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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen verbesserten
Richtungskoppler, welcher im Mikrowellenbandbereich benutzt
wird, und insbesondere auf einen Richtungskoppler des lose
gekoppelten Typs aufgebaut aus Mikrostreifenleitungen und
beispielshalber benutzt als Ausgabemonitor eines Hochleistungs-
Mikrowellenverstärkers.
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Diese Art von Richtungskoppler sollte eine Kopplung von weniger
als -20 dB und eine zufriedenstellende Richtwirkung haben.
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Herkömmliche Richtungskoppler sind in zwei Typen klassifiziert,
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d. h. einen Zweigleitungs-Kopplungstyp und einen Verteilungs-
Kopplungstyp.
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Der Zweigleitungs-Kopplungstyp hat insofern einen Nachteil, als
daß, wenn die Kopplung sehr klein gemacht werden muß, um die
Ausgangsleistung mit einem kleinen Leistungsverlust in der
Hauptleitung darzustellen, die Leitungsbreite der als
Kopplungsarm benutzten Mikrostreifenleitung sehr eng wird und
schwierig herzustellen ist.
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Der Verteilungs-Kopplungstyp hat einen Nachteil insofern, als
daß dieser Typ von Richtungskoppler fast keine Richtwirkung
hat, wenn die Kopplung sehr klein ist.
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Die JP-A-52-6058 beschreibt einen Richtungskoppler des
Verteilungs-Kopplungstyps.
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Zwei Leitungen bilden Koppler, welche parallel verbunden sind
mit einer Hauptübertragungsleitung und anliegen über die Länge
einer Viertelwellenlänge eines Eingabesignals. Der mittlere
Abstand zwischen den Kopplern ist n + 1/4 Mal der
Signalwellenlänge. Die Länge der zwei Leitungen unterscheidet
sich, so daß sich die an die Hauptleitung übertragenen Signale
um 90º unterscheiden.
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Die US-A-2 860 308 beschreibt eine Hochfrequenz-
Übertragngsleitungs-Kopplungsvorrichtung.
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Zwei Leiter sind parallel angeordnet unter einem Abstand eines
Viertels der Wellenlänge des übertragenen Signals und isoliert
von und senkrecht zu einer Übertragungsleitung.
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Die US-A-2 749 519 beschreibt einen Richtungskoppler bestehend
aus zwei Leitern parallel angeordnet, wobei ihre Enden leicht
beabstandet angeordnet sind von dem Leitungsleiter eines
Leitungsmasse-Übertragungssystems. Die zwei Leiter sind
beabstandet um ein Viertel der Signalwellenlänge und sind mit
einer Querverbindung versehen.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen
Richtungskoppler des lose gekoppelten Typs zu schaffen.
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Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen
Richtungskoppler mit einer konzentrierten konstanten Kopplung
zu schaffen.
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Noch eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es,
einen Richtungskoppler zu schaffen, durch den die Ausgabe eines
Hochleistungs-Mikrowellenverstärkers dargestellt werden kann.
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Die obigen Aufgaben werden erfindungsgemäß gelöst nach Anspruch
1 durch einen Richtungskoppler mit einer Hauptleitung gebildet
durch eine Mikrostreifenleitung; einer ersten Reihenschaltung
einschließlich eines ersten leitfähigen Musters und einem in
Reihe verbundenen ersten Widerstand, wobei der erste Widerstand
ein Ende mit Masse verbunden hat; einer zweiten Reihenschaltung
einschließlich eines zweiten leitfähigen Musters und einem
zweiten in Reihe verbundenen Widerstand, wobei der zweite
Widerstand ein Ende mit Masse verbunden hat, wobei das erste
und zweite leitfähige Muster gekoppelt sind mit der
Hauptleitung und das erste leitfähige Muster und zweite
leitfähige Muster separiert sind, um einen Abstand gleich λg/4,
wobei λg die Wellenlänge des an die Hauptleitung eingespeisten
Signals ist; einem dritten leitfähigen Muster mit einem Ende
verbunden mit dem ersten leitfähigen Muster; einem vierten
leitfähigen Muster mit einem Ende verbunden mit dem zweiten
leitfähigen Muster, wobei das dritte leitfähige Muster eine
Länge verschieden um λg/4 von der Länge des vierten leitfähigen
Musters hat; und einem Ausgabeanschluß verbunden mit anderen
Enden des dritten und vierten leitfähigen Musters; dadurch
gekennzeichnet, daß das erste und zweite leitfähige Muster
verbunden ist mit der Hauptleitung in einer konzentrierten
konstanten Art, um so eine erwünschte lose Kopplung zwischen
der Hauptleitung und dem ersten oder zweiten leitfähigen Muster
zu realisieren und das dritte und vierte leitfähige Muster
jeweils Breiten schmaler als die Breite der Hauptleitung haben.
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Die obigen Aufgaben und Merkmale der vorliegenden Erfindung
werden klarer erscheinen aus der folgenden detaillierten
Beschreibung der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung
mit Bezug auf die begleitende Zeichnung. Die Figuren zeigen im
einzelnen:
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Fig. 1 ein Prinzip eines Musteranordnungs-Diagramms eines
Richtungskopplers nach der vorliegenden Erfindung;
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Fig. 2A ein Musteranordnungs-Diagramm eines Richtungskopplers
nach der ersten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
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Fig. 2B eine perspektivische Ansicht des in dem Diagramm von
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Fig. 2A gezeigten Widerstands;
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Fig. 3A ein Musteranordnungs-Diagramm eines Richtungskopplers
nach der zweiten Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung;
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Fig. 3B eine Darstellung zum Zeigen der Beziehung zwischen dem
Zwischenraum und der Kopplung bei der zweiten
Ausführungsform;
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Fig. 3C eine Darstellung zum Zeigen der Beziehung zwischen der
Frequenz und der Kopplung;
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Fig. 4A eine Musteranordnung eines herkömmlichen
Richtungskopplers des Zweigleitungs-Kopplungstyps; und
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Fig. 4B eine Musteranordnung eines herkömmlichen
Richtungskopplers des Verteilungs-Kopplungstyps.
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Zum besseren Verständnis der vorliegenden Erfindung werden
zunächst herkömmliche Richtungskoppler beschrieben werden mit
Bezug auf Fig. 4A und 4B. Herkömmlicherweise sind als
Richtungskoppler, welche aus Mikrostreifenleitungen aufgebaut
sind, zwei Typen von Richtungskopplern bekannt, wie in Fig. 4A
und 4B gezeigt.
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Fig. 4A zeigt einen der herkömmlichen Richtungskoppler, bei dem
Streifenleitungen auf einem dielektrischen Substrat gebildet
sind als Zweigleitungshybridtyp, oder mit anderen Worten einen
Zweigleitungs-Kopplungstyp. Der Richtungskoppler in Fig. 4A
besteht aus zwei Signalpassierarmen L&sub1; und L&sub2; parallel
zueinander angeordnet und jeweils mit einer charakteristischen
Impedanz Z&sub5; und zwei Kopplungsarmen 11 und 12 parallel
zueinander angeordnet und sich senkrecht zu den
Signalpassierarmen L&sub1; und L&sub2; erstreckend. Die Kopplungsarme 11
und 12 sind getrennt um λg/4, wobei λg die Wellenlänge des
Eingangssignals ist. Die charakteristische Impedanz jedes
Kopplungsarms ist ZP. Der Signalpassierarm L&sub1; hat eine
Eingangsleitung 1 mit einer charakteristischen Impedanz von Z&sub0;
und eine Ausgangsleitung 2 mit der gleichen charakteristischen
Impedanz Z&sub0;. Der Signalpassierarm L&sub2; hat eine Eingangsleitung
3 und eine Ausgangsleitung 4.
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Ein Eingabesignal zugeführt an die Eingangsleitung 1 mit der
charakteristischen Impedanz Z&sub0; wird ausgegeben von den
Ausgangsleitungen 2 und 4.
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Die Kopplung zwischen der Eingangsleitung 1 und der
Ausgangsleitung 4 wird durch die charakteristische Impedanz
ZS, welche gleich Z&sub0; in der Figur ist, der Signalpassierleitung
L&sub1; oder L&sub2;, und die charakteristische Impedanz ZP des
Kopplungsarms l&sub1; oder l&sub2; bestimmt. Die charakteristischen
Impedanzen ZP und Z&sub5; werden bestimmt durch die Leitungsbreite
WS der leitfähigen Leitung L&sub1; oder L&sub2;, die Leitungsbreite Wp
der leitfähigen Leitung l&sub1; oder l&sub2; und die
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Dielektrizitätskonstante, d. h. die Permittivität, eines
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dielektrischen Substrats, auf dem die Leitungen L&sub1;, L&sub2;&sub1; l&sub1; und
l&sub2; gebildet sind.
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Fig. 4B zeigt einen weiteren herkömmlichen Richtungskoppler,
welcher als ein Quadraturhybridtypkoppler bezeichnet wird oder
mit anderen Worten ein Rückwärtswellenkoppler oder ein
Richtungskoppler des Verteilungs-Kopplungstyps. Der in Fig. 4B
gezeigte Richtungskoppler besteht aus zwei
Mikrostreifenleitungen L&sub1; und L&sub2;&sub1; welche parallel zueinander
angeordnet sind. Die Länge jeder Mikrostreifenleitung L&sub1; und L&sub2;
ist ungefähr λg/4. Die notwendige Kopplung wird erhalten durch
die verteilte Kopplung zwischen den Rändern der
Mikrostreifenleitungen L&sub1; und L&sub2;.
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Der in Fig. 4B gezeigte Richtungskoppler wird analysiert durch
das gerade/ungerade Orthogonalmodus-Anregungsverfahren. Falls
eine erwünschte Kopplung oder eine Lastimpedanz Z&sub0; für den zu
entwerfenden Richtungskoppler vorgegeben sind, können die zwei
Orthogonalmodusimpedanzen Z0e und Z&sub0;&sub0; berechnet werden. Wenn
die Orthogonalmodusimpedanzen Z0e und Z&sub0;&sub0; bestimmt sind, kann
die praktische physikalische Größe der Mikrostreifenleitungen
erhalten werden unter Benutzung der charakteristischen
Impedanzen der zu benutzenden Kopplungsleitungen (siehe z. B.
"Mikrowellenschaltung zur Kommunikation", herausgegeben an der
Elektronischen Kommunikationskonferenz, Japan, Seite 54)
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Bei dem obenbeschriebenen Stand der Technik ist der Entwurf
eines Richtungskopplers theoretisch möglich.
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Der in Fig. 4A gezeigte Zweigleitungskopplungstyp jedoch kann
nicht praktisch realisiert werden, da die Leitungsbreite WP der
Mikrostreifenleitung l&sub1; oder l&sub2; zu klein zum Bilden wird.
Beispielsweise ist unter der Annahme, daß der Richtungskoppler
des Zweigleitungs-Kopplungstyps gezeigt in Fig. 4A ein
Richtungskoppler des Losekopplungstyps mit einer Kopplung
niedriger als -20 dB ist, daß der Richtungskoppler gebildet ist
auf einem Teflonglas (eingetragenes Warenzeichen) Substrat mit
einer Dicke von 0,8 mm und mit einer spezifischen Permittivität
εr = 2,6, daß die Hauptfrequenz 5 GHz ist und daß die Impedanz
Z&sub0; oder Z&sub5; 50 Ω ist, die Breite WP der Mikrostreifenleitung l&sub1;
oder l&sub2; schmaler als 0,1 Mikrometer, was nicht unter der
gegenwärtigen Mikrostreifenleitungs-Herstellungstechnologie
hergestellt werden kann.
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Der Richtungskoppler des Verteilungs-Kopplungstyps, wie gezeigt
in Fig. 4B, hat ebenfalls ein Problem insofern, als daß er fast
keine Richtwirkung hat, da die Phasengeschwindigkeiten der zwei
orthogonalen Modi, d. h. des geraden Modes und des ungeraden
Modes, der Übertragungssignale verschieden sind. Die Nicht-
Koinzidenz der Phasengeschwindigkeiten tritt auch wegen der
Nicht-Gleichförmigkeit des Übertragungsmediums auf. D. h., Luft
liegt oberhalb der Mikrostreifenleitung, aber ein Dielektrikum
ist unter der Mikrostreifenleitung. Im allgemeinen ist die
Phasengeschwindigkeit Re des geraden Modus kleiner als die
Phasengeschwindigkeit R&sub0; des ungeraden Modus. Die Differenz der
Phasengeschwindigkeiten verursacht eine Kopplung von etwa
-23 dB von der Eingangsleitung 1 zur Eingangsleitung 4, wenn
die spezifische Permittivität εr 9,6 ist. Als idealer
Richtungskoppler sollte die Kopplung zwischen den Anschlüssen
1 und 3 -10 dB und die Kopplung zwischen den Anschlüssen 1
und 4 Null sein. In der Praxis jedoch tritt eine Kopplung von
ungefähr -23dB zwischen den Anschlüssen 1 und 4 auf. Deshalb
hat, wie zuvor erwähnt, der herkömmliche verteilte Kopplungstyp
fast keine Richtwirkung, wenn die Kopplung sehr gering ist.
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Das Prinzip der vorliegenden Erfindung ist in Fig. 1
illustriert, wobei Metallmuster (oder in anderen Worten
leitfähige Chips) A1 und A2 so plaziert sind, daß sie neben
einer Hauptleitung 1 gebildet durch einen Mikrostreifenleitung
liegen. Ein Teil der durch die Hauptleitung 1 hindurchtretenden
Leistung wird an die Metallmuster A1 und A2 transferiert,
welche elektromagnetisch oder kapazitiv gekoppelt sind an die
Hauptleitung 1 in konzentrierter konstanter Art und Weise. Die
Metallmuster Al und A2 sind separiert durch einen Abstand
gleich λg/4, wobei λg die Wellenlänge des an die Hauptleitung 1
eingespeisten Signals ist. Wegen der Trennung zwischen den
Metallmustern A1 und A2 haben Signale auf den Metallmustern A1
und A2 eine Phasendifferenz von ungefähr 90º voneinander. Durch
Leiten der Signale auf den Metallmustern A1 und A2 durch Eng-
Breitenmustern B1 und B2 mit einer geeigneten Länge an einen
Ausgabeanschluß C kann eine lose Kopplung und eine hinreichende
Richtwirkung in dem Richtungskoppler erhalten werden, solange
die Eng-Breitenmuster B1 und B2 so eng in ihrer Breite sind,
daß sie kaum mit der Hauptleitung gekoppelt sind.
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Da das Muster B1 länger gemacht ist als das Muster B2, und zwar
um λg/4, wird ein Teil der Leistung, die übertragen wird von
der Eingangsleitung 1 an die Ausgangsleitung 2 abgetrennt, um
auf einer Seite durch die Muster A1 und B1 an den
Ausgabeanschluß C übertragen zu werden, und um auf der anderen
Seite durch die Muster A2 und B2 an den Ausgabeanschluß C
übertragen zu werden. In diesem Fall sind die Phase des Signals
durch das Muster B1 und die Phase des Signals durch das Muster
B2 dieselbe am Ausgabeanschluß C.
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Wenn die Leistung übertragen wird von der Leitung 2 an die
Leitung 1, ist die Phase des Signals an dem Ausgabeanschluß C
durch das Muster B1 entgegengesetzt zur Phase des Signals an
dem Ausgabeanschluß C durch das Muster B2. Deshalb ist die
Leistung an dem Ausgabeanschluß C Null.
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Dementsprechend erscheint ein Teil der Signalübertragung von
der Leitung 1 an die Leitung 2 an dem Ausgabeanschluß C,
wohingegen die Signalübertragung von der Leitung 2 an die
Leitung 1 nicht an dem Ausgabeanschluß C erscheint. Somit ist
eine Richtungskopplung realisiert.
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Fig. 2A ist ein Musteranordnungs-Diagramm eines
Richtungskopplers nach der ersten Ausführungsform der
vorliegenden Erfindung.
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Der in Fig. 2A gezeigte Richtungskoppler ist ein
Leistungsmonitor mit einer Mittenfrequenz von etwa 6 GHz. Der
Leistungsmonitor, der in Fig. 2A gezeigt ist, gibt am
Ausgabeanschluß 1 eine Leistung von 1/300stel der von der
Eingangsleitung 1 der Hauptleitung 1 eingespeisten Leistung
aus. Die Kopplung ist etwa -25 dB.
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Falls die Leistung eingegeben wird von der Leitung 2, wird ein
Signal nicht von dem Anschluß C ausgegeben.
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Der in Fig. 2A gezeigte Richtungskoppler ist auf einem
Teflonglas-Substrat mit einer Dicke von 0,8 mm gebildet.
Fig. 2A zeigt obere Leiter von Mikrostreifenleitungen gebildet
auf dem Substrat, wobei 1 eine Hauptleitung mit einer Breite
von ungefähr 2,2 mm ist, 2a und 3a Kopplungsmetallmuster oder
leitfähige Chips separiert voneinander durch etwa 8,6 mm und 2b
und 3b Abschlußwiderstände. Jeder der Widerstände 2b und 3b bei
dieser Ausführungsform ist ein Chipwiderstand mit einem
Widerstandsfilm 21 und leitfähigen Filmen 22 und 23, wie in
Fig. 2B gezeigt. Diese Widerstände agieren zur Stabilisierung
der Schaltung. Ein Widerstandswert der Widerstände ist 100 Ω
bei dieser Ausführungsform.
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Bezugszeichen 4 und 5 bezeichnen das leitfähige Muster B1 und
B2, welche die gekoppelten Signale an den Ausgabeanschluß C
leiten. Jedes der leitfähigen Muster hat eine Breite von etwa
0,55 mm bei dieser Ausführungsform, so daß die
charakteristische Impedanz 100 Ω wird. Deshalb ist die
Ausgangsimpedanz gesehen vom Ausgabeanschluß C 50 Ω, welches
übereinstimmt mit der Eingangsimpedanz der verschiedenen
Meßrichtungen, die mit dem Ausgabeanschluß C zu verbinden sind.
Bei dieser Ausführungsform ist die Länge des leitfähigen
Musters 4 etwa 17 mm, und die Länge des leitfähigen Musters 5
ist etwa 8,3 mm. Bezugszeichen 2e und 3e in Fig. 2A bezeichnen
Massemuster und 2c und 3c bezeichnen Massedurchgangslöcher.
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Fig. 3A zeigt eine zweite Ausführungsform der vorliegenden
Erfindung. In der Figur haben die gleichen Bezugszeichen und
Symbole wie in Fig. 2A die gleichen Teile und Funktionen. In
der zweiten Ausführungsform gezeigt in Fig. 3A ist das
leitfähige Muster B2 in Fig. 2A eliminiert. Mit anderen Worten
ist die Länge des leitfähigen Musters B2 im wesentlichen Null.
Deshalb werden die gekoppelten Wellen an den leitfähigen
Mustern 2a und 3a zugeführt an dem leitfähigen Muster 3a.
Dementsprechend kann das leitfähige Muster 5 bei der ersten
Ausführungsform weggelassen werden, was in einem
Richtungskoppler kleiner Dimension resultiert.
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Fig. 3B ist eine Darstellung zum Zeigen der Beziehung zwischen
dem Zwischenraum und der Kopplung bei der zweiten
Ausführungsform.
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Wie in Fig. 3C gezeigt, nimmt die Kopplung linear proportional
zum Zwischenraum zwischen der Hauptleitung und dem Rand des
leitfähigen Musters 2a oder 3a ab.
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Fig. 3C ist eine Darstellung zum Zeigen der Beziehung zwischen
der Frequenz und der Kopplung bei der zweiten Ausführungsform.
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In Fig. 3C ist der Zwischenraum zwischen der Hauptleitung 1 und
dem Metallmuster 2a oder 3a zu 0,65 mm gemacht. Die Kopplung in
der Vorwärtsrichtung steigt linear an in Übereinstimmung mit
dem Anstieg der Frequenz. Die Kopplung in der Rückwärtsrichtung
ist niedriger als die in der Vorwärtsrichtung. Insbesondere ist
die Kopplung in der Rückwärtsrichtung die niedrigste bei der
Frequenz von etwa 6,2 GHz. Es sei bemerkt, daß die
Vorwärtsrichtung bedeutet, daß das Eingangssignal eingespeist
wird von der Eingangsleitung 1 an die Ausgangsleitung 2,
wohingegen die Rückwärtsrichtung bedeutet, daß das
Eingangssignal eingespeist wird von der Ausgangsleitung 2 an
die Eingangsleitung 1.
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Die vorliegende Erfindung ist nicht beschränkt auf die
obenbeschriebenen Ausführungsformen, und viele Änderungen und
Modifikationen sind möglich, ohne vom Gedanken der Erfindung
abzuweichen. Beispielsweise ist die Gestalt des
Kopplungsmetallmusters 2a oder 3a nicht beschränkt auf die
eines Rechtecks. Um eine erwünschte Kopplung zu realisieren,
kann der Rand des Metallmusters 2a oder 3a gegenüberliegend der
Hauptleitung 1 gekrümmt sein, wie illustriert in Fig. 3A durch
2a'.
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Aus der vorhergehenden Beschreibung wird klar, daß gemäß der
vorliegenden Erfindung ein Richtungskoppler mit loser Kopplung,
welcher nicht leicht herkömmlicherweise realisiert wurde,
geschaffen werden kann und daß er benutzt werden kann als
kleine Monitorvorrichtung zum Darstellen einer Leistung einer
Hochleistungs-Radioausstattung.