DE3320133C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Treiberschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor gemäß dem Ober­ begriff des Patentanspruchs 1.

Eine derartige Treiberschaltung ist aus der JP-A 52-1 54 002 bekannt. Die dort vorgesehene Energieversor­ gungseinrichtung mit einer positiven und negativen Span­ nungsquelle ermöglicht es, daß unter Verwendung von ledig­ lich vier Leistungsschaltelementen die beiden Statorwick­ lungen vom Strom sowohl in der Vorwärts- als auch in der Rückwärtsrichtung durchflossen werden können. Dadurch wird eine gute Ausnutzung der Statorwicklungen sichergestellt. Der Differentialschaltkreis enthält zwei Operationsverstär­ ker mit jeweils einem invertierenden und nicht invertieren­ den Eingangsanschluß. Die beiden Eingangsanschlüsse jedes der beiden Operationsverstärker sind an die beiden Ausgangs­ anschlüsse jeweils eines der beiden Hall-Elemente angeschlos­ sen. Die Ausgangsspannungen der beiden Operationsverstärker dienen zur Ansteuerung der beiden Leistungsschaltelementpaare, die jeweils einer der beiden Statorwicklungen zugeordnet sind. Der nicht mit den beiden zugeordneten Leistungsschalt­ elementen verbundene Anschluß der Statorwicklung ist direkt an den Verbindungspunkt zwischen der positiven und negativen Spannungsquelle angeschlossen. Zur Stabilisierung des Dreh­ moments des Motors erfolgt die Ansteuerung der Leistungs­ schaltelemente vorzugsweise über jeweils eine aufwendige Filterschaltung, die aus der Ausgangsspannung des jeweiligen Operationsverstärkers die Grundschwingung sowie die dritte Oberschwingung gewinnt und diese beiden Schwingungen zur Bereitstellung des Ansteuersignals für die beiden jeweiligen Leistungsschaltelemente addiert.

Eine weitere herkömmliche Treiberschaltung, bei der die Ströme sowohl in der Vorwärts- als auch Rückwärtsrich­ tung durch die Statorwicklungen fließen, ist in Fig. 2 dargestellt. Bei dieser aus der JP-A 55 66 262 bekannten Treiberschaltung ist es allerdings nachteilig, daß acht Leistungstransistoren benötigt werden, durch die hohe Ströme fließen. Die Herstellungskosten sind daher hoch. Unzulänglich ist auch, daß diese Treiberschaltung große Abmessungen des Motors bedingt, und bei der Fertigung des Motors sind zahlreiche Montagevorgänge auszuführen.

Zu beachten ist auch, daß bei hinreichend hohen Ausgangsspannungen der Hall-Elemente die durch die Sta­ torwicklungen fließenden Ströme schnell geschaltet wer­ den. Bei einem schnellen Schalten dieser Ströme wird je­ doch der gleichförmige Lauf des Rotors gestört. Dies ist insbesondere der Fall, wenn die Frequenz der Stromschalt­ vorgänge nahe bei der Resonanzstelle für die mechani­ schen Schwingungen im Rotorsystem (Rotorwelle, Magnete und dergleichen) liegt. Unter diesen Umständen macht sich der ungleichförmige Lauf des Rotors besonders be­ merkbar. Die Ausgangsspannungen der Hall-Elemente kön­ nen zwar auf niedrigere Spannungen eingestellt werden, jedoch treten dann unzulänglich ausgeführte Stromschalt­ vorgänge bezüglich der Statorwicklungen auf. Speziell bei einem kommutatorlosen Gleichstrommotor, für dessen Hall- Elemente Indiumantimonid (InSb) benutzt wird, haben die Hall-Elemente einen relativ hohen negativen Temperatur­ koeffizienten in bezug auf ihre Ausgangsspannungen. Bei einem derartigen kommutatorlosen Gleichstrommotor mit Hall-Elementen, die Indiumantimonid gebrauchen, nehmen die Ausgangsspannungen der Hall-Elemente bei hohen Um­ gebungstemperaturen außerordentlich stark ab, so daß bezüglich der Statorwicklungen die Stromschaltvorgänge nachteilig beeinträchtigt werden. Es tritt dann eine Zeitspanne auf, in der die Kollektorströme von Schalt­ transistoren gleichzeitig fließen. Der von der Versorgungs­ quelle zu liefernde Strom wird dann entsprechend hoch. In Extremfällen können sogar die Leistungstransistoren zer­ stört werden. In jedem Falle ist aber der energetische Wirkungsgrad niedrig.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Treiberschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor der gattungs­ gemäßen Art derart weiterzubilden, daß die Leistungs­ schaltelemente nicht durch unnötig hohe und über einen unnötig langen Zeitraum fließende Ströme belastet werden, und zwar auch für den Fall, daß die Hall-Ausgangssignale zum Erzielen einer sanften und weichen Umschaltung der Leistungsschaltelemente eine relativ niedrige Amplitude haben.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Ist die Treiberschaltung nach der Erfindung derart ausgelegt, daß zum Vermeiden eines schnellen Schaltens der Ströme in den Statorwicklungen die Ausgangssignale der Hall-Elemente klein sind, fließt in einem Zustand, bei dem das eine Hall-Element dem Nord­ pol oder Südpol des Rotors und das andere Hall-Element einem Zwischenabschnitt zwischen dem Nordpol und Südpol des Rotors gegenübersteht, ein Strom durch die eine Sta­ torwicklung, wohingegen die andere Statorwicklung strom­ los ist. Dementsprechend werden die Winkel, die den Zeit­ spannen entsprechen, während derer Ströme in Vorwärts- und Rückwärtsrichtung durch die Statorwicklungen flie­ pen, kleiner als π rad, und zwar selbst für den Fall, daß die Winkel, die den Zeitspannen entsprechen, wäh­ rend derer Ströme durch die Kollektoren von jedem der Transistoren in den Differentialschaltkreisen fließen, größer als π rad sind. Folglich wird gegenüber einer herkömmlichen Motortreiberschaltung, die nicht mit den erfindungsgemäßen Schaltungsmaßnahmen ausgerüstet ist, die Nutzeffizienz der Statorwicklungen verbessert. Weiterhin fließen, wenn die Ausgänge der Hall-Elemente auf kleine Werte eingestellt sind, keine unnötigen Strö­ me durch die Leistungsschaltelemente, und es besteht nicht die Gefahr, daß die Leistungsschaltelemente zer­ stört werden. Es wird auch die Erzeugung von Vibratio­ nen und Geräuschen vermieden, da bezüglich der Stator­ wicklungen die Stromschaltvorgänge glatt ausgeführt werden. Ferner kann im Vergleich zum Motor einer her­ kömmlichen Treiberschaltung der Motor kleiner dimen­ sioniert werden, und die Herstellungskosten für den Motor sind entsprechend geringer. Dies ist auch darauf zurückzuführen, daß nur vier Leistungsschaltelemente erforderlich sind.

Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung ist im Patentanspruch 2 gekennzeichnet.

Die Erfindung wird im folgenden an Hand von Zeichnungen erläutert. Es zeigt:

Fig. 1A und 1B eine Gesamtansicht eines kommutatorlosen Gleichstrommotors sowie eine Schemadarstellung zur Erläuterung der positionsmäßigen Beziehung zwischen Statorwicklungen und Hall-Elementen,

Fig. 2 ein Schaltbild zur Erläuterung einer herkömmlichen Treiberschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor,

Fig. 3(A) bis 3(C) grafische Darstellungen zum Aufzeigen der Verläufe von Signalen, die in der Schal­ tung nach Fig. 2 auftreten,

Fig. 4 eine grafische Darstellung der Signalverläufe von Kollektorströmen zur Erläuterung der Arbeitsweise der herkömmlichen Treiberschaltung sowie der erfindungsgemäßen Treiberschaltung,

Fig. 5 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Treiberschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor und

Fig. 6 eine grafische Darstellung der Signalverläufe von Statorwicklungsströmen zur Erläu­ terung der Arbeitsweise der erfindungsgemäßen Treiber­ schaltung.

Wie es aus Fig. 1A hervorgeht, enthält ein kommutatorloser Gleichstrommotor einen Rotor 11 ein­ schließlich eines Dauermagneten mit acht Polen, eine am Rotor 11 befestigte Drehwelle 12, die von einem Lager 13 axial gehaltert ist, und Statorwicklungen L 1 bis L 4, die an einer Grundplatte 14 angebracht sind. Die Statorwick­ lungen L 1 bis L 4 sind der magnetisierten Oberfläche des Rotors 11 gegenüberliegend vorgesehen. Die Wicklungen L 1 und L 2 sowie die Wicklungen L 3 und L 4 sind jeweils um einen elektrischen Winkel von π/2×(2N+1) rad voneinander beabstandet, wobei N=0, 1, 2, . . ., so daß der elektrische Winkelabstand beispielsweise 3π/2 rad oder einer elektrischen Phasendifferenz von 270° entspricht, wie es in Fig. 1B gezeigt ist. Anderer­ seits sind die Wicklungen L 2 und L 3 sowie die Wicklun­ gen L 4 und L 1 jeweils um einen elektrischen Winkel von π/2×(2N+1) rad voneinander beabstandet, d. h. bei­ spielsweise um einen elektrischen Winkelabstand von 5π/2 rad oder eine elektrische Phasendifferenz von 450°. Hall-Elemente 15 und 16 sind auf der Grundplat­ te 14 mit einem elektrischen Winkelabstand von π/2 rad angeordnet, d. h. mit einer elektrischen Phasendifferenz von 90°. Das Hall-Element 15 und die Wicklung L 4 so­ wie das Hall-Element 16 und die Wicklung L 1 haben je­ weils einen elektrischen Winkelabstand von π rad zu­ einander, d. h. eine elektrische Phasendifferenz von 180°. In Fig. 1B sind die elektrischen Winkel in run­ den Klammern angegeben, wohingegen die entsprechenden mechanischen Winkel nicht mit Klammern umgeben sind.

In Fig. 2 ist ein Beispiel einer herkömmlichen Trei­ berschaltung für den oben beschriebenen, allgemeinen kommutatorlosen Gleichstrommotor dargestellt. Wenn die Stromanschlüsse der Hall-Elemente 15 und 16 mit einem Strom beaufschlagt sind, erhält man an Spannungsan­ schlüssen 15 a, 15 b, 16 a und 16 b der Hall-Elemente 15 und 16 Spannungen e₁, e₃, e₂ und e₄, die in Fig. 3(A) dargestellt sind. Diese Hall-Ausgangsspannungen werden den Basen von Transistoren Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 zugeführt. Die Transistoren Q 1 bis Q 4 bilden einen Differenz­ schaltkreis, und diese Transistoren Q 1 bis Q 4 werden im leitenden oder eingeschalteten Zu­ stand während einer Teilperiode gehalten, die etwa π/2 einer negativen Spannungsperiode der betreffenden Hall- Ausgangsspannungen e₁ bis e₄ entspricht, d. h. während einer Periode, bei der die Spannungen e₁ bis e₄ jeweils am niedrigsten sind.

Die Wicklungen L 1 und L 3 sind in Fig. 2 in Form einer Wicklung L 10 dargestellt, was deswegen möglich ist, weil die Wicklungen L 1 und L 3 in Reihe miteinander verbunden sind. Gleichermaßen sind die Wicklungen L 2 und L 4 in Fig. 2 in Form einer Wicklung L 20 dargestellt. Während einer Zeitspanne, bei der bei­ spielsweise der Drehwinkel (elektrischer Winkel) R des Rotors 11 einen Winkel zwischen π/4 und 3π/4 annimmt, hat von den Spannungen e₁ bis e₄ die Spannung e₃ ihren niedrigsten Wert. Während dieser Zeitspanne sind die Transistoren Q 3, Q 7 und Q 13 im leitenden Zustand, und durch die Wicklung L 10 fließt in Rückwärtsrichtung (eine Richtung, die der durch den eingezeichneten Pfeil angezeigten Richtung entgegenge­ setzt ist) ein Strom I₁, der in Fig. 3(B) dargestellt ist. In entsprechender Weise fließt während einer Zeit­ spanne, bei der der Drehwinkel R des Rotors 11 einen Winkel zwischen 3π/4 und 5π/4 annimmt, ein Strom I₂, der in Fig. 3(C) dargestellt ist, durch die Spule L 20, und zwar ebenfalls in Rückwärtsrichtung, weil während dieser Zeit­ spanne die Transistoren Q 4, Q 8 und Q 14 leitend sind. Während einer Zeitspanne, bei der der Drehwinkel R des Rotors 11 einen Winkel zwischen 5π/4 und 7π/4 annimmt, sind die Transistoren Q 1, Q 5 und Q 11 leitend, so daß ein Strom I₁ durch die Spule L 10 in Vorwärtsrichtung fließt. Ferner sind während einer Zeitspanne, bei der der Drehwinkel R des Rotors 11 einen Winkel zwischen 7π/4 und 9π/4 annimmt, die Transistoren Q 2, Q 6 und Q 12 leitend, wobei dann der Strom I₂ durch die Spule L 20 in Vorwärtsrichtung fließt.

Somit fließen in der herkömmlichen Treiberschaltung nach Fig. 2 die Ströme durch die Spulen L 10 und L 20 abwechselnd in der Vorwärts- und Rückwärtsrichtung, und zwar für jeweils π/2 rad. Im Vergleich zu einer herkömm­ lichen Treiberschaltung einer Art, bei der vier Stator­ wicklungen, die in der Phase um π/2 rad versetzt sind, parallel zwischen die Spannungsquellenanschlüsse ge­ schaltet sind und bei der die Ströme während einer Zeit­ spanne, die einem Winkel von etwa π/2 rad entspricht, nur in einer Richtung fließen, ist die Auslastung der Wicklungen hoch, und man kann mit der herkömm­ lichen Treiberschaltung nach Fig. 2 ein hohes Drehmo­ ment erhalten. Allerdings bedingt die herkömmliche Trei­ berschaltung nach Fig. 2 die Verwendung von Leistungs­ transistoren für die Transistoren Q 5 bis Q 8 und Q 11 bis Q 14, durch die hohe Ströme fließen. Insgesamt wer­ den somit acht Leistungstransistoren benötigt. Die Not­ wendigkeit derart vieler Leistungstransistoren führt je­ doch zu einer aufwendigen Schaltung mit ent­ sprechend hohen Herstellungskosten.

Als nächstes sollen die Schaltvorgänge der Wicklungs­ ströme in Abhängigkeit von den Ausgangsspannungen der Hall-Elemente 15 und 16 betrachtet werden. In einem Fall, bei dem der Spitze-Spitze-Wert der Ausgangsspannung des in Fig. 3(A) dargestellten Hall-Elements relativ groß ist und im Bereich von 400 mV liegt, erfolgt eine schnelle Ausführung der Schaltvorgänge der Transistoren Q 1 bis Q 4, die den Differentialschaltkreis bilden. Die Wicklungsströme I₁ und I₂ schalten daher schnell um, wie es in Fig. 3(B) und 3(C) gezeigt ist. Wenn aber die Schaltvorgänge in dieser schnellen Weise vorgenommen werden, vibrieren die Spulen und der Rotor, und es wer­ den Geräusche erzeugt. Da sich weiterhin der Rotor nicht mehr gleichförmig dreht, treten beispielsweise bei Anwendung dieses kommutatorlosen Gleichstrommotors als Antriebsmotor für die umlaufende Kopftrommel in einem Videosignal-Aufzeichnungs- und -Wiedergabegerät beachtliche Zitterkomponenten in dem Wiedergabesignal auf, das von den auf der umlaufenden Kopftrommel ange­ ordneten Videoköpfen abgetastet und wiedergegeben wird. Haben die Ausgangsspannungen der Hall-Elemente hohe Amplituden, kommt es in den geschalteten Wicklungsströ­ men zu großen Veränderungen, und die Gleichförmigkeit und Gleichmäßigkeit der Rotordrehung wird noch stärker beeinträchtigt.

Zur Erhöhung und Verbesserung des Grades der Gleich­ förmigkeit der Rotordrehbewegung ist es erforderlich, die Ausgangsspannungsamplituden der Hall-Elemente so einzustellen, daß diese Amplituden nicht zu hoch sind. Verwendet man für die Hall-Elemente 15 und 16 Hall-Elemente aus Indiumantimonid (InSb) und werden diese Hall-Elemente mit konstanten Strömen angesteuert, zeigen diese Hall-Element eine Temperaturkennlinie, nach der pro 1° Temperaturanstieg der Ausgang um 2,5% abnimmt. Ist die Einstellung so vorgenommen, daß die Ausgangsspannungsamplituden dieser Hall-Elemente nicht übermäßig groß sind, nehmen die Spitze-Spitze-Werte der Ausgangsspannungen der Hall-Elemente einen weit­ gehend kleinen Wert in einem Bereich von beispielsweise 120 mV an, wenn der Motor bei hohen Umgebungstemperatu­ ren benutzt wird. In einem solchen Fall, bei dem der Motor unter hohen Umgebungstemperaturen benutzt wird, erfolgen die Schaltvorgänge des von den Transistoren Q 1 bis Q 4 gebildeten Differentialschaltkreises nicht schnell genug.

Von den Strömen i _c ₁ bis i _c ₄, die durch die Transi­ storen Q 1 bis Q 4 fließen, sind drei dieser Ströme bei bestimmten Drehwinkeln des Rotors gleichzeitig vorhan­ den, und zwar in sich überlappenden Stromflußab­ schnitten, die man Fig. 4 entnehmen kann. Beträgt der Drehwinkel R des Rotors beispielsweise gleich π/2 rad, ist der Transistor Q 3 eingeschaltet, und es fließt der Kollektorstrom i _c ₃. Unter der Annahme, daß typischerweise e₂ (oder e₄) - e₃=60 mV und e₂=e₄, gilt die folgende Glei­ chung (1):

i _c ₂ ≅ i _c ₄ ≅ i _c ₃/10. (1)

Somit fließen Kollektorströme i _c ₂ und i _c ₄, die im Bereich von 1/10 des Kollektorstroms i _c ₃ des Tran­ sistors Q 3 liegen, durch die Transistoren Q 2 bzw. Q 4. In diesem Zustand ist die gegenelektromotorische Kraft in der Wicklung L 20 gleich Null, und aus diesem Grunde fließen etwa gleiche Ströme durch die Transistoren Q 6, Q 8, Q 12 und Q 14, d. h., es fließt ein Emitterstrom i _E durch die Transistoren Q 6, Q 8, Q 12 und Q 14.

Wenn bei der herkömmlichen Treiberschaltung nach Fig. 2 die Ausgangsspannungsamplituden der Hall-Elemente klein sind, fließen, wie oben beschrieben, die Kollek­ torströme der Transistoren gleichzeitig, und der Strom i _E fließt bei einem Drehwinkel R des Rotors im Bereich von π N/2, wobei N=1, 2, . . . Wenn der Strom i _E groß ist, tritt ein hoher Strombedarf auf, und die Ausnutzung der Stromversorgung des Motors ist ent­ sprechend gering. In Extremfällen ist der Nachteil auf­ getreten, daß die Leistungstransistoren Q 5 bis Q 8 und Q 11 bis Q 14 zerstört wurden.

Nach der Erfindung sollen diese Unzulänglichkeiten überwunden werden. Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden an Hand von Fig. 5 erläutert.

Die Anordnung der Hall-Elemente 15 und 16 sowie der Statorwicklungen L 10 (L 1, L 3) und L 20 (L 2, L 4) sind die gleichen wie bei Fig. 1A und 1B. Die Phasenbeziehungen zwischen den Ausgangsspannungen e₁ bis e₄ der Hall-Elemente 15 und 16, die an den Spannungsanschlüssen 15 a, 15 b, 16 a und 16 b auftreten, sind die gleichen wie bei dem Beispiel nach Fig. 3(A). Bei der erfindungsgemäßen Treiber­ schaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrommotor werden die Statorwicklungen L 10, L 20 von zwei Spannungsquellen betrieben, d. h. von einer positiven Spannungsquelle und einer negativen Spannungsquelle. Ein Anschluß T 1 ist mit der positiven Seite der positiven Spannungs­ quelle verbunden. Ein Anschluß T 3 ist mit der negativen Seite der negativen Spannungsquelle verbunden. Ein Anschluß T 2 ist an die negative Seite der positiven Spannungsquelle und an die positive Seite der nega­ tiven Spannungsquelle angeschlossen und mit Masse verbunden.

Die Emitter der Transistoren Q 1, Q 2, Q 3 und Q 4 sind gemeinsam miteinander verbunden und an eine Kon­ stantstromquelle 20 angeschlossen, die zwischen den Anschluß T 1 und den gemeinsamen Verbindungspunkt der Emitter geschaltet ist. Die Konstantstromquelle 20 liefert einen Strom I _S . Die Amplitude des Stroms I _S wird durch ein Geschwindigkeitssteuersignal gesteuert, das die Drehgeschwindigkeit des Rotors 11 steuert. Die Transistoren Q 1 bis Q 4 bilden einen Differentialschaltkreis 21. Die vier Ausgangsspannungen der Hall-Elemente 15 und 16 werden den jeweiligen Basen der Transistoren Q 1 bis Q 4 zugeführt. Wenn diese vier Ausgangsspannungen hinreichend hohe Amplituden haben, wird von den Transistoren Q 1 bis Q 4 nur derjenige Tran­ sistor einge­ schaltet, dem die niedrigste Spannung zugeführt wird. Die übrigen drei Transistoren bleiben aus­ geschaltet.

Die Kollektoren der Transistoren Q 1 und Q 3 sowie Q 2 und Q 4 sind jeweils an eine Stromspiegelschaltung 22 bzw. 25 angeschlossen, die jeweils Transistoren Q 15 und Q 17 bzw. Q 16 und Q 18 sowie Widerstände R 15 und R 17 bzw. R 16 und R 18 enthält. Die Widerstandswerte der Widerstände R 15- R 18 sind etwa gleich. Der nicht invertierende Eingangs­ anschluß von Operationsverstärkern 23 und 26 ist jeweils mit den Kollektoren der Transistoren Q 1 und Q 15 bzw. Q 2 und Q 16 sowie mit einem Widerstand R 10 bzw. R 20 verbunden. Der invertierende Eingangsanschluß der Operationsverstärker 23 und 26 ist jeweils an die Statorwicklung L 10 bzw. L 20 und einen Widerstand R 11 bzw. R 21 angeschlossen. Der Aus­ gangsanschluß der Operationsverstärker 23 und 26 ist je­ weils mit einer Phasenkompensationsschaltung 24 bzw. 27 verbunden, die Widerstände R 19 und R 22 bzw. R 23 und R 24 sowie einen Kondensator C 10 bzw. C 20 enthält. Die Wider­ standswerte der Widerstände R 10 und R 20 sind einander gleich. Die Phasenkompensationsschaltungen 24 und 27 sind jeweils mit der Basis eines Transistors Q 23 bzw. Q 27 über einen Transistor Q 21 bzw. Q 25 und mit der Basis eines Transistors Q 24 bzw. Q 28 über einen Transistor Q 22 bzw. Q 26 verbunden.

Die Emitter der Leistungstransistoren Q 23 und Q 27 sind jeweils an den positiven Anschluß T 1 der positi­ ven Spannungsquelle angeschlossen. Die Widerstände R 10, R 11, R 20 und R 21 und die Phasenkompensations­ schaltung 24 sind jeweils mit dem Masseanschluß T 2 verbunden. Die Emitter der Leistungstransistoren Q 24 und Q 28 und die Stromspiegelschaltungen 22 und 25 sind jeweils mit dem negativen Anschluß T 3 der negativen Spannungsquelle verbunden. Ein veränderbarer Widerstand R 30 ist an einen Stromanschluß des Hall-Elements 16 an­ geschlossen, um die Gleichspannungspegel bei den Span­ nungsanschlüssen der Hall-Elemente 15 und 16 einander anzugleichen.

Wenn den Stromanschlüssen der Hall-Elemente 15 und 16 Ströme zugeführt werden und sich der Rotor 11 dreht, treten die Hall-Ausgangsspannungen e₁ bis e₄, die in Fig. 3(A) gezeigt sind, an den Spannungsanschlüssen 15 a bis 16 b auf. Sind die Spitze-Spitze-Werte dieser Hall- Ausgangsspannungen hinreichend hoch, beispielsweise im Bereich von 400 mV, arbeiten die Transistoren Q 1 bis Q 4, die den Differentialschaltkreis 21 bilden, in einer solchen Weise, daß ein Strom während einer Zeitspanne fließt, die einem Winkel von π/2 rad entspricht, und einer der Transistoren wird in Aufeinanderfolge einge­ schaltet.

Während einer Zeitspanne, bei der sich beispielswei­ se der Drehwinkel des Rotors 11 im Bereich von 5π/4 bis 7π/4 befindet, hat die Spannung e₁ ihren niedrigsten Wert, und folglich ist der Transistor Q 1 eingeschaltet. Eine Spannung R 10 · I _S fällt somit an den Anschlüssen des Widerstands R 10 ab. In diesem Zustand tritt eine positi­ ve Spannung am Ausgangsanschluß des Operationsverstär­ kers 23 auf, und als Ergebnis werden die Transistoren Q 21 und Q 23 eingeschaltet. Da andererseits das Potential am invertierenden Eingangsanschluß des Operationsver­ stärkers 23 gleich dem Potential am nicht invertieren­ den Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 23 ist, wird die Spannung zwischen den Anschlüssen des Wi­ derstands R 11 gleich R 10 · I _S . Durch die Wicklung L 10 fließt daher der Strom I₁, der durch die folgende Gleichung beschrieben werden kann:

I₁ ≅ R 10 · I _S /R 11.

Während einer Zeitspanne, in der der Drehwinkel des Rotors 11 im Bereich von π/4 bis 3π/4 rad ist, hat die Spannung e₃ ihren niedrigsten Wert, und folglich ist der Transistor Q 3 eingeschaltet. Der Strom I _S fließt daher durch den Transistor Q 3. Die Stromspiegel­ schaltung 22 arbeitet, und es fließen im wesentlichen die gleichen Ströme, d. h. der Strom I _S , durch die Kol­ lektoren der Transistoren Q 15 und Q 17. Die Spannung zwischen den Anschlüssen des Widerstands R 10 beträgt daher -R 10 · I _S . In diesem Zustand liefert der Ausgangs­ anschluß des Operationsverstärkers 23 eine negative Spannung, und die Transistoren Q 22 und Q 24 werden folg­ lich eingeschaltet. Andererseits ist die Spannung zwi­ schen den Anschlüssen des Widerstands R 11 gleich -R 10 · I _S . Der durch die Wicklung L 10 fließende Strom I₁ kann daher durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

I₁ ≅ -R 10 · I _S /R 11.

Während einer Zeitspanne, in der der Drehwinkel des Rotors 11 in einem Bereich von (2π-π/4) bis (2π+f/4) rad ist, sind die Transistoren Q 2, Q 25 und Q 27 eingeschaltet. Die Spannung zwischen den An­ schlüssen des Widerstands R 20 und die Spannung zwi­ schen den Anschlüssen des Widerstands R 21 wird jeweils gleich R 20 · I _S . Folglich kann der Strom I₂, der durch die Wicklung L 20 fließt, durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

I₂ ≅ R 20 · I _S /R 21

Während einer Zeitspanne, in der sich der Dreh­ winkel des Rotors 11 im Bereich von (π-f/4) bis (π+π/4) rad befindet, sind die Transistoren Q 4, Q 26 und Q 28 eingeschaltet. Die Spannung zwischen den Anschlüssen des Widerstands R 20 und die Spannung zwi­ schen den Anschlüssen des Widerstands R 21 wird jeweils gleich -R 20 · I _S . Im Ergebnis kann daher der Strom I₂, der durch die Wicklung L 20 fließt, durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

I₂ ≅ -R 20 · I _S /R 21

Weil die Widerstandswerte der Widerstände R 11 und R 21 auf den gleichen Wert eingestellt sind, sind die Ströme I₁ und I₂ gleich den Strömen nach Fig. 3(B) und 3(C), wobei die Amplituden dieser Ströme I₁ und I₂ gleich sind.

Als nächstes soll ein Fall beschrieben werden, bei dem die Spitze-Spitze-Werte der Hall-Ausgangsspannungen klein sind und beispielsweise im Bereich von 120 mV liegen. In diesem Fall sind die Kollektorströme i _c ₁ bis i _c ₄ der Transistoren Q 1 bis Q 4 gleich den Strömen nach Fig. 4.

Wenn der Drehwinkel R des Rotors 11 beispielsweise gleich π/2 rad ist, fließt der Kollektorstrom i _c ₃ (mit einem Maximumwert von i _p ) durch den Transistor Q 3, und zwar entsprechend der obigen Gleichung (1), und darüber hinaus fließen die Ströme i _c ₂ und i _c ₄ mit Amplituden, die i _c ₃/10 (i _c /10) entsprechen, jeweils durch die Transistoren Q 2 und Q 4. In diesem Zustand kann der Strom I _S durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

I _S = i _p + 2i _p /10.

In diesem Zustand fließt derselbe Strom i _c ₃, der durch den Transistor Q 17 fließt, durch den Transistor Q 15 in der Stromspiegelschaltung 22. Folglich fließt durch den Widerstand R 10 ein Strom I _R ₁₀, der durch die fol­ gende Gleichung beschrieben werden kann:

I _R ₁₀ = i _c ₁ - i _c ₃.

Daher kann eine Spannung V₁₀ zwischen den Anschlüssen des Widerstands R 10 durch die folgende Gleichung be­ schrieben werden:

V₁₀ = R 10 (i _c ₁ - i _c ₃)
≅ -R 10 · i _p .

Mit dem Drehwinkel R des Rotors 11 gleich π/2 rad sind die Ströme i _c ₂ und i _c ₄, die durch die Transistoren Q 16 und Q 18 in der Stromspiegelschal­ tung 25 fließen, einander gleich. Somit kann ein Strom I _R ₂₀, der durch den Widerstand R 20 fließt, durch die folgende Gleichung beschrieben werden:

I _R ₂₀ = i _c ₂ - i _c ₄.

Eine Spannung V₂₀ zwischen den Anschlüssen des Wider­ stands R 20 kann daher durch die folgende Gleichung an­ gegeben werden:

V₂₀ = R 20 (i _c ₂ - i _c ₄).

Da aber in diesem Fall i _c ₂=i _c ₄, wird die Spannung V₂₀ gleich Null. Die Ausgangsspannung des Operations­ verstärkers 26 wird daher ebenfalls gleich Null, und die Spannung zwischen den Anschlüssen des Widerstands R 21 wird auch Null. Die Transistoren Q 25 bis Q 28 sind daher abgeschaltet, und der Strom I₂, der durch die Wicklung L 20 fließt, wird gleich Null, wie es in Fig. 6 gezeigt ist.

Die weitere Analyse kann in ähnlicher Weise vor­ genommen werden. Ist der Drehwinkel R gleich π rad, wird die Spannung V₁₀ gleich Null, und der Strom I₁, der durch die Wicklung L 10 fließt wird gleich Null. Wenn der Drehwinkel R gleich 3π/2 rad ist, wird die Spannung V₂₀ gleich Null, und der Strom I₂, der durch die Wicklung L 20 fließt, wird gleich Null. Wenn folg­ lich der Drehwinkel R gleich π N/2 rad ist, wobei N eine ganze Zahl ist, fließt ein maximaler Strom durch die Wicklung L 10 (oder die Wicklung L 20), wohingegen kein Strom durch die Wicklung L 20 (oder die Wicklung L 10) fließt. Der Winkel, der der Zeitspanne entspricht, in der ein Strom durch einen der Transistoren Q 23, Q 24, Q 27 und Q 28 fließt, wird nicht größer als π rad.

Durch geeignete Auswahl der in Fig. 4 und 6 ge­ zeigten Stromverläufe und der Gestalt oder Form des nagnetisierten Rotormagneten, ist es möglich, im Dreh­ moment die Unregelmäßigkeiten zu vermindern, die mit der Periode der Stromumschaltung eingeführt werden.

Für die erfindungsgemäße Treiberschaltung benö­ tigt man lediglich vier Leistungstransistoren Q 23, Q 24, Q 27 und Q 28, und die Steuerströme zum Steuern der Hall-Elemente können klein sein. Weiterhin ist es möglich, Hall- Elemente zu verwenden, die von Galliumarsenid (GaAs) Gebrauch machen. Galliumarsenid zeigt eine hinreichend gute Temperaturkennlinie, kann jedoch lediglich Aus­ gangsspannungen in einem Bereich von einem Drittel desjenigen Bereiches erzeugen, den man mit Hall-Elemen­ ten erhält, die von Indiumantimonid (InSb) Gebrauch machen. Zusätzlich ist die Erzeugung von Geräuschen und Vibrationen bei der erfindungsgemäßen Treiberschaltung außerordentlich geringer, da die Stromumschaltung be­ züglich der Statorwicklungen glatt oder sprungfrei vor­ genommen wird.

Claims (2)

1. Treiberschaltung für einen kommutatorlosen Gleichstrom­ motor, enthaltend einen Rotor mit einem Dauermagneten, zwei um etwa π/2×(2N+1) rad im elektrischen Winkelmaß gegen­ einander versetzte Hall-Elemente zum Erfassen des Drehwinkels des Rotors, wobei N eine ganze Zahl ist, zwei um etwa π/2×(2M+1) rad im elektrischen Winkelmaß gegeneinander ver­ setzte Statorwicklungen, wobei M eine ganze Zahl ist und den Statorwicklungen aufeinanderfolgend Ströme gemäß den vier Hall-Ausgangssignalen zugeführt werden, die eine Phasendiffe­ renz von etwa π/2 rad gegeneinander haben, eine Energiever­ sorgungseinrichtung mit einer positiven Spannungsquelle sowie einer negativen Spannungsquelle, einen Differentialschaltkreis mit vier Eingangsanschlüssen für jeweils eines der vier Hall- Ausgangssignale der beiden Hall-Elemente und zwei Paare Leistungsschaltelemente, von denen die Leistungsschaltelemente des einen Paares jeweils zwischen einen Anschluß der einen Statorwicklung und den Anschluß der positiven bzw. negativen Spannungsquelle und die Leistungsschaltelemente des anderen Paares jeweils zwischen einen Anschluß der anderen Stator­ wicklung und den Anschluß der positiven bzw. negativen Span­ nungsquelle geschaltet sind, wobei der jeweils andere Anschluß der Statorwicklungen mit Masse verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialschaltkreis (21) vier Ausgangsanschlüsse aufweist, an denen zwei Paare Ausgangssignale (i _c ₁, i _c ₃; i _c ₂, i _c ₄) auftreten, wobei die Ausgangssignale jedes Ausgangssignal­ paares eine Phasendifferenz von etwa π rad gegeneinander haben, und daß ferner vorgesehen sind zwei Differenzsignal-Erzeugungs­ einrichtungen (R 10, 22; R 20, 25) jeweils zum Erzeugen eines Differenzsignals aufgrund einer Differenz (i _c ₁-i _c ₃; i _c ₂- i _c ₄) zwischen den Ausgangssignalen (i _c ₁, i _c ₃; i _c ₂, i _c ₄) der beiden jeweiligen Ausgangssignalpaare des Differentialschalt­ kreises (21) und zwei Operationsverstärker (23, 26) mit jeweils einem nicht invertierenden Eingangsanschluß, an den ein jeweils entsprechendes der beiden Differenzsignale gelegt ist, mit jeweils einem invertierenden Eingangsanschluß, der mit dem jeweils anderen Anschluß der entsprechenden der beiden Stator­ wicklungen (L 10, L 20) verbunden ist, und mit jeweils einem Ausgangsanschluß, der mit einer jeweiligen Ansteuereinrichtung (Q 21, Q 22; Q 25, Q 26) zum Ansteuern eines entsprechenden Paares der Leistungsschaltelemente der beiden Leistungsschaltelement­ paare (Q 23, Q 24; Q 27, Q 28) so verbunden ist, daß den beiden Statorwicklungen (L 10, L 20) jeweils Ströme in Abhängigkeit von den beiden jeweiligen Differenzsignalen zugeführt werden.

2. Treiberschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Differentialschaltkreis (21) zwei Paare von Transi­ storen (Q 1, Q 3; Q 2, Q 4) enthält, deren jeweilige Emitter ge­ meinsam mit einem Stromsteuerelement (20) verbunden sind, daß jede Differenzsignal-Erzeugungseinrichtung (R 10, 22; R 22, 25) eine Stromspiegelschaltung (22; 25) und einen Widerstand (R 10; R 20) aufweist, dessen jeweils einer Anschluß mit Masse ver­ bunden ist, daß ein Transistor (Q 1, Q 2) jedes Transistorpaares (Q 1, Q 3; Q 2, Q 4) des Differentialschaltkreises (21) mit seinem Kollektor mit dem jeweils anderen Anschluß des Widerstands (R 10, R 20) der jeweiligen Differenzsignal-Erzeugungseinrich­ tung sowie über eine jeweils entsprechend zugeordnete Strom­ spiegelschaltung (22, 25) mit dem Kollektor des jeweils anderen Transistors (Q 3, Q 4) des jeweiligen Transistorpaares des Differentialschaltkreises verbunden ist, daß jedes Transistor­ paar des Differentialschaltkreises mit seinen jeweiligen bei­ den Basen an die beiden Ausgangsspannungsanschlüsse (15 a, 15 b; 16 a, 16 b) eines jeweils entsprechenden der beiden Hall-Elemente (15, 16) angeschlossen ist und daß der jeweils andere Anschluß jeder Statorwicklung (L 10, L 20) über einen jeweiligen Wider­ stand (R 11, R 21) mit Masse verbunden ist, wobei ein an dem jeweiligen Widerstand erzeugtes Spannungssignal dem invertie­ renden Eingangsanschluß des jeweils entsprechenden der beiden Operationsverstärker (23, 26) zugeführt wird.