DE3781010T2 - Integrierte kapazitaetsstrukturen in mikrowellenflossenleitungsvorrichtungen. - Google Patents

Description

• Die Erfindung betrifft Mikrowellen-Rippenleitungsvorrichtungen zur Signalerfassung und dergleichen, insbesondere Millimeterwellen-Rippenleitungsanordnungen, die die Technologie integrierter Kondensatoren nutzen. Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Erfassung von Mikrowellenenergie, die eine Grundfrequenz von ungefähr 25 GHz besitzt.
• Bis jetzt haben die meisten Mikrowellen-Wellenleiter- Detektoren die konventionelle präzisionsgefertigte Wellenleitertechnologie benutzt. Die Bearbeitungsgenauigkeit von Bestandteilen wird durch das Interesse an kürzeren Wellenlängen von entscheidender Bedeutung. Zum Beispiel sind in den interessierenden Wellenlängen solche in der Größenordnung von fünf (5) mm bei ungefähr sechzig (60) GHz enthalten. Ein bedeutendes Problem bei den Detektoren für solch hohe Frequenzen und kurze Wellenlängen ist die naturgegeben schlechte Impedanzübereinstimmung zwischen den Erfassungsdioden und dem Wellenleiter, die einen Leistungsverlust zur Folge hat, wie er durch ein VSW-Verhältnis von bis zu 3:1 wiedergegeben wird. Andere Probleme werden aus dem Folgenden deutlich.
• Aufgrund weiterer Probleme in Bezug auf die Anordnung der konventionellen Wellenführungsdetektoreinrichtungen, die hochpräzise Meßeinrichtungen und Hohlraumformen voraussetzen, ist der Einsatz der Rippenleitungstechnologie vorgeschlagen worden. Ein solcher Vorschlag stammt aus einer Veröffentlichung, die von Holger Meinel und LorenzPeter Schmidt von AEG-Telefunken veröffentlicht wurde, mit dem Titel "High Sensitivity Millimeter Wave Detectors using Fin-Line Technology" Conference Digest of Fifth International Conference on Imfrared & Millimeter Waves, Würzburg, Bundesrepublik, 1980, Seiten 133-135. Darin schlagen die Autoren die Benutzung eines Millimeterwellen-Detektors vor, der Rippenleitungstechnologie benutzt und in dem eine Schottky-Diode als Detektorelement benutzt wird. Die Anordnung benutzt ein Quarzsubstrat, das in einem Wellenleiter befestigt ist.
• Fig. 1 stellt hier einen Rippenleitungsaufbau 10 dar, der aus der kurzen Beschreibung in dem Stand der Technik, der Veröffentlichung Meinel et al., rekonstruiert ist. Es zeigt einen dielektrisch geladenen Rippenleitungsschaltkreis 12 auf einem dielektrischen Quarzsubstrat in einem Wellenleiter 16. (Innere Wellenleitergrenzen werden teilweise gestrichelt dargestellt. In der zitierten Veröffentlichung sind Oberflächen- und Wellenleitergrenzen nicht dargestellt.) Auf der vorderen Oberfläche 21 des dielektrischen Substrats 14 vorgesehene metallisierte Schichten 18, 19 sind dargestellt, wobei die Schichten 18, 19 in ihrer Oberflächenform einen Eingabekegel 20 und einen Ausgabekegel 22 besitzen. Die metallisierte Schicht 18 wird als in Gleichstromkontakt mit dem Wellenleiter 16 angenommen, und die metallisierte Schicht 19 wird als Gleichstrom isoliert von dem Wellenleiter 16 angenommen. Erfaßte Signale erhält man wahrscheinlich von der Metallisierung 19. An dem Punkt der minimal offenliegenden dielektrischen Breite 23 ist eine Verbindung zwischen der ersten metallisierten Schicht 18 und der zweiten metallisierten Schicht 19 durch eine Schottky-Diode 24 mit Nullvorspannung dargestellt. Ein entlang eines geraden Kegels angesetzter Absorber 26 ist nach der Meinel et al. Beschreibung auf der rückseitigen Oberfläche des Substrates 14 vorgesehen. Es wird angenommen, daß der Absorber 26 für einen progressiven Absorptionsabschluß des Wellenleiters sorgt. Es scheint, als ob keine Maßnahmen zur Impedanzanpassung des Substrats 14 direkt mit dem umgebenden Wellenleiter getroffen wurden. Darüber hinaus gibt es außer der Benutzung einer Diode keinen Vorschlag für Verbesserungen des Detektorschaltkreises.
• Die GB-A-2 161 990 offenbart zusätzlich für den Fall, daß gewünscht ist, z. B. zwei Dioden getrennt mit Vorspannung zu beaufschlagen, die zwischen den Rippen miteinander verbunden sind und die entlang der Rippenleitung beabstandet vorgesehen sind, ein schmaler Querspalt 13 vorgesehen ist, der die obere leitende Schicht in zwei in Längsrichtung voneinander getrennte Abschnitte teilt, wie schematisch in Fig. 2 dieser Druckschrift angedeutet ist. GB-A-2 161 990 offenbart keinen Vorspannungsschaltkreis für die Dioden in der offenbarten Rippenleitungsanordnung.
• Daher ist es bisher nicht möglich gewesen, selektiv die verschiedenen Schaltkreiselemente der Rippenleitungsanordnung Mit Vorspannung zu versehen, da die Schwierigkeit in der Schaffung verlustloser HF-Kontinuität während gleichzeitig die Gleichspannungsisolation zwischen den Strängen in der Rippenleitungsanordnung aufrechterhalten bleibt. Früher wurde eine Vorspannung auf eine Rippenleitungsanordnung gegeben, indem die gesamte Flosse durch eine externe Gleichspannungsquelle vorgespannt wurde. Wellenfallen in der Form von polykristallinen Hohlräumen sind in der den Wellenleiter bildenden Anordnung vorgesehen, um ungewollte Reflexionen zu verhindern. Weil die gesamte Flosse mit dem gleichen Potential vorgespannt wird, werden alle Schaltkreiselemente entlang einer Rippenleitungsstrecke notwendigerweise gleich vorgespannt. Daher ist die bekannte Technik in erster Linie auf die Benutzung zusammen bei Zwei-Anschluß-Geräten eingeschränkt.
• Angleichen der Impedanz eines Freiraum-Wellenleiters an eine Rippenleitungsanordnung ist wichtig. Verschiedene Techniken sind vorgeschlagen worden. Zum Beispiel sind Viertelwellenübergangs-Angleichumformer vorgeschlagen worden. Eine solche Technik ist in Verver et al., "Quarter-Wave Matching of Waveguide-to-Finline-Transition" IEEE Transactional on Microwave Theory and Techniques, Vol. MTT-32, No. 12, Dez. 1984 Seiten 1645-1647 beschrieben. Dort ist vorgeschlagen, daß der Übergang aus dem freien Raum zur dielektrischen Ladung des Wellenleiters nicht reflexionslos geschehen kann, weil durch das Dielektrikum eine Diskontinuität eingebracht wird. Die vorgeschlagene Lösung, nämlich ein Viertelwellen-Angleich-Nase, die entlang der Wellenleiterachse in den Freiraum-Wellenleiter aus der Rippenleitungsanordnung hereinragt, schafft nur von Natur aus eine Frequenzangleichung in einem engen Bereich. Daher besteht Bedarf für eine Lösung, die eine Breitband- Impedanzangleichung schafft.
• Während Rippenleitungstechnologie dieses zu erfüllen verspricht, nahm man bisher an, das Charakteristiken von dielektrischen Materialien existieren, die gegen bestimmte Arten von Anordnungen sprachen. Daher ist die vorliegende Erfindung darauf gerichtet, den Stand der Rippenleitungstechnologie in Bezug auf Vielseitigkeit und Benutzbarkeit über den Stand der Technik weiterzuentwickeln, wie er bis jetzt bekannt ist.
• Die Anordnung enthält erfindungsgemäß einen auf dem dielektrischen Substrat befestigten Schaltkreis, der innerhalb eines Millimeterwellenleiters angeordnet ist, wobei der Substratschaltkreis ein Substrat enthält, dessen Oberfläche ausreichend glatt ist, um integrierte verteilte Kapazitätselemente mit vorherbestimmten Charakteristika und verteilte Kapazitätselemente zu tragen, die wenigstens teilweise durch seitlich voneinander beabstandete Metallisierungsschichten gebildet sind. Im wesentlichen erlauben die Kapazitätselemente die Vorspannung einer Vielzahl von Schaltkreiselementen in einem Rippenleitungsübertragungsmedium. In ausgewählten Anordnungen wird die HF-Kontinuität zwischen Leiterbahnen und Metallisierungsschichten bewirkt, während Gleichstromisolation aufrecht erhalten wird. Beispiele von Schaltkreisen die integrierte Kondensatoren enthalten, die aber nicht auf Detektoren beschränkt sind, sind HF-Modulatoren, Hochfrequenzdämpfer, Verstärker und Multiplier.
• In einem besonderen Ausführungsbeispiel wird ein Detektor beschrieben, in dem Metallisierungsschichten zusammen mit einem dielektrischen Substrat ein Muster bilden, das ein verkürztes nasenähnliches Angleichungsende besitzt, ein Impedanzangleichungsnetzwerk mit einem exponentiell zulaufenden Kegel und einer Detektorregion. Eine diskrete (nicht integrierte) Diode ist an der engsten Verbindung in der Erfassungsregion (der Rippenleitungsstrecke) befestigt, wodurch eine Detektorstelle definiert wird. Die Anordnungen mit der Metallisierungsschicht, der dielektrischen Schicht, einer Metallisierungsbrückenschicht und dem Substrat ergeben verteilte Kapazitäten, die in das Angleichungsnetzwerk eingebaut sind. Zusätzlich ist die Vorderkante des dielektrischen Substrats, wie sie in dem Wellenleiter befestigt ist, in einem langsam zulaufenden Kegel gebildet, um einen Breitbandübergang aus dem Freiraum-Wellenleiter in einen dielektrisch geladenen Wellenleiter zu ermöglichen. Andere Anordnungen, die die Erfindung beinhalten, werden in gleicher Weise mit Vorspannungsverbindungen durch Stromleiterbahnen versehen, die zu externen Anschlüssen zum Wellenleiter führen, in dem die betreffende Rippenleitungsanordnung befestigt ist.
• Ein Detektor nach der Erfindung sorgt für ein Minimum an Reflexionen und eine maximale Energieübertragung an der Detektorstelle. Die Anordnung kann leicht unter Benutzung photolithographischer Techniken hergestellt werden.
• Erfindungsgemäß aufgebaute Schaltkreise sind nicht nur auf Möglichkeiten der Beaufschlagung mit Vorspannung beschränkt, bei denen gleichförmig mit Vorspannung beaufschlagt wird, noch auf nur Zwei-Anschluß-Schaltkreiselemente. Eine Vielzahl von Elementen, wie auch Mehrfachanschlußelemente können getrennt voneinander vorgespannt werden, während Gleichstromisolation und HF-Kontinuität gewahrt bleiben. Darüber hinaus erlaubt es die Vielseitigkeit des Aufbaus höhere Grade der Integration zu erreichen, wie auch neue Topologien zu verwirklichen, die bisher als unmöglich galten. Da die Kapazitätsanordnung in den Dünnfilmschaltkreis integriert ist, werden weniger Einzelteile benötigt und der Herstellungsprozeß kann durch Photolithographie präzise gesteuert werden.
• Die Erfindung wird besser durch Bezugnahme auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen besser verständlich.
• Fig. 1 ist eine perspektivische Darstellung eines Rippenleitungsdetektors nach dem Stand der Technik.
• Fig. 2 ist eine perspektivische Darstellung eines Rippenleitungsdetektors der integrierte verteilte Kapazitätselemente nach einem Ausführungsbeispiel der Erfindung besitzt.
• Fig. 3 ist eine Draufsicht, die Details einer Rippenleitungsregion eines Rippenleitungsdetektors mit einem angepaßten Abschluß zeigt.
• Fig. 4 ist eine Seiten-Schnittansicht einer Rippenleitungsanordnung, die erfindungsgemäße verteilte Kapazitäten schafft.
• Fig. 5 ist eine schematische Darstellung, die einen dem gesamten aufgehäuften Element äquivalenten Schaltkreis eines Detektors nach der Erfindung verdeutlicht.
• Fig. 6 ist eine perspektivische Ansicht einer Rippenleitungsanordnung, die den Aufbau einer einfachen Vorspannungsanordnung zeigt.
• Fig. 7 ist eine Draufsicht, die Details einer Rippenleitungsschlitzbereiches eines Rippenleitungskreises zeigt, der vielfache Vorspannung besitzt und insbesondere einen HF-Multiplier besitzt.
• Fig. 8 ist eine Draufsicht, die Einzelheiten einer Rippenleitungsschlitzbereiches eines anderen Ausführungsbeispiels eines Detektors zeigt.
• Fig. 9 ist eine Draufsicht, die Einzelheiten einer Rippenleitungsschlitzbereiches eines Ausführungsbeispiels eines HF-Modulators zeigt.
• Fig. 10 ist eine Draufsicht, die Einzelheiten einer Rippenleitungsschlitzbereiches eines Ausführungsbeispiels eines HF-Dämpfers oder eines geschalteten Filterelementes zeigt.
• Fig. 11 ist eine Draufsicht, die Einzelheiten einer Rippenleitungsschlitzbereiches eines Ausführungsbeispiels eines HF-Verstärkers zeigt.
• In den Zeichnungen zeigt Fig. 1, wie oben beschrieben, einen Vorschlag einer Rippenleitungsdetektorvorrichtung aus der veröffentlichten Literatur. Die Fig. 2 bis 11 stellen Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung dar.
• In Fig. 2 ist eine Rippenleitungsanordnung 100 dargestellt, die in den inneren Grenzen eines Wellenleiters 16 befestigt ist. Ein typischer Wellenleiter 16 ist ein WR-19 Wellenleiter, der für eine Zentralfrequenz von 50 GHz mit einer vorgesehenen Betriebsfrequenzbreite von 40 GHz bis 60 GHz vorgesehen ist. Jedoch ist die vorliegende Erfindung nicht allein auf diesen Anwendungsbereich beschränkt, da andere Anordnungsgrößen und Frequenzbereiche die gleichen grundlegenden Merkmale besitzen können oder die gleichen grundlegenden Bedingungen schaffen können, die für diese Erfindung charakteristisch sind. In der Anordnung, die in Fig. 2 dargestellt ist, sind die Abmessungen des Innenquerschnitts eines Standard WR 19 Wellenleiters 2,39 mm hoch und 4,78 mm breit.
• Nach der Erfindung wird ein Rippenleitungskreis 100 auf einem dielektrischen Substrat 14 mit wenigstens einem verteilten Kapazitätselement 42 oder 44 gebildet, wobei eine dielektrisch isolierte Brücke entlang einer Strecke 56 oder 66 vorgesehen ist, die die Metallisierungsschichten 18, 118 oder 19, 119 trennt. In der Detektor-Ausführung aus Fig. 2 ist der Rippenleitungskreis nach der Erfindung innerhalb des Wellenleiters 16 zwischen den inneren Wänden in der engeren (Höhe) Dimension aufgebaut, mit einem Übergangselement 124, das auf den Metallisierungsschichten 18, 19, 118 des Rippenleitungsschaltkreises 100 befestigt ist.
• Metallisierungsschichten 18, 19 und 118 auf der vorderen Oberfläche 21 des dielektrischen Substrats 14 sind in dem besonderen Beispiel derart angeordnet, daß die Metallisierungsschichten 18, 19 Eingangskegel 120, 122 als Oberflächenmuster auf dem Substrat und der Schicht 118 einen Schlitz 30 bilden, bei dem dielektrisches Material im Wellenleiter 16 freiliegt. Der Schlitz 30 bildet eine passende Nase vorbestimmter Länge entlang der vorderen Oberfläche 21. An dem Punkt der minimalen freiliegenden dielektrischen Breite 123, befindet sich ein Übergangselement 124 zwischen der ersten Metallisierungsschicht 18, der zweiten Metallisierungsschicht 19 und der dritten Metallisierungsschicht 118. Das Übergangselement 124 ist ein entsprechendes Netzwerk, wie es in Verbindung mit Fig. 3 erklärt wird.
• Anders als beim Aufbau von Meinel et al. in Fig. 1 ist kein Absorber auf der Rückfläche des dielektrischen Substrats 100 vorgesehen. Darüberhinaus ist noch anders, als es der Lehre von Verver et al. zu entnehmen war, keine Viertelwellen-angleichende Nase an der Vorderkante des Rippenleitungssubstrats geschaffen. Statt dessen ist nach der Erfindung die Vorderkante des dielektrischen Substrats 100 ein Vorderkantenkegel 126 um einen gleitenden Impedanzübergang aus dem Freiraum-Wellenleiter in einen dielektrisch geladenen Wellenleiter mit einem relativ hohen dielektrischen Koeffizienten geschaffen. Der spitz zulaufende Vorderkante ergibt einen graduellen Übergang entlang der Länge des Wellenleiters 16 von einer Wand zur gegenüberliegenden Wand. Die Vorderkantenkegel 126 verläuft vorzugsweise von Wellenleiterhöhe Null bis zur maximalen Wellenleiterhöhe mit einem Winkel von nicht mehr als dreißig (30) Grad. Eine gradliniger Kegel ist einfach und für Fertigungszwecke gut geeignet und schafft geordnete Impedanzübergänge und einen verbesserten Reflexionskoeffizienten für den Rippenleitungsschaltkreis.
• In einem besonderen Ausführungsbeispiel ist die Dicke des dielektrischen Substrats 14 in der Größenordnung von 0,25 mm gewählt. Die Dicke ist mit der bevorzugten Dicke einer simplen dielektrischen Schicht in einem dielektrisch geladenen Wellenleiter vergleichbar, der für einen Betrieb bei ungefähr 50 GHz ausgelegt ist.
• Bis zum jetztigen Zeitpunkt ist es im allgemeinen für unpraktisch oder unmöglich gehalten worden, integrierte oder Dünnfilmschaltkreiselemente in einen Rippenleitungsaufbau einzubauen. Einige frühere Rippenleitungssubstrate waren primär aus einem Material mit einer rauhen Oberfläche wie z. B. einem Material, das den Markennamen Duroid hat und durch die R. T. Rogers Company gefertigt wird. Duroid ist ein Glas, das in ein elastomeres Dielektrikum wie Teflon feinverteilt eingebracht ist, das ein von DuPont hergestelltes elastomeres Material ist. Die Oberfläche von Duroid ist im allgemeinen zu rauh, um als Substrat für integrierte Schaltkreiselemente zu dienen. Daher ist nach der Erfindung das dielektrische Substrat 100 vorzugsweise ein glattes und eben poliertes Material und vorzugsweise ist das dielektrische Substrat 100 aus Saphir oder geschmolzenem Siliziumquarz. Die dielektrische Konstante kann in der Größenordnung von 3,8 sein. Der Impedanzübergang durch den Vorderkantenkegel 126 ermöglicht die praktische Nutzung eines Substratmaterials, das eine relativ hohe dielektrische Konstante wie oben beschrieben besitzt.
• Metallisierungsschichten 18, 19 und 118 können aus jedem hochleitenden Material gebildet werden, das sich auf die Oberfläche des Materials des Substrats 100 fest aufbringen läßt. Zum Beispiel können die Metallisierungsschichten aus Gold oder Silber gebildet werden. Gold ist bevorzugt aufgrund seiner hohen Leitfähigkeit und seiner Korrosionsbeständigkeit.
• Ein aufgefangenes Signal muß vom Wellenleiter 16 abgenommen werden. Zu diesem Zweck ist die Metallisierungsschicht 118 mit einem Ausgabeabnehmer 32 durch eine rückwärtige Wand 50 des Wellenleiters 16 gleichstromverbunden. Die Metallisierungsschicht 118 ist von dem Wellenleiter 16 gleichstromisoliert. Jedoch gibt es einen HF-Kurzschluß über die dielektrischen Grenzen der Metallisierungsschicht 18, 19 und 118 wie im Folgenden weiter beschrieben.
• In Fig. 3 ist in größerer Ausführlichkeit die Fläche 21 des Rippenleitungsaufbaus 100 nach der Erfindung in Draufsicht dargestellt. Die Metallisierungsschichten 18 und 19 beschreiben jeweils halbseitig gekrümmt zulaufende Kegel 120 und 122 an der vorderen Oberfläche des dielektrischen Substrats 14. Die Metallisierungsschichten ergeben zusammen eine Übergangsregion vom Ort der maximal Dielektrikum freiliegt (von einer Wand zur anderen Wand im Wellenleiter 16), vor der Detektorregion 123, bis zum Ort, wo minimal Dielektrikum freiliegt, in der Detektorregion 123. Der minimale Abstand zwischen der Metallisierungsschicht 18 und der Metallisierungsschicht 19 beträgt vorzugsweise ungefähr 0,15 mm in der Detektorregion 123. Die Kegelflächen 120 und 122 der Metallisierungsschichten 18 und 19 beginnen jeweils (in Richtung des angenommenen Energieflusses) am Ende 127 des Kegels der Vorderkante 126 und erstrecken sich entlang der Achse des Wellenleiters 16 um ungefähr 1,3 Wellenlängen (gemessen mit der Zentrums- oder der vorgesehenen Frequenz des Wellenleiters) bis zur Detektorregion 123.
• Die Kegel 120 und 122 entsprechen einer exponentiellen Zuspitzung als Funktion der Impedanz, zum Beispiel Z = exp [(z/L)*ln(ZL)], wobei ZL die Lastimpedanz in der Detektorregion 123 ist, L die Länge des Kegels, Z die lokale Impedanz und z das Längenmaß entlang der Achse des Wellenleiters. Der Wert L kann z. B. groß genug gewählt werden, so daß Werte von z, die mehr als 1,3 Wellenlängen entsprechen, nicht wesentlich von einem Metallisierungsprofil parallel mit der Wellenleiterachse nach der Detektorregion 123 abweichen. Der Schlitz 30 unterhalb der Detektorregion 123 kann sogar vorzugsweise aus geraden, parallelen, sich gegenüberliegenden Rändern der Metallisierungsschichten entlang der Achse des Wellenleiters gebildet werden.
• Der Detektor 124 umfaßt, wie in Fig. 3 dargestellt, vorzugsweise einen Hybridchip-Komponententräger 38, der eine Niedrigbarrieren- oder Null-Vorspannungs- Schottky-Diode 24 zur Erfassung besitzt und einem aus Schichten aufgebauten (lumped-element) Widerstand 34 zur Angleichung der Impedanz. Eine optionale Kapazität 36 aus einem aus Schichten aufgebauten Element kann wahlweise in dem Komponententräger 38 vorgesehen werden. Der Wert ist bei der intrinsischen Kapazität des Trägers 38 an der Strecke, die zwischen der Metallisierungsschicht 19 und 118 gebildet ist, miteingerechnet. Der Zweck der Kapazität 36 ist es, Gleichstromspannung auf der gleichstromisolierten Metallisierungsschicht 118 aufrecht zu erhalten, um die Spannungserfassung eines HF-Signales zu ermöglichen. Der Komponententräger 38 kann auf die Substratoberfläche 21 durch herkömmliche Befestigungstechniken befestigt werden. Die Diode 24 wird mit ihrem Kathodenanschluß an die Metallisierungsschicht 18 gelegt und mit ihrem Anodenanschluß an die Metallisierungsschicht 118 in einer Region, die weniger als eine Viertelwellenlänge elektrische Distanz d (bei 50 GHz) von dem rückwärtigen Kurzschluß- (Backshort-) Abschluß 40. Es ist der Schlitz 30, der den rückwärtigen Kurzschluß zum dielektrischen Substrat 14 mit bis zu ungefähr einer Viertelwellenlänge in elektrischer Länge darstellt. Der Sinn dieses rückwärtigen Kurzschluß und die Wahl seiner Länge ist folgende: Die Diode 24 zeigt eine intrinsische Übergangskapazität, der entgegengewirkt werden muß, wenn die Erfassungsempfindlichkeit nicht mit wechselnden Betriebswellenlängen abnehmen soll. Ein Zweck des rückwärtigen Kurzschlusses, der durch den Schlitz 30 gebildet wird, ist es, eine Shunt-Induktivität über die intrinsische Übergangskapazität zu schaffen. Die richtige Shunt-Induktivität tritt über der intrinsischen Übergangskapazität bei den beabsichtigten Betriebsfrequenzen auf, wenn die Länge d des rückwärtigen Kurzschluß geringfügig kleiner ist als eine Viertelwellenlänge, wie sie von dem Ort des Anschlusses der Diode 24 zum Anschluß 40 des rückwärtigen Kurzschlusses des Schlitzes 30 gemessen wird. Die hinzugefügte Shunt-Induktivität neigt zur Verbesserung des Wellenleiters zur Detektorangleichung und zur Verbesserung der Ebenheit (flatness) der Detektorfrequenzantwort.
• Die Länge d des Schlitzes 30, die den rückwärtigen Kurzschluß bildet, sollte aus mehreren Gründen kürzer als eine Viertelwellenlänge bei der mittleren Frequenz des Wellenleiters sein. Als erstes muß der Schlitz 30 physisch kürzer als eine Viertelwellenlänge sein (in der Mitte des Frequenzbandes von ungefähr 50 GHz), um zu gewährleisten, daß der rückwärtige Kurzschluß an der Diode 24 bei den beabsichtigten Betriebsfrequenzen leitend erscheint. Als zweites erscheint der Stromfluß um die Diskontinuität in der Oberfläche der Metallisierungsschicht 118 herum für den entsprechenden Schaltkreis induktiver Natur zu sein, was andeutet, daß der Schlitz 30 sogar kürzer sein kann, als zuerst errechnet wurde.
• Zusätzlich schafft das aus Schichten aufgebaute Widerstandselement 34 des Detektors 124 eine benötigte Widerstandsangleichung für die Erfassung. Ohne den Widerstand 34 ist die Eingabeangleichung sonst stark abhängig von der Eingabeleistung an den Rippenleitungsaufbau 100. Das aus Schichten aufgehbaute Widerstandselement 34, das typischerweise einen Wert von ungefähr 250 Ohm besitzt, erscheint als Shunt über die Detektordiode 24 und ist daher auch ein Shunt hinsichtlich der charakteristischen Videoimpedanz der Diode 24. Die Werte des aus Schichten aufgebauten Widerstandselements 34 werden für eine optimale Detektorempfindlichkeit und Angleichung zwischen dem Wellenleiter und dem Rippenleitungsdetektor gewählt.
• Erfindungsgemäß werden verteilte Kapazitäten direkt auf der Fläche 21 der Rippenleitungsanordnung 100 gebildet. Die verteilten Kapazitäten schaffen eine HF-Ankopplung mit Gleichstromisolation für Anwendungen wie Detektorspannungsspeicherung, selektiv gesteuertes mit Vorspannung Beaufschlagen und viele andere Anwendungen. Die Vielseitigkeit, die durch den Aufbau mit verteilten Kapazitäten gewährt wird, ist insbesondere bei Mikrowellenfrequenzen vorteilhaft, da photolitographische Techniken benutzt werden können, um genau kontrollierte integrierte Anordnungen zu bilden. Einzelheiten einer beispielhaften verteilten Kapazitätsanordnung werden in Verbindung mit Fig. 4 erläutert.
• In Fig. 3 sind zwei Beispiele von Dünnfilmkondensatoren 42 und 44 auf der Vorderoberfläche 14 einer Rippenleitungsanordnung erfindungsgemäß befestigt. Der Kondensator 42 ist entlang den einander gegenüberstehenden Abschnitten 52 und 54 der jeweiligen Metallisierungsschichten 18 und 118 entlang des Schlitzes 56 zusammen mit der dielektrischen Schicht 58 gebildet, die unterhalb des Schlitzes 56 verläuft, wie im Folgenden beschrieben wird. Schlitz 56 erstreckt sich von der Region des Schlitzes 30 benachbart der Detektorregion 123 bis zur rückwärtigen Wand 50.
• Der Kondensator 44 ist entlang sich gegenüberstehender Abschnitte 62 und 64 (hier auch als Metallisierungsschichtränder bezeichnet) der entsprechenden Metallisierungsschichten 19 und 118 entlang eines Schlitzes 66 zusammen mit der dielektrischen Schicht 68 gebildet, die unterhalb des Schlitzes 66 liegt, wie im Folgenden beschrieben wird. Die Kondensator 44 ist parallel zu einem optionalen aus Schichten aufgebauten Kondensator 36 und erhöht als solcher den Kapazitätswert und kann daher in ausgewählten Anwendungen ersetzt werden. Der Schlitz 66 erstreckt sich von der Region des Schlitzes 30 benachbart zur Detektorregion 123 zur rückwärtigen Wand 50. Schlitz 66 wird durch den Kondensator 36 oder die äquivalente Energiespeicherungseinrichtung, wie den Kondensator 44, überbrückt. Jede der Regionen über jeden der Schlitze 56, 66, die den Schlitz 30 eingrenzen, wird Schlitz-Region genannt oder genauer erste Schlitz-Region 70 und zweite Schlitz-Region 72.
• Die seitlichen Grenzen 44A und 44B eines typischen Kondensators 44 werden im Umriß gestrichelt gezeigt und sind in Fig. 4 gleich bezeichnet. Der gesamte Kondensator 42 erstreckt sich von der Schlitz-Region 70 zur rückwärtigen Wand 50 entlang des Schlitzes 56. Der gesamte Kondensator 44 erstreckt sich von der Schlitz-Region 72 zur rückwärtigen Wand 50 entlang des Schlitzes 66. Die Materialien, die die verteilten Kondensatoren 42 und 44 bilden, werden mittels Dünnfilmtechnik auf einem Gebiet der Oberfläche 21 angebracht.
• In Fig. 4 ist eine Schnittansicht von der Seite (entlang der Linie 4-4 der Fig. 3) eines typischen erfindungsgemäßen verteilten Kondensators 44 dargestellt. Das Verhältnis der Vertikalen zu der Dimension in der Ebene ist aus Gründen besserer Darstellung stark übertrieben. Die typische Dicke der Schichten ist im Sub-Mikrometerbereich. Die verteilten Kapazitäts-Mittel 44 nach der Erfindung sind auf photolitographischem Wege in Dünnfilmtechnik auf dem dielektrischen Substrat 14 in Schichten folgender Zusammensetzung gebildet: Eine Basis-Metallisierungsschicht 80 aus z. B. Tantal wird direkt auf das Substrat 14 in den Grenzen des Kondensators 44 aufgebracht, wie gestrichelt dargestellt. Die Basis-Schicht 80 ist oxydiert worden, um eine Zwischenschicht 82 aus Tantalpentoxyd zu bilden, die gleichfalls innerhalb der Grenzen des Kondensators 44 ist, aber die Basis-Schicht 80 völlig überdeckt. Eine Dünnfilmschicht 84 bildet die dielektrische Überbrückung unter der Metallisierungsschicht 118 und 19. Die Dünnfilmdielektrische Lage ist z. B. aus Siliziumdioxyd. Und eine Metallisierungslage 86 (aus Tantalnitrit), eine Metallisierungslage 88 (aus Chrom) und Metallisierungslagen 87 oder 89 (aus Gold) ergeben die Metallisierungsschichten 118 oder 19. Chrom ist als Adhäsions-Schicht zwischen den Schichten aus Gold und Tantalnitrit besonders wichtig. Tantalnitrit verbindet sich mit Siliziumdioxyd, aber nicht mit Gold. Chrom verbindet sich sowohl mit Tantalnitrit und Gold und ist daher ein geeignetes Adhäsions-Medium.
• Der Schlitz 66 wird durch die Schichten 86, 88 und den Metallisierungsschichten (118 oder 19) auf der Schicht 84 aus Siliziumdioxyd gebildet. Jede dieser Schichten ist durch dünnfilm-photolitographische Techniken aufgebracht, ein Vorgehen, das bei Mikrowellen-Rippenleitungsanordnungen für neu gehalten wird.
• Fig. 5 ist eine schematische Darstellung eines ungefähr gleichen Schaltkreises wie im Rippenleitungsaufbau 100 der Fig. 2, zusammen mit einer Signalquelle 200 und einem Quellenwiderstand 202. Der Quellwiderstand besitzt einen typischen Wert im Bereich von RS=150 Ohm. Der Impedanzangleichungswiderstand 34 verkörpert den Widerstand, der für eine gute Angleichung zwischen dem geladenen Wellenleiter und dem Detektor nötig ist, der durch den Aufbau 100 gegeben ist. Der Eingangswiderstand ist über den Eingang mit dem Aufbau 100 geshuntet. Die Diode 24 ist mit der Masse durch den Kondensator 44 wechselstromverbunden und wechselstromverbunden mit einem Endelement (Schlitz 30) über den Kondensator 42. Ein Strompfad ist zwischen der Diode 24 und dem Ausgabeabnehmer 32 vorgesehen. Das Endelement 30 enthält das Gegenstück einer Verzögerungsstrecke 130, die als Abschluß eine induktive Last 132 besitzt.
• Die induktive Last ist über das unausgeglichene Ende der Verzögerungsstrecke 130 gelegt. Die unausgeglichene Seite der Verzögerungsstrecke 130 ist mit der Anode der Diode 24 verbunden, um einen völlig gleichgerichteten Wechselstromsignalpfad durch die Diode 24 und den Leiter 132 zu schaffen. Das erfaßbare Signal wird von diesem Signalpfad abgeleitet. Man muß dabei bedenken, daß das Konstruieren eines Rippenleitungsschaltkreises aufgrund der Natur des Aufbaus und der Signalpfade nicht präzise werden kann. Die Induktivität-Dioden-Signalsschleife z. B. steht für den Stromflußpfad rund um den Schlitz 30 in der Metallisierungsschicht 118.
• Der Betrieb des Schaltkreises sollte aus der vorangegangenen Beschreibung deutlich werden. Es kann zusammengefaßt werden, daß immer, wenn ein HF-Signal an einen Wellenleiter angelegt wird, der einen Rippenleitungsaufbau 100 nach der Erfindung enthält, eine Wechselstrom- (z. B. eine sinusförmige) Spannung über dem Eingangs- oder Angleichwiderstand 34 entsteht. Das nichtlineare Element, insbesondere die Diode 24 mit niedrigem Grenzwert wird den Strom in eine Richtung leiten, so daß eine Gleichstromspannung auf der Metallisierungsschicht 118 entsteht. Die Kapazitäten 42 und 44 schaffen ein HF-Signalpfad durch die Metallisierungsschicht 118. Ein Kondensator, wie der optionale Kondensator 36 in Fig. 3 oder der verteilte Kondensator 44 dienen dazu, die Gleichstromspannung auf der Metallisierungsschicht 118 zur Erfassung des Spannungsniveaus beizubehalten, ebenso wie auch einen guten HF-Pfad zwischen den Metallisierungsschichten 19 und 118 zu schaffen. Die Signale können an dem Ausgabeabnehmer 32 aufgenommen werden und an einen Puffer- Verstärker (nicht dargestellt) zur Verarbeitung zugeführt werden.
• In Fig. 6 wird eine perspektivische Darstellung eines Rippenleitungsaufbaus gezeigt, die den Aufbau einer einfachen Vorspannungsanordnung zeigt. Ein Rippenleitungssubstrat 140 ist innerhalb und zwischen sich gegenüberstehenden ersten und zweiten (geerdeten) zusammenpassenden Metallhälften 160, 162 befestigt, die zu Mitteln gehören, die einen Freiraum-Wellenleiter 16 bilden, um einen Rippenleitungsschaltkreis 220 innerhalb des Wellenleiters 16 anzuordnen. An einer Vorderseite 121 des Substrats sind vier repräsentative Metallisierungsregionen 228, 219, 220 und 221 (wobei die Metallisierungsregion 219, 220 und 221 jede die vierte Metallisierungsregion 228 umgeben, ein erster Kanal 210 aus freiliegendem Dielektrikum parallel zur zentralen Achse 301 des Wellenleiters liegt, ein zweiter Kanal 212 aus freiliegendem Dielektrikum (im Beispiel ohne Metallisierung) und ein dritter Kanal 214 aus eben solchem freiliegendem Dielektrikum besteht, der zweite und der dritte Kanal 212 und 214 von dem ersten Kanal 210 weg verlaufen, um eine dielektrische Grenze um eine vierte Metallisierungsschicht 228 herum zu schaffen.
• Die vierte Metallisierungsregion 228 enthält eine Zuleitung 216, die vom Wellenleiter 16 gleichstromisoliert ist. Um sichere Isolation der Zuleitung 216 von der Wellenleiterhälfte 162, ist die zweite Wellenleiterhälfte 162 mit einer Ausnehmung 164 versehen, die der Zuleitung 216 gegenüberliegend angeordnet ist, und die mindestens so breit ist, wie die Breite der Zuleitung 216 und die Kanäle 212 und 214 zusammen.
• Erfindungsgemäß ist eine verteilte Kapazität 44 auf dem Substrat 140 vorgesehen, und vorzugsweise ein verteilter Dünnfilmkondensator, der sich über die Grenze zwischen wenigstens zwei Metallisierungsregionen und vorzugsweise drei Metallisierungsregionen 228, 220 und 221 erstreckt. In einer besonderen Anordnung ist die verteilte Kapazität 44 auf die Überbrückung der Metallisierungsregionen entlang nur einer Seite eines Übertragungsschlitzes, d. h. des ersten dielektrischen Kanals 210, begrenzt. Verteilte Kapazitätselemente müssen normalerweise nicht den Übertragungsschlitz überbrücken. Mit einem solchen Aufbau ist es möglich, eine HF-Kontinuität über die dielektrischen Grenzen hinweg zwischen den Metallisierungsregionen zu schaffen, während gleichzeitig Gleichstromisolation zwischen den Metallisierungsschichten geschaffen wird. Die Wahl der Werte ist nur noch eine Frage der technischen Ausführung.
• In einer Rippenleitungsanordnung schafft die verteilte Kapazität 44 genügend HF-Kontinuität, daß der Übertragungsschlitz (der erste Kanal 210) in dem Schaltkreis als ungestörte einseitige Rippenleitung erscheint, trotz der Anwesenheit einer Gleichstromvorspannung. Erfindungsgemäß kann die Gleichstromvorspannung extern von einer Gleichstromquelle, die an die Zuleitung 216 verbunden ist, an das Flächenstück 228 angelegt werden.
• In Fig. 7 ist ein verteilter Kapazitätsaufbau 44 in einem Rippenleitungskreis 300 dargestellt, der vielfaches externes Vorspannen darstellt. Der dargestellte Schaltkreis 300 kann als Multiplier betrieben werden. Ein Dünnfilmkondensator 44 arbeitet mit einer ersten Diode 354 und einer zweiten Diode 356 zusammen, die als nicht lineare Elemente für die Entwicklung der gewünschten Frequenzmultiplikation sorgen. Eine Beschreibung der Funktionsweise des Schaltkreises 300 im einzelnen ist nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung. Man muß jedoch wissen, daß die Vorspannung unabhängig an jeder der Dioden 354 und 356 jeweils durch eine erste Leiterbahn 250 und eine zweite Leiterbahn 252 angelegt werden kann, wobei sowohl ein gemeinsamer Gleichstrompfad wie ein HF-Pfad zu den Dioden 354 und 356 über die Leiterbahn 244 geschaffen wird. In dem dargestellten Aufbau kann ein Viertelwellenschlitz 130 vorgesehen werden, der einen rückwärtigen Kurzschluß 240 an der Viertelwellenposition der vervielfachten Frequenz besitzt, z. B. dreimal die Grundfrequenz 3f&sub0;. Die Ausgabe des Multiplizierschaltkreises 300 geschieht in eine umgebende Wellenleiteraushöhlung (wie in Fig. 2), die den Rippenleitungsschaltkreis enthält, geschieht über einen Rippenleitungskanal, der durch einen ersten Kanal 310 entlang der Achse 301 des Wellenleiters gebildet wird.
• In Fig. 8 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel eines Rippenleitungsdetektors 400 ähnlich der Topologie des Rippenleitungsdetektorschaltkreises 100 aus Fig. 3 dargestellt. Der Schaltkreis wird auf einem dielektrischen Substrat 21 gebildet und ein Kanalbereich 30 ist entlang der Wellenleiterzentralachse 301 in einem umgebenden Wellenleiter angeordnet. Der Kanalbereich 30 endet in einem Viertelwellenbackshort 40, der in der Metallisierungsschicht 18 gebildet ist. Angleichende Widerstandsmittel 134 sind über den Kanalbereich 30 zwischen einer ersten Metallisierungsschicht 18 und einer zweiten Metallisierungsschicht 19 vorgesehen. Die angleichenden Widerstandsmittel können diskrete Widerstände sein, wie in dem Ausführungsbeispiel aus Fig. 3, oder können Dünnfilmwiderstände aus z. B. Tantalnitrit sein, das auf das Rippenleitungssubstrat gedruckt ist und den Kanalbereich 30 überspannt. Ein Diodendetektor 224 ist über den Kanalbereich 30 zwischen einer ersten Metallisierungsschicht 18 und einer gleichstromisolierten dritten Metallisierungsschicht 118 angeschlossen. Die dritte Metallisierungsschicht 118 bildet eine Leiterbahn zwischen dem ersten und zweiten dielektrischen Kanal 56 und 66. Erfindungsgemäß ist eine Dünnfilmkapazität 44 auf dem Rippenleitungssubstrat 21 vorgesehen, die den ersten und zweiten dielektrischen Kanal 56 und 66 überspannen und in HF-Kontakt mit der ersten Metallisierungsschicht 18 (an der Region 18A), der dritten Metallisierungsschicht 118 (an der Region 118A) und der zweiten Metallisierungsschicht 19 (an der Region 19A) stehen, wodurch eine HF-Kopplung zwischen der ersten 18 und der dritten Metallisierungsschicht 118 und zwischen der zweiten 19 und der dritten Metallisierungsschichten 118 geschaffen wird. Die Erfassung der Signale ist an jedem Punkt entlang der dritten Metallisierungsschicht 118 ermöglicht, vorzugsweise an einem externen Anschluß 121 der entfernt von dem Kanalbereich liegt. Weiter kann erfindungsgemäß eine Gleichstromvorspannung durch den externen Anschluß 121 angelegt werden, wodurch ein gewünschtes Niveau der Signalfassung gesetzt werden kann. Die Möglichkeit eine Gleichstromvorspannung auf diese Weise in einem Rippenleitungsschaltkreis zu schaffen, bedeutet zusätzliche Flexibilität und Vorteile.
• Im Betrieb werden entlang der Achse 301 einfallende HF- Signale durch die Diode 224 erfaßt, und die Kapazität 44 schaffen HF-Kontinuität entlang den Metallisierungsschichten 18, 118 und 19 und schaffen gleichzeitig eine einen Gleichstrom beibehaltende Kapazität für die erfaßte Spannung über die Diode 224.
• Fig. 9 stellt eine andere Anwendung der Erfindung dar, nämlich einen Mikrowellenmodulator 500. Der Mikrowellenmodulator 500 besitzt einen Eingabeanschluß 504 für unmodulierte HF-Signale und einen Ausgabeanschluß 505 für modulierte HF-Signale entlang der Wellenleiterachse 301. In dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind eine erste, eine zweite und eine dritte P.I.N. Diode 501, 502 und 503 über einen durchgehenden Kanalbereich 230 zwischen gemeinsamen Metallisierungsschichten 18 und jeweiligen ersten, zweiten und dritten Anschlußflächen 506, 508 und 510 angeschlossen. Die Anschlußflächen sind durch Metallisierungsschichten 19, 219, 319 und 419 getrennt, die auch auf der Seite des durchgehenden Kanalbereiche 230 gegenüber der gemeinsamen Metallisierungsschicht 18 liegen. Die Flächen 506, 508 und 510 sind jeweils durch dielektrische Kanäle 512, 513; 514, 515; und 516, 517 von den benachbarten Metallisierungsschichten gleichstromisoliert. Die Flächen 506, 508 und 510 sind jeweils mit Leiterbahnen 507, 509 und 511 zwischen den dielektrischen Kanälen verbunden. Erfindungsgemäß sind verteilte Kapazitäten 44 benachbart zum durchgehenden Kanalbereich 230 vorgesehen, um die Metallisierungsschichten 19, 219, 319 und 419 und die benachbarten Flächen 506, 508 und 510 zu überbrücken, um damit eine HF-Signalkontinuität entlang des durchgehenden Kanalbereiches 230 zu schaffen. Da jede der P.I.N. Dioden 501, 502 und 503 gleichstromisoliert von den anderen ist, sind die Leiterbahnen 507, 509 und 511 vorteilhafterweise mit Gleichstromvorspannungen V1, V2 und V3 mit unabhängigen Niveaus und Bedingungen versehen. Unabhängiges Vorspannen erlaubt eine verbesserte Modulationsangleichung, einen größeren Dynamikbereich und einen breiteren oder mit einer ebeneren Antwort versehenen Betriebsfrequenzbereich in einem Ausmaß, das nicht durch irgendeinen vorher bekannten Rippenleitungsmodulator erreicht werden konnte.
• Fig. 10 stellt noch eine weitere Anwendung der Erfindung dar, nämlich einen abgestuften Rippenleitungsdämpfer 600. Der abgestufte Rippenleitungsspannungsteiler 600 enthält einen durchgehenden Kanalbereich 230 für unverminderte HF- Eingabe am Eingabeende 604 und ausgewählt verminderte HF- Ausgabe am Ausgabeende 605. Eine erste Metallisierungsschicht 18 ist auf einer Seite des durchgehenden Kanalbereiches 230 vorgesehen. Erste, zweite und dritte Nut-Schlitze 330, 430 und 530 sind quer zum und entlang des durchgehenden Kanalbereiches 230 vorgesehen. Die Nut-Schlitze 330, 430 und 530 befinden sich vorzugsweise im rechten Winkel zu dem durchgehenden Kanalbereich 230. Die Nut- Schlitze 330, 430 und 530 sind vorzugsweise mit jeweiligen Energieabsorbtionsmitteln 134, 234 und 334 versehen, wie z. B. verlustverursachendem Tantalnitrit.
• In dem dargestellten Ausführungsbeispiel sind eine erste, zweite und eine dritte Diode 601, 602 und 603 über die entsprechenden Nut-Schlitze 330, 430 und 530 geschaltet, entlang des durchgehenden Kanalbereiches 230 zwischen Metallisierungsschichten 219, 319 und 419 und Flächen 606, 608 und 610, die der ersten Metallisierungsschicht 18 über den durchgehenden Kanalbereich 230 gegenüberliegen. Die Anschlußflächen 606, 608 und 610 sind von Metallisierungsschichten 19, 219, 319 und 419 getrennt und so jeweils gleichstromisoliert von den benachbarten Metallisierungsschichten durch die dielektrische Kanäle 612, 613; 614, 615; und 616, 617. Die Flächen 606, 608 und 610 sind jeweils mit Leiterbahnen 607, 609 und 611 verbunden, die zwischen den dielektrischen Kanälen liegen. Nach der Erfindung werden verteilte Kapazitäten 144, 244 und 344 benachbart zum durchgehenden Rippenleitungsschlitz 230 vorgesehen, um die Metallisierungsschicht 19 zur Fläche 606 und zur Metallisierungsschicht 219 zu überbrücken, um die Metallisierungsschicht 219 zur Fläche 608 und der Metallisierungsschicht 319 zu überbrücken und um die Metallisierungsschicht 319 zur Fläche 610 und zur Metallisierungsschicht 419 zu überbrücken. Jede der Flächen 606, 608 und 610 ist nur auf einer Seite der schlitzförmigen Strecke 330, 430 und 530 angeordnet, wodurch HF-Signalkontinuität selektiv entlang des durchgehenden Rippenleitungsschlitzes 230 geschaffen wird. Die Dioden 601, 602 und 603 schaffen, wenn sie angeschaltet sind, bypassing mit relativ niedrigen HF-Kontinuitätsverlust und effektives Kurzschließen der verlustreichen Transmissionsstreckensegmente, die durch die Nut-Schlitze 330, 430 und 530 gebildet werden. Da jede der Dioden 601, 602 und 603 gleichstromisoliert von den anderen und den Metallisierungsschichten 19, 219, 319 und 419 ist, können die Leiterbahnen 607, 609 und 611 und damit die Dioden 601, 602 und 603 unabhängig und vorteilhafterweise mit einer Gleichstromvorspannung V1, V2 und V3 versorgt werden, um die Dioden 601, 602 und 603 an- oder auszuschalten. Wenn eine Diode 601, 602 oder 603 über dem Nut- Schlitz 330, 430 oder 530 sich im Aus-Zustand befindet, erscheinen die Nut-Schlitze 330, 430 und 530 im Rippenleitungsschaltkreis 600 als verlustreiche Transmissionsstrecke in Serie mit dem durchgehenden Rippenleitungsschlitz 230. Wenn eine Diode 601, 602 oder 603 über dem Nut-Schlitz 330, 430 oder 530 sich im An-Zustand befindet, dann erscheint die schlitzförmige Strecke nicht in dem Rippenleitungsschaltkreis 600, weil die HF-Energie durch das Umgehen der verlustreichen Transmissionslinie durch die Dioden geshuntet ist und eine Abschwächung vermeidet. Unabhängiges Vorspannen erlaubt abgestufte indirekte Auswählbarkeit des Dämpfungsniveaus. Die verteilte Kapazität 144, 244 oder 344 nach der Erfindung schafft eine HF-Kontinuität über den dielektrischen Kanal 613, 615 oder 617 entlang der Grenze der schlitzförmigen Strecke 330, 430 oder 530, die benötigt ist, um dielektrische Feldenergie (E-Feld) in der schlitzförmigen Strecke 330, 430 oder 530 zu unterstützen. Gebe es keine HF-Kontinuität, würde eine unerwünschte Reflexion der Wellenenergie in der schlitzförmigen Strecke 330, 430 oder 530 an dem dielektrischen Kanal 613, 615 oder 617 zwischen der Fläche 606, 608 oder 610 und der Metallisierung 219, 319 oder 419 stattfinden.
• Diese grundlegende Topologie kann auch vorteilhafterweise dazu benutzt werden geschaltete Rippenleitungsfilter herzustellen. In einer solchen Anwendung können die Nut- Schlitze (vorteilhafter Weise enthalten diese kein verlustverursachendes Material) mit entsprechenden Längen gebildet werden, um als Wellenfallen in einem Netzwerk zum Einsatz zu kommen, frequenzselektiv Bandbereiche ausfiltert.
• In Fig. 11 ist eine Draufsicht auf Einzelheiten eines Ausführungsbeispiels eines HF-Verstärkers 700, der die Rippenleitungstechnologie erfindungsgemäß nutzt, dargestellt. Ein vereinfachtes Modell eines strahlführenden Feldeffekttransistors (FET) 728, der ein Gate G, eine Source S und ein Drain D besitzt, ist über einen durchgehenden Rippenleitungsschlitz 230 zwischen gleichstromisolierten Anschlüssen angeordnet. Insbesondere dient die Metallisierungsschicht 18 als Anschluß für die Source S, eine erste Fläche 706 dient als Anschluß für das Gate G, und eine zweite Fläche 708 dient als Anschluß für Drain D. Die Metallisierungsschichten 19, 219 und 319 umgeben die Flächen 706 und 708, die durch dielektrische Kanäle 712, 713, 714 und 715 gleichstromgetrennt sind. Nach der Erfindung wird HF-Kontinuität durch die Metallisierung 19 und die erste Fläche 716 bis zur Metallisierung 219 durch eine erste Kapazität 444 geschaffen, die den Kanal 712 und den Kanal 713 überbrücken. Weiter wird HF-Kontinuität zwischen der Metallisierung 219 der zweiten Fläche 708 und der Metallisierung 319 durch eine zweite Kapazität 544 geschaffen, die den Kanal 714 und den Kanal 715 überbrücken. Nach der Erfindung wird weiter auch eine erste Leiterbahn 707 für Gleichstromverbindung der ersten Fläche 706 mit einer Gate-Vorspannung 731 vorgesehen. Eine zweite Leiterbahn 709 ist für die Gleichstromkopplung der zweiten Fläche 708 mit einer Drain-Vorspannung 732 vorgesehen. Ein Nut-Schlitz 730 in serieller Verbindung mit dem durchgehenden Spalt 230 trennt die erste Fläche 706 von der zweiten Fläche 708 und erstreckt sich nach außen von dem durchgehenden Rippenleitungsschlitz 230 um einen Viertelwellenabschluß zu bilden. Dieser Viertelwellenabschluß besteht aus der parallelen Kombination der schlitzförmigen Strecke 730 und der abgekürzten schlitzförmigen Ausnehmung 733, die durch die Metallisierungsschicht 219 definiert wird. Die verteilten Kapazitäten 444 oder 544 schaffen erfindungsgemäß die HF- Kontinuität über den dielektrischen Kanal 713 oder 714 und entlang jedes (seitlichen) Randes der schlitzförmigen Ausnehmung 730 und der kurzgeschlossenen schlitzförmigen Ausnehmung 733, die zur Unterstützung der elektrischen Feldenergie (E-Feld) in dem Nut-Schlitz 730 und dem Nut- Schlitz 733 nötig ist. Wenn es keine HF-Kontinuität geben würde, würde eine unerwünschte Reflexion der Wellenenergie in der schlitzförmigen Strecke 730 an den dielektrischen Kanälen 713 und 714 stattfinden. Die parallele Kombination der schlitzförmigen Strecke 730 und der schlitzförmigen Ausnehmung 733 dient dazu, eine Serie von kurzen Ausnehmungen zu schaffen, die als Impedanzumwandler wirken, so daß sie den Anschein eines offenen Schaltkreises am durchgehenden Schlitz 230 ergeben, wo die aktive Einrichtung 728 angeordnet ist. Dies ist notwendig, um eine elektrische Isolation zwischen der Eingabe 704 und der Ausgabe 705 zu erreichen. Vorspannung kann unabhängig durch das Gate G über die Leiterbahn 707 bis zur Drain D durch die Leiterbahn 709 angelegt werden. Die Kapazitäten 444 und 544, die verteilte Dünnfilmkondensatoren sein können, schaffen die nötige HF-Kontinuität für den Rippenleitungsverstärkerkreis 700.

Claims (13)

1. Vorrichtung zum Verarbeiten von Mikrowellenenergie in einem Wellenleiter (16), mit einem dielektrischen Substrat (14) das innerhalb des Wellenleiters angeordnet ist und sich zwischen gegenüberliegenden ersten und zweiten Innenwänden des Wellenleiters erstreckt, wobei auf dem dielektrischen Substrat auf einer ersten im wesentlichen ebenen Oberfläche (21) eine Metallisierung vorgesehen ist, die mindestens eine erste Metallisierungsschicht (18), welche einen ersten Rand auf einer ersten Seite eines Kanalbereiches (30, 130, 230, 310) mit freiliegender dielektrischer Oberfläche (21) bildet, sowie eine zweite Metallisierungsschicht (19, 248), die gegenüberliegend dem ersten Rand einen zweiten Rand auf einer zweiten Seite des Kanalbereiches (30, 130, 230, 310) bildet, mindestens eine erste Kante (64) der zweiten Metallisierungsschicht auf der zweiten Seite des Kanalbereiches (30, 130, 230, 310) und mindestens eine dritte Metallisierungsschicht (118, 250, 506, 508, 510, 606, 608, 610, 706) , die eine zweite der ersten Kante (64) gegenüberliegende und an diese angrenzende Kante (62) bildet, aufweist und wobei die dritte Metallisierungsschicht (118, 250, 506, 508, 510, 606, 608, 610, 706) zur zweiten Metallisierungsschicht (19) gleichstromisoliert ist, gekennzeichnet durch: eine verteilte Kapazität (44, 144, 244, 344, 444, 544), die auf dem dielektrischen Substrat (14) angeordnet ist und die erste Kante (64) und die zweite Kante (62) angrenzend an den Kanalbereich (30, 130, 230, 310) überbrückt, wobei die verteilte Kapazität (44, 144, 244, 344, 444, 544) einen Kapazitätswert aufweist, der mindestens für eine HF-Kontinuität zwischen der zweiten Metallisierungsschicht (19, 248) und der dritten Metallisierungsschicht (118, 250, 506, 508, 510, 606, 608, 610, 706) ausreicht.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die verteilte Kapazität (44) einen Dünnschicht-Kondensator aufweist, der aus verteilten Schichten (86, 88, 89) von Metallisierungen über einer dielektrischen Schicht (82) auf einer darunterliegenden Basis-Metallisierungsschicht (80) ausgebildet ist, wobei die Basis-Metallisierungsschicht die erste Kante (64) und die zweite Kante (62) überbrückt.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei dem die dritte Metallisierungsschicht (118) einen fünften Rand bildet, der an einen sechsten Rand einer Metallisierungsschicht auf der Zweiten Seite des Kanalbereichs (30) angrenzt und diesem gegenüber liegt, und bei der die verteilte Kapazität (44) ferner den fünften Rand und den sechsten Rand überbrückt.

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, die ferner eine Vorrichtung aufweist, um die dritte Metallisierungsschicht (118) mit einer Vorspannung (VD) zu beaufschlagen.

5. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 3, mit weiterhin einer Diode (224), die als ein Mikrowellensignal-Detektor (124) zwischen benachtbarten Metallisierungsschichten angeschlossen ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 1, mit:

einer vierten Metallisierungsschicht (244) zum Tragen eines Mikrowellensignals bei einer Grundfrequenz,

einer ersten Diode (354), die zwischen der vierten Metallisierungsschicht (244) und der dritten Metallisierungsschicht (250) über dem Kanalbereich (130, 310) angeschlossen ist,

einer an die dritte Metallisierungsschicht (250) angrenzende sechste Metallisierungsschicht (252),

einer zweiten Diode (356), die zwischen der vierten Metallisierungsschicht (244) und der sechsten Metallisierungsschicht (252) angeschlossen ist und umgekehrt parallel zur ersten Diode (354) über dem Kanalbereich (130, 310) liegt, und wobei die verteilte Kapazität (44) die zweite Metallisierungsschicht (248), die dritte Metallisierungsschicht (250) und die sechste Metallisierungsschicht (252) überbrückt, um einen Mikrowellensignal-Multiplizierer zu bilden, um ein Mikrowellensignal über den Kanalbereich (130, 310) zu transportieren, das eine Oberwelle des Grund-Mikrowellensignals ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 6, bei der die dritte Metallisierungsschicht (250) ein Ansatz zum Anschließen einer Vorrichtung zum Vorspannen (-V) der dritten Metallisierungsschicht (250) ist und die sechste Metallisierungsschicht (252) ein Ansatz zum Anschließen einer Vorrichtung zum Vorspannen (+V) der sechsten Metallisierungsschicht (252) ist.

8. Vorrichtung nach Anspruch 5, 6 oder 7, bei der Nasen (30, 130) zur Impedanz-Anpassung durch den Kanalbereich (30, 130, 310) ausgebildet sind.

9. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Kanalbereich (230) einen Eingang (504) und einen zum Eingang (504) linear angeordneten Ausgang (505) aufweist, mit ferner:

mindestens einer Diode (501, 502, 503), die zwischen der ersten Metallisierungsschicht (18) und einer entsprechenden mindestens einen dritten Metallisierungsschicht (506, 508, 510) über dem Kanalbereich (230) angeschlossen ist, und bei der

die mindestens eine dritte Metallisierungsschicht einen Ansatz zum Anschließen einer Vorrichtung zum Anlegen eines Modulationssignals (V&sub1;, V&sub2;, V&sub3;) an die mindestens eine Diode (501, 502, 503) über die mindestens eine dritte Metallisierungsschicht (506, 508, 510) aufweist, um ein moduliertes HF-Signal am Ausgang (505) abhängig von dem Einsatz eines HF-Mikrowellensignals am Eingang (504) zu erzeugen.

10. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Kanalbereich (230) einen Eingang (604) und einen zum Eingang linear angeordneten Ausgang (605) aufweist, mit weiterhin:

mindestens einer vierten Metallisierungsschicht (219, 319, 419) angrenzend an mindestens eine dritte Metallisierungsschicht (606, 608, 610), wobei die verteilte Kapazität (144, 244, 344) ferner zwischen der dritten Metallisierungsschicht (606, 608, 610) und der vierten Metallisierungsschicht (219, 319, 419) angeordnet ist,

mindestens einem zwischen der dritten Metallisierungsschicht (606, 608, 610) und der vierten Metallisierungsschicht (219, 319, 419) ausgebildeten dielektrischen Nut-Schlitz (330, 430, 530),

mindestens einer Diode (601, 602, 603), die längs einer Seite des Kanalbereiches (230) zwischen der mindestens einen vierten Metallisierungsschicht (219, 319, 419) und der mindestens einen dritten Metallisierungsschicht (606, 608, 610) über einer Öffnung des mindestens einen Nut-Schlitzes (330, 430, 530) längs des Kanalbereiches (230) angeschlossen ist, einer Energieabsorptions-Einrichtung (134, 234, 334), in dem mindestens ein Nut-Schlitz (330, 430, 530) zum Absorbieren der Mikrowellenenergie bei Anlegen von Mikrowellenenergie an den Eingang (604) und bei einer Sperr-Vorspannung der mindestens einen Diode (601, 602, 603), wobei

die mindestens eine dritte Metallisierungsschicht (606, 608, 610) einen Ansatz (607, 609, 611) zum Anschließen der Vorrichtung zum Anlegen einer Vorspannung (V&sub1;, V&sub2;, V&sub3;) an die mindestens eine Diode (601, 602, 603) über die mindestens eine dritte Metallisierungsschicht (606, 608, 610) aufweist, um ein HF-Mikrowellensignal am Ausgang (605) abhängig von dem Anliegen eines HF-Mikrowellensignals am Eingang zu dämpfen.

11. Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der der Kanalbereich (230) einen Eingang (704) und einen linear zu diesem Eingang (704) angeordneten Ausgang (705) aufweist und bei der die dritte Metallisierungsschicht (706) einen ersten Ansatz (707) zum Anschließen eines ersten externen Signales (731) definiert, mit weiterhin:

mindestens einer vierten Metallisierungsschicht (219) angrenzend an die dritte Metallisierungsschicht (706), wobei die verteilte Kapazität (444, 544) auch zwischen der dritten Metallisierungsschicht (706) und der vierten Metallisierungsschicht (219) angeordnet ist,

mindestens einer fünften Metallisierungsschicht (319), mindestens einer sechsten Metallisierungsschicht (708), die einen fünften Rand benachbart und gegenüberliegend einem sechsten Rand der vierten Metallisierungsschicht (219) bildet und einen siebten Rand benachbart und gegenüberliegend einem achten Rand der fünften Metallisierungsschicht (319) bildet,

wobei die sechste Metallisierungsschicht (708) gegenüber der vierten Metallisierungsschicht (219) und der fünften Metallisierungsschicht (319) gleichstromisoliert ist, und

wobei die sechste Metallisierungsschicht (708) einen zweiten Ansatz (709) zum Anschließen eines zweiten externen Signales (732) definiert, wobei die verteilte Kapazität (444, 544) ferner zwischen der vierten Metallisierungsschicht (219) und der sechsten Metallisierungsschicht (708) und zwischen der sechsten Metallisierungsschicht (708) und der fünften Metallisierungsschicht (319) angeordnet ist, mit

einem Nut-Nasen-Bereich (730) in der vierten Metallisierungsschicht (219) zwischen der dritten Metallisierungsschicht (706) und der sechsten Metallisierungsschicht (708) zur HF- Isolation zwischen dem Eingang (704) und dem Ausgang (705), und mit

einem Schaltkreis (728), der zwischen der dritten Metallisierungsschicht (706) und der ersten Metallisierungsschicht (18) über dem Kanalbereich (230) und zwischen der sechsten Metallisierungsschicht (708) und der ersten Metallisierungsschicht (18) über dem Kanalbereich (230) angeschlossen ist und als eine Verstärker-Vorrichtung für ein HF-Mikrowellensignal in dem Kanalbereich (230) wirkt.

12. Vorrichtung nach Anspruch 1, zum Erfassen von Mikrowellenenergie, bei der die Metallisierung mindestens einen Detektorbereich (123) auf der ersten im wesentlichen ebenen Fläche (21) definiert, die Metallisierung einen Spalt der freiliegenden dielektrischen Oberfläche zwischen gegenüberliegenden Rändern der Metallisierung definiert und die Metallisierung ferner einen Eingangs-Übergangsbereich der dielektrischen Oberfläche bildet, dadurch gekennzeichnet, daß das dielektrische Substrat (14) einen Kegel (126) an einer ihrer Vorderkanten von einer maximalen Wellenleiter-Abmessung des Substrats zu einer minimalen Wellenleiter-Abmessung des Substrats bildet und dabei einen Obergang von einem Freiraum- Wellenleiter zu einem dielektrisch-geladenen Wellenleiter definiert.

13. Detektor-Vorrichtung nach Anspruch 12, bei der der Kegel (126) einen Winkel von nicht mehr als 30º zu der ersten und der zweiten Innenwand bestimmt.