DE3686586T2 - Induktionsmotorantrieb mit vorgeschaltetem kondensator. - Google Patents

Description

1. Gebiet der Erfindung
• Die vorliegende Erfindung betrifft gleichstromgekoppelte Wechselstrominverterantriebe für Induktionsmotoren und Maschinen mit ähnlichen Belastungseigenschaften.
2. Beschreibung des Standes der Technik
• Früher waren Schaltungen für Wechselstrominduktionsmotoren im allgemeinen entweder Konstantstromantriebe, wobei das Inverterausgangsglied mit einem verhältnismäßig konstanten Gleichstrom versorgt wurde, oder Konstantspannungsantriebe, wobei das Inverterausgangsglied mit einer verhältnismäßig konstanten Gleichspannung versorgt wurde. Bei den mit Spannung gespeisten Antrieben mit regelbarer Drehzahl handelte es sich in der Regel entweder um Inverterantriebe für Rechteckwellen variabler Spannung und variabler Frequenz oder in letzter Zeit Inverterantriebe für Impulsdauermodulation.
• Zu den Inverterantrieben für Impulsdauermodulation gehörte ein konstanter Link-Spannungseingang in eine Impulsmodulationsschaltung, die einen Ausgang für den Motorantrieb von variabler Spannung und variabler Frequenz bildete.
• Ein typischer Inverterantrieb für Rechteckwellen variabler Spannung und variabler Frequenz ist in Fig. 1 dargestellt. Der in Fig. 1 dargestellte Inverterantrieb enthält nicht die Kommutierungsschaltung, die zur Zwangskommutierung des Ausgangs der silizium-gesteuerten Gleichrichter oder Thyristoren erforderlich war. Bei dieser Art von Sechsschritt-Inverterantrieben war jeder der Inverterschenkel für 180º aktiviert, um eine Zwischenleiter-Ausgangsspannung, die im großen und ganzen der in Fig. 1 schematisch dargestellten Sechsschritt-Wellenform ähnlich ist, zu liefern.
• Bei dieser Art von Inverter-Motorantrieben für Rechteckwellen wurde die Motordrehzahl über die variierte Kommutierungsfrequenz des Inverters gesteuert. Um hinreichende Drehmomentkapazität aufrechtzuerhalten, mußte man auch die Link-Gleichspannung variieren, um ein konstantes Verhältnis von Spannung zu Frequenz aufrechtzuerhalten. Somit sprach man bei diesen Antriebstypen von Inverterantrieben variabler Spannung und variabler Frequenz.
• Bei Inverterantrieben setzte man in der Regel gategesteuerte Steuerschaltelemente wie etwa Thyristoren oder siliziumgesteuerte Gleichrichter ein, die durch das Anlegen einer Gate- Vorspannung in Sperrichtung aktiviert wurden, die aber auch eine Außenzwangskommutierungsschaltung erforderlich machten, welche die Vorspannung in Sperrichtung lieferte, um den Schalter unwirksam zu machen. Als eine andere Möglichkeit setzte man bei manchen Inverterantrieben gategesteuerte Schaltelemente wie etwa Transistoren, GTO-Thyristoren oder isolierte Kanaltransistoren ein. In Schaltungen mit dieser Art von Schaltelementen wurde der Stromfluß durch den Schalter durch ein Anlegen oder Fortnehmen von Basis-zu-Emitter Vorspannung unterbrochen. In beiden Fällen diente das Schaltelement zur Unterbrechung vom Stromfluß in den Induktionsmotor hinein, was von Natur aus rasche Spannungsänderungen über das Schaltelement hinweg, d. h. ein hohes dV/dt, hervorrief.
• Da die meisten wirtschaftlich vertretbaren Schaltelemente diese raschen Spannungsänderungen nicht ertragen konnten, enthielten typische Inverterantriebe außerdem kapazitive Trennpufferung oder Überspannungssicherung zum Schutze des Schaltelements. Überspannungssicherung-Schaltungen erzeugten allerdings Verluste, die dem Ausmaß an gewährtem Schutz proportional sind. Die Spannung wurde in der herkömmlichen Überspannungssicherung. Schaltung wie in Fig. 2 dargestellt beim Öffnen des Schalters gesteuert, während Strom bereitwillig durch die Diode in den Kondensator hinein floß. Beim Schließen des Schalters entlud sich der Kondensator langsam über den Widerstand. Dementsprechend erzeugte jeder Schaltzyklus Verluste in der Ordnung von einem halben CV². Zur Verringerung von Verlusten mußte man daher die Überspannungssicherungskapazität so gering wie möglich halten, und bisherige Bestrebungen zur Verbesserung des Schaltwirkungsgrades gingen in die Richtung einer Verringerung der Schaltzeiten und einer Verbesserung der Spannungstoleranz von Schaltelementen zur Minimierung von Überspannungssicherungsverlusten. Ferner erforderten herkömmliche Inverterantriebe freilaufende, den Schaltelementen des Inverters antiparallele Gleichrichter oder Dioden, um den Induktionsstrom vom Motor her nach dem Schaltvorgang rückzuführen. Diese freilaufenden Dioden verhüteten Umkehrspannung am Ausgang, und erforderten somit Umkehrstromfluß für negative Leistung, d. h. Generation, was wiederum Umkehrthyristoren im Antriebseingangsglied erforderlich machte, um den Leistungsfluß in die WS-Versorgungsleitung umzukehren. Eine hohe Spannungsgeschwindigkeit oder ein hohes dV/dt- Schalten war damit von Natur aus kompliziert und aufwendig.
• In der US-Patentschrift Nr. 4,224,661 wird ein MHD-Generator und eine WS-Netzkommutierungsschaltung beschrieben. Ein Hauptwandler und ein Hilfswandler sind parallel an der gleichen WS-Versorgungsschaltung angeschlossen. Beide Wandler haben gemeinsame, parallel angeordnete Kondensatoren auf der WS-Seite und in der Versorgung des Hilfswandlers sind Reihenkondensatoren vorgesehen. Beide Wandler werden von einem gemeinsamen Regler gesteuert. Der Hilfswandler unterstützt die Kommutierung des Hauptwandlers und verhindert auch plötzliche Stromänderungen in der Gleichstromschaltung sowie plötzliche Spannungsänderungen.
• In der US-Patentschrift Nr. 4,217,618 wird eine Thyristorversorgungsschaltung zur Verwendung in Energieversorgungssystemen beschrieben. Ein Thyristorzündmodul umfaßt einen optisch isolierten Steuerschaltkreis, der optisch zum Zündschaltkreis gekoppelt ist, welcher wiederum an ein Darlington-Transistorpaar angeschlossen ist, um einen Hoch-Stromantriebsimpuls zu erzeugen, um den Thyristor zu zünden. Die Energie für den Zündschaltkreis wird von der Spannung über den Thyristor in zum nichtleitenden Zustand abgegriffen.
• Gemäß der vorliegenden Erfindung wird ein Anspruch 1 vorgegeben.
• Im Gegensatz zum Stand der Technik enthält der erfindungsgemäße Antrieb einen sechsstufigen Spannungsquelle-Inverter mit kapazitiver Belastung am Ausgang, worin die kapazitive Energiespeicherkapazität aufgrund der einzigartigen Merkmale des erfindungsgemäßen Antriebs nur wenig geringer als die induktive Energie ist und solche Verluste vermieden werden.
• Aus der Verwendung solcher kapazitiver Belastung in der Ausgangsstufe im erfindungsgemäßen Antrieb ergeben sich mehrere direkte Nutzvorteile. Die Geschwindigkeit der Spannungsänderung über die Schaltelemente des Inverters nimmt erheblich ab, und zwar um einen Faktor 100 bis 1000, und beim 230 Volt-WS Antrieb beträgt sie in der Regel etwa 0,5 Volt pro Mikrosekunde. Diese Reduktion in der Geschwindigkeit der Spannungsänderung am Schaltelement gestattet den Einsatz von weniger aufwendigen Schaltvorrichtungen und einfacherer Schalttechnologie.
• Weiterhin erfordert der erfindungsgemäße Antrieb keine freilaufenden, antiparallelen Dioden an der Ausgangsstufe, da starke Induktionsströme in der kapazitiven Trennpufferung absorbiert werden, statt um die Ausgangsschaltelemente herum rückgeführt zu sein. Dies vereinfacht das Ausgangsglied des Inverterantriebs und gestattet negativen Spannungsbetrieb des Ausgangs zur Erzeugung von negativem Drehmoment. Im erfindungsgemäßen Antrieb ist voller Vierquadrantenbetrieb mit nur sechs Schaltelementen oder Thyristoren in jedem Eingangs- und Ausgangsglied möglich.
• Im erfindungsgemäßen Antrieb müssen nicht nur die Schaltfrequenz jedes Schaltelements in der Ausgangsstufe zur Beeinflussung der Motordrehzahl gesteuert sein, sondern auch die Schaltelemente nur aktiviert sein, wenn die Spannung über die Schaltvorrichtung weniger als ein vorgegebenes Maß - in der Regel fünf Volt - beträgt. Durch derartige Steuerung der Ausgangsschaltelemente verhütet der erfindungsgemäße Antrieb destruktiven Stromfluß in die Trennpufferkondensatoren hinein und reduziert stark die Wahrscheinlichkeit eines Kurzschlusses in der Ausgangsbrücke, der auftreten könnte, wenn Elemente ungleichnamiger Polarität in der Ausgangsbrücke gleichzeitig aktiviert wären.
• Im Antrieb gemäß der vorliegenden Erfindung lassen sich einfache Schaltelemente mit Rückspannungssperrbarkeit, wie etwa das transistorkommutierte Thyristoren-Schaltelement, das in meiner gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung mit Aktenzeichen Nr. 534,567, angemeldet am 22. September 1983, offenbart ist, dessen Inhalt hiermit summarisch eingefügt wird, als die Schaltelemente des Inverters im erfindungsgemäßen Antrieb verwenden.
• Zu den vom erfindungsgemäßen Motorantrieb gelieferten Nutzvorteilen gehören wirkungsvollere Inversion, Reduzierung der Schaltverluste und die Eliminierung von Überspannungsschutz- und Zwangskommutierungsverlusten. Weiterhin können in der Ausgangsstufe weniger spannungstolerante Schaltelemente eingesetzt werden, da es keine durch Schnellschaltung verursachten transienten Überspannungen gibt. Der erfindungsgemäße Antrieb sorgt auch durch die Eliminierung von Stromstößen für ruhigeren Inverter- und Motorbetrieb und durch Minimierung der Oberwellenströme, die in herkömmlichen Antrieben aufgrund von Spannungsschaltung im Motor absorbiert werden, für wirkungsvolleren, kühleren Motorbetrieb.
• Durch Eliminierung der Notwendigkeit antiparalleler, freilaufender Dioden gestattet der erfindungsgemäße Antrieb, daß an den Ausgangsschaltelementen, wie etwa silizium-gesteuerten Gleichrichtern, während der Kommutierung in Sperrichtung Vorspannung anliegt. Weiterhin verringert die Eliminierung dieser freilaufenden Dioden auch die Wahrscheinlichkeit von Kurzschlüssen Leiterphase-gegen-Erde und sorgt für einen Antrieb, der während aller Betriebsphasen, im Schnell- wie im Langsamlauf, beinahe konstanten Stromfluß in den Ausgang erzeugt. In Verbindung mit der charakteristischen Konstantspannung sorgt dies für nahezu konstante Leistung und daher sehr niedriges Drehmomentpulsieren im Motor sogar bei niedrigen Frequenzen. Da im Antrieb beinahe konstanter Stromfluß herrscht, können verhältnismäßig kleine Filterkondensatoren eingesetzt werden, womit die Kosten des Gesamtantriebs verringert sind.
Beschreibung der Zeichnungen
• Fig. 1 stellt ein elektrisches Prinzipschaltbild eines herkömmlichen Induktionsmotorantriebs für Rechteckwellen variabler Spannung und variabler Frequenz dar.
• Fig. 2 stellt ein elektrisches Prinzipschaltbild herkömmlicher kapazitiver Trennpufferung oder Überspannungssicherung dar.
• Fig. 3 stellt ein elektrisches Prinzipschaltbild eines Invertermotorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 4 und 5 stellen elektrische Prinzipschaltbilder von Teilen eines Motorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 6 stellt ein elektrisches Prinzipschaltbild von einem Teil eines Motorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 7 und 8 stellen elektrische Prinzipschaltbilder von Teilen eines Motorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 9 stellt ein elektrisches Prinzipschaltbild von einem Teil eines Motorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
• Fig. 10 und 11 stellen elektrische Prinzipschaltbilder von Teilen eines Motorantriebs gemäß der vorliegenden Erfindung dar.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
• In den Zeichnungen bezeichnet der Buchstabe D allgemein einen Induktionsmotorantrieb mit vorgeschaltetem Kondensator gemäß der vorliegenden Erfindung. Es wird nun auf Fig. 3 Bezug genommen; zum Antrieb D gehört eine Eingangsschaltung R, eine Filterschaltung F, eine Inverterschaltung I, eine Kommutierungsschaltung C und eine Kommutierungsenergieversorgung P.
• Zur Eingangsschaltung R gehört ein Drehstrom-Leitungseingang 10 und ein herkömmlicher sechsteiliger Drehstrom-Brückengleichrichter 12. Der Gleichrichter 12 wandelt Leitungswechselstromspannung in Gleichstromspannung um, die am Filter F angelegt wird. Die Motorspannungssteuerung wird auf herkömmliche Weise erreicht, indem die Phasenzeitabstimmung der siliziumgesteuerten Thyristoren 12a, 12b, 12c, 12d, 12e und 12f, welche die Gleichrichterbrücke 12 bilden, gesteuert wird. Die Einzelheiten der herkömmlichen Motorspannungssteuerung bilden nicht Teil der vorliegenden Erfindung und sind daher nicht in Fig. 3 dargestellt.
• Zum Filter F gehören Drosselspule 14 und nicht-polarisierte Kondensatoren 16, 18. Die Kondensatoren 16, 18 bilden einen Serienschaltung-Strompfad bei dem Ausgang des Filters F und sind jeweils mit einem gemeinsamen Neutralanschluß 20 verbunden. Die Eingangsschaltung R und Filter F sorgen damit für eine Gleichstrom Link-Spannung VD an den Anschlüssen 22, 24, welche auf die Inverterschaltung I angelegt ist.
• Zur Inverterschaltung I gehören sechs Schaltelemente 51-56, die eine zwangskommutierte Inverterbrücke bilden, um für eine Ausgangsantriebsspannung zum Drehstrommotor M zu sorgen. Die Schalter 51-56 können beliebige geeignete Schaltelemente mit Rückspannungssperrbarkeit sein, wie etwa isolierte Gate- Transistoren, eine transistorgesteuerte Thyristorkombination wie in meiner gleichzeitig anhängigen US-Patentanmeldung mit Aktenzeichen Nr. 534,567 offenbart ist, oder herkömmliche Thyristoren beispielsweise. In der bevorzugten Ausführungsform sind die Schalter 51-56 silizium-gesteuerte Gleichrichter oder Thyristoren. Der einzigartige Kommutierungs- und Schaltsteuerschaltkreis der vorliegenden Erfindung gestattet den Einsatz von verhältnismäßig unaufwendigen, handelsüblichen Thyristoren für die Schalter 51-56, welche nur verhältnismäßig geringen Geschwindigkeiten der Spannungsänderung während des Schaltvorgangs ausgesetzt sind. Die Schalter 51-56 erfahren beispielsweise bei einem Wechselstrommotorantrieb für zweihundertdreißig Volt beim Schaltvorgang etwa ein halbes Volt pro Mikrosekunde.
• Zum Inverter I gehören auch Thyristor-Schaltsteuerschaltungen G-1 bis G-6, mit jeweiliger Zuordnung der Thyristoren S-1 bis S-6. Die Einzelheiten der Schaltungen G-1, G-6 sind in Fig. 6 dargestellt.
• Der Schaltvorgang jedes Thyristors S wird zweifach gesteuert, von der Kommutierungsschaltung C und von der Steuerschaltung G. Durch die Steuerschaltung G ist gewährleistet, daß die Thyristoren S nicht aktiviert werden, solange die Spannungsdifferenz zwischen Anode und Kathode auf dem jeweiligen Thyristor S innerhalb vorgegebener niedriger Grenzen liegt. Auf diese Weise lassen sich unaufwendige, handelsübliche Thyristoren für den Schaltvorgang einsetzen und die Notwendigkeit antiparalleler, freilaufender Dioden um die Schalter 51-56 wird eliminiert. Durch Eliminierung dieser Dioden erzielt man den einen Vorteil, daß an den Schaltern 51-56 während der Kommutierung in Sperrichtung Vorspannung anliegen kann. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß beim erfindungsgemäßen Antrieb die Notwendigkeit einer Trennpufferung eliminiert ist und die Verluste und durch in herkömmlichen Hochspannungsschaltantrieben eingeführte Oberwellen bewirkte ungünstigen Betriebseffekte erheblich verringert sind.
• Es wird nun auf Fig. 6 Bezug genommen; die Steuerschaltung G-1, welche in jeder Hinsicht den Schaltungen G-2, G-6 gleicht, ist in der dargestellten Weise an das Gate 37 und die Anode 28 von Thyristor S-1 angeschlossen. Zur Steuerschaltung G-1 gehören pnp-Gate-Antriebstransistor 30 und ein Reihenwiderstand- Spannungsteilernetz 32, das am Kollektor von Transistor 30 angeschlossen ist, um zu gegebener Zeit Aktivierungs-Gatestrom zu SCR-Thyristor S-1 zu liefern. Der Emitter von Transistor 30 ist an eine niedrigpositive Gleichstrom-Spannungsversorgung 34 angeschlossen, die beispielsweise bei positiv sechs Volt Gleichstrom festgelegt sein kann. Der Kollektor von Transistor 30 ist über die Teilerschaltung 32 an eine niedrignegative Gleichstrom-Spannungsversorgung 36 angeschlossen, die beispielsweise bei negativ fünf Volt festgelegt sein kann. Zwischen dem Gate 37 und der Kathode 39 von SCR-Thyristor S-1 ist ein Kondensator 38 vorgesehen, um kurzzeitig die Aktivierung von SCR-Thyristor S-1 zu verzögern, nachdem eine positive Aktivierungsspannung an das Gate 37 angelegt wurde, und um das Sperren von SCR-Thyristor S-1 zu unterstützen, wenn die an die Kathode 39 angelegte Spannung in der im folgenden beschriebenen Weise umgekehrt wird.
• Der primäre Zweck der Schaltung G-1 besteht darin, den SCR- Thyristor S-1 für die Motorsteuerung zu aktivieren, und dies nur, wenn die Spannung über den Gleichrichter S-1 innerhalb von vorgegebenen niedrigen Grenzen liegt. Der Gleichrichter S-1 wird durch Zuführen bzw. Fortnehmen von Gate-Antrieb über Transistor 30 aktiviert/gesperrt. Nur dann wird der Transistor 30 aktiviert und die Spannung zum Gate 37 bezüglich der Kathode 39 positiv, wenn zwei Bedingungen erfüllt sind: (a) die Spannung über den Gleichrichter S-1 liegt innerhalb der vorgegebenen Grenzen; (b) Optotrennkoppler 40 wird auf ein frequenzabhängiges Aktivierungssignal hin, welches durch eine, schematisch in Fig. 6 dargestellte, herkömmliche Motorfrequenzsteuerschaltung 42 erzeugt ist, aktiviert. Schaltung 42 gibt dem Optotrennkoppler 40 ein frequenzabhängiges Aktivierungssignal, um die Schaltfrequenz zu steuern, um die Motorsteuerung auf herkömmliche Weise zu bewirken.
• Zur Steuerschaltung G-1 gehören auch Gleichrichter 44 und Widerstand 46 in der Kollektorschaltung des Optotrennkopplers 40. Wie unter Bezugnahme auf Fig. 6 ersichtlich ist, wird der Transistor 30 nur aktiviert, wenn Optotrennkoppler 40 auf ein Steuersignal von der Motorfrequenzsteuerschaltung 42 hin aktiviert ist und wenn die an Diode 44 angelegte Spannung ausreicht, damit die Diode 44 Vorwärts-Vorspannung hat und Transistor 30 mit Basisstrom versorgt werden kann. Somit ist der Transistor 30 nur aktiviert, wenn die Spannung am Anschluß 28, d. h. die an SCR-Thyristor S-1 anliegende Spannung, niedrig genug ist, so daß die Diode 44 durch die von der Niedrigspannungs- Gleichstromversorgung 34 über Dioden 48 und Widerstand 46 gelieferte Spannung Vorwärts-Vorspannung hat. Auf diese Weise ist der Gleichrichter S-1 nur aktiviert, wenn die Spannung über den Gleichrichter S-1, d. h. von Anschluß 28 zu Anschluß 39, geringer als ein vorgegebenes Minimum ist, um so einen niedrigen dV-dt-Schaltvorgang der Steuergleichrichter S-1 bis S-6 zu erreichen. Es sind Dioden 48 (Fig. 6) vorgesehen, um den Optotrennkoppler 40 vor Überspannungen zu schützen, wenn der Gleichrichter S-1 in Sperrichtung Vorspannung hat. Der Wert von Widerstand 46 wird so gewählt, daß die maximale Schaltspannung vorgegeben ist, die zulässig sein wird, welche in der bevorzugten Ausführungsform ungefähr fünf Volt ist. Widerstand 50 und Kondensator 52 sind in der Emitter-zu-Basis Schaltung von Transistor 30 vorgesehen, um die Einschaltung von Transistor 30 zu verzögern, nachdem sowohl Optotrennkoppler 40 als auch Diode 44 aktiviert sind.
• In Fig. 7 und 8 werden zwei Alternativen für den Gate- Schaltaufbau gezeigt. Die Gate-Schaltung der Fig. 6 sorgt für Gate-Antrieb, wenn die Schaltung aktiviert worden ist und wenn die Spannung Anode-Kathode über den Thyristor oder Schalter S-1 unter eine niedrige Bezugsspannung abfällt. Die beiden Schaltungsalternativen liefern nur Gate-Antrieb, wenn die Gate- Antriebsschaltung aktiviert worden ist und der Spannungspegel Anode-Kathode unabhängig von seinem Wert zunimmt. Dies eliminiert einen eventuellen Schaltvorgang vom Thyristor S-1 durch den anfänglich niedrigen Spannungsabfall über ihn, wodurch ein kleiner Stromstoß eliminiert ist. Durch die Schaltungen kann der Thyristor S-1 geschaltet werden, falls die Spannung Anode- Kathode nicht unter einen kleinen Bezugswert abnimmt, wobei der Motorantrieb D in die Lage versetzt wird, während gewisser Leitungsstörungen Leistung zu liefern. Außerdem wird Gate- Antriebsenergie erhalten, da kein Antrieb mehr gegeben ist, nachdem der Thyristor S-1 zu leiten beginnt, denn die Spannung Anode-Kathode bleibt in diesem Stadium konstant.
• Die in Fig. 7 und 8 gezeigten Schaltungen arbeiten ähnlich, werden aber anders aktiviert. Fig. 7 wird durch Einsatz eines Optotrennkopplers 142 aktiviert, während die Schaltung von Fig. 8 durch eine schaltbare Spannungsquelle, deren Ausgang durch die Wellenform 156 verkörpert ist, aktiviert wird. Dieses Signal 156 läßt sich aus einer gesteuerten Hochfrequenzumspanner?- und Gleichrichterschaltung oder sonstigen gewerbeüblichen Schaltungen entwickeln.
• Es wir nun auf Fig. 7 Bezug genommen; ein Widerstand 132 wird eingesetzt, um Steuerstrom im Thyristor S-1 zwecks positiver Abschaltung abzuleiten. Zur Schaltung gehören ein pnp-Gate- Antriebstransistor 136 und ein Seriengrenzwiderstand 134, der zwischen den Kollektor von Transistor 136 und das Gate 37 von Thyristor S-1 geschaltet ist. Zwischen den Kollektor von Transistor 136 und die Kathode 39 von Thyristor S-1 ist eine Zener-Diode 130 geschaltet, die dem Schutz der Gate-Schaltung dient. Der Emitter von Gate-Antriebstransistor 136 ist an eine niedrigpositive Gleichstrom-Spannungsversorgung 34 angeschlossen, die beispielsweise bei positiv fünf Volt Gleichstrom festgelegt sein kann.
• Ein Spannungsänderung-Meßteil der Schaltung ist zwischen die Anode 28 und die Kathode 39 von Thyristor S-1 geschaltet. Das Spannungsänderung-Meßteil besteht aus einer Serienkombination eines Spannungsfühlerkondensators 152 und einem strombegrenzenden Widerstand 150, der an der Basis eines npn-Transistors 144, dessen Emitter an der Kathode 39 angeschlossen ist, angeschlossen ist. Zwischen die Basis von Transistor 144 und die Kathode 39 ist außerdem eine Parallelkombination einer Diode 148 und eines Widerstands 146 für Umkehrschaltschutz und wirksame Schaltungsabschaltung geschaltet.
• Der Kollektor des Spannungsfühlertransistors 144 ist an der Basis des Gate-Antriebstransistors 136 über eine Serienkombination eines Widerstands 154 und eines Optotrennkopplers 142 angeschlossen. Wenn die Geschwindigkeit der Spannungsänderung zwischen der Anode 28 und der Kathode 39 positiv genug ist, um den Spannungsfühlertransistor 144 anzuschalten und der Optotrennkoppler 142 aktiviert ist, sorgt dies für einen Basisstromweg für den Gate-Antriebstransistor 136, womit der Thyristor S-1 schalten kann.
• Vom Emitter zur Basis von Gate-Antriebstransistor 136 ist eine Parallelkombination eines Widerstands 138 und eines Kondensators 140 angeschlossen. Der Widerstand liefert positive Abschalteigenschaften und der Kondensator liefert eine Filterfunktion zur Begrenzung der Transienten im System, damit sie nicht zufällig den Thyristor S-1 aktivieren.
• Die Schaltung in Fig. 8 ist ähnlich der von Fig. 7, abgesehen davon, daß der Optotrennkoppler 142 entfernt ist und die niedrigpositive Spannungsversorgung 34 durch eine schaltbare Spannungsquelle, wie durch die Wellenform 156 gezeigt, ersetzt ist.
• Die Kommutierungsschaltung C enthält motor-laufende Kondensatoren 54, 56 und 58, die mit einem Ende jeweils an den Motorwicklungsschaltungen M-1, M-2 und M-3 (Fig. 3) angeschlossen sind und am anderen Ende jeweils die Leiter 100, 102 und 104 zu den Kommutierungsthyristor- und Diode-Netzen 60, 62 und 64 einsetzen. Die Thyristor-/Diode-Netze 60, 62 und 64 liefern einen Schaltweg von den Wicklungen M-1, M-2 und M-3 jeweils durch die Kondensatoren 54, 56 und 58 zur Energieversorgung P, damit die Kondensatoren 54, 56 und 58 während des Schaltvorgangs Rückführungsstrom von den Motoranschlüssen M-1, M-2 und M-3 absorbieren können. Ferner liefern die Kondensatoren 54, 56 und 58 Vorspannung in Sperrichtung für die Kommutierung der Thyristoren S-1 bis S-6 in der unten im Einzelnen beschriebenen Weise. Die Thyristor-/Diode-Netze 60, 62 und 64 sind in antiparallelen Paaren mit in der in Fig. 3 dargestellten Weise ausgerichteten Polaritäten angeschlossen. Die Netze 60, 62 und 64 übertragen Spannungsänderungen von Anschlüssen 66 und 68 zu Anschlüssen 70, 72 und 74 jeweils über die Kondensatoren 54, 56 und 58, um Vorspannung in Sperrichtung zur Zwangskommutierung der Hauptthyristoren S-1 bis S-6 zu liefern.
• In Fig. 4 und Fig. 5 sind zwei Alternativen für Thyristor/Diode-Netze gezeigt. Unter bestimmten transienten Betriebsbedingungen, wenn beispielsweise die Spannung an den Hauptlastkondensatoren 16 und 18 zunimmt, kann ein verhältnismäßig niedriger Strom durch einen ersten Netzthyristor fließen, wenn ein zweiter gegenläufiger Thyristor aufgeschaltet ist. Ohne die Vorsehung einer Kommutierungsvorrichtung für den verhältnismäßig niedrigen Strom, der durch den ersten Netzthyristor fließt, kann dies zu einem Versagen der Kommutierungsenergieversorgung P führen. Zwei alternative Schaltungen für diesen Zweck sind in Fig. 4 und 5 gezeigt.
• Bei den zwei Aufbauarten werden jeweils sättigungsfähige Umspanner/Drosseln 114 und 120 und 124 und 126 in Reihe mit Thyristoren 112 und 118 verwendet. Durch die sättigungsfähigen Drosseln wird der erste Netzthyristor lange genug zur Kommutierung einer Vorspannung in Sperrichtung gesetzt, wenn der zweite Netzthyristor aufgeschaltet ist. Die Reaktanz des sättigungsfähigen Umspanners nach seiner Sättigung sorgt für eine Begrenzung umgekehrter Stromgeschwindigkeitsänderung für den gerade kommutierten Thyristor. Ein typischer Aufbau wird 50 Mikrosekunden lange Vorspannung in Sperrichtung zum gerade kommutierten Thyristor liefern und der Sättigungsstrom wird ungefähr 10% des maximalen Kommutierungsstroms ausmachen. Zwischen den Leiter 100 und Erde kann ein verhältnismäßig kleiner Kondensator 122 gebracht werden, um die Geschwindigkeiten der Spannungsänderung zu begrenzen.
• Die Kommutierungsenergieversorgung P wird relativ zum Neutralanschluß 20 festgelegt und liefert niedrige Gleichstrom-Kommutierungsspannung zur Kommutierungsschaltung C. Zur Energieversorgung P gehört ein herkömmlicher Drehstromeingangsumspanner 75, der die Spannung von der Eingangsleitungsenergie 10 herabsetzt, um etwa ein Prozent der Antriebseingangsenergie zu einem herkömmlichen Drehstrom-Vollwellengleichrichter 76 bereitzustellen. Gleichrichter 76 liefert einen Gleichstromspannungsausgang auf die Stromschienen 106 und 108 bei den Kondensatoren 78 und 79, um die Kommutierungsschaltung C in der nachfolgend beschriebenen Weise anzutreiben. Die Werte der Kondensatoren 78 und 79 und der sonstigen Bestandteile der Schaltung P werden so gewählt, daß die Kondensatoren 78 und 79 mit einer Ausgangsspannung versorgt werden, die in der Regel fünf bis zehn Prozent der Antriebsspannung Vd beträgt. Bei selbstkommutierten Schaltelementen wie etwa isolierten Kanaltransistoren oder transistorgesteuerten Thyristoren ist dieser externe Kommutierungsschaltkreis nicht erforderlich. Bei ihnen werden jedoch die motor-laufenden Kondensatoren erforderlich.
• Der Motorantrieb D gestattet das Bremsen einer Last, wenn die Last einmal auf eine gegebene Geschwindigkeit gebracht worden und die Verringerung auf eine langsamere Geschwindigkeit oder Anhalten gewünscht ist. Beim Abbremsen wird durch die Überführung von kinetischer Energie der Last in elektrische Energie im Antrieb D Energie erzeugt, und während dieses regeneratorischen Zeitraums wird ein Teil dieser Energie in die Kommutierungsenergieversorgung P eingespeist. Diese Energie muß entweder abgeleitet oder zur Eingangsleitung rückgeführt werden, um Schäden am Schaltkreis zu verhüten. Die maximal abzuleitende Energiemenge beträgt etwa 3% der vollen Nennleistung vom Antrieb.
• Die einfachste Technik der Ableitung überschüssiger Kommutierungsenergie wird in Fig. 9 gezeigt und ist eine einfache Widerstandsableittechnik. Ein Hochlastwiderstand 160 wird in Reihe an einem Schalter 162 angeschlossen und zwischen die Ausgabestromschienen 106 und 108 der Kommutierungsspannungsversorgung P geschaltet. Wenn der Schalter 162 in seiner Schließstellung steht, sorgt der Hochlastwiderstand 160 für Energieableitung und gestattet daher ein Auftreten von Regeneration. Der Schalter 162 wird bevorzugt von einer Steuerschaltung mit der Hysterese 164 so gesteuert, daß der Schalter 162 in einem Digitalmodus mit ausreichend langen Schließstellungsfristen betrieben wird. Darüberhinaus wird der Hochlastwiderstand 160 bevorzugt nur während der Regeneration angeschlossen, wodurch sich der gesamte Wirkungsgrad von Antrieb D nicht verringert. Als Schalter 162 kann ein Transistor, ein Abschaltthyristor oder eine zwangskommutierte Thyristorschaltung dienen.
• Ein Aufbau mit höherer Wirksamkeit wird in Fig. 10 und 11 gezeigt, wo der Drehstrom-Vollwellengleichrichter 76 in der Kommutierungsspannungsversorgung P durch einen selbstgesteuerten Transistorinverter 250 ersetzt ist. Dieser Inverter 250 gestattet die Rückübertragung der Regenerationsenergie in das Eingangsdrehstromsystem und eliminiert daher die Notwendigkeit des Leistungswiderstands und der Wärmeableitanforderungen der Widerstandsschaltung. Durch die Schaltung erhöht sich somit der gesamte Systemwirkungsgrad sowohl auf längerfristiger als auch auf kürzerfristiger Basis.
• Die Schaltung 250 hat dieselbe allgemeine Gestalt wie eine Vollwellen-Drehstrom-Gleichrichterschaltung mit zusätzlichen npn-Transistoren und Antriebsschaltungen, die antiparallel zu den gleichrichtenden Dioden stehen. Die Paare in Fig. 10 sind Diode 170 und Transistor 172, Diode 174 und Transistor 176, Diode 178 und Transistor 180, Diode 182 und Transistor 184, Diode 186 und Transistor 188, Diode 190 und Transistor 192, womit die sechs Paare gebildet sind. Es gilt anzumerken, daß die Invertertransistoren in Fig. 10 als einzelne npn-Transistoren gezeigt sind, und in Fig. 11 sind die Transistoren als ein Darlington-Paar gezeigt. Wenn der Motorantrieb D Motortriebleistung abgibt und nicht regeneratorisch arbeitet, sind sämtliche Transistoren ausgeschaltet und die Schaltung verhält sich wie eine normale Drehstrom-Gleichrichterbrücke, wobei die Drosselspule 194 und die Kondensatoren 78 und 79 für den nötigen Filtervorgang der Kommutierungsspannungsversorgung P sorgen.
• Wenn sich die Schaltung im Brems- oder Regeneration-Modus befindet, sind die Transistoren aktiviert. In Fig. 11 wird als Beispiel ein Diode-Transistorpaar 206 mit der zur Aktivierung der Invertertransistoren erforderlichen Gate-Antriebsschaltung gezeigt. Die Gate-Schaltung ist so ausgelegt, daß die Invertertransistoren leitfähig werden, sobald die Kollektor-Emitter- Spannung über den Transistor weniger als etwa drei Volt beträgt.
• Eine niedrigpositive Gleichstrom-Spannungsversorgung 224 ähnlich der Spannungsversorgung 34 ist am Emitter von Kommutierungs- Steuerantrieb-pnp-Transistor 218 angeschlossen. Der Kollektor von Transistor 218 ist über den strombegrenzenden Widerstand 216 angeschlossen, der an der Basisantriebsschaltung des Darlington- Transistors von Paar 206 angeschlossen ist. Der positive Abschaltwiderstand 220 ist zwischen den Emitter und Basis des Kommutierungssteuerantrieb-Transistors 218 und einer Serienkombination eines strombegrenzenden Widerstands 222 geschaltet, und eine Diode 226 ist zwischen die Basis von Transistor 218 und die positive Inverterschiene 202 geschaltet. Die Diode 226 sorgt für Umkehrschaltschutz, indem sie jeglichen Stromfluß sperrt, wenn die Spannung der Schiene 202 größer als die Niedrig- Spannungsquelle 224 ist. Dank dieses Sperreffekts in Verbindung mit den verschiedenen Spannungsabfällen des Schaltkreises und des für die Niedrigspannung 224 gewählten Pegels wird der Transistor 218 nur dann eingeschaltet, wenn die Spannungsdifferenz zwischen der Schiene 202 und der Drehstromeingangsleitung 204 weniger als etwa drei Volt beträgt. Die Niedrigspannung 224 wird bevorzugt nur aktiviert, wenn sich der Antrieb im Regeneration-Modus befindet und nicht, wenn sich der Antrieb im Motortrieb-Modus befindet, wodurch sich der Gesamtwirkungsgrad des Antriebs weiter verbessert.
• Die Kommutierungsinverterschaltung arbeitet allgemein wie folgt. Die Invertertransistoren 172 und 192 werden leitend, wobei die übrigen Transistoren abgeschaltet sind, weil über ihnen mehr als die bevorzugten drei Volt an Spannung herrschen. Die Spannung der Eingangsleitung 244 nähert sich der Spannung der Eingangsleitung 242 und nimmt zu. Während die Spannung der Leitung 244 zunimmt und die Spannung der Leitung 242 überschreitet, setzt der Stromfluß durch Diode 174 ein, wobei Strom zu dem Hauptstrom, der durch den Invertertransistor 172 fließt, addiert wird. Dieser Strom baut sich rasch in Diode 174 und Invertertransistor 172, wobei er ein Anwachsen der Spannung über den Invertertransistor 172 bewirkt, da der Invertertransistor 172 sättigt. Dieser Spannungszuwachs löst den Basisantrieb vom Invertertransistor 172 ab und schaltet den Invertertransistor 172 aus. Beim Ausschalten des Invertertransistors 172 fließt dann ein Überschußstrom durch die Streuinduktivität der Drehstromleitung 242 und 244, der in den Spannungsunterdrücker 196 abgeleitet wird, weil der durch Transistor 172 fließende Strom in den Spannungsunterdrücker 196 und die Diode 182 hinein umgeleitet ist. Dieser Überschußstrom ist rasch abgeleitet und der Hauptstrom schaltet zu Transistor 176. Dieser Vorgang setzt sich für die übrigen Phasen fort.
• Dieser Antrieb führt einem Drehstrominduktionsmotor Drehstromantrieb mit änderbarer Frequenz und Spannung zu. Die Spannung wird von den vorher beschriebenen Eingangs- und Filtergliedern dem Ausgabeglied zugeführt. Der Wechselstrom wird dem Motor durch alternative Leitung jedes Thyristors in einer Brücke zugeführt. Ein Abgleich der Drehstromausgabe wird auf herkömmliche Weise durch aufeinanderfolgende Schaltvorgänge der Polarität der Brücken erzielt.
• Da die Kommutierung von silizium-gesteuerten Gleichrichtern, oder SCR-Thyristoren, von außen erfolgen müssen, sind das Kommutierungsglied C und die Kommutierungsenergieversorgung P vorgesehen, damit externe Zwangskommutierung von den SCR- Hauptthyristoren erfolgen kann.
• Einen Antriebshochlauf erreicht man durch Anlegen einer Niedrigspannung an das Inverterglied I, wobei ein SCR-Thyristor auf jeder der drei Ausgabebrücken aktiviert ist. Eine Brücke besitzt eine Polarität, die den beiden anderen ungleichnamig ist. Der Stromfluß durch die Motorwicklungen wegen der angelegten Spannung setzt ein. Außerdem werden die kommutierten SCR-Thyristoren C-1 bis C-6 aktiviert, wenn die entsprechenden SCR-Hauptthyristoren S-1 bis S-6 ein sind, und werden gesperrt, wenn ihre entsprechenden SCR-Thyristoren S-1 bis S-6 aus sind, wobei die Entsprechung in Fig. 3 gezeigt ist. Diese Entsprechung wird durch ungleichnamige Polarität geschaffen. Zum Beispiel entspricht ein kommutierter SCR-Thyristor C-1 auf der Niedrigspannungsseite der Kommutierungsenergieversorgung P dem SCR-Hauptthyristor S-1 auf der Hochspannungsseite des Invertergliedes und ist gleichzeitig damit aktiviert.
• Der Takt vom Inverter I setzt ein, wenn ein SCR-Hauptthyristor S kommutiert ist. Der Kommutierungsvorgang wird am Beispiel dargestellt. Eine Kommutierung wird eingeleitet, indem zuerst der Gate-Antrieb von einem SCR-Hauptthyristor wie beispielsweise S-1 gelöst wird, welcher kommutiert werden soll sowie sein entsprechender kommutierter SCR-Thyristor C-1. Kurze Zeit später, in der Regel 100 Mikrosekunden, werden die Gate-Schaltungen des SCR-Hauptthyristors in der gegenüberliegenden Stellung von der Ausgangsbrücke, d. h. S-2, sowie sein entsprechend kommutierter SCR-Thyristor C-2 aktiviert. SCR-Thyristor S-2 wird keinen Gatestrom empfangen, da Diode 44 in Fig. 4 Vorspannung in Sperrichtung hat, solange S-2 mehr als in der Regel 5 Volt in der Vorwärtsrichtung sperrt. Vor der Kommutierung von SCR- Thyristor S-1 liegt auf dem Anschluß 80 auf dem motor-laufenden Kondensator 54 das niedrigere Potential der Kommutierungsenergieversorgung P an. Bei Aktivierung des SCR-Thyristors C-2 schaltet er ein und hebt dabei Anschluß 80 rasch auf das höhere Potential von P an. Dies bewirkt, daß die Spannung am an dem Kondensator 54 angeschlossenen Anschluß 70 eine Vorspannung in Sperrichtung an S-1 anlegt. Der Strom durch SCR-Thyristor S-1 wird gestoppt und rasch in Kondensator 54, C-2 und P hinein umgeleitet.
• Bei einem 230-Volt-Antrieb liegen am SCR-Thyristor S-1 in der Regel 30 Volt Vorspannung in Sperrichtung an. Sein Gate erhält ebenfalls eine Vorspannung in Sperrichtung, um Abschaltung zu beschleunigen. Der Stromfluß durch SCR-Thyristor C-2, Kondensator 54 und Motorwicklung M-1 bewirkt eine Geschwindigkeit der Spannungsänderung von in der Regel 0,5 Volt pro Mikrosekunde über den Kondensator 54 hinweg. Deshalb hat der SCR-Thyristor S-1 in der Regel 60 Mikrosekunden lang Vorspannung in Sperrichtung. Während dieser Zeit wechselt der SCR-Thyristor S-1 vom leitenden in den nichtleitenden Zustand über. Wenn SCR-Thyristor S-1 wieder Vorwärts-Vorspannung sieht, ist die Geschwindigkeit der Spannungsänderung noch immer in der Regel 0,5 Volt pro Mikrosekunde bei einem 230-Volt-Antrieb. Dieses niedrige dV/dt reduziert die erforderliche Vorspannung in Sperrichtung, indem es die wirksame Abschaltzeit reduziert.
• Bis die Spannung über SCR-Thyristor S-2 niedrig genug wird, um Gate-Antrieb daran anzulegen, ist ein beträchtlicher Zeitraum erforderlich, der in der Regel 600 Mikrosekunden beträgt. Während dieser Zeit sind weder SCR-Thyristor S-1 noch SCR- Thyristor S-2 leitend. Für dieses niedrige dV/dt und diese verhältnismäßig lange Ruhefrist ist die Austauschleistung der Motorstreuinduktivität mit dem motor-laufenden Kondensator 54 verantwortlich. In der Regel reicht diese Streuinduktivität aus, um die Spannung über SCR-Thyristor S-2 negativ zu machen, während der Kondensator 54 weiterhin den Motorrückflußstrom absorbiert. Zu gegebener Zeit hört der Stromfluß durch die Wicklung M-1, Kondensator 54 und SCR-Thyristor C-2 auf und kehrt sich um, da auf der Wicklung M-1 nun eine negative Spannung bezüglich der Motor-Neutralmasse liegt. Bis SCR-Thyristor S-2 wieder Vorwärts-Vorspannung hat, fließt Strom durch den Kondensator 54 und die antiparallele Diode D-2. Wenn SCR-Thyristor S-2 Vorwärts-Vorspannung hat, wird Strom vom Kondensator 54 und der Diode D-2 in den SCR-Thyristor S-2 übertragen und fließt in den Anschluß 24. Der Stromfluß durch SCR-Thyristor C-2 hat aufgehört und ist deshalb "aus".
• Der Strom fließt so lange durch SCR-Thyristor S-2 weiter, bis sein Halbzyklus abgeschlossen ist, und SCR-Thyristor C-1 wird aktiviert, um die Kommutierung von SCR-Thyristor S-2 einzuleiten. Der Kommutierungsvorgang auf den anderen beiden Ausgangsbrücken ist identisch.
• Zur Antriebssteuerung wird das Inverterglied I über die Motorsteuerschaltung 42 bei der von außen über manuelle oder automatische Steuerung gewählten Frequenz betrieben. Die Ausgangsspannung wird von der Frequenz und der Last auf dem Motor bestimmt. Im großen und ganzen macht eine höhere Frequenz eine höhere Spannung erforderlich, und größere Last macht eine höhere Frequenz erforderlich, und umgekehrt. Die Spannung muß präzise mit der Last geregelt sein, weil es keine Rückführdioden im Inverterglied gibt, um einen geringeren Leistungsfaktor auszugleichen. Deshalb sollte die Spannungssteuerung, die im Zusammenhang mit dem erfindungsgemäßen Antrieb eingesetzt wird, die Spannung entsprechend den Erfordernissen der Last- und Frequenzsteuerung heben oder senken, damit der optimale Leistungsfaktor am Ausgang erhalten bleibt. Die Leistungsfaktormessung läßt sich mit beliebigen der verschiedenen wohlbekannten Techniken vornehmen.

Claims (11)

1. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb zum Liefern von Antriebswechselstrom von einer Gleichstromspannungsquelle (R, F) umfassend eine Mehrzahl von gategesteuerten Motorantriebsschaltelementen (S-1 bis S-6), die eine Drehstrommotorantrieb- Inverterschaltung (I) bilden, wobei die genannte Inverterschaltung zwischen die Spannungsquelle (R, F) und das Motorschaltsteuermittel (C) zum Steuern der genannten Motorantriebsschaltelemente (S-1 bis S-6) in zeitgesteuerter Beziehung geschaltet ist, um so den dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern, und umfassend Gate-Steuermittel (G-1 bis G-6) zum selektiven Aktivieren der genannten gategesteuerten Schaltelemente (C-1 bis C-6) in einer zeitgesteuerten Beziehung, um so dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern, dadurch gekennzeichnet, daß das genannte Gate-Steuermittel (G-1 bis G-6) ein Spannungsmeßmittel enthält, um zu verhindern, daß die genannten Schaltelemente (S-1 bis S-6) betätigt werden, wenn die Spannung über den genannten Schaltelementen (S-1 bis S-6) nicht unter einem vorgeschriebenen Mindestwert (44) oder einem ansteigenden Wert (144, 150, 152) liegt, und das genannte Schaltsteuermittel (C) Mittel (60, 62, 64) zur Zwangskommutierung der genannten Schaltelemente und eine Mehrzahl kapazitiver Trennpuffermittel (54, 56, 58) mit einem ersten Anschluß (70, 72, 74) und einem zweiten Anschluß (100, 102, 104) umfaßt, wobei der genannte erste Anschluß zwischen die genannten Schaltelemente in jeder Phase der genannten Inverterschaltung (I) geschaltet ist und wobei der genannte zweite Anschluß an das genannte Zwangskommutierungsmittel (60, 62, 64) angeschlossen ist und wobei das genannte kapazitive Trennpuffermittel (54, 56, 58) so gewählt ist, daß es eine Energiespeicherkapazität von nur wenig unter der Energiespeicherkapazität des Motors aufweist.

2. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 1, worin das genannte Zwangskommutierungsmittel (60, 62, 64) Mittel zum selektiven Anlegen von Vorspannung in Sperrichtung an die genannten gategesteuerten Schaltelemente (C-1 bis C-6) zur Zwangskommutierung der genannten Schaltelement (S-1 bis S-6) in zeitgesteuerter Beziehung umfaßt, um so dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern.

3. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 2, worin das genannte Sperrichtung-Vorspannungsmittel eine Gleichstrom- Kommutierungsspannungsquelle (76) mit einem ersten Anschluß (106) und einem zweiten Anschluß (108) umfaßt, wobei die genannte Kommutierungsspannungsquelle (76) ein Ausgangs- Spannungsdifferential zwischen genannten ersten (106) und genannten zweiten (108) Anschlüssen liefern kann, eine erste Mehrzahl von Kommutierungsschaltungen (C-2, D-2; C-4, D-4; C-6, D-6), die zwischen den zweiten Anschluß (100, 102, 104) jedes kapazitiven Trennpuffermittels (54, 56, 58) und den genannten ersten Anschluß (106) der genannten Kommutierungsspannungsquelle (76) geschaltet ist, eine zweite Mehrzahl von Kommutierungsschaltungen (C-1, D-1; C-3, D-3; C-5, D-5), die parallel zu den genannten ersten Kommutierungsschaltungen zwischen den zweiten Anschluß (100, 102, 104) jedes kapazitiven Trennpuffermittels (54, 56, 58) und den genannten zweiten Anschluß (108) der genannten Kommutierungsspannungsquelle (76) geschaltet ist, und Kommutierungsschaltsteuermittel zum selektiven Aktivieren der genannten gategesteuerten Kommutierungsschaltelemente (C-1 bis C-6) in zeitgesteuerten Beziehungen umfaßt, um so dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern, wobei jede der genannten ersten Kommutierungsschaltungen ein erstes gategesteuertes Kommutierungsschaltelement (C-2, C-4, C-6) umfaßt, das so geschaltet ist, daß es aktiviert wird, wenn die Spannung am genannten ersten Anschluß (106) der genannten Kommutierungs- Spannungsquelle in Bezug auf die Spannung am genannten zweiten Anschluß (100, 102, 104) des genannten kapazitiven Trennpuffermittels positiv ist, und einen ersten Gleichrichter (D-2, D-4, D-6), der antiparallel zum genannten ersten gategesteuerten Kommutierungsschaltelement (C-2, C-4, C-6) so geschaltet ist, daß er aktiviert wird, wenn die Spannung am genannten ersten Anschluß (106) der genannten Kommutierungsspannungsquelle (76) in Bezug auf die Spannung am genannten zweiten Anschluß (100, 102, 104) des genannten kapazitiven Trennpuffermittels (54, 56, 58) negativ ist, und wobei jede der genannten zweiten Kommutierungsschaltungen ein zweites gategesteuertes Kommutierungsschaltelement (C-1, C-3, C-5) umfaßt, das so geschaltet ist, daß es aktiviert wird, wenn die Spannung am genannten zweiten Anschluß (100, 102, 104) des genannten kapazitiven Trennpuffermittels in Bezug auf den genannten zweiten Anschluß (108) der genannten Kommutierungsspannungsquelle (76) positiv ist, und einen zweiten Gleichrichter (D-1, D-3, D-5) aufweist, der antiparallel zum genannten zweiten gategesteuerten Kommutierungsschaltelement (C-1, C-3, C-5) so geschaltet ist, daß er aktiviert wird, wenn die Spannung am genannten zweiten Anschluß des genannten kapazitiven Trennpuffermittels in Bezug auf den genannten zweiten Anschluß (108) der genannten Kommutierungsspannungsquelle (76) negativ ist.

4. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 1, worin das genannte Gate-Steuermittel (G-1 bis G-6) eine Schaltung mit einem ersten Gate-Steueranschluß (39), einem zweiten Gate- Steueranschluß (37) und einem dritten Gate-Steueranschluß (28) umfaßt, wobei der genannte erste Gate-Steueranschluß (39) an eine Nieder-Gleichstrom-Spannungsquelle angeschlossen ist, wobei der genannte zweite Gate-Steueranschluß (37) an der Gate- Schaltung der genannten gesteuerten Motorantriebsschaltelemente angeschlossen ist und der genannte dritte Gate-Steueranschluß (28) an der Anode der genannten Gatesteuer-Motorantriebsschaltelemente angeschlossen ist, und worin die genannte Schaltung ferner ein erstes Gate-Steuerschaltelement (30) umfaßt, das zwischen einen ersten Gate-Steuerschaltungsanschluß (34) und einen zweiten Gate-Steuerschaltungsanschluß (36) geschaltet ist, ein zweites Gate-Steuerschaltelement (40), das zwischen den Aktivierungsanschluß des genannten ersten Gate- Steuerschaltelements (30) und den genannten dritten Gate- Steuerschaltungsanschluß (28) geschaltet ist, einen Gleichrichter (44), der in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß des genannten zweiten Gate-Steuerschaltelements (40) und den genannten dritten Gate-Steuerschaltungsanschluß (28) so geschaltet ist, daß er aktiviert wird, wenn die Spannung am genannten dritten Gate-Steuerschaltungsanschluß (28) in Bezug auf die Spannung am genannten zweiten Gate-Steuerschaltanschluß (40) negativ ist, ein zwischen den genannten ersten Gate- Steuerschaltungsanschluß (34) und die Verbindung zwischen dem genannten zweiten Schaltelement (40) und dem genannten Gleichrichter (44) so geschaltetes Stromsperrmittel (48), um die Spannung an der genannten Verbindung zu begrenzen, um destruktive Spannungsabfälle über das genannte zweite Gate- Steuerschaltelement (40) zu verhindern, und ein Aktivierungsmittel (42) zum Aktivieren genannter ersten (30) und genannter zweiten (40) Gate-Steuerschaltelemente in zeitgesteuerter Beziehung, um einen Ausgangs-Gate-Strom zum genannten zweiten Gate-Steueranschluß (37) zu liefern, wodurch die genannten Gatesteuer-Motorantriebsschaltelemente aktiviert werden, um dreiphasigen Antriebsgleichstrom zum Motor zu liefern.

5. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 2, worin das genannte Sperrichtung-Vorspannungsmittel zum selektiven Anlegen von Vorspannung in Sperrichtung eine sättigungsfähige Drossel (114, 124) zum selektiven Anlegen von Vorspannung in Sperrichtung an das genannte Gate-Steuerschaltelement aufweist.

6. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 1, worin das genannte Gate-Steuermittel (G-1 bis G-6) eine Schaltung mit einem ersten Gate-Steueranschluß (39), einem zweiten Gate- Steueranschluß (37), einem dritten Gate-Steueranschluß (28) und einem vierten Gate-Steueranschluß umfaßt, wobei der genannte erste Gate-Steueranschluß (39) an eine Nieder-Gleichstrom- Spannungsquelle angeschlossen ist, wobei der genannte zweite Gate-Steueranschluß (37) an der Gate-Schaltung der genannten Steuer-Motorantriebsschaltelemente angeschlossen ist, wobei der genannte dritte Gate-Steueranschluß (28) an der Anode des genannten Gate-Steuermotors der Schaltelemente angeschlossen ist und wobei der genannte vierte Gate-Steueranschluß an der Kathode der genannten Gatesteuer-Motorantriebsschaltelemente angeschlossen ist; worin die genannte Schaltung ferner ein erstes Gate-Steuerschaltelement (136) umfaßt, das zwischen den genannten ersten Gate-Steuerschaltungsanschluß (34) und den genannten zweiten Gate-Steuerschaltungsanschluß geschaltet ist, ein zweites Gate-Steuerschaltelement (144), das zwischen den genannten vierten Anschluß und den Aktivierungsanschluß (37) des genannten ersten Gate-Steuerschaltelements geschaltet ist, ein drittes Gate-Steuerschaltelement (142), das in Reihe zwischen den Ausgangsanschluß des genannten zweiten Gate-Steuerschaltelements (144) und den Aktivierungseingang des genannten ersten Gate-Steuerschaltelements (136) geschaltet ist, ein erstes Aktivierungsmittel (150, 152) zum Aktivieren des genannten zweiten Gate-Steuerschaltelements (144), wenn die Spannung des genannten dritten Gate-Steueranschlusses (28) in Bezug auf die Spannung des vierten Gate-Steueranschlusses positiv ist; und ein zweites Aktivierungsmittel zum Aktivieren des genannten ersten Gate-Steuerschaltelements (136) in zeitgesteuerter Beziehung, wodurch das genannte erste Gate-Steuerschaltelement (136) aktiviert wird, wenn das genannte erste Aktivierungsmittel (150, 152) und das genannte zweite Aktivierungsmittel aktiviert werden, wodurch die genannten Gatesteuer-Motorantriebsschaltelemente (S-1 bis S-6) aktiviert werden, um einen dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern.

7. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 1, worin das genannte Gate-Steuermittel (G-1 bis G-6) eine Schaltung mit einem ersten Gate-Steueranschluß (39), einem zweiten Gate- Steueranschluß (37), einem dritten Gate-Steueranschluß (28) und einem vierten Gate-Steueranschluß umfaßt, wobei der genannte erste Gate-Steueranschluß (39) an einer Nieder-Gleichstrom- Spannungsquelle anschließbar ist, wobei der genannte zweite Gate-Steueranschluß (37) an der Gate-Schaltung der genannten Steuer-Motorantriebsschaltelemente angeschlossen ist, wobei der genannte dritte Gate-Steuer-(28)-Anschluß an der Anode des genannten Gate-Steuermotors der Schaltelemente und der genannte vierte Gate-Steueranschluß an der Kathode der genannten Gatesteuer-Motorantriebsschalteelemente angeschlossen ist; und worin die genannte Schaltung ferner ein erstes Gate-Steuerschaltelement (136) umfaßt, das zwischen den genannten ersten Gate-Steuerschaltungsanschluß (34) und den genannten zweiten Gate-Steuerschaltungsanschluß geschaltet ist, ein zwischen den genannten vierten Anschluß und den Aktivierungsanschluß des genannten ersten Gate-Steuerschaltelements (136) geschaltetes zweites Gate-Steuerschaltelement (144); ein erstes Aktivierungsmittel (150, 152) zum Aktivieren des genannten zweiten Gate- Steuerschaltelements (144), wenn die Spannung des genannten dritten Gate-Steueranschlusses (28) in Bezug auf die Spannung des vierten Gate-Steueranschlusses positiv ist; und ein zweites Aktivierungsmittel (156) zum Anschließen der Nieder-Gleichstrom- Spannungsquelle an den genannten ersten Gate-Steueranschluß (39) in zeitgesteuerter Beziehung, wodurch das genannte erste Gate- Steuerschaltelement aktiviert wird, wenn das genannte erste Aktivierungsmittel (156) und das genannte zweite Aktivierungsmittel (150, 152) aktiviert werden, wodurch die genannten Gatesteuer-Motorantriebsschaltelemente aktiviert werden, um dreiphasigen Antriebsstrom zum Motor zu liefern.

8. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 2, worin das genannte Sperrichtung-Vorspannungsmittel eine Gleichstrom- Kommutierungsspannungsquelle (P) mit einem ersten Anschluß (106) und einem zweiten Anschluß (108) umfaßt, wobei die genannte Kommutierungsspannungsquelle ein Ausgangsspannungsdifferential zwischen genannten ersten und genannten zweiten Anschlüssen liefern kann; eine erste Mehrzahl (C-2, D-2 usw.) von Kommutierungsschaltungen, die zwischen den zweiten Anschluß jedes kapazitiven Trennpuffermittels und den genannten ersten Anschluß der genannten Kommutierungsspannungsquelle geschaltet ist; eine zweite Mehrzahl (C-1, D-1 usw.) von Kommutierungsschaltungen, die parallel zu den genannten ersten Kommutierungsschaltungen im zweiten Anschluß jedes kapazitiven Trennpuffermittels und dem genannten zweiten Anschluß der genannten Kommutierungsspannungsquelle angeschlossen ist; ein Kommutierungsschaltsteuermittel zum selektiven Aktivieren der genannten Gate-Steuer-Kommutierungsschaltelemente (C-1 bis C-6) in zeitgesteuerter Beziehung umfaßt, um so dreiphasigen Antriebsstrom oder dreiphasigen Bremsstrom zum Motor zu liefern; sowie Regenationsenergie-Abführmittel zum Abführen der durch das Motorbremsen erzeugten Energie.

9. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 8, worin das genannte Regenationsenergie-Abführmittel einen Widerstand (160) umfaßt, der zwischen genannten ersten (106) und genannten zweiten (108) Anschlüssen der genannten Gleichstrom-Kommutierungsspannungsquelle geschaltet ist.

10. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 9, worin der genannte Widerstand (160) selektiv nur während der Regeneration zwischen genannten ersten und genannten zweiten Anschlüssen geschaltet ist.

11. Wechselstrom-Induktionsmotorantrieb nach Anspruch 8, worin das genannte Regenationsenergie-Abführmittel eine Drehstrominverterschaltung (250) zum Übertragen der Energie zur Wechselstrom-Spannungsquelle umfaßt.