DE60002275T2

DE60002275T2 - System zur Erzeugen von Quadratursignalen

Info

Publication number: DE60002275T2
Application number: DE60002275T
Authority: DE
Inventors: Tsuneo Tsukahara
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: NTT Inc
Priority date: 1999-07-27
Filing date: 2000-07-25
Publication date: 2003-12-18
Anticipated expiration: 2020-07-26
Also published as: EP1091483B1; JP2001045085A; US6369633B1; EP1091483A3; EP1091483A2; DE60002275D1

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Die Erfindung bezieht sich auf ein Quadratursignal- Erzeugungssystem, das beispielsweise zum Erzeugen zweier Trägersignale mit einem genauen Quadraturverhältnis für einen Quadraturmodulations- und -demodulations- Spiegelselektions-Frequenzwandler bei einer Funkkommunikation verwendet wird.
Fig. 15 zeigt ein Blockschaltbild eines bekannten Quadraturmodulators und eines bekannten Quadraturdemodulators. Die US 5 412 351 A offenbart einen ähnlichen Modulator. Der in Fig. 15(a) dargestellte Quadraturmodulator enthält einen ersten analogen Multiplizierer oder doppeltabgestimmten Mischer (DMB) 21a, der mit einem ersten Basisbandeingang (I) verbunden ist, einen zweiten analogen Multiplizierer oder einen doppeltabgestimmten Mischer (DMB) 21b, der mit einem zweiten Basisbandeingang (Q) verbunden ist, einen 90º-Phasenschieber 22, der mit einem Trägereingang verbunden ist, und einen Addierer 23. Der Quadraturdemulator nach Fig. 15(b) enthält einen ersten analogen Multiplizierer oder einen doppeltabgestimmten Mischer 21a, der mit einem ersten Basisbandausgang (I) verbunden ist, einen zweiten analogen Mischer oder einen doppeltabgestimmten Mischer 21b, der mit einem zweiten Basisbandausgang (Q) verbunden ist, und einen 90º-Phasenschieber 22, der mit einem Trägereingang verbunden ist.
Bei einem Quadraturmodulator oder einem Quadraturdemodulator muß ein 90º-Phasenschieber zwei Signale erzeugen, die ein genaues Quadraturverhältnis haben, vorzugsweise einen Phasenfehler bzw. eine Abweichung von 90º, der bzw. die kleiner als 1º oder 2º ist, um eine Interferenz (Störung) zwischen einem I-(in-Phase)- Basisbandsignal und einem Q-(Quadratur-Phase)-Basisbandsignal zu unterdrücken. In ähnlicher Weise muß ein Amplitudenfehler der beiden Signale so klein wie möglich sein, vorzugsweise kleiner als 1% oder 2%. Um ferner ein unerwünschtes Spiegelsignal (ein Signal, das um eine Zwischenfrequenz (ZF) von einem Trägersignal in entgegengesetzter Richtung zu einem gewünschten ZF- Signal getrennt ist) bei einer Frequenzumwandlung (-Umsetzung) hinreichend zu unterdrücken, sind ferner genaue Phasenverhältnisse und Amplitudenverhältnisse (mit Fehlern von weniger als 1º bzw. 1% für ein Spiegelselektionsverhältnis von mehr als 40 dB) erforderlich.
Fig. 16 stellt ein prinzipielles Blockschaltbild eines bekannten Spiegelselektionsempfängers dar, der analoge Multiplizierer oder doppelt abgestimmte Mischer 21a, 21b, die mit einem HF-Eingang verbunden sind, 90º- Phasenschieber 22a und 22b und einen Addierer 23 aufweist.
Fig. 17 ist ein Schaltbild eines bekannten 90º-Phasenschiebers mit einem Tiefpaßfilter und einem Hochpaßfilter, und Fig. 18 stellt Kennlinien eines bekannten Tiefpaßfilters und eines bekannten Hochpaßfilters dar, die in Fig. 17 dargestellt sind. Als 90º-Phasenschieber für Trägersignale wird üblicherweise ein RC-CR- Phasenverschieber verwendet, wie er in Fig. 17 dargestellt ist. In Fig. 17 ist mit 31 ein RC-Tiefpaßfilter und mit 32 ein CR-Hochpaßfilter bezeichnet. Nach Fig. 18 wird im gesamten Frequenzbereich eine 90º- Phasendifferenz eingehalten, während der Amplitudenfehler bei der Frequenz, bei der ωRC = 1 ist, null ist.
Fig. 19 stellt einen weiteren bekannten Phasenschieber dar, der ein einstufiges Mehrphasenfilter aus einem Kondensator C und einem ohmschen Widerstand R aufweist. Wenn in Fig. 9 zwei Differentialeingangssignale mit einer Phasendifferenz von 180º Eingangsanschlüssen In+ und In- zugeführt werden, treten an Ausgangsanschlüssen I+, Q+, I- und I+ jeweils Signale mit Phasenverschiebungen von 0º, 90º, 180º und 270º auf. Benutzt man daher beispielsweise I+ und Q+, so erhält man einen 90º-Phasenschieber.
Fig. 20 stellt Frequenzkennlinien der Phase und Amplitude eines Phasenschiebers nach Fig. 90 dar. Wie Fig. 20 zeigt, sind die Frequenzkennlinien unabhängig von der Frequenz weitgehend eben, während eine Phasenverschiebung von 90º nur bei der Frequenz f = ω/2π auftritt, bei der ωRC = 1 ist.
Die vorstehend erwähnten bekannten Schaltungen haben jedoch den Nachteil, daß ein Phasenfehler unvermeidlich ist, und zwar aufgrund eines Fehlers bei einem Kondensator und/oder einem ohmschen Widerstand, wenn die Schaltung als integrierte Schaltung (IC) ausgebildet wird. Dieser Phasenfehler verringert die Produktionsrate einer integrierten Schaltung. In der Praxis ist ein Phasenfehler von 2º oder 3º unvermeidlich, doch ist ein solcher Phasenfehler für eine mehrstufige Quadraturmodulation, zum Beispiel 16 QAM, nicht akzeptabel. Insbesondere ergibt ein solcher Phasenfehler keinen exzellenten Bildselektions-Frequenzwandler.
Bei einem System mit direkter Umwandlung, bei dem eine Modulation oder Demodulation direkt mit HF ausgeführt wird, liegen die Quadraturfrequenzen in der Größenordnung von GHz, so daß der Phasenfehler aufgrund eines parasitären Effekts noch weiter erhöht würde.
Ein bekannter 90º-Phasenschieber hat daher den Nachteil, daß er keine Phasenverschiebung von 90º bei Hochfrequenz aufgrund von Fehlern der Bauteile und/oder parasitärer Effekte ermöglicht.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der Erfindung besteht daher darin, ein neues und verbessertes Quadratursignalerzeugungssystem anzugeben, das die Nachteile und Beschränkungen eines bekannten Quadratursignalerzeugungssystems vermeidet.
Es ist auch Aufgabe der Erfindung, ein Quadratursignalerzeugungssystem anzugeben, das trotz eines Fehlers eines Bauteils bei Hochfrequenz zufriedenstellend arbeiten kann.
Diese und weitere Aufgaben werden gelöst durch ein Quadratursignalerzeugungssystem mit zwei Eingangsanschlüssen, die ein erstes Wechselsignal und ein zweites Wechselsignal empfangen, die jeweils eine vorbestimmte Frequenz und eine Phasenverschiebung von etwa 90º relativ zueinander haben,
eine Multiplizierschaltung zur Bildung eines Produkts aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, wobei das Produkt drittes Wechselsignal genannt wird,
eine Quadrat-Differenz-Schaltung zur Bildung einer Differenz aus einem Quadrat des ersten Wechselsignals und einem Quadrat des zweiten Wechselsignals, wobei die Differenz viertes Wechselsignal genannt wird,
wobei die Frequenz des dritten Wechselsignals und des vierten Wechselsignals gleich dem Zweifachen der Frequenz des ersten Wechselsignals und des zweiten Wechselsignals ist und das dritte Wechselsignal und das vierte Wechselsignal eine Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander haben.
Vorzugsweise ist ein 6-dB-Verstärker vorgesehen, der mit dem Ausgang des Multiplizierers verbunden ist.
Vorzugsweise sind zwei 3-dB-Verstärker vorgesehen, die mit jedem Eingang des Multiplizierers verbunden sind.
Vorzugsweise ist der Multiplizierer durch Verwendung einer Gilbert-Zellen-Transistorschaltung ausgebildet.
Vorzugsweise enthält die Quadrat-Differenz-Schaltung einen Addierer zur Bildung der Summe aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal und einen zweiten Multiplizierer zur Bildung des Produkts aus einem Ausgangssignal des Addierers und des Subtrahierers.
Vorzugsweise enthält der Multiplizierer einen Addierer zur Bildung der Summe aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, eine zweite Quadrat- Differenz-Schaltung zur Bildung der Differenz zwischen dem Quadrat eines Ausgangssignals des Addierers und dem Quadrat eines Ausgangssignals des Subtrahierers.
Vorzugsweise ist eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Begrenzungsverstärker am Ausgang des Multiplizierers und am Ausgang der Quadrat-Differenz- Schaltung vorgesehen.
Vorzugsweise ist ein Phasenschieber vorgesehen, der ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz aufnimmt und das erste Wechselsignal und das zweite Wechselsignal mit der Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander bildet.
Die Erfindung umfaßt ferner ein Verfahren zum Erzeugen von Signalen mit einer Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander, das die folgenden Schritte aufweist:
das Multiplizieren des ersten Wechselsignals mit einem zweiten Wechselsignal, die jeweils eine vorbestimmte Frequenz und eine relative Phasenverschiebung von etwa 90º aufweisen, und die Bildung eines dritten Wechselsignals,
die Bildung der Differenz zwischen einem Quadrat des ersten Wechselsignals und einem Quadrat des zweiten Wechselsignals als viertes Wechselsignal, das die gleiche Frequenz wie das dritte Wechselsignal und die Phasenverschiebung von 90º gegenüber dem dritten Wechselsignal hat.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorstehenden und weiteren Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung werden anhand der nachstehenden Beschreibung der beiliegenden Zeichnungen verständlicher. Darin stellt dar:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen Quadratursignalerzeugungssystems,
Fig. 2 ein Symbol eines Multiplizierers,
Fig. 3 einen Multiplizierer mit einem 6-dB- Verstärker,
Fig. 4 einen Multiplizierer mit zwei 3-dB- Verstärkern,
Fig. 5 ein Prinzipschaltbild einer Quadrat- Differenz-Schaltung,
Fig. 6 eine Quadrat-Differenz-Schaltung mit einem 6-dB-Verstärker,
Fig. 7 eine Quadrat-Differenz-Schaltung mit zwei 3-dB-Verstärkern,
Fig. 8 ein Schaltbild eines Gilbert-Zellen- Multiplizierers, der unter Verwendung von bipolaren Transistoren ausgebildet ist,
Fig. 9 ein Schaltbild eines Gilbert-Zellen- Multiplizierers, der unter Verwendung von MOS-Transitoren ausgebildet ist,
Fig. 10 ein Schaltbild einer weiteren Quadrat- Differenz-Schaltung, die unter Verwendung von MOS-Transistoren ausgebildet ist,
Fig. 11 ein Schaltbild einer weiteren Quadrat- Differenz-Schaltung, die unter Verwendung von bipolarer Transistoren ausgebildet ist,
Fig. 12 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Quadratursignalgenerators,
Fig. 13 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Quadratursignalgenerators,
Fig. 14 ein weiteres Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen Quadratursignalgenerators
Fig. 15 einen bekannten Quadraturmodulator und einen bekannten Quadraturdemodulator,
Fig. 16 einen bekannten Spiegelselektionsempfänger,
Fig. 17 einen bekannten RC-CR-90º-Phasenschieber,
Fig. 18 Kennlinien eines 90º-Phasenschiebers nach Fig. 17,
Fig. 19 einen weiteren bekannten RC-CR-900-Phasenschieber und
Fig. 20 Kennlinien eines Phasenschiebers nach Fig. 19.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

(Erstes Ausführungsbeispiel)

Fig. 1 stellt ein ersten Ausführungsbeispiel der Erfindung mit einem Multiplizierer 1 und einer Quadrat- Differenz-Schaltung 2 dar. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist angenommen, daß zwei Eingangssignale cos ωt und sin(ωt + φ) eine relative Phasenverschiebung von etwa 90º haben. Mit (φ) ist eine Phasendifferenz von 90º oder ein Phasenfehler bezeichnet. Das Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 beruht auf den folgenden beiden Gleichungen:
cosωt sin(ωt + φ) = (1/2) sin(2ωt + φ) + (1/2) sin(φ) (1)
cos²ωt - sin²(ωt + φ) = cos(2ωt + φ)cosφ (2)
Es sei darauf hingewiesen, daß nach den Gleichungen (1) und (2), obwohl die Eingangssignale einen Phasenfehler von φ haben, die Ausgangssignale (die ersten Terme beider Gleichungen), die die doppelte Frequenz haben, eine relative Phasenverschiebung von 90º genau beibehalten.
Der zweite Term (1/2)sinφ der Gleichung (1) entspricht einer Gleichsignalverschiebung, die durch einen Phasenfehler verursacht ist, und kann durch eine Wechselsignal-Ankopplung mittels eines Kondensators entfernt werden, wie nachstehend beschrieben wird.
Der Koeffizient cosφ in der Gleichung (2), der durch einen Phasenfehler verursacht ist, bewirkt einen Amplitudenfehler. Nebenbei bemerkt, wenn der Phasenfehler φ klein ist, dann ist die Bedingung cosφ 1 - (1/2)φ². Dies ist ein Fehler zweiter Ordnung, der gering ist.
Angenommen, daß φ = 5º = 0,087 rad sei, dann ist cosφ = 0,0062, d. h. der Amplitudenfehler beträgt 0,4%, was hinreichend klein ist. Ferner kann dieser Amplitudenfehler durch Verwendung eines Begrenzungsverstärkers aufgefangen werden.
Da die Gleichung (1) den Koeffizienten (1/2) aufweist, ist die folgende Gleichung, bei der beide Seiten der Gleichung (1) mit 2 multipliziert sind, vorzuziehen.
2cosωt sin (ωt + φ) = 21/2cosωt 21/2sin(ωt + φ) = sin(2ωt + φ) + sinφ) (3)
Die Fig. 2, 3 und 4 stellen einen Multiplizierer 1 für die Gleichung (1) dar. Fig. 2 stellt den prinzipiellen Aufbau eines Multiplizierers dar, nach Fig. 3 ist am Ausgang eines Multiplizierers 11 ein 6-dB-Verstärker 12 angeschlossen, und nach Fig. 4 sind zwei 3-dB-Verstärker 13a und 13b an den Eingängen eines Multiplizierers 11 angeschlossen.
Eine Quadrat-Differenz-Schaltung 2 kann entsprechend den Fig. 5, 6 und 7 aus zwei Multiplizierern 11a und 11b sowie einem Subtrahierer 14 (Fig. 5) gebildet werden. Ferner kann nach Fig. 6 ein 6-dB-Verstärker 12 am Ausgang des Subtrahierers 14 angeschlossen werden, oder es können zwei 3-dB-Verstärker an den Eingängen des Multiplizierers gemäß Fig. 7 angeschlossen werden.
Nachstehend wird anhand von Gleichung (3) der Fall untersucht, daß die Quadratursignale einen Amplitudenfehler a aufweisen. Zur Vereinfachung der Erläuterung sei angenommen, daß der Phasenfehler φ null sei.
2cosωt (1 + a)sinωt = (1 + a)sin2ωt (4)
cos²ωt - (1 + a)²sin²ωt = 1 + a + a²/2)cos2ωt + a(1 + a/2) (5)
Da die Gleichung (4) auf der rechten Seite den Koeffizienten (1 + a) aufweist, ist a²/2 in dem ersten Term auf der rechten Seite der Gleichung (5) der Amplitudenfehler, der mithin erheblich verringert ist. Nimmt man an, daß der Amplitudenfehler a = 0,05 ( = 5%) ist, dann ist a²/2 = 0,00125 ( = 0,125%), was hinreichend klein ist. Ferner kann dieser kleine Fehler durch Verwendung eines Begrenzungsverstärkers aufgefangen werden, wie noch beschrieben wird. Der zweite Term in Gleichung (5) ist eine Gleichsignal-Verschiebung, die durch Verwendung einer Wechselsignal-Ankopplung mittels eines Kondensators, wie noch beschrieben wird, entfernt werden kann.
Wie vorstehend beschrieben wurde, wird der Phasenfehler in eingangsseitigen Quadratursignalen in eine Gleichsignal-Verschiebung und einen geringeren Amplitudenfehler zweiter Ordnung und der Amplitudenfehler in eingangsseitigen Quadratursignalen in einen verringerten Amplitudenfehler zweiter Ordnung und eine Gleichsignal- Verschiebung umgeformt. Aufgrund der erfindungsgemäßen Verdopplung der Eingangsfrequenz ist mithin der Phasenfehler der Ausgangsquadratursignale null und ihr Amplitudenfehler erheblich verringert.
Ein Multiplizierer kann mittels einer Gilbert-Zellen- Schaltung unter Verwendung eines Transistors ausgebildet werden, wie es in den Fig. 8 und 9 dargestellt ist.
Wenn den Transistoren Q1 bis Q6 zwei Eingangssignale (V1, V2) in Differentialform (V1+, V1-) oder (V2+, V2-) zugeführt werden, erhält man das Produkt Vaus von V1 und V2 in Differentialform (Vaus+, Vaus-).
Eine Quadrat-Differenz-Schaltung kann ohne Multiplizierer ausgebildet werden, wie es in Fig. 10 dargestellt ist, indem MOS-Transistoren verwendet werden (siehe Aufsatz "A MOS Four-Quadrant analog Multiplier Using the Quarter-Sqare Technique" von J. S. Pena-Finol und J. A. Connelly in J. Solid-State Circuits, Heft SC-22, Nr. 6, Seiten 1064-1073, Dez. 1987). Dieser Aufbau ist ferner mittels bipolarer Transistoren möglich, wie es in Fig. 11 dargestellt ist.
Es können zwei Eingangs-Quadratur-Signale entweder durch eine äußere Schaltung oder eine einfache innere Phasenverschiebungsschaltung zugeführt werden, wie es in den Fig. 17 oder 19 dargestellt ist. Nach Fig. 17 ergibt sich eine Phasendifferenz von 90º in einem großen Frequenzbereich, während die Amplituden zweier Ausgangssignale nur bei der die Bedingung ωRc = 1 erfüllenden Frequenz miteinander übereinstimmen. Bei der Schaltung nach Fig. 19, bei der es sich um ein einstufiges Mehrphasen-Filter handelt, stimmen die Amplituden zweier Ausgangssignale in einem großen Frequenzbereich überein, während sich eine Phasenverschiebung von 90º bei der die Bedingung ωRC = 1 erfüllenden Frequenz ergibt. Da der Phasenfehler von 90º in den Eingangs- Quadratur-Signalen die Quadraturkennlinien der Ausgangssignale bei vorliegender Erfindung nicht beeinträchtigt, können mittels der Schaltung nach Fig. 19 in einem großen Frequenzbereich genau übereinstimmende Quadratur-Ausgangssignale erzeugt werden.
Es sei darauf hingewiesen, daß die Ausgangsfrequenz bei der vorliegenden Erfindung doppelt so hoch wie die Eingangsfrequenz ist, doch muß die Eingangsfrequenz halb so hoch wie die gewünschte Ausgangsfrequenz sein.

(Zweites Ausführungsbeispiel)

Fig. 12 stellt ein zweites erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel zur Erzeugung von Quadratursignalen dar. Die Schaltung nach Fig. 12 enthält Multiplizierer 1a und 1b, einen Subtrahierer 14 und einen Addierer 15. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel wird das erste Ausgangssignal gemäß Gleichung (1) oder Gleichung (3) gebildet, und das andere Ausgangssignal nach der folgenden Gleichung (6), die sich durch Umformung der Gleichung (2) ergibt.
cos²ωt - sin²(ωt + φ) = [cosωt + sin(ωt + φ)][cosωt - sin(ωt + φ)] = cos(2ωt + φ)cosφ (6)
Die Gleichung (6) zeigt, daß die Multiplikation der Summe mit der Differenz der Eingangs-Quadratursignale gleich der Quadrat-Differenz des ersten Ausführungsbeispiels ist. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel werden die beiden Ausgangssignale durch Verwendung zweier Modifizierer gebildet, so daß die Verzögerung beider Ausgangssignale gleich ist, und daher ist es vorteilhaft, diese Schaltung in einem hohen Frequenzbereich anzuwenden. Bei dem zweiten Ausführungsbeispiel ergibt sich die gleiche Verbesserung bei einem Phasenfehler und/oder Amplitudenfehler der Eingangssignale wie bei dem ersten Ausführungsbeispiel.

(Drittes Ausführungsbeispiel)

Fig. 13 stellt das dritte erfindungsgemäße Ausführungsbeispiel dar. Das Quadratursignalerzeugungssystem nach Fig. 13 enthält zwei Quadrat-Differenz-Schaltungen 2a und 2b, einen Subtrahierer 14 und einen Addierer 15. Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel ergibt sich die Gleichung (7) durch Multiplikation der Gleichung (1) mit 4, und die Gleichung (8) durch Multiplikation der Gleichung (2) mit 2.
4cosωt·sin(ωt + φ) = [cosωt + sin(ωt + φ)]² - [cosωt - sin(ωt + φ)]² = 2sin(2ωt + φ) + 2sinω (7)
2[cos²ωt + sin²(ωt + φ)] = 2cos(2ωt + φ)cosφ (8)
Die Gleichung (7) zeigt, daß die Quadrat-Differenz- Schaltung 2a das Produkt der Eingangssignale aus der Quadrat-Differenz einer Summe und einer Differenz der Eingangssignale bildet. Die Gleichung (8) wird durch die in den Fig. 6 und 7 dargestellte Quadrat-Differenz- Schaltung nachgebildet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird eine Multiplikation durch Verwendung einer Quadrat-Differenz-Schaltung bewirkt, so daß beide Ausgangssignale durch Verwendung einer Quadrat-Differenz- Schaltung gebildet werden und es daher vorteilhaft ist, sie in einem Hochfrequenzbereich anzuwenden. Dieses dritte Ausführungsbeispiel ergibt bei einem Phasenfehler und/oder Amplitudenfehler der Eingangssignale eine mit der des ersten Ausführungsbeispiel vergleichbare Verbesserung.

(4. Ausführungsbeispiel)

Fig. 14 stellt ein viertes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel dar. Nach Fig. 14 enthält ein Quadratursigal-Erzeugungssystem einen Multiplizierer 1, eine Quadrat-Differenz-Schaltung 2, Kondensatoren 16a und 16b und Begrenzungsverstärker 17a und 17b. Fig. 14 ist eine Abwandlung der Fig. 1 und enthält ferner in jedem Ausgangskreis des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 noch einen Kondensator (16a, 17a) und einen Begrenzungsverstärker (16b, 17b) in Reihe. Selbst wenn ein Multiplizierer nach Fig. 2, der einen Amplitudenfehler von 6 dB zwischen den Ausgangssignalen bewirkt, verwendet wird, ergibt der Aufbau nach Fig. 14 wegen der Verwendung der Begrenzungsverstärker keine Amplitudenfehler zwischen den Ausgangssignalen. Ferner kann ein Amplitudenfehler der Ausgangssignale, der durch einen Phasenfehler und/oder Amplitudenfehler in den Eingangs-Quadratursignalen bewirkt wird, durch die Verwendung der Begrenzungsverstärker beseitigt werden.
Es sollte darauf hingewiesen werden, daß natürlich ein Kondensator und ein Begrenzungsverstärker in Reihe gemäß Fig. 14 bei dem zweiten Ausführungsbeispiel und dem dritten Ausführungsbeispiel angeschlossen sein kann, so daß bei dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel ähnliche Wirkungen wie bei dem vierten Ausführungsbeispiel erreicht werden.
Wie vorstehend ausführlich dargelegt wurde, ergeben sich selbst dann, wenn grobe Quadratur-Eingangssignale verwendet werden, feine Quadratursignale mit doppelter Frequenz bei genauer Phasenrelation und Amplitudenrelation.
Aus vorstehendem ergibt sich, daß ein neues und verbessertes Quadratursignalerzeugungssystem erfunden wurde. Es sei jedoch darauf hingewiesen, daß die Ausführungsbeispiele lediglich zur Erläuterung der Erfindung und nicht zur Einschränkung des Schutzumfangs dienen. Es sei daher auf die beigefügten Patentansprüche bezüglich des Schutzumfangs der Erfindung verwiesen.

Claims

1. Quadratursignalerzeugungssystem mit zwei Eingangsanschlüssen (IN1, IN2), die ein erstes Wechselsignal und ein zweites Wechselsignal empfangen, die jeweils eine vorbestimmte Frequenz und eine Phasenverschiebung von etwa 90º relativ zueinander haben, eine Multiplizierschaltung (1) zur Bildung eines Produkts aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, wobei das Produkt drittes Wechselsignal genannt wird,

eine Quadrat-Differenz-Schaltung (2) zur Bildung einer Differenz aus einem Quadrat des ersten Wechselsignals und einem Quadrat des zweiten Wechselsignals, wobei die Differenz viertes Wechselsignal genannt wird,

wobei die Frequenz des dritten Wechselsignals und des vierten Wechselsignals gleich dem Zweifachen der Frequenz des ersten Wechselsignals und des zweiten Wechselsignals ist und das dritte Wechselsignal und das vierte Wechselsignal eine Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander haben.

2. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, das ferner einen 6-dB-Verstärker (12) aufweist, der mit dem Ausgang des Multiplizierers verbunden ist.

3. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, das ferner zwei 3-dB-Verstärker (13a, 13b) aufweist, die mit jedem Eingang des Multiplizierers verbunden sind.

4. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, bei der der Multiplizierer durch Verwendung einer Gilbert-Zellen-Transistorschaltung ausgebildet ist.

5. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, bei der die Quadrat-Differenz-Schaltung einen Addierer zur Bildung der Summe aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal und einen zweiten Multiplizierer zur Bildung des Produkts aus einem Ausgangssignal des Addierers und des Subtrahierers aufweist.

6. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, bei der der Multiplizierer einen Addierer zur Bildung der Summe aus dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, einen Subtrahierer zur Bildung der Differenz zwischen dem ersten Wechselsignal und dem zweiten Wechselsignal, eine zweite Quadrat-Differenz-Schaltung zur Bildung der Differenz zwischen dem Quadrat eines Ausgangssignals des Addierers und dem Quadrat eines Ausgangssignals des Subtrahierers aufweist.

7. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, das ferner eine Reihenschaltung aus einem Kondensator und einem Begrenzungsverstärker am Ausgang des Multiplizierers und am Ausgang der Quadrat- Differenz-Schaltung aufweist.

8. Quadratursignalerzeugungssystem nach Anspruch 1, das fernen einen Phasenschieber aufweist, der ein Eingangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz aufnimmt und das erste Wechselsignal und das zweite Wechselsignal mit der Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander bildet.

9. Verfahren zum Erzeugen von Signalen mit einer Phasenverschiebung von 90º relativ zueinander, das die folgenden Schritte aufweist:

das Multiplizieren des ersten Wechselsignals mit einem zweiten Wechselsignal, die jeweils eine vorbestimmte Frequenz und eine relative Phasenverschiebung von etwa 90º aufweisen, und die Bildung eines dritten Wechselsignals,

die Bildung der Differenz zwischen einem Quadrat des ersten Wechselsignals und einem Quadrat des zweiten Wechselsignals als viertes Wechselsignal, das die gleiche Frequenz wie das dritte Wechselsignal und die Phasenverschiebung von 90º gegenüber dem dritten Wechselsignal hat.