DE3614247C2

DE3614247C2 - Hochfrequenztransformator

Info

Publication number: DE3614247C2
Application number: DE3614247A
Authority: DE
Inventors: Chenausky
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1985-04-30
Filing date: 1986-04-26
Publication date: 1999-09-09
Anticipated expiration: 2006-04-27
Also published as: DE3614247A1; US4751717A; JPH084164B2; JPS61259586A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Hochfrequenztransformatoren. Insbesondere bezieht sich die Erfindung auf einen Hochfrequenztransfor mator, der besonders gut geeignet ist zur Verwendung bei der Erregung von Gas-Lasern mit einer Hochfrequenz-Querentladung. Demgemäß ist das allgemeine Ziel der Erfindung eine neuartige und verbesserte Vorrichtung der oben genannten Art.

Zwar ist der Gegenstand der Erfindung nicht darauf beschränkt, doch ist er besonders gut geeignet zur Verwendung in Verbindung mit ei nem hochfrequenzerregten Gas-Laser. Die US-Patentschriften 4 169 251, 4 352 188, 4 363 126, 4 429 398 und 4 443 877 offenbaren generell HF-er regte Gas-Laser, welche zwei einander gegenüberliegende leitende Ober flächen verwenden, zwischen denen eine querverlaufende Gasentladung er zeugt wird. US-PS 4 169 251 offenbart einen Wellenleiter-Laser, der mit tels einer Querentladung hinreichend hoher Hochfrequenzen erregt wird, um eine vernachlässigbare Wechselwirkung der Entladungselektronen mit den die Entladung aufbauenden Elektroden sicherzustellen. US-PS 4 352 188 offenbart einen HF-gepumpten Wellenleiter-Laser, bei dem eine HF- Quererregungsspannung mit einer Frequenz von mindestens 30 MHz zwischen langgestreckten Elektroden auf einander gegenüberliegenden Seiten einer Laserentladungskammer angelegt wird. Eine Mehrzahl von parallelen Induk tanzen ist zwischen die einander gegenüberliegenden Elektroden außerhalb der Kammer an in periodischen Abständen liegenden Positionen längs der Längserstreckung der Kammer angekoppelt, um eine negative Admittanz zu bilden, die die Veränderungen des Phasenwinkels des Übertragungslei tungs-Reflexionskoeffizienten längs der Längserstreckung der Laserentla dungskammer kompensiert. Die Veränderung in der Größe des Spannungsver hältnisses der stehenden Welle (VSWR) längs der Laserkammer, hervorgeru fen durch die Erregungsspannung, wird dabei verringert. Unter dem "Span nungsverhältnis der stehenden Welle" versteht man das Verhältnis maxima ler zu minimaler Spannungsamplitude in der stehenden Welle.

US-PS 4 363 126 offenbart einen HF-erregten Gas-Laser, der ei nen abgestimmten Schaltkreis mit einer Resonanzfrequenz verwendet, bei der der Realterm der komplexen Impedanz der Entladungskammer angepaßt ist an die Ausgangsimpedanz eines Treiberoszillators durch Plazieren ei nes induktiven Elements parallel zur Laser-Entladungskammer-Resistanz und -Kapazitanz. Der Wert der Induktanz ist so gewählt, daß die Reso nanzfrequenz des abgestimmten Entladungskammerkreises, erzeugt durch die Addition des induktiven Elements, eine vorgewählte Beziehung zu der HF- Treiberfrequenz des Lasers besitzt. Ein Eingangsschaltkreis kompensiert den reaktiven Teil der Entladungskammer-Impedanz.

Ein prinzipielles technisches Problem in Verbindung mit HF-er regten Gas-Lasern ist das Auftreten von Übertragungsleitungseffekten, herrührend von der Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers oder der Erregerfrequenz des Lasers, wobei die elektrische Länge eines Lasers proportional der Erregungsfrequenz ist und der physikalischen Länge des Lasers. Die Vergrößerung der elektrischen Länge des Lasers hat die Ten denz, nachteilig die Entladungsgleichförmigkeit zu beeinflussen, und verringert infolgedessen den Betriebswirkungsgrad und die erzielbare Ausgangsleistung des Lasers, woraus schließlich ein Laser mit niedriger Ausgangsleistung pro Längeneinheit resultiert. Ein weiterer prinzipiel ler Nachteil herkömmlicher HF-erregter Gas-Laser ist der ineffiziente Leistungstransfer zwischen der HF-Treiberquelle und der Gasentladung.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen besonders für die Verwendung bei quererregten HF-Gas-Lasern geeigneten HF-Transforma tor zu schaffen, bei dem die Gleichförmigkeit der Entladung in Längs richtung verbessert wird und die Leistungsübertragung auf den Entla dungsbereich oder die Gasentladung ebenfalls verbessert werden. Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem Patentanspruch 1.

Kurz zusammengefaßt, definiert der HF-Transformator gemäß der Erfindung einen engen, langgestreckten Hohlraum. In der bevorzugten Aus führungsform sind vier langgestreckte, elektrisch leitende Elemente im Abstand voneinander innerhalb des Hohlraums angeordnet. Das erste und das vierte Element liegen an Masse. Eine Leistungsquelle mit einer Span nung im Bereich zwischen 25 MHz bis 1000 MHz wird an das erste und das zweite leitende Element angelegt. Eine induktive Verbindung zwischen zwei der leitenden Elemente, beispielsweise dem ersten und dem dritten Element, ermöglicht den Aufbau einer höheren Ausgangsspannung, die zwi schen dem dritten und dem vierten leitenden Element gemessen wird. Die Ausgangsspannung hat eine Höhe, die sich in Richtung der Längsachse des Hohlraums nicht wesentlich ändert und führt zu einer vorher festgelegten Impedanztransformation zu dem Bereich zwischen dem dritten und vierten leitenden Element. In einer bevorzugten Anwendung umfaßt der Bereich zwischen dem dritten und dem vierten Element die Gasquerentladungskammer eines HF-erregten Gas-Lasers, wobei der Bereich zwischen dem ersten und dem zweiten sowie dem zweiten und dem dritten leitenden Element vorzugs weise im wesentlichen von einem dielektrischen Material niedriger Verlu ste eingenommen wird.

Eine Technik für die Messung des Ausgangsimpedanzpegels in dem Transformator und der Spannungsveränderung längs des Transformators um faßt das Einführen eines Störobjekts in den Transformatorausgangsspalt. Das Störobjekt wird an verschiedenen Positionen darin angeordnet, und die entsprechende Frequenzverschiebung des Eingangs-VSWR-Pegels liefert die gewünschte absolute oder relative Feldinformation.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeich nungen im einzelnen erläutert.

Fig. 1 zeigt schematisch eine fragmentarische perspektivische Darstellung eines Hochfrequenztransformators gemäß einem ersten Ausfüh rungsbeispiel der vorliegenden Erfindung,

Fig. 2 ist eine Querschnittsseitendarstellung einer zweiten Ausführungsform des HF-Transformators gemäß vorliegender Erfindung,

Fig. 3 ist ein vereinfachtes Äquivalenzschaltbild in Diagrammform für den Transformator nach Fig. 2,

Fig. 4 ist ein Schaltungsdiagramm eines äquivalenten Komponentenschaltkreises für den Transformator nach Fig. 2,

Fig. 5 ist ein Diagramm zur Erläuterung der Beziehung zwischen der gemessenen Eingangsimpedanz und der Eingangsfrequenz der Schaltung nach Fig. 3,

Fig. 6 ist eine schematische fragmentarische Perspektive einer dritten Ausführungsform eines HF-Transformators gemäß vorliegender Erfindung, wobei der Transformator nach Fig. 6 ausgebildet ist für das entwickeln einer darin eingeschlossenen Gasentladung,

Fig. 7 ist ein Schaltungsdiagramm für eine Anpaßschaltung, die mit dem Transformator nach Fig. 6 eingesetzt wird,

Fig. 8 ist ein Diagramm zur Erläuterung der relativen Feldstärkeverteilung für den Transformator nach Fig. 6, und

Fig. 9 ist ein Diagramm zur Erläuterung einer anderen Feldverteilung für den Transformator nach Fig. 6.

In den Zeichnungen sind einander entsprechende Teile mit gleichen Bezugszeichen versehen. Ein HF-Transformator gemäß der Erfindung ist generell mit 10 bezeichnet. Der HF-Transformator 10 ist besonders gut geeignet für die Verwendung zum Speisen einer Gasentladung als Erregerspannung in einem HF-erregten Gas-Laser. Eine bevorzugte Anwendung des HF-Transformators 10 findet sich in einem Wellenleiter-Laser. Die Erfindung kann jedoch auch für HF-erregte Gas-Laser verwendet werden, deren optische Resonatoren freiraumstabile oder -unstabile Moden tragen, wie auch bei zahlreichen anderen Anwendungsfällen, bei denen ein HF-Transformator erforderlich ist.

In Fig. 1 sind die grundsätzlichen geometrischen Kennwerte und Beziehungen des HF-Transformators 10 dargestellt. Ein langgestrecktes, im wesentlichen rechteckiges Gehäuse 14 begrenzt einen langgestreckten, sich in Längsrichtung erstreckenden Hohlraum 16. Der Hohlraum 16 hat einen gleichförmigen, im wesentlichen rechteckigen Querschnitt. Ein langgestrecktes, an Masse liegendes, elektrisch leitendes Element 18 ist an der Oberseite des Hohlraums 16 in fester Lage bezüglich der Wandungen des Gehäuses 14 angeordnet. Das leitende Element 18 steht in elektrischem Kontakt mit der Innenwandung des Gehäuses 14 und erstreckt sich generell in Längsrichtung im wesentlichen parallel zu der zentralen Längsachse des Hohlraums 16. Das leitende Element 18 hat gleichförmige Dicke und gleichförmige Breite.

Ein zweites, elektrisch leitendes Element 20 und ein drittes elektrisch leitendes Element 22 langgestreckter Form werden im Abstand abgestützt und erstrecken sich typischerweise im wesentlichen parallel zum Element 18. Das leitende Element 20 befindet sich zwischen den Elementen 18 und 22. Die leitenden Elemente 20 und 22 werden voneinander im Abstand gehalten durch einen langgestreckten Abstandsstreifen 24 mit im wesentlichen gleichförmiger Dicke. Der Streifen 24 besteht aus einem dielektrischen Material mit niedrigen Verlusten, wie Teflon oder einem keramischen Aluminiumoxidmaterial. Ein generell mit 26 bezeichneter Kupferdraht verbindet das Element 18 elektrisch mit Element 22. Der Draht 26 ist so geformt, daß er eine Anzahl von Windungen oder Induktivitätseinheiten bildet, um die Induktanz des Transformators zu liefern. Der Draht 26 und insbesondere die geformten induktiven Einheiten nehmen im wesentlichen den Bereich des Hohlraums 16 ein, der zwischen den Elementen 18 und 20 befindlich ist. Die dargestellten Windungen oder Schleifen des Drahtes 26 stellen natürlich eine schematische Darstellung dar.

Eine langgestreckte Masseplatte 28 ist ebenfalls elektrisch mit dem Gehäuse 14 verbunden und ist typischerweise in fester Lage bezüglich der Bodenplatte des Gehäuses 14 angeordnet. Die Platte 28 ist üblicherweise parallel bezüglich Element 22 orientiert. Der Bereich zwischen der Masseplatte 28 und dem Element 22 stellt einen Entladungshohlraumbereich 29 dar. Wenn der Transformator 10 als Aufwärtstransformator arbeitet, dienen die Elemente 18 und 20 als Eingangsklemmen für den Transformator, und das Element 22 und die Masseplatte 28 dienen als Ausgangsklemmen. Das Gehäuse 14 kann von rechteckiger, zylindrischer oder anderer Form sein, die so ausgewählt ist, daß das Gehäuse eine relativ niedrige Induktanz relativ zu der Transformatorinduktanz aufweist. Der insoweit beschriebene Transformator ist vorzugsweise so ausgelegt, daß der Entladehohlraum 29 zwischen Element 22 und Masseplatte 28 im wesentlichen frei ist von irgendwelchen Magnetfeldkreisen. Der Transformator nach Fig. 1 kann verwendet werden, um ein Hochfrequenzsignal hoher Spannung bei beispielsweise 150 MHz zu erzeugen.

Der Abstand zwischen Element 22 und Platte 28 kann durch nicht dargestellte Mittel hinsichtlich der Abmessungen verändert werden durch Ersetzen des Bauteils 28 durch ein Element geringerer oder größerer Höhe. Da eine Änderung in der Lastkapazitanz die Betriebsfrequenz des Transformators beeinflußt, ist die Länge der Induktivität 26 zu verändern, um die Änderung der Kapazitanz zu kompensieren. Für eine gegebene Betriebsfrequenz gilt, daß bei Vergrößerung des Spaltes des Bereiches 29 die Länge des Induktivitätsdrahtes 26 entweder verlängert werden muß oder, wenn nur eine kleine Änderung erforderlich ist, die Drahtform der Induktivität 26 zwar bei gleicher Länge bleibt, jedoch aus Material geringeren Durchmessers gefertigt wird.

Für eine gegebene Betriebsfrequenz kann das Impedanztransformationsverhältnis verändert werden durch Verlagern der Stelle des Elementes 20 relativ zu der der Elemente 18 und 22. Da das Element 18 ein an Masse liegendes Element ist, besteht eine Methode der einfachen Bestimmung, ob das Element 24 dicker oder dünner gemacht werden sollte, darin, die Elemente 18, 20, 22, 24 und 26 als eine einzige Einheit umzudrehen. Dies verlagert das Element 20 näher an Masse und führt zu einem höheren Impedanztransformationsverhältnis. Die Elemente 20 und 22 müssen jedoch einen konstanten Abstand behalten, wenn ein konstantes Impedanzverhältnis längs der Längsabmessung aufrechtzuerhalten ist.

In Fig. 2 ist eine abweichende Ausführungsform eines HF-Transformators für den Einbau in einen HF-erregten Laser dargestellt. Ein Gehäuse 30 ist aus einem Kubus aus Aluminium gefertigt und besitzt in einer praktischen Ausführungsform eine Kantenlänge von etwa 7,5 cm. Eine zentrale Bohrung 32 mit einem Durchmesser von etwa 5,7 mm erstreckt sich in Längsrichtung durch einander gegenüberliegende Seiten des Gehäuses. Das Element 18 und die Platte 28 liegen wie im Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 an Masse. Eine Entladungskammer 34 für eine optisch geführt Welle ist zwischen Element 22 und Masseplatte 28 definiert sowie parallelen dielektrischen Distanzstücken 36 und 38, die in gestrichelten Linien angedeutet sind. Die Elemente 22, 28, 36 und 38 sind so zueinander beabstandet, daß sie einen optischen Hohlraum bilden mit einer gleichförmigen Querabmessung in der Größenordnung von 58 mm² und einer Länge senkrecht zur Ebene der Zeichnung von etwa 63 mm. Der Hohlraum kann ferner begrenzt werden durch konventionelle Spiegel (nicht dargestellt) für Resonanz-Laser-Strahlung. Ein HF-Oszillator 48 liefert Leistung über ein Koaxialkabel 45, dessen Innenleiter 46 elektrisch mit dem leitenden Element 20 verbunden ist. Der Innenleiter 46 wird von einem Rohrisolator 44 umschlossen, der bis zum Element 20 durchgeführt ist und sich im wesentlichen senkrecht zum Element 20 erstreckt. Der Oszillator 48 und das Koaxialkabel 45 haben eine normierte reale Ausgangsimpedanz von 50 Ohm.

Ein vereinfachter Äquivalenzschaltkreis für den HF-Transformator nach Fig. 2 ist in Fig. 3 dargestellt. Die Längsübertragungsleitungseffekte können vernachlässigt werden, da die Transformatorkomponenten eine Länge von weniger als 0,03 Wellenlängen aufweisen. Die verteilte Kapazitanz zwischen dem an Masse liegenden leitenden Element 18 und dem nicht an Masse liegenden leitenden Zwischenelement 20 ist mit C_A bezeichnet. Die Kapazitanz zwischen dem nicht an Masse liegenden leitenden Element 20 und dem leitenden Element 22 ist mit C_B bezeichnet, während die Serieninduktanz des Drahtes 26, der die Elemente 18 und 22 verbindet, mit L bezeichnet ist. Der äquivalente Parallelverlust der Induktivität L ist mit R₀ bezeichnet. Die Induktanz des Transformatorgehäuses ist mit L_W bezeichnet. Die Kapazitanz, in welche der Transformator Leistung zu übertragen hat, ist mit C_L bezeichnet, und der zugehörige Verlustwiderstand ist mit R_L bezeichnet.

Wenn die Transformatorinduktanz L groß ist relativ zur Gehäuseinduktanz L_W im Hauptfrequenzbereich des Transformators, liegen die Lastkapazitanz C_L und der Lastwiderstand R_L im wesentlichen parallel zu den Komponenten des Transformators. Eine Äquivalenzschaltbilddarstellung für die letztere Beziehung ist in Fig. 4 dargestellt. Obwohl demgemäß die Komponenten des Transformators so angeordnet sind, daß sie geometrisch bzw. mechanisch in Serie liegen, ist die elektrische Konsequenz die, daß der Resonanzteilerkreis des Transformators 10 im wesentlichen parallel liegt zu der reaktiven Belastung. Es ist dabei festzuhalten, daß Fig. 4 ein konzeptionelles Modell ist als ein Ansatzpunkt für die Illustration der vorteilhaften Charakteristiken des erfindungsgemäßen HF-Transformators, obwohl in der Wirklichkeit die Transformatorinduktanz nicht parallel zu den Kapazitanzen C_A und C_B liegen muß. Demgemäß hat der Konstrukteur einige Freiheit, die Längsverteilung der Transformatorspannung zu verändern.

In einer praktischen Verwirklichung eines solchen HF-Transformators wurde die Transformatorinduktivität 26 aus einem einzigen Stück Kupferdraht mit einer Länge von 30,5 cm und einem Durchmesser von 0,9 5 mm gebogen. Der Bereich zwischen Elementen 18 und 20 wurde durch eine Schicht Teflonmaterial (Polytetrafluoräthylen) mit einer Dicke von 17,8 mm eingenommen. Auch der Streifen 24 bestand aus Teflon mit einer Dicke von 6,35 mm, und der gleichförmige Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 betrug 2,3625 mm. Die Elemente 18, 22, 24 und 28 hatten alle eine Breite zwischen 17,8 und 20,445 mm, wobei der Streifen 20 10,67 mm breit war, 3,175 mm dick war und eine Länge von 45,7 mm aufwies, wenn ein Betrieb nahe 144 MHz beabsichtigt wurde.

Im linken Teil der Fig. 4, der die äquivalenten elektrischen Schaltkreiselemente C_A, C_B, L und R_o umfaßt, wird der generell hohe Wert des äquivalenten Parallelverlustes R_o der Transformatorinduktanz L auf einen niedrigeren Wert herabgesetzt durch den kapazitiven Teiler aus C_A und C_B, wobei das Herabsetzungsverhältnis proportional ist:

Diese Beziehung wird abgeleitet von dem vollständigeren Ausdruck für die Transformatoreingangsimpedanz, dessen Realterm (R_e) und Imaginärterm (I_m) sind:

unter der Voraussetzung, daß die Winkelfrequenz w = 2f beträgt und daß

miteinander in Beziehung stehen durch w²LC_T = 1.

In Impedanzkoordinaten gemäß Fig. 5 wird der Transformatoreingangsimpedanzort der Kurve 50 erzeugt entsprechend den oben identifizierten Transformatorparametern, wenn R_L unendlich ist und wo das Polarzentrum für diese Koordinaten auf 50 Ohm standardisiert worden ist. Die Kurve 52 wurde erzeugt, wenn ein rechtinduktiver Kohlenstoffwiderstand mit einer Gleichstromresistanz von 5660 Ohm zwischen die Elemente 18 und 22 der Vorrichtung nach Fig. 2 geschaltet wurde, wobei beide Kurven 50 und 52 mehr aufgelöst sind mit zehn (10) ein (1) MHz-Frequenzmarkierungen für den Frequenzhub von 140 MHz bis 150 MHz.

Im Falle eines unbelasteten Transformators ist R_o allein die Hauptkomponente des Schaltkreisverlustes, und der Transformatorbetrieb wird beschrieben unter der Annahme, daß das Transformationsverhältnis nicht groß genug ist, um R_o, dessen Wert noch nicht bestimmt worden ist, auf 50 Ohm herabzutransformieren. Wenn dies erwünscht wäre, müßte C_A vergrößert werden, in welchem Falle der Abstand wischen den Elementen 18 und 20 von Fig. 2 kleiner gemacht werden müßte. Dies kann beispielsweise erfolgen durch Umdrehen der Struktur, bestehend aus den Elementen 18, 20, 22, 24 und 26 als eine Gesamteinheit. Wie oben beschrieben, sind jedoch, da das Transformationsverhältnis nicht groß genug ist, um den hohen Wert von R_o auf 50 Ohm herunterzutransformieren, die Transformatorparameter offensichtlich besser angepaßt zum Transformieren eines niedrigeren Wertes des Parallelverlustes von 50 Ohm. Die Kurve 52 aus Fig. 5 wurde erzeugt, um diesen Fall zu illustrieren, indem der 5660 Ohm-Widerstand wie oben beschrieben angeschlossen wurde.

Man erkennt, daß die Eingangsimpedanz für den Fall des belasteten Transformators repräsentiert werden kann als ein nahezu 50 Ohm-Abschluß über dem engen Frequenzbereich zwischen 143 MHz und 144 MHz. Der Prozentsatz der reflektierten auftreffenden Leistung von der Transformatoreingangsöffnung ist sehr klein in diesem Frequenzbereich, und deshalb kann eine Aufzeichnung der reflektierten Leistung über der Frequenz zwischen 143 MHz und 144 MHz konzeptionell so vorgestellt werden, daß ein tiefer Einbruch in diesem Frequenzintervall vorliegt. Offensichtlich würde eine geringfügige Erhöhung der Lastkapazitanz C_L diesen Einbruch etwas in Richtung niedrigerer Frequenz verschieben. Dies kann erfolgen entweder durch geringfügiges Verringern des vorhandenen Abstandes zwischen Element 22 und Platte 28 oder durch lokales Absenken des wirksamen Abstandes zwischen Element 22 und Platte 28 durch Einfügen eines kleinen leitenden Störobjekts in den Kondensator, gebildet zwischen Element 22 und Platte 28, um auf diese Weise lokal gespeicherte Energie im elektrischen Feld von C_L aus dem Volumen des leitenden Störobjekts zu verdrängen.

Für den Fall, daß die Lastresistanz R_L im Äquivalenzschaltkreis 60 einen offenen Kreis darstellt, sind drei Parameter, die den Schaltkreis 60 beschreiben, die Resonanzfrequenz f₀, das Q des unbelasteten Kreises (Q₀) und das Verhältnis des äquivalenten Parallelverlustes R₀ der Induktivität L zu dem Q des unbelasteten Kreises (R₀/Q₀). Für den Fall, daß die Lastresistanz R_L des Kreises 60 von einem offenen Kreis abweicht, sind die drei Parameter, die den Kreis 60 beschreiben, f₀, das Q des belasteten Kreises (Q_L) und das Verhältnis des gesamten äquivalenten Parallelverlustes R₀ zu dem Q des belasteten Kreises (R_T/Q_L), worin der gesamte äquivalente Parallelverlust die Kombination von R_o und R_L parallel zueinander ist.

Wenn ein kleines leitendes Objekt in den Bereich 34 oder den Bereich zwischen Element 22 und Platte 28 eingeführt wird, welcher den Bereich der Lastkapazitanz C_L definiert, vergrößert das leitende Objekt geringfügig die elektrische Feldenergiedichte durch Verdrängen des lokalen elektrischen Feldes aus dem Bereich der Lastkapazitanz, eingenommen von dem leitenden Objekt. Die Resonanzfrequenz, bei der die Schaltungseingangsöffnung ein lokales VSWR-Minimum aufweist, verschiebt sich zu einer geringfügig niedrigeren Resonanzfrequenz entsprechend der lokalen Verringerung des wirksamen Abstandes zwischen Element 22 und Platte 28. Wenn der Bereich frei von irgendwelchen Magnetfeldern ist, wird die Verschiebung zu der niedrigeren Resonanzfrequenz nicht begleitet durch einen Kompensationseffekt zu höherer Frequenz infolge einer Störung des Magnetfeldes. Wenn das elektrische Feld des Kreises im Inneren des Bereiches der Lastkapazitanz C_L groß ist relativ zu den Störkreisfeldern der anschließenden Einschlußwandungen des Gehäuses 30, und wenn das elektrische Feld in dem Lastkondensatorbereich 34 groß ist relativ zum elektrischen Feld in den dielektrischen Materialien zwischen den leitenden Oberflächen des Transformators, so ist die folgende Beziehung anwendbar:

worin:
S der Abstand zwischen den leitenden Elementen 22 und 28 ist, der die Lastkapazitanz C_L bestimmt,
e₀ die Permeabilität des freien Raumes zwischen den Elementen 22 und 28 ist,
f_o die Resonanzfrequenz ist,
df die gemessene Frequenzverschiebung der Resonanzfrequenz ist, resultierend aus der Einführung eines kleinen leitenden Objekts in den Bereich 34,
dv das Volumen des kleinen leitenden Objektes ist, eingeführt in den Kapazitanzbereich,
K₁eine Konstante ist, die eine Funktion der Form des störenden Objekts ist und der Art und Weise, in der das Objekt relativ zu dem lokalen elektrischen Feld, das das Objekt umgibt, ausgefluchtet ist, und
K₂ eine Konstante ist, deren Wert nahe bei eins liegt, wenn der Spalt von C_L im wesentlichen das gesamte elektrische Feld enthält.

Wenn der gestörte Bereich im wesentlichen das gesamte elektrische Feld enthält, und wenn das störende Objekt ein Zylinderkörper ist mit einer Höhe, die wesentlich kleiner ist als der Abstand S und das runde Ende des Objekts senkrecht zum elektrischen Feld steht, nähert sich K₁/K₂ dem Wert eins. In dieser Näherung ist wegen der Verteilung der Felder innerhalb des Kreises, die nicht abhängt von den Kreisverlusten, sondern von der Geometrie der Schaltungsanordnung, die gemessene Frequenzverschiebung sowohl für den unbelasteten wie auch den belasteten Fall dieselbe.

Der gemessene Wert von R/Q kann kombiniert werden mit dem gemessenen Kreis-Q, um den Ausgangsimpedanzpegel des Transformators abzuleiten, da die folgende Beziehung gilt:

R = (R/Q)Q

Für einen HF-Transformator gemäß Fig. 2 wurden drei getrennte Störobjekte in Form von zylindrischen Messingscheibchen mit einer Höhe H und einem Volumen dv gemäß Tabelle 1 in dem Bereich 34 des Lastkondensators eingesetzt. Der Bereich 34 hatte eine gleichförmige Höhe von 2,3625 mm, eine Breite von 19 mm und eine Länge von 63,5 mm.

TABELLE 1

Die Längsachsen der Messingobjekte waren senkrecht zu den parallelen Längsachsen von Element 22 und Platte 28 ausgefluchtet. Die beobachteten Frequenzverschiebungen und gemessenen Kreis-Q für die drei Objekte der Tabelle 1 sind in Tabelle 2 unten für den Fall wiedergegeben, wo der Äquivalenzschaltkreis 60 unbelastet ist.

TABELLE 2

Die Frequenzverschiebungen und gemessenen Last-Q des Kreises für die drei Objekte gemäß Tabelle 1 sind unten in Tabelle 3 für den Fall wiedergegeben, daß der Äquivalenzkreis 60 mit 5660 Ohm belastet ist.

TABELLE 3

Es ist festzuhalten, daß im Falle des unbelasteten Transformators das VSWR-Minimum ziemlich breit ist infolge dir Fehlanpassung, von der die gewählten Transformatorparameter begleitet sind, und des hohen Wertes von R_o. In einem solchen Fall kann ein Anpaßnetzwerk 70 gemäß Fig. 7 zwischen die HF-Quelle und den Transformator eingefügt werden, um die Auflösung der 260 KHz-Frequenzverschiebung zu vereinfachen, hervorgerufen durch das Störobjekt mit 18,8 Kubikmillimeter.

Einige Bemerkungen bezüglich der Daten der Tabellen 1, 2 und 3 und der Abhängigkeit von R/Q auf die Konstanten K₁ und K₂ sollten erfolgen. Eine ist, daß die Frequenzverschiebungen gleicher Objekte im wesentlichen in beiden Fällen sowohl belastet als auch unbelastet gleich sind, wie zu erwarten. Eine weitere Bemerkung bezieht sich darauf, daß in den Daten hoher Auflösung nach Tabelle 3 die Frequenzverschiebung per Volumeneinheit des Störobjekts im wesentlichen dieselbe ist für die beiden Objekte gleicher Höhe, jedoch deutlich kleiner für das Objekt größerer Höhe ist, was die Rolle von K₁, K₂ illustriert, und wie H relativ zu S sein sollte.

Beispielsweise wurde in einem etwas größeren Gehäuse mit Wandungsdicken von 3,175 mm und Außenabmessungen von 10 cm Breite × 10 cm Höhe × 15 cm Tiefe ein Transformator aufgebaut mit einem 6,35 mm hohen Ausgangsspalt mit einer einzigen Transformatorspule, bestehend aus einem Kupferrohr von 133,35 mn Länge und 6,35 mm Durchmesser. Bei einer Frequenz von 223,10 MHz wurde ein lastfreies Q von 851,3 erzielt und mit einer Störtechnik unter Verwendung eines Knopfes von 12,9 mm wurde ein R/Q von 163,9 gemessen. Wenn diese Schaltung mit einem Kohlenstoffwiderstand belastet wurde mit einem Gleichstromwiderstand von 15200 Ohm waren das Last-Q bzw. R/Q 96,0 bzw. 163,9. Der Gleichstromwiderstand hatte demgemäß einen Belastungseffekt von 15700 Ohm, sehr nahe dem erwarteten Gleichstromwert von 15200 Ohm.

Die Transformationswirkung wird erzeugt, wenn das elektrische Feld des Transformatoreingangs und -ausgangs eng miteinander verkoppelt sind. Die Diagnosetechnik in Verbindung mit der Störung der inneren Felder eines Transformators, der so aufgebaut ist, zeigt, daß ein detailliertes Bild bezüglich des tatsächlichen Ausgangsimpedanzpegels eines Transformators abgeleitet werden kann. Der HF-Transformator ist in der Lage, beispielsweise eine HF-Spannung Spitze-Spitze über dem Spalt zwischen Element 22 und 28 oberhalb 1000 V zu erzielen, wenn eine 20 Watt HF-Quelle an die Eingangsöffnung über den Elementen 18 und 20 angeschlossen wird.

Ein elektrisch langgestreckter HF-Transformator, ausgebildet zum Illustrieren einer brauchbaren Geometrie für einen Hochleistungs-Laser gemäß der Erfindung ist in Fig. 6 mit 80 bezeichnet. Ein Streifen 82 aus Teflonmaterial ist zwischen die Elemente 22 und 28 eingefügt. Der Streifen 82 war in einem praktischen Ausführungsbeispiel 5 mm hoch, 22,85 nun breit und 50 cm lang. Ein rechteckiger Schlitz 84 ist symmetrisch längs der Längsmittellinie des Streifens 82 eingebracht. Der Schlitz 84 hatte eine Breite von 7,875 mm und eine Tiefe von 3,555 mm. Ein dritter Streifen 90 aus Teflonmaterial mit einer Dicke von 19 mm hält die Elemente 20 und 22 parallel zueinander im Abstand. Windungen 92, 94, 96 und 98 sind elektrisch angeschlossen zwischen den leitenden Elementen 18 und 22. Diese Windungen bestanden aus Kupferdraht von 1,27 mm Durchmesser. Die Länge 1 jedes der induktiven Drähte in Millimetern und der mittlere axiale Ort 2 von dem Endeinspeisungspunkt in Zentimetern ist in Tabelle 4 unten wiedergeben.

TABELLE 4

Unter erneuter Bezugnahme auf Fig. 6 ist festzuhalten, daß die Anschlußpunkte, die Anzahl der Windungen und die Art und Weise des Anschlusses, d. h. die Orientierung der an Masse liegenden Enden relativ zu der Eingangsöffnung für die Wicklungen für jede Transformatorkonfiguration verändert werden können. In dem hier vorliegenden Ausführungsbeispiel ist jeweils die Koordinate, an der jede der Windungen an das Element 18 angeschlossen ist, kleiner als die entsprechende Koordinate, an der jede Windung mit dem Element 22 verbunden ist, d. h. es liegt eine vertikale Versetzung der Anschlußpunkte vor. Es ist festzuhalten, daß das vorgenannte Verhältnis umgekehrt werden kann oder alternierend angewandt werden kann, je nach Wunsch, um eine vorgegebene Spannungsverteilung zu erzielen entsprechend einer vorher festgelegten Induktanzverteilung. In der Praxis wird die Treiberfrequenz ausgewählt, und die Windungen werden hergestellt. Die Windungen werden dann angeschlossen, wobei die anfänglichen Anschlußpunkte basierend auf früherer Erfahrung festgelegt werden. Danach werden die Windungen verändert, um die gewünschte frequenz zu erzielen, d. h. ein Netzanalysator wird verwendet, um festzustellen, ob das VSWR- Minimum bei der gewählten Frequenz liegt und, falls nicht, werden die Induktivitäten physikalisch verändet. Danach wird die Meßtechnik verwendet, um festzustellen, ob die Frequenzverschiebung längs des Schlitzes 84, d. h. C_L, an allen Punkten gleich ist. Wenn die Frequenzverschiebung nicht im wesentlichen konstant ist, werden die Induktivitäten verändert und/oder die Anschlußpunkte derselben werden geändert. Dieser Vorgang wird mehrmals wiederholt, bis die gewünschten Resultate erzielt sind.

Die inneren Felder des Transformators nach Fig. 6 können bestimmt werden durch Anbringen eines Störobjekts (nicht dargestellt) an einer dünnen monofilen, für 5 kp ausgelegten Angelleine und Durchziehen des Störobjekts durch den Streifen 82 längs Schlitz 84. Für diese Messungen wurde ein zylindrisches Störobjekt mit einer Höhe von 0,813 mm und einem Volumen von 39,0 mm³ verwendet.

In einem Falle, wobei der Streifen 87 entfernt wurde, um einen Luftspalt von 3,175 mm zu schaffen, trat ein scharfes VSWR-Minimum bei 138,900 MHz auf und eine mittlere Frequenzverschiebung von 59 KHz wurde an verschiedenen Stellen Z längs des Transformatoraufbaus gemessen mit einem resultierenden R₀/Q₀-Wert von 28,4. Mit dem geschlitzten Streifen 82 an Ort und Stelle, wie in Fig. 6 dargestellt, trat das VSWR-Minimum bei 148,600 MHz auf, und ein lastfreies Kreis-Q₀ von 317,5 wurde gemessen. Bei Durchlauf des Knopfes durch den axialen Schlitz 84 wurde das mittlere R₀ zu etwa 9200 Ohm festgestellt mit einer geschätzten Unsicherheit von + oder -15%.

Fig. 8 stellt grafisch die Frequenzverschiebung in KHz über dem Abstand längs der Achse Z in Zentimetern dar. Die Kurve 100 zeigt die Frequenzverschiebungsmessungen in 5 cm-Intervallen längs des Schlitzes 84 für den Störknopf mit einer Höhe von 0,8125 mm und einem Volumen von 39 mm³. Ein VSWR-Minimum von 148,8 MHz wurde erzielt. Die Kurven 104, 106 und 108 zeigen die Feldgleichförmigkeit für ein größeres rechteckiges Störobjekt bei einer Anzahl verschiedener Frequenzen. Die Verwendung einer 7 Watt Hf-Hochleistungsquelle, deren Frequenz auf 144,5 MHz gesetzt wurde, ist besonders betont, da VSWR-Minima von 140, 160 bzw. 144,5 MHz für die Kurven 104, 106 bzw. 108 erreicht wurden unter Verwendung eines äußeren Anpaßkreises, wie Fig. 7, um die Auflösung des VSWR-Minimums an willkürlich gewählten Frequenzen in dem interessierenden Bereich zu unterstützen.

Kurve 110 der Fig. 8 zeigt die Frequenzverschiebung über dem Abstand des Störobjekts längs Schlitz 84 für einen Fall, wo der Transformator 80 modifiziert wurde durch Umkehren der Koordinaten der Anschlußpunkte der Induktivitäten an die Elemente 18 und 22.

In Fig. 9 ist die Kurve 112 eine Aufzeichnung der Frequenzverschiebung über dem Abstand längs Schlitz 84 für ein natürlich auftretendes VSWR-Minimum bei 922 MHz für ein metallisches Störobjekt. Kurve 114 ist eine ähnliche Aufzeichnung für ein störendes Keramikobjekt. Die vorstehenden Daten illustrieren, daß die positiven Frequenzverschiebungen in Richtung magnetischer Felder gehen, da der Isolator gemäß Kurve 114 nur die gespeicherte Energie im elektrischen Feld stört.

Die Daten aus Fig. 9 wurden aufgenommen ohne Verwendung eines Impedanzanpaßkreises zwischen der HF-Quelle und dem HF-Transformator. Die Daten, repräsentiert in Kurven 104, 106 und 108 der Fig. 8 wurden abgeleitet unter Verwendung eines Schaltkreises gemäß dem nach Fig. 7. Die Daten gemäß Fig. 9 illustrieren, wenn ein quererregter Gasentladungskreis ein natürlich auftretendes VSWR-Minimum bei einer intessierenden Frequenz aufweist, man detaillierte interne Feldinformationen erhält durch Messung der Verschiebungen in dem VSWR-Minimum in Verbindung mit Einführung eines Störobjekts in den kapazitiven Raum, wo die Entladung erfolgen soll. Die Kurve 106 der Fig. 8 deutet an, daß selbst dann, wenn eine Sondenfrequenz von 160 MHz nicht zusammenfällt mit der Frequenz des natürlich auftretenden VSWR-Minimums bei 148,8 MHz, die Verschiebung des VSWR-Minimums, bewirkt durch das störende Objekt, gelöst werden kann, wenn ein äußerer Anpaßkreis verwendet wird. Wenn ein externer Kreis selbst für einen Entladekreis mit hohem Q, d. h. Q₀ = 317,5, weit entfernt von seinem natürlich auftretenden VSWR-Minimum verwendet wird, so wird die gemessene räumliche Veränderung der Frequenz beibehalten, obwohl die beobachtete Frequenzverschiebung ausgelöscht wird. Wenn demgemäß nur relative Feldinformation erwünscht ist, kann ein äußerer Kreis verwendet werden, um einen hinreichend tiefen Einbruch zu erzeugen zum Auflösen der Frequenzverschiebung von kleinen Störobjekten, solange die induzierte Frequenzverschiebung infolge des kleinen Objektes klein ist relativ zu der Bandbreite des äußeren Kreises.

Der deutliche Vorteil der Störtechnik besteht darin, daß es mehrere zueinander in Beziehung stehende Methoden gibt, die verwendet werden können, um relative Informationen bezüglich der internen Felder eines Lasers abzuleiten, ohne den Aufbau physikalisch oder mechanisch zu verändern. Vom elektrischen Standpunkt aus ist festzuhalten, daß keine Sekundäreffekte oder Sekundärkorrekturen berücksichtigt werden müssen infolge der Einführung entweder einer Spannungs- oder einer Stromsonde. Die Daten der Kurve 108 aus Fig. 8 deuten an, daß selbst eine HF-Quelle höherer Leistung, wie etwa die Entladungsanregungsquelle selbst, für diesen Zweck verwendet werden kann. Wenn die Technik im einzelnen verwendet wird, ist eine absolute Information bezüglich des tatsächlichen Ausgangsimpedanzpegels verschiedener Transformatorkreise ableitbar bis zu Ausgangspegeln von mehreren 1000 Ohm.

Gemäß vorliegender Erfindung hatte der langgestreckte Transformator gemäß Fig. 6 in dem Gehäuse gemäß Fig. 2 die folgenden Charakteristiken bei Ausbildung als ein CO₂-Laser.

Das Element 28 bestand aus Aluminium mit einer Breite von 15,875 mm, einer Höhe von 12,7 mm und einer Länge von 367 mm; das Element 82 bestand aus zwei identischen Aluminiumoxidstreifen von 24,13 mm Breite, 5 um Höhe und 380 mm Länge, von denen jeder eine Halbkreisnut 84 von 6,35 mm Breite längs der Längsmittellinie eingeschliffen aufwies, so daß ein zylindrisches Gasentladungsvolumen begrenzt wurde. Das Element 22 bestand aus Aluminium von 15,875 mm Breite, 6,35 mm Höhe und 367 nun Länge. Das Element 90 bestand aus Aluminiumoxid von 15,875 mm Breite, 13,335 mm Höhe und 380 mm Länge mit 28 Löchern von 2,3876 mm, um den Durchtritt des Drahtes für die Transformatorinduktanz zu ermöglichen. Das Element 20 war ein 0,508 mm dickes Messingblech von 10,16 mm Breite und 360 mm Länge. Das Element 88 war ein Distanzstück aus Teflon mit 10,16 mm Breite, 5,715 mm Höhe und 360 mm Länge mit mit einem 5,715 mm hohen und 15,875 mm breiten, 380 mm langen Aluminiumoxid-"Fensterrahmen"-Halter; und das Element 18 war ein Aluminiumstück von 15,875 mm Breite, 6,223 mm Höhe und 380 mm Länge. Das langgestreckte Gehäuse gemäß Fig. 2 hatte eine Gesamtlänge von 416 mm und für den Betrieb nahe 146 MHz hatten die Induktivitäten die Daten gemäß Tabelle 5.

TABELLE 5

Beim Betrieb als CO₂-Laser wurde das 37 cm lange und einen Durchmesser von 6,35 mm aufweisende Verstärkungsmedium erzeugt durch Pumpen einer 1-1-6 : CO₂ = Luft-He-Gasmischung bei einem Druck von etwa 3333 Pa mit 170 Watt HF und einer frequenz von 146,520 MHz. Der optische Hohlraum, gebildet durch einen Plano-ZnSe-Ausgangskoppler mit 95% Reflexion und einem Maximumreflexion-Planospiegel aus komprimiertem Silicium erzeugte ein Multimodus-Ausgangsmuster, charakteristisch für einen optischen Resonator mit einer Fresnel-Zahl von 1,9.

Claims

1. Hochfrequenz-Transformator (10), mit folgenden Merkmalen:
erste leitende Mittel (18) mit einem planaren, elektrisch lei tenden Oberflächenabschnitt, elektrisch an Masse liegend,
zweite leitende Mittel (20) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt, der räumlich gegenüber dem ersten leiten den, planaren Abschnitt versetzt ist, welche ersten und zweiten leiten der, planaren Oberflächenabschnitte zusammenwirken, um zwischeneinander eine innere Kapazitanz C_X zu definieren, wobei das zweite leitende Mit tel außerdem mindestens teilweise eine äußere Kapazitanz C_L gegen Masse definiert,
dritte leitende Mittel (22) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflächenabschnitt,
Mittel (24) zum Halten des dritten leitenden Mittels derart, daß dessen ebener Oberflächenabschnitt sich unter dem planaren Oberflä chenabschnitt des zweiten leitenden Mittels befindet, derart, daß die dritten leitenden Mittel die genannte Kapazitanz C_X in ein Paar von Ka pazitanzen C_A und C_B unterteilt,
zumindest ein erstes induktives Element (26), das zwischen ein Paar der genannten leitenden Mittel geschaltet ist,
Mittel (48) zum Anlegen einer Hochfrequenzspannung zwischen die genannten ersten und zweiten leitenden Mittel, wobei die Frequenz der HF-Spannung so gewählt ist, daß sich ein Minimum des Verhältnisses maximaler zu minimaler Amplitude in der stehenden Welle ergibt, und
Mittel zum Koppeln einer Belastung (34) an den Transformator, welche Kopplungsmittel zwischen die dritten leitenden Mittel und Masse (34) geschaltet sind.

2. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element (26) zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des ersten (18) und des dritten (22) leitenden Mittels geschaltet ist.

3. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des ersten und des zweiten leitenden Mittels geschaltet ist.

4. Transformator nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen den planaren Oberflächenabschnitt des dritten leitenden Mittels und Masse geschaltet ist.

5. Transformator nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch vierte leitende Mittel (28) mit einem planaren, elektrisch leitenden Oberflä chenabschnitt, elektrisch an Masse liegend, welches vierte leitende Mit tei mit seinem planaren Oberflächenabschnitt im Abstand von dem planaren Oberflächenabschnitt des zweiten leitenden Mittels (20) und auf der Sei te des zweiten leitenden Mittels gegenüber dem dritten leitenden Mittei positioniert ist.

6. Transformator nach Anspruch 1 oder 5, dadurch gekennzeich net, daß die planaren Oberflächenabschnitte der leitenden Mittel paral lel sind.

7. Transformator nach Anspruch und 2, 5 oder 6, da durch gekennzeichnet, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenabschnitte des zweiten und des dritten leitenden Mittels ge schaltet ist.

8. Transformator nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeich net, daß das induktive Element zwischen die planaren Oberflächenab schnitte des dritten leitenden Mittels und des vierten leitenden Mittels geschaltet ist.

9. Transformator nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten leitenden Mittel (22) und die vierten leitenden Mittel (28) einen optischen Hohlraum begrenzen, in dem ein mittels des Transforma tors zu Laserstrahlung anregbares Gas enthalten ist.

10. Transformator nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die dritten und vierten leitenden Mittel (22, 28) eine Querabmessung des Hohlraums definieren, die kleiner ist als die Breite des Hohlraums.