge mit hoher Geschwindigkeit ausgeführt werden können. Die Steuervorrichtung erzeugt diese Potentiale an den Eckpunkten der ersten Brückendiagonale in Abhängigkeit vom Wert des ihr zugeführten Steuersignals. In der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung können für diejenigen Schaltungselemente, die an Schalt vorgängen beteiligt sind, solche Typen von Schaltungselementen verwendet werden, die auch beim Aufbau als integrierte Schaltung hohe Schaltgeschwindigkeiten zulassen. Dies bedeutet konkret, daß für die an Schaltvorgängen beteiligten Schaltungselemente ausschließlich NPN-Transistoren verwendet werden können, die auch bei ihrer Herstellung in einer integrierten Schaltung hohe Schaltgeschwindigkeiten zulassen.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen gekennzeichnet.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung und

F i g. 2 eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung.

Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung weist eine Eingangsklemme 1 auf, an die eine Eingangsspannung angelegt werden kann. Mit dieser Eingangsklemme 1 ist die Basis eines Transistors 7*1 verbunden, dessen Kollektor mit einer positiven Versorgungsspannungsklemme 2 verbunden ist, und dessen Emitter mit dem Kollektor eines Transistors 7*2 sowie mit einem Schaltungspunkt A einer noch zu beschreibenden Brükkenschaltung 3 verbunden ist. Zwischen dem Emitter dieses Transistors 7*2 und einer Masseklemme 4 liegt ein Widerstand R 2. Zwischen der Versorgungsspannungsklemme 2 und der Masseklemme 4 liegt eine Serienschaltung aus einem Widerstand R 3, der Emitter-Kollektor-Strecke eines Transistors 7*3, einem Widerstand R_r, der Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 7*4 und einem Widerstand R 4. Die Transistoren T3 und 7*4 sind jeweils durch Verbinden ihres Kollektors mit ihrer Basis als Dioden geschaltet. Mit der Basis des Transistors T3 ist die Basis eines Transistors 7*5 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R 5 mit der Versorgungsspannungsklemme 2 in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors 7*5 ist mit einem Schaltungspunkt C der noch zu beschreibenden Brükkenschaltung 3 verbunden; er bildet eine Konstantstromquelle, die den Schaltungspunkt C der Brückenschaltung 3 an das positive Potential der Versorgungsspannungsquelle legt. Mit der Basis des Transistors 7*4 ist die Basis eines Transistors 7*6 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R β mit der Masseklemme 4 in Verbindung steht. Der Kollektor dieses Transistors 7*6 ist mit einem Schaltungspunkt D der Brückenschaltung 3 verbunden; er bildet wie der Transistor 7*5 eine Konstantstromquelle, die den Schaltungspunkt D der Brückenschaltung 3 an das Massepotential der Versorgungsspannungsquelle legt Mit der Basis des Transistors T3 ist auch die Basis eines Transistors Tl verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand R 7 mit der Versorgungsspannungsklemme 2 in Verbindung steht. Der Kollektor des Transistors Tl ist mit dem Emitter eines Transistors TS verbunden, dessen Kollektor an ίο die Masseklemme 4 angeschlossen ist Die Basis des Transistors TS ist mit dem Emitter eines Transistors 7*9 verbunden, dessen Kollektor an die Versorgungsspannungsklemme 2 angeschlossen ist. Die Basis des Transistors 7*9 ist mit einem Schaltungspunkt B der Brückenschaltung 3 verbunden. Außerdem ist zwischen den Schaltungspunkt B und Masse ein Speicherkondensator HC eingefügt Die Basis des Transistors TS und der Emitter des Transistors T9 sind mit dem Kollektor eines Transistors Γ10 verbunden, dessen Basis mit der Basis des Transistors TB verbunden ist und dessen Emitter über einen Widerstand R 10 mit der Masseklemme 4 in Verbindung steht. Am Emitter des Transistors 7*9 ist eine Ausgangsklemme 5 angeschlossen.
Die Brückenschaltung 3 enthält zwei Brückenzweige, von denen der eine vom Schaltungspunkt C über den Schaltungspunkt A zum Schaltungspunkt D führt, während der andere vom Schaltungspunkt C über den Schaltungspunkt B zum Schaltungspunkt D führt. Die Schaltungspunkte Cund D sind die Eckpunkte der einen Brückendiagonale der Brückenschaltung 3, und die Schaltungspunkte A und B sind die Eckpunkte der anderen Brückendiagonale. Im Brückenzweig C-A-D liegen ein als Diode geschalteter Transistor T11 und die Kollektor-Emitter-Strecke eines Transistors 7"12, wobei der Schaltungspunkt A der Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors Γ11 und dem Kollektor des Transistors Γ12 ist. Zwischen der Basis des Transistors 7*12 und dem Schaltungspunkt Cliegt ein weiterer als Diode geschalteter Transistor T13. Der Brückenzweig C-B-D enthält drei Transistoren Γ14, T15 und Γ16, die völlig symmetrisch zu den Transistoren 7*11, 7*13 und 7*12 geschaltet sind; der Schaltungspunkt Bist dabei der Verbindungspunkt zwischen dem Emitter des Transistors 7*14 und dem Kollektor des Transistors 7*15. Der als Diode geschaltete Transistor 7*13 wird verwendet, um den Transistor 7*12 von der dem Schaltungspunkt A zugeführten Spannung zu entkoppeln. Der Transistor 7*12 wird auf diese Weise nur von der Spannungsdifferenz zwischen den Schaltungspunkten C und D gesteuert, nicht aber von der Spannungsdifferenz zwischen den Schaltungspunkten A und D, wie es der Fall wäre, wenn der Transistor 7*13 weggelassen wäre und der Transistor 7*12 selbst durch Verbinden seiner Basis mit seinem Kollektor als Diode geschaltet wäre.

Der Transistor Γ16 wurde im Brückenzweig C-B-D zur Herstellung der Symmetrie mit dem Brückenzweig C- A -D eingefügt.

Mit dem Schaltungspunkt C ist der Kollektor eines Transistors TM verbunden, dessen Emitter an die Verbindung zwischen dem Kollektor des Transistors Tl und dem Emitter des Transistors 7*8 angeschlossen ist. Mit der Basis des Transistors TiI ist die Basis eines weiteren Transistors Γ18 verbunden, dessen Emitter mit dem Schaltungspunkt D verbunden ist und dessen Kollektor an die Versorgungsspannungsklemme 2 angeschlossen ist. Mit der Basis des Transistors 7*17 und der Basis des Transistors Γ18 ist ein Anschluß eines Widerstandes R_s verbunden, dessen anderer Anschluß

mit einer Steuerklemme 6 verbunden ist.

Bei den Transistoren 71, Tl, TA, 76 und 79 bis TM handelt es sich um N PN-Transistoren, während die Transistoren T3, TS, 77 und Ti PNP-Transistoren sind.

In der beschriebenen Schaltungsanordnung von Fig. 1 ermöglicht die Brückenschaltung 3, abhängig vom Wert des an die Steuerklemme 6 angelegten binären Steuersignals die am Schaltungspunkt A anliegende Spannung auch am Schaltungspunkt B zu erzeugen oder die am Schaltungspunkt B vorhandene Spannung unabhängig vom Spannungswert am Schaltungspunkt A festzuhalten, also am Kondensator HC zu speichern. Dies ist die Funktion einer Momentanwert-Speicherschaltung, die in der englischsprachigen Literatur auch als Sampie- and Hold-Senaliung bezeichnet wird. Da zwischen der an die Eingangsklemme angelegten Spannung und der Spannung am Schaltungspunkt A sowie zwischen der an der Ausgangsklemme 5 abgreifbaren Spannung und der Spannung am Schaltungspunkt B eindeutige Beziehungen vorliegen, kann auch gesagt werden, daß sich die beschriebene Schaltung dazu eignet, unter Berücksichtigung dieser eindeutigen Beziehungen die Eingangsspannung an der Eingangsklemme 1 abhängig vom Wert des Signals an der Steuerklemme 6 an der Ausgangskiemime 5 zu erzeugen oder den Ausgangsspannungswert unabhängig vom Wert der Eingangsspannung festzuhalten.

Die Schaltungsanordnung von F i g. 1 verhält sich folgendermaßen:

Es wird zunächst von dem Zustand ausgegangen, der vorliegt, wenn das binäre Steuersignal an der Steuerklemme 6 den niedrigen Signalwert L hat, der gleich dem Massewert ist. In diesem Zustand sind die Transistoren 717 und 718 gesperrt, und die Transistoren TU, Γ12, Γ13 sowie TU, TiS und 716 leiten.Der dabei durch diese Transistoren fließende Arbeitsstrom wird durch die Widerstände R 3, R_n R 4 und R 5 festgelegt In der Serienschaltung aus dem Widerstand R 3, dem Transistor 73, dem Widerstand R_n dem Transistor 74 und dem Widerstand R 4 fließt in jedem Betriebszustand ein durch die Größe der Widerstände festgelegter Strom, der einen vom Verhältnis der Widerstände R 3 und R 5 abhängigen Strom durch die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors TS zur Folge hat Dies gilt deshalb, weil der Transistor 73 den Eingangstransistor und der Transistor 75 den Ausgangstransistor eines sogenannten Stromspiegels bekannter Art bilden, der die Eigenschaft hat, daß der über die Kollektor-Emitter-Strecke des Ausgangstransistors fließende Strom in einem bestimmten Verhältnis zu dem über die Kollektor-Emitter-Strecke des Eingangstransistors geschickten Strom steht. Der über die Emitter-Kollektor-Strecke des sich wie eine Konstantstromquelle verhaltenden Transistors 75 fließende Strom teilt sich auf die zwei Brückenzweige C-A-D und C-B-D auf und fließt über die Kollektor-Emitter-Strecke des sich ebenfalls wie eine Konstantstromquelle verhaltenden Transistors TS und den Widerstand R 6 nach Masse.

Es sei nun angenommen, daß an der Eingangsklemme eo 1 eine Eingangsspannung Uin anliegt Da der Transistor Ti als Emitterfolger arbeitet, erscheint am Schaltungspunkt A die Spannung Uin— Übe, also die um die Basis-Emitter-Spannung Übe des Transistors 7"1 verminderte Eingangsspannung Uin- Am Schaltungspunkt C erscheint eine Spannung, die gleich der Spannung am Schaltungspunkt A zuzüglich der Basis-Emitter-Spannung des Transistors 711 ist, was bedeutet daß die Spannung am Schaltungspunkt Cwieder gleich der Eingangsspannung Uin ist. Am Schaltungspunkt D stellt sich die Spannung Uin—2Ube ein, und am Schaltungspunkt B erscheint die Spannung Uin— Übe, die gleich der Spannung am Schaltungspunkt A ist. Da der Transistor 7"9 als Emitterfolger geschaltet ist, unterscheidet sich die von seinem Emitter abgegriffene Ausgangsspannung Uout von der Spannung an seiner Basis um eine Basis-Emitter-Spannung, so daß gilt:

Uout= U_1n-2 Übe.

Es zeigt sich also, daß dann, wenn das Steuersignal an der Steuerklemme 6 den Massewert hat, der bewirkt, daß die Transistoren 7"17 und 718 gesperrt sind, die Spannung am Schaltungspunkt 8 genau gleich der Spannung am Schaltungspunkt A ist Auf diesen Spannungswert lädt sich der Speicherkondensator A/Cauf.

Liegt an der Steuerklemme 6 ein Steuersignal mit dem hohen Signalwert H an, der gleich dem Wert der Versorgungsspannung an der Versorgungsspannungsklemme 2 ist, dann erhalten die Transistoren 717 und 718 über den hochohmigen Widerstand R_s einen Basisstrom, der sie in den leitenden Zustand versetzt, was zur Folge hat, daß über die Brückenzweige C-A-D und C- B-D kein Strom mehr fließen kann, wie noch erkennbar wird. Bezogen auf die Ausgangsspannung Uout liegt am Schaltungspunkt B die Spannung Uout+ Übe- Die gleiche Spannung Uout+ Übe liegt auch am Emitter des Transistors 78, die auch gleich der Emitterspannung des Transistors 717 ist An der Basis dieses Transistors ergibt sich dadurch die Spannung Uout+2Ubh, die auch gleichzeitig die Basisspannung des Transistors 718 ist. Am Emitter dieses Transistors 718 und somit am Schaltungspunkt D ergibt sich die Spannung Uout+ Übe- Bei leitenden Transistoren 717 und 718 wird also die Spannung am Schaltungspunkt D durch den Transistor 78 auf den Spannungswert des Schaltungspunkts B festgeklemmt Am Schaltungspunkt Cstellt sich die Spannung Uout+ Übe+ U_Ceein, wobei i/cfdie Kollektor-Emitter-Spannung des Transistors 717 ist. Die Spannungsdifferenz zwischen der Spannung am Schaltungspunkt C und der Spannung am Schaltungspunkt D hat somit nur den Wert einer Kollektor-Emitter-Spannung; bei Siliziumtransistoren beträgt sie etwa 0,2 V. Diese Spannungsdifferenz reicht nicht dazu aus, die Transistoren 711, 712, 713 und 714, 715, 716 in den leitenden Zustand zu versetzen, da hierzu mindestens eine Spannung von 0,7 V erforderlich wäre. Wegen des gesperrten Zustands des Transistors 715 kann sich der Speicherkondensator HC in den Zeitperioden, in denen das Steuersignal an der Steuerklemme 6 den hohen Signalwert H hat, nicht über den Transistor 715 entladen, so daß der Spannungswert am Speicherkondensator HC tatsächlich wie angestrebt gespeichert wird. Die Schaltungsanordnung sorgt dafür, daß die Differenz zwischen den Spannungen an den Schaltungspunkten C und D unabhängig vom jeweiligen Wert der Eingangsspannung Uin in den Zeitperioden, in denen das Steuersignal an der Steuerklemme 6 den Wert H hat, so klein bleibt, daß die Brükkenzweige C-A-D und C-B-Dgesperrt bleiben.

Wie zu erkennen ist, ist der Spannungshub, der an den Schaltungspunkten Cund D beim Obergang der Transistoren 717, 718 vom gesperrten Zustand in den leitenden Zustand und umgekehrt auftritt, sehr gering, was bedeutet, daß nur wenige Ladungsträger bewegt werden müssen, um die Schaltungsanordnung vom Abtastzustand (Signalwert L an der Steuerklemme 6) in den

Haltezusland (Signalwert H an der Steuerklemme 6) und umgekehrt zu schalten. Die Umschaltvorgänge lassen sich daher sehr schnell ausführen, so daß sich die Schaltungsanordnung für eine Anwendung bei relativ hohen Frequenzen eignet. Praktische Versuche haben eine Anwendbarkeit bis zu 10 MHz ergeben. Zur hohen Umschaltgeschwindigkeit trägt auch noch bei, daß alle Transistoren, die an den Schaltvorgängen beteiligt sind, NPN-Transistoren sind, die in integrierten Schaltungen bekanntlich schnellere Schaltvorgänge zulassen als PNP-Transistoren. Eine weitere Steigerung der Umschaltgeschwindigkeit könnte auch noch dadurch erzielt werden, daß für die die Umschaltvorgänge auslösenden Transistoren 7*17 und T\9> Schottky-Transistoren verwendet werden.

Wie bereits erwähnt wurde, soll in der beschriebenen Schaltungsanordnung die Spannung am Speicherkondensator HCw. den Zeitperioden, in denen das Steuersignal an der Steuerklemme 6 den hohen Signalwert hat, möglichst konstant gehalten werden. In diesen Zeitperioden verhindert der gesperrte Zustand des Transistors Γ14 eine Änderung der Spannung durch Aufladung, und der gesperrte Zustand des Transistors 7*15 verhindert eine Spannungsänderung durch Entladung. Die Spannungsdifferenzen an diesen Transistoren, die den gesperrten Zustand hervorrufen, bewirken die Sperrung dieser beiden Transistoren allerdings nicht aufgrund ihrer Polarität, sondern allein aufgrund der Tatsache, daß sie nicht groß genug sind, die Transistoren 7*14 und 7*15 in den leitenden Zustand zu versetzen. Bei höheren Arbeitstemperaturen können unter Umständen die Leckströme der gesperrten Transistoren so groß werden, daß in der genannten Zeitperiode eine merkliche Änderung der am Speicherkondensator HC vorhandenen Spannung eintritt. Die in F i g. 2 dargestellte Ausführungsform ermöglicht eine sicherere Konstanthaltung der Spannung am Speicherkondensator HCm dem genannten Zeitraum.

Die in Fig.2 dargestellte Ausführungsform unterscheidet sich von der Ausführungsform von F i g. 1 dadurch, daß zwischen die Basis der Transistoren 7*17 und TiS zwei in Serie geschaltete Dioden Di und D 2 so eingefügt sind, daß die Anode der Diode D1 mit der Basis des Transistors 7*17 verbunden ist, während die Katode der Diode D 2 mit der Basis des Transistors 7"18 verbunden ist. Ferner ist eine Diode D 3 zwischen die Basis des Transistors 7*17 und die Steuerklemme 6 so eingefügt, daß ihre Katode mit der Steuerklemme 6 verbunden ist, und parallel zum Widerstand R_s liegt eine weitere Diode D 4, deren Katode mit der Steuerklemme 6 verbunden ist. Als weiterer Unterschied zur Ausführungsform von F i g. 1 ist zu erkennen, daß die am Speicherkondensator //Cvorhandene Spannung nicht wie in F i g. 1 über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor zur Ausgangsklemme 9 geleitet wird, sondern über zwei hintereinander geschaltete Emitterfolgerstufen. Die zusätzliche Emitterfolgerstufe besteht aus dem Transistor 7*19, dem ein als Arbeitswiderstand wirkender Transistor T20 und ein Widerstand R 20 in gleicher Weise zugeordnet sind, wie der Transistor TlO und der Widerstand R 10 dem Transistor T9 der auch in der Ausführungsform von F i g. 1 verwendeten Emitterfolgerstufe. Die zusätzliche Emitterfolgerstufe hat zur Folge, daß sich die an der Ausgangsklemme 5 erscheinende Ausgangsspannung Uout und die Spannung am Speicherkondensator HC um 2 Übe und nicht nur wie in der Ausführung von F i g. 1 um Übe unterscheiden.
Wenn an der Steuerklemme 6 ein Signal mit dem niedrigen Signalwert anliegt, sind die Transistoren Γ17 und TiS gesperrt, und es liegen die gleichen Verhältnisse vor, die auch in der entsprechenden Zeitperiode in der Schaltungsanordnung von F i g. 1 vorhanden sind. Dies heißt, daß die Brückenzweige C-A-D und C-B-D leiten und daß die am Schaltungspunkt A anliegende Spannung auch am Schaltungspunkt B erscheint, so daß sich der Speicherkondensator HC auf diese Spannung auflädt. Wenn an der Eingangsklemme 1 die Spannung UiN anliegt, erscheint am Schaltungspunkt A die Spannung UiN- Übe, und die gleiche Spannung erscheint am Schaltungspunkt B. An der Ausgangsklemme 5 erscheint die Spannung Uin— 3 Übe- Jede Änderung der Eingangsspannung U/n hat eine ebensolche Änderung

!5 der Ausgangsspannung t/oi/rzur Folge,

Wenn nun der Wert des Signals an der Steuerklemme 6 auf den hohen Signalwert umgeschaltet wird, hat dies den leitenden Zustand der Transistoren 7*17 und 7*18 zur Folge, so daß wie in der Ausführungsform von Fig. 1 die Brückenzweige C-A-D und C-B-D gesperrt werden. In dieser Zeitperiode wird die Spannung am Schaltungspunkt B konstant auf dem in der unmittelbar vorangehenden Zeitperiode erreichten Wert festgehalten, der gleich der Spannung Uout+ 2 Übe ist.

Im leitenden Zustand der Transistoren 7*17 und Γ18 stellt sich am Emitter des Transistors 7*17 die Spannung Uout+ Übe ein. An der Basis des Transistors 7*17 liegt dann die Spannung Uout+2Ube, und an der Basis des Transistors Γ18 liegt die Spannung Uout+ 4 Übe, wenn berücksichtigt wird, daß die Dioden D1 und D 2 aufgrund des Signals an der Steuerklemme 6 in den leitenden Zustand geschaltet sind, in dem an ihnen jeweils ein Spannungsabfall LO= Übe auftritt. Am Schaltungspunkt D ergibt sich dadurch der Spannungswert Uout+3Ube, wobei der Transistor 7*8 dafür sorgt, daß der Schaltungspunkt D auf diesen Spannungswert festgeklemmt wird. Am Schaltungspunkt C ergibt sich die Spannung Uout+ Übe+ Uce, wobei Uce die Kollektor-Emitter-Spannung des im leitenden Zustand befindlichen Transistors 7*17 ist.

Die für die Sperrung der Brückenzweige C-A-D und C-B-D verantwortliche Differenz der Spannungen an den Schaltungspunkten C und D hat den Wert — 2Ube+ Uce, der die Transistoren Γ12, Γ13 und Γ15, 7*16 sicher gesperrt hält, da er für diese Transistoren eine Sperrspannung darstellt. Über den Transistor 7*15 fließende Leckströme, die den Speicherkondensator HC entladen könnten, können in diesem Fall selbst bei höheren Betriebstemperaturen noch vernachlässigt werden.

Auch an dem als Diode geschalteten Transistor 7*14 liegt in diesem Ausführungsbeispiel eine Sperrspannung an, die diesen Transistor sicher gesperrt hält, so daß sich der Speicherkondensator in der betrachteten Zeitperiode nicht aufgrund von Leckströmen, die durch den Transistor fließen, aufladen kann. Daß eine Sperrspannung anliegt, ergibt sich aus der Differenz zwischen der Spannung am Schaltungspunkt B und der Spannung am Schaltungspunkt C, die den Wert— Übe+ Uce hat
In der Schaltungsanordnung von F i g. 2 wird somit beim Umschalten der Transistoren 7*17 und 7*18 vom gesperrten Zustand in den leitenden Zustand nicht nur wie in der Ausführung von F i g. 1 die Spannungsdifferenz zwischen den Schaitungspunkten C und D so weit verringert, daß die Brückenzweige C-A-D und C-B-D nicht mehr leiten können, sondern es wird eine Polaritätsumkehr erreicht, die ein sicheres Sperren der in diesen Brückenzweigen liegenden Transistoren zur Folge hat.

Die Dioden D 3 und D 4 haben den Zweck, den Umschaltvorgang der Transistoren Γ17 und Γ18 vom leitenden Zustand in den gesperrten Zustand zu beschleunigen, da sie bei diesem Umschaltvorgang die im leitenden Zustand vorhandenen Ladungsträger schneller von 5 den Basiselektroden dieser Transistoren ableiten können, als dies der Widerstand Rs allein vermag.

Die beschriebenen Schaltungsanordnungen eignen sich sehr gut für eine Herstellung in Form einer integrierten Schaltung, wobei die Ausführungsform nach io F i g. 2 wegen der geschilderten Unterschiede zur Ausführungsform nach F i g. 1 besonders für einen Einsatz bei höheren Betriebstemperaturen geeignet ist.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen 15

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Claims

1 2 ander verbinden, in Serie jeweils einen als Diode Patentansprüche: geschalteten ersten Transistor (TU, TH) und die Kollektor-Emitter-Strecke eines zweiten Transi-

1. Schaltungsanordnung zum Abtasten und Spei- stors (TXI, 7"15) enthalten, daß in jeden dieser zwei ehern des Momentanwerts einer veränderlichen Ein- 5 Brückenzweige zwischen die Basis des zweiten

gangsspannung mit einer durch ein binäres Steuersi- Transistors (712, 715) und einen Eckpunkt (C) der

gnal betätigbaren Schaltvorrichtung zum Anlegen ersten Brückendiagonale ein weiterer, als Diode ge-

der Eingangsspannung an ein Speicherelement, die schalteter Transistor (713, 716) eingefügt ist, und

eine Brückenschaltung aus Halbleiterschaltern ent- daß die Eckpunkte (A, B) der zweiten Brückendiagohält, bei der die Eckpunkte der ersten Brückendiago- io nale von den Verbindungspunkten des Emitters des

nale jeweils über eine Konstantstromquelle an eines ersten Transistors (TU, 7*14) und des Kollektors

der Potentiale einer Versorgungsspannungsquelle des zweiten Transistors (T 12, 715) in den beiden

gelegt sind und bei der am einen Eckpunkt der zwei- Brückenzweigen gebildet sind.

ten Brückendiagnonale die Eingangsspannung an- 7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dalegbar ist, während am anderen Eckpunkt der zwei- 15 durch gekennzeichnet, daß die Transistoren

ten Brückendiagonale das Speicherelement ange- (TU — 716) der Brückenschaltung (3) NPN-Transi-

schlossen ist, und mit einer Steuervorrichtung, die stören sind,
derart ausgebildet ist, daß sie bei dem einen Wert

des ihr zugeführten Steuersignals die Potentiale der

Eckpunkte der ersten Brückendiagonale auf von der 20
Spannung am Speicherelement abhängige Werte

festklemmt, bei denen die die Eckpunkte der ersten Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanord-Briickendiagonale verbindenden Brückenzweige ge- nung zum Abtasten und Speichern des Momentanwerts sperrt sind, dadurch gekennzeichnet, daß einer veränderlichen Eingangsspannung gemäß dem die Steuervorrichtung zwei Schalttransistoren (T 17, 25 Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
718) enthält, deren Basen miteinander und mit ei- Eine Schaltungsanordnung dieser Art ist aus der DE-nem Steuersignalanschluß (6) zum Anlegen des OS 32 09 188 bekannt; sie wird beispielsweise dann beSteuersignals in Verbindung stehen, wobei die KoI- nötigt, wenn analoge Signale in digitale Signale umgelektor-Emitter-Strecke des einen Schalttransistors setzt werden sollen. Die analogen Signale werden dabei (T 18) der Steuervorrichtung zwischen einem Pol (2) 30 unter Zuhilfenahme dieser bekannten Schaltungsanordder Versorgungsspannung und einem Eckpunkt (D) nung periodisch abgetastet, und der jeweils abgetastete der ersten Brückendiagonale liegt, während der KoI- Momentanwert wird dann in einen entsprechenden digilektor des anderen Schalttransistors (T 17) der Steu- talen Wert umgesetzt Damit aus den abgetasteten Werervorrichtung mit dem anderen Eckpunkt (C) der ten das analoge Eingangssignal wieder zurückgewonersten Brückendiagonale verbunden ist und der 35 nen werden kann, muß die Frequenz, mit der die Abta-Emitter dieses anderen Schalttransistors (TX7) mit stung erfolgt, mindestens zweimal so groß wie die höchdem Emitter eines als Emitterfolger geschalteten ste Frequenz des abzutastenden Eingangssignals sein. Transistors (Ti) verbunden ist, der von einer von Bei der Übertragung von Fernsprechsignalen unter Ander Spannung am Speicherelement (HC) abhängigen wendung der Pulscodemodulation werden beispielswei-Spannung gesteuert wird. 40 se die Sprachsignale, deren höchste Frequenz auf

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, da- 3,4 kHz begrenzt ist, mit einer Frequenz von 8 kHz abdurch gekennzeichnet, daß die Basen der Schalttran- getastet; die zuvor genannte Bedingung ist somit erfüllt, sistoren (717, 718) der Steuervorrichtung über so daß aus den gebildeten Abtastwerten das ursprünglizwei in Serie geschaltete Dioden (D 1, D 2) miteinan- ehe Sprachsignal wieder gebildet werden kann. Für die der in Verbindung stehen und daß der Steuersignal- 45 Abtastung einer Spannung, deren höchste Frequenz im anschluß (6) mit der Basis eines der beiden Schalt- Videobereich liegt, werden an die zur Abtastung der transistoren (T 18) der Steuervorrichtung in Verbin- Eingangsspannung angewendete Schaltungsanordnung dung steht. hinsichtlich ihrer Schaltfrequenz Anforderungen ge-

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, stellt, die dem Aufbau einer solchen Schaltungsanorddadurch gekennzeichnet, daß in die Verbindung zwi- 50 nung in Form einer integrierten Schaltung im Wege sehen dem Steuersignalanschluß (6) und der Basis standen.

wenigstens eines der Schalttransistoren (T 18) der Bei der bekannten Schaltungsanordnung müssen für

Steuervorrichtung ein hochohmiger Widerstand (R_s) die Umschaltung der Brückenschaltung vom gesperrten

eingefügt ist. Zustand in den leitenden Zustand und umgekehrt je-

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, da- 55 wells die Schaltzustände von vier Transistoren unterdurch gekennzeichnet, daß zwischen die Basen der schiedlichen Leitungstyps geändert werden, zwei Tranbeiden Schalttransistoren (T 17, 718) der Steuervor- sistoren müssen in den leitenden und zwei in den gerichtung und den Steuersignalanschluß (6) jeweils sperrten Zustand versetzt werden. Da dies aber aufeine Diode (D3, D4) zum Ableiten von Ladungsträ- grund unterschiedlicher Kenngrößen und der untergern eingefügt ist. 60 schiedlichen Leitungstypen der Transistoren nicht exakt

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- gleichzeitig durchgeführt werden kann, kann es zu einer henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Verfälschung des abgetasteten Spannungswerts kom-Schalttransistoren (717, 718) der Steuervorrich- men, die eine nachteilige Auswirkung auf die durch den tung NPN-Transistorensind. Spannungswert ausgedrückte Information zur Folge

6. Schaltungsanordnung nach einem der vorherge- 65 hat.

henden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine

zwei Brückenzweige (C-A-D; C-B-D), die die Eck- Schaltungsanordnung der eingangs angegebenen Art so punkte (C. D) der ersten Brückendiagonale mitein- auszugestalten, daß sie besonders für die exakte Abta-