DE60315529T2

DE60315529T2 - Radiofrequenzsender mit Phasenausgleich der Aufwärtswandelungsschleife

Info

Publication number: DE60315529T2
Application number: DE60315529T
Authority: DE
Inventors: Hong Redondo Beach Shi
Original assignee: Broadcom Corp
Current assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2002-02-04
Filing date: 2003-01-27
Publication date: 2008-05-15
Anticipated expiration: 2023-01-28
Also published as: US20030109234A1; US7031676B2; EP1335498A2; EP1335498A3; EP1335498B1; DE60315529D1

Description

1. GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft allgemein die drahtlose Datenübertragung und im Besonderen den Betrieb eines Hochfrequenz-(HF-) Senders in einer Komponente eines drahtlosen Kommunikationssystems.
2. HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Der Aufbau und Betrieb von drahtlosen Kommunikationssystemen sind allgemein bekannt. Beispiele für solche drahtlosen Kommunikationssysteme umfassen unter anderem zellulare Systeme und drahtlose lokale Netze. In diesen Kommunikationssystemen eingesetzte Einrichtungen werden typischerweise so gebaut, dass sie standardisierte Betriebsabläufe, d.h. Betriebsstands, unterstützen. Diese Betriebsstandards schreiben bestimmte Trägerfrequenzen, Kanäle, Modulationsarten, Baudraten, Bitübertragungsschicht-Frame-Strukturen, MAC-Schichtoperationen, Sicherungsschichtoperationen etc. vor. Durch Befolgung dieser Betriebsstandards wird eine Gerätekompatibilität erreicht.
Bei einem zellularen System lizenziert eine staatliche Behörde ein Frequenzspektrum für ein entsprechendes geographisches Gebiet (Dienstgebiet), das von einem lizenzierten Systembetreiber verwendet wird, um in dem Dienstgebiet einen drahtlosen Dienst bereitzustellen. Basierend auf dem lizenzierten Spektrum und den für das Dienstgebiet eingesetzten Betriebsstandards verwendet der Systembetreiber eine Mehrzahl an Trägerfrequenzen (Kanälen) innerhalb des Frequenzspektrums, die die Teilnehmereinheiten der Teilnehmer in dem Dienstgebiet unterstützen. Diese Kanäle sind typischerweise unter gleichem Abstand über das lizenzierte Spektrum angeordnet. Die Trennung zwischen nebeneinander liegenden Trägern wird durch die Betriebsstandards definiert und so gewählt, dass die in dem lizenzierten Spektrum unterstützte Kapazität ohne übermäßige Interferenzen maximiert wird. In den meisten Fällen werden dem Ausmaß nebeneinander liegenden Kanalinterferenzen, die durch Übertragungen über einen bestimmten Kanal verursacht werden können, strenge Beschränkungen auferlegt.
Bei zellularen Systemen ist eine Mehrzahl Basisstationen über das Dienstgebiet verteilt. Jede Basisstation bedient drahtlose Datenübertragungen innerhalb einer jeweiligen Zelle. Jede Zelle kann weiter in eine Mehrzahl an Sektoren unterteilt werden. Bei vielen zellularen Systemen, z.B. zellularen GSM-Systemen, unterstützt jede Basisstation Vorwärtsverbindungs-Datenübertragungen (von der Basisstation zu den Teilnehmereinheiten) über einen ersten Satz Trägerfrequenzen und Rückwärtsverbindungs-Datenübertragungen (von den Teilnehmereinheiten zur Basisstation) über einen zweiten Satz Trägerfrequenzen. Der erste und der zweite Satz Trägerfrequenzen, die von der Basisstation unterstützt werden, stellen einen Teilsatz sämtlicher Trägerfrequenzen in dem lizenzierten Frequenzspektrum dar. Bei den meisten, wenn nicht bei allen, zellularen Systemen werden die Trägerfrequenzen wiederverwendet, so dass Interferenzen zwischen dieselben Trägerfrequenzen verwendenden Basisstationen minimiert werden, die Systemkapazität jedoch erhöht wird. Die dieselben Trägerfrequenzen verwendenden Basisstationen sind typischerweise geographisch voneinander getrennt, so dass sich minimale Interferenzen ergeben.
Sowohl die Basisstationen als auch die Teilnehmereinheiten umfassen Hochfrequenz-(HF-) Sender und HF-Empfänger, die zusammen "HF-Sende-/Empfangsgeräte" bilden. HF-Sende-/Empfangsgeräte bedienen die drahtlosen Verbindungen zwischen den Basisstationen und den Teilnehmereinheiten. Der HF-Sender empfängt von einem Basisbandprozessor ein Basisbandsignal, wandelt das Basisbandsignal in ein HF-Signal um und verbindet das HF-Signal zur Übertragung mit einer Antenne. Bei den meisten HF-Sendern wird, aufgrund wohlbekannter Beschränkungen, das Basisband zuerst in ein Zwischenfrequenz-(ZF-) Signal und das ZF-Signal dann in das HF-Signal umgewandelt. Der HF-Empfänger empfängt ein HF-Signal, wandelt das HF-Signal in ein ZF-Signal und dann das ZF-Signal in ein Basisbandsignal um, welches er dann dem Basisbandprozessor zuführt.
Die schnelle Entwicklung des Mobilkommunikationsmarktes verlangt, dass Multiband-HF-Sende-/Empfangsgeräte eine geringe Größe, niedrige Kosten und einen geringen Energieverbrauch haben. Diese Marktvorgaben machen es erforderlich, dass sich die Architektur des HF-Sende-/Empfangsgeräts im Hinblick auf geringere Kosten und eine miniaturisierte Mobilgerätgröße für ein hohes Niveau an Systemintegration auf einem einzelnen Chip eignet. Ein geringer Energieverbrauch ist zur Erhöhung der Mobilgerätbatterielebensdauer entscheidend und für kleine Mobilgeräte, die kleine Batterien haben, von großer Bedeutung. Zur Bewältigung dieser Konstruktionsherausforderungen verwenden einige HF-Sender derzeit eine Translationsschleifenarchitektur, um das ZF-Signal in ein HF-Signal umzuwandeln. Translationsschleifen architekturen sind bei modulierten drahtlosen Systemen mit konstanter Hüllkurve nützlich, wie etwa der neuen Generation von GSM-(Global Standards for Mobile Communications (Globale Standards für die Mobilkommunikation)) und GPRS-(General Packet Radio System (Allgemeines paketorientiertes Funksystem)) Telefonen, die eine GMSK-(Gaussian Minimum Shift Keying (Gaußsche Minimumumtastung)) Modulation einsetzen. Bislang konnte die Translationsschleifenarchitektur jedoch bei Systemen, die ein Modulationsformat mit nicht konstanter Hüllkurve verwenden, wie etwa QPSK für standardisierte CDMA-(IS-95) und US-TDMA-(IS-136) Systeme, für 8-PSK für auf dem EDGE-Standard basierende Mobilgeräte und für Mobilgeräte, die andere Modulationsformate mit nicht konstanter Hüllkurve unterstützen, wie etwa 16 QAM, 32 QAM, 64 QAM, 128 QAM, etc., nicht erfolgreich angewandt werden.
In dem Dokument "A New Dual mode GSM/EDGE transceiver using modulation loop" von C. Berland et al., European Conference an Wireless Technology, Paris 2000, 5. Oktober 2000, Seiten 175-178, XP001060828, ISBN: 0-86213-217-7, ist eine Dualmodus-GSM-/EDGE-(Enhanced Data rates for GSM Evolution (Erhöhte Datenraten für GSM-Entwicklungen) Sender-/Empfängerarchitektur beschrieben, die einen Modulator, einen Begrenzer und eine Translationsschleife umfasst.
Es besteht daher auf diesem Gebiet Bedarf an einem HF-Sender mit niedrigem Energieverbrauch, der sowohl Modulationsformate mit konstanter Hüllkurve als auch Formate mit nicht konstanter Hüllkurve unterstützt und andere Unzulänglichkeiten bekannter Einrichtungen oder Geräte überwindet.
Zur Überwindung der vorstehend beschriebenen Unzulänglichkeiten sowie anderer Unzulänglichkeiten derzeitiger Geräte und Methodologien wird daher erfindungsgemäß ein Hochfrequenz-(HF-) Sender gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 bereitgestellt. Weitere vorteilhafte Merkmale der Erfindung sind in den abhängigen Unteransprüchen dargelegt.
Ein erfindungsgemäß konstruierter HF-Sender umfasst eine Translationsschleifenarchitektur, die Modulationsarten mit nicht konstanter Hüllkurve unterstützt, z.B. QPSK, 8-PSK, 16 QAM, 32 QAM, 64 QAM, 128 QAM, etc. Die Translationsschleifenarchitektur der vorliegenden Erfindung stellt die Hüllkurve der Translationsschleife so ein, dass sie Modulationsarten mit nicht konstanter Hüllkurve unterstützt. Der HF-Sender kann in einem Mobilgerät oder einem stationären Gerät enthalten sein.
Der HF-Sender umfasst insbesondere einen Zwischenfrequenz-(ZF-) Modulator, eine Translationsschleife, eine Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock, einen Hüllkurveneinstellblock und einen Zeitverzögerungskalibrierblock. Der ZF-Modulator empfängt ein moduliertes Basisbandsignal und erzeugt ein moduliertes ZF-Signal mit nicht konstanter Hüllkurve. Die Translationsschleife empfängt das modulierte ZF-Signal und erzeugt ein moduliertes HF-Signal mit konstanter Hüllkurve. Der Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock empfängt ein dem modulierten Signal entsprechendes Hüllkurvensignal und erzeugt basierend auf einem Zeitverzögerungssteuersignal ein zeitverzögertes Hüllkurvensignal. Der Hüllkurveneinstellblock stellt das modulierte HF-Signal basierend auf dem zeitverzögerten Hüllkurvensignal ein, um ein hüllkurveneingestelltes moduliertes HF-Signal zu erzeugen. Schließlich empfängt der Zeitverzögerungskalibierblock das hüllkurveneingestellte modulierte HF-Signal und erzeugt das Zeitverzögerungssteuersignal.
Bei einer Ausführungsform umfasst der Zeitverzögerungskalibierblock einen Abwärtswandler, einen Analog-/Digital-Umsetzer (ADU), ein Tiefpassfilter (TPF), ein Bandpassfilter (BPF) und einen Pegeldetektor-/Steuerblock. Der Abwärtswandler wandelt das hüllkurveneingestellte modulierte HF-Signal in ein komplexes Basisbandsignal um. Der ADU tastet das komplexe Basisbandsignal ab. Das TPF ist mit dem ADU verbunden und filtert das komplexe Basisbandsignal, um einen TPF-Ausgang zu erzeugen. Das BPF ist ebenfalls mit dem ADU verbunden und filtert das komplexe Basisbandsignal, um einen BPF-Ausgang zu erzeugen. Bei diesem Aufbau empfängt der Pegeldetektor-/Steuerblock den TPF-Ausgang und den BPF-Ausgang und erzeugt basierend auf dem TPF-Ausgang und dem BPF-Ausgang das Zeitverzögerungssteuersignal. Diese Komponenten des HF-Senders können in den in einem angeschlossenen Basisbandprozessor vorhandenen Ressourcen ausgeführt werden.
Der Zeitverzögerungskalibrierblock des HF-Senders bestimmt eine gewünschte Kanalleistung, die dem HF-Signal entspricht. Der Zeitverzögerungskalibrierblock bestimmt außerdem eine durch die Translationsschleife abgegebene Alternativkanalleistung (oder Nebenkanalleistung), die einem Alternativkanal (oder Nebenkanal) entspricht. Der Zeitverzögerungskalibrierblock bestimmt dann das Zeitverzögerungssteuersignal basierend auf dem Verhältnis der Kanalleistung zur Alternativkanalleistung. Wenn die Zeitverzögerung richtig eingestellt ist, stimmt die Hüllkurve des von der Translationsschleife erzeugten HF-Signals im Wesentlichen oder vollständig mit der Phase des von der Translationsschleife erzeugten HF-Signals überein. Infolgedessen wird die von der Translationsschleife erzeugte Alternativkanalleistung (und die Nebenkanalleistung) reduziert/minimiert, um systematische Anforderungen zu erfüllen.
Der HF-Sender kann außerdem einen Hüllkurvenermittlungsblock umfassen, der das Hüllkurvensignal erzeugt. Bei einer Ausführungsform bestimmt der Hüllkurvenermittlungsblock das Hüllkurvensignal basierend auf dem vom Basisbandprozessor empfangenen komplexen Basisbandsignal (nicht dem im Zeitverzögerungskalibrierblock erzeugten komplexen Basisbandsignal). Bei einer anderen Ausführungsform bestimmt der Hüllkurvenermittlungsblock das Hüllkurvensignal basierend auf dem modulierten ZF-Signal. Bei einer weiteren Ausführungsform empfängt der Hüllkurvenermittlungsblock das Hüllkurvensignal von einem angeschlossenen Basisbandprozessor.
Zumindest bei manchen Ausführungsformen ist das vom Hüllkurvenermittlungsblock erzeugte Hüllkurvensignal ein digitales Signal, während das zeitverzögerte Hüllkurvensignal ein analoges Signal ist. Bei diesem Signalformat verzögert der Zeitverzögerungsblock ein digitales Hüllkurvensignal durch eine Verzögerung, die auf dem Zeitverzögerungssteuersignal basiert. Dann empfängt ein Digital-/Analog-Umsetzer den Ausgang des Zeitverzögerungsblocks und erzeugt das zeitverzögerte Hüllkurvensignal.
Die Translationsschleife kann eine Phasenantwort haben, die mit der Frequenz variiert, so dass die Phasenantwort der Translationsschleife innerhalb des gewünschten Kanals konstant ist, in einem Nebenkanal und/oder Alternativkanal jedoch nicht konstant ist, d.h. die Phasenantwort ist eine Funktion der Frequenz innerhalb des Nebenkanals und/oder des Alternativkanals. Infolge dieser nicht konstanten Phasenantwort der Translationsschleife stimmen, auch wenn die Hüllkurve und die Phase am Ausgang der Translationsschleife für den gewünschten Kanal perfekt aneinander angepasst sind, die Hüllkurve und die Phase im Nebenkanal und/oder Alternativkanal nicht miteinander überein. Infolgedessen können die von der Translationsschleife ausgegebene Nebenkanalleistung und Alternativkanalleistung die systematischen Anforderungen nicht erfüllen.
Daher wird bei einer anderen Ausführungsform ein eingehendes Basisbandsignal (oder ZF-Signal) durch einen Phasenentzerrer phasenentzerrt, um die nicht konstante Phasenantwort der Translationsschleife zu kompensieren. Bei dieser Phasenentzerrung, die vor der Translationsschleife durchgeführt wird, wird die nicht konstante Phasenantwort der Translationsschleife überwunden, so dass die von der Translati onsschleife ausgegebene Nebenkanalleistung und Alternativkanalleistung weiter reduziert werden.
Andere Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden genauen Beschreibung der Erfindung unter Bezugnahme auf die begleitenden Zeichnungen hervor.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Ein besseres Verständnis dieser und anderer Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung geht aus einem Studium der folgenden genauen Beschreibung, der zugehörigen Ansprüche und der begleitenden Zeichnungen hervor. Es zeigt:
1A ein Systemdiagramm, das ein zellulares System darstellt, in dem die vorliegende Erfindung eingesetzt wird,
1B ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer erfindungsgemäß konstruierten drahtlosen Einrichtung allgemein darstellt,
2 ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten Hochfrequenz-(HF-) Sender darstellt,
3 ein Blockdiagramm, das den HF-Sender gemäß 2 genauer darstellt,
4 ein Blockdiagramm, das eine wertere Ausführungsform des Zeitverzögerungskalibrierblocks gemäß 2 darstellt, der die Alternativkanalleistungsverhältnis-(AKLV) Messoperationen durchführt,
5A ein Blockdiagramm, das das in einem AKLV-Messblock eingesetzte erfindungsgemäß konstruierte Tiefpassfilter darstellt,
5B ein Blockdiagramm, das eine erfindungsgemäß konstruierte Takterzeugungsschaltung darstellt,
6 ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten Energiepegeldetektor darstellt,
7 ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten Zeitverzögerungsblock des Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblocks darstellt,
8 ein Blockdiagramm, das eine erfindungsgemäß konstruierte Teilnehmereinheit darstellt,
9 ein Logikdiagramm, das ein erfindungsgemäßes Betriebsverfahren darstellt,
10A eine graphische Darstellung der Energiespektraldichte eines von dem erfindungsgemäßen HF-Sender erzeugten HF-Signals, wobei die Hüllkurveneinstellzeitverzögerung falsch eingestellt ist,
10B eine graphische Darstellung der typischen Energiespektraldichte eines von dem erfindungsgemäßen HF-Sender erzeugten HF-Signals, wobei die Hüllkurveneinstellzeitverzögerung korrekt eingestellt ist,
11 eine graphische Darstellung der Phasenantwort einer von einem HF-Sender verwendeten erfindungsgemäß konstruierten Translationsschleife,
12 ein Blockdiagramm, das einer weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten HF-Senders darstellt,
13 ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten Phasenentzerrers des HF-Senders gemäß 12 darstellt,
14 ein Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten Phasenentzerrers des HF-Senders gemäß 12 darstellt,
15 ein Logikdiagramm, das ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Kalibrieren eines Phasenentzerrers darstellt, und
16 ein Logikdiagramm, dass den erfindungsgemäßen Betrieb eines Phasenentzerrers darstellt.
GENAUE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A ist ein Systemdiagramm, das ein zellulares System darstellt, in dem die vorliegende Erfindung eingesetzt wird. Das zellulare System umfasst eine Mehrzahl an Basisstationen 102, 104, 106, 108, 110 und 112, die drahtlose Datenübertragungen innerhalb jeweiliger Zellen/Sektoren bedienen. Das zellulare System bedient drahtlose Datenübertragungen einer Mehrzahl drahtloser Teilnehmereinheiten. Diese drahtlosen Teilnehmereinheiten umfassten drahtlose Handapparate 114, 118, 120 und 126, mobile Computer 124 und 128 sowie Desktop-Computer 116 und 122. Bei der drahtlosen Datenübertragung kommuniziert jede dieser Teilnehmereinheiten mit einer (oder mehreren während der Weiterschaltung) der Basisstationen 102 bis 112. Jede der Teilnehmereinheiten 114-128 und jede der Basisstationen 102-112 umfassen einen erfindungsgemäß konstruierten Hochfrequenz-(HF-) Schaltungsaufbau.
Der HF-Schaltungsaufbau der vorliegenden Erfindung kann in jeder der Teilnehmereinheiten 114-128, jeder der Basisstationen 102-112 oder in anderen drahtlosen Einrichtungen enthalten sein, unabhängig davon, ob diese in einem zellularen System arbeiten oder nicht. Daher können die Lehren der vorliegenden Erfindung beispielsweise auf drahtlose lokale Netze, Zwei-Wege-Radios, Satellitenkommunikationseinrichtungen oder andere Einrichtungen angewandt werden, die drahtlose Datenübertragungen unterstützen.
Der erfindungsgemäße HF-Schaltungsaufbau unterstützt sowohl Modulationsarten mit konstanter Hüllkurve als auch Modulationsarten mit nicht konstanter Hüllkurve. Der HF-Senderabschnitt dieses HF-Schaltungsaufbaus unterstützt Modulationsformate mit nicht konstanter Hüllkurve, wie etwa QPSK für standardisierte CDMA-(IS-95) und US-TDMA-(IS-135) Systeme und 8-PSK für standardisierte EDGE-Systeme. Der erfindungsgemäße HF-Sender unterstützt auch andere Modulationsarten mit nicht konstanter Hüllkurve, z.B. QPSK, 8-PSK, 16 QAM, 32 QAM, 64 QAM, 128 QAM etc., unabhängig davon, ob diese standardisiert sind oder nicht. Der Aufbau und Betrieb des HF-Senders ist unter Bezugnahme auf die 2-10B näher beschrieben.
Der Aufbau und Betrieb des erfindungsgemäßen HF-Senders können auch so ausgeführt werden, dass er auch andere drahtlose Datenübertragungen bedient. Der HF-Sender kann beispielsweise dazu verwendet werden, auf Anwesen bezogene drahtlose lokale Netzkommunikationen (premises-based WLAN communications), z.B. IEEE802.11a- und IEEE802.11b-Kommunikationen, und Ad-hoc-Peer-to-Peer-Kommunikationen, z.B. Bluetooth, zu bedienen. Bei einem WLAN-System wäre der Aufbau dem in 1A gezeigten Aufbau ähnlich, anstelle der Basisstationen 102-112 würde das WLAN-System jedoch eine Mehrzahl drahtloser Zugriffspunkte (WAPs – Wireless Access Points) umfassen. Jeder dieser WAPs würde ein entspre chendes Gebiet innerhalb des bedienten Anwesens bedienen und mit den bedienten drahtlosen Einrichtungen drahtlos kommunizieren. Bei Peer-to-Peer-Kommunikationen, wie etwa den bei Bluetooth-Anwendungen bedienten, würde der HF-Sender der vorliegenden Erfindung die Datenübertragungen zwischen Peer-Einrichtungen, z.B. einem Laptop-Computer 124 und einem drahtlosen Handapparat 126, unterstützen.
1B ist ein Blockdiagramm, das den Aufbau einer erfindungsgemäß konstruierten drahtlosen Einrichtung 150 allgemein darstellt. Der allgemeine Aufbau der drahtlosen Einrichtung 150 ist in jeder der in 1A gezeigten drahtlosen Einrichtungen 114-128 vorhanden. Die drahtlose Einrichtung 150 umfasst eine Mehrzahl Host-Einrichtungskomponenten 152, die alle Anforderungen der drahtlosen Einrichtung 150 bedienen, mit Ausnahme der HF-Anforderungen der drahtlosen Einrichtung 150. Selbstverständlich werden die HF-Datenübertragungen der drahtlosen Einrichtung 150 betreffende Operationen teilweise von den Host-Einrichtungskomponenten 152 durchgeführt.
Mit den Host-Einrichtungskomponenten 152 verbunden ist die HF-Schnittstelle 154. Die HF-Schnittstelle 154 bedient die HF-Datenübertragungen der Host-Einrichtung 150 und umfasst einen Basisbandprozessor 160, einen HF-Sender 156 und einen HF-Empfänger 158. Sowohl der HF-Sender 156 als auch der HF-Empfänger 158 sind mit einer Antenne 160 verbunden. Ein spezieller Aufbau einer Host-Einrichtung ist unter Bezugnahme auf 8 beschrieben. Des Weiteren sind die Lehren der vorliegenden Erfindung in dem HF-Sender 156 der HF-Schnittstelle 154 verkörpert.
2 ist ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten HF-Sender 200 darstellt. Der HF-Sender 200 umfasst einen I-Q-Zwischenfrequenz-(ZF-) Modulator 202, der ein I-Q-Basisbandsignal von einem Basisbandprozessor empfängt und das I-Q-repräsentierte Basisbandsignal in ein moduliertes ZF-Signal umwandelt. Das vom I-Q-ZF-Modulator erzeugte, modulierte ZF-Signal dient als Eingang einer Translationsschleife 204. Die Translationsschleife 204 erzeugt ein HF-Signal auf der Sende-(TX-) Frequenz, das von einem Hüllkurveneinstellblock 206 empfangen wird. Es wird darauf hingewiesen, dass das von der Translationsschleife 204 empfangene modulierte ZF-Signal ein Signal mit nicht konstanter Hüllkurve ist (was einer Modulationsart mit nicht konstanter Hüllkurve entspricht), während das von der Translationsschleife 204 ausgegebene HF-Signal ein Signal mit konstanter Hüllkurve ist. Der Hüllkurveneinstellblock 206 stellt die Hüllkurve des von der Translationsschleife 204 erzeugten HF-Signals basierend auf einem zeitverzögerten Hüllkurvensignal ein. Der Hüllkurveneinstellblock 206 erzeugt ein hüllkurveneingestelltes HF-Signal, das durch einen Leistungsverstärker (LV) 208 verstärkt wird. Der Ausgang des LV 208 wird an einen HF-Schalter, ein HF-Filter oder einen Duplexer angelegt, der/das das verstärkte hüllkurveneingestellte HF-Signal mit der Antenne verbindet.
Ein Hüllkurvenermittlungsblock 210, ein Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 und ein Zeitverzögerungskalibrierblock 214 arbeiten zusammen, um das zeitverzögerte Hüllkurvensignal zu erzeugen. Der Hüllkurvenermittlungsblock 210 ermittelt die Hüllkurve des ZF-Signals unter Verwendung von einer von drei (oder mehr) Techniken/Ausführungsformen. Bei einer ersten Ausführungsform empfängt der Hüllkurvenermittlungsblock 210 eine Hüllkurvenangabe von einem angeschlossenen Basisbandprozessor. Bei einer zweiten Ausführungsform misst der Hüllkurvenermittlungsblock 210 die I- und Q-Komponenten des Basisbandsignals am Eingang des I-Q-ZF-Modulators, um die Hüllkurve zu berechnen. Bei einer dritten Ausführungsform misst der Hüllkurvenermittlungsblock 210 die Hüllkurve des ZF-Signals am Ausgang des I-Q-ZF-Modulators 202.
Das Hüllkurvensignal, das eine Größe des modulierten Signals darstellt, wird durch den Hüllkurvenermittlungsblock 210 ausgegeben und von dem Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 empfangen. Der Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 gibt ein zeitverzögertes Hüllkurvensignal aus. Das zeitverzögerte Hüllkurvensignal wurde bezogen auf das Hüllkurvensignal verzögert, so dass es dem von der Translationsschleife 204 ausgegebenen HF-Signal korrekt entspricht. Daher entspricht die durch den Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 eingebrachte Verzögerung der durch die Translationsschleife 204 eingebrachten Verzögerung und darüber hinaus der durch den I-Q-ZF-Modulator 202 eingebrachten Verzögerung, wenn die Hüllkurve anhand des Basisbandsignals am Eingang des I-Q-ZF-Modulators 202 ermittelt wird. Daher ist das vom Hüllkurveneinstellblock 206 ausgegebene HF-Signal ein Phasen- und größenangepasstes HF-Signal mit nicht konstanter Hüllkurve.
Ein Zeitverzögerungskalibrterblock 214 stellt die Verzögerung ein, die durch den Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 in die ermittelte Hüllkurve eingebracht wurde. Der Betrieb des Zeitverzögerungskalibrierblocks 214 wird unter Bezugnahme auf die 3-6 und 9-10B genauer beschrieben. Allgemein gesagt, stellt der Zeitverzögerungskalibrierblock 214 die durch den Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 eingebrachte Zeitverzögerung solange ein, bis das Verhältnis des Signalpegels in einem betroffenen Kanal zu dem Signalpegel eines Nebenkanals (oder eines Alternativkanals) die Betriebsanforderungen des HF-Senders 200 erfüllt.
3 ist ein Blockdiagramm, das den HF-Sender 200 gemäß 2 genauer darstellt. Wie gezeigt, empfängt der I-Q-ZF-Modulator 202 ein ZF-Referenzsignal. Bei der beschriebenen Ausführungsform entspricht das ZF-Referenzsignal 1/6 des Sendefrequenz-(TX-) Referenzsignals. Ein Phasenschieber (PS) 304 empfängt das ZF-Referenzsignal (I-Komponente) und erzeugt eine entsprechende Q-Komponente durch Verschieben der Phase der I-Komponente um 90 Grad. Ein I-Q-Mischer 302 vermischt separat die I- und Q-Komponenten des Basisbandsignals mit den I- und Q-Komponenten des ZF-Referenzsignals. Der Ausgang des I-Q-Mischers 302 wird summiert und durch den Block 306 bandpassgefiltert, wodurch das modulierte ZF-Signal erzeugt wird.
Die Translationsschleife 204 umfasst einen Phasen-/Frequenzdetektor (PFD) 308, der das modulierte ZF-Signal empfängt und einen Ausgang erzeugt, der von einer Ladungspumpe 310 empfangen wird. Das Tiefpassfilter (TPF) 312 filtert den Ausgang der Ladungspumpe 310 und der Ausgang des TPF 312 treibt einen spannungsgeregelten TX-Oszillator (VCO – Voltage Controlled Oscillator) 314. Der Ausgang des TX VCO 314 dient als ein Eingang des Hüllkurveneinstellblocks 206, welcher bei der dargestellten Ausführungsform ein Mischer ist. Die Translationsschleife 204 umfasst ebenfalls einen Mischer 316, der den Ausgang des TX-VCO 314 und ein 7/6-TX-Referenzsignal von einem lokalen Oszillator empfängt. Der Ausgang des Mischers 316 mit 1/6 der TX-Frequenz dient als zweiter Eingang des PFD 308.
Der Hüllkurvenermittlungsblock 210 führt die vorstehend beschriebene zweite Ausführungsform aus, indem er die I- und Q-Komponenten in einem digitalen Format berechnet. Der Hüllkurvenermittlungsblock 210 umfasst außerdem Verarbeitungsoperationen zur Bestimmung der Größe der Hüllkurve durch Berechnen der Quadratwurzel von (I² + Q²). Wenn der Hüllkurvenermittlungsblock 210 die vorstehend beschriebene dritte Ausführungsform ausführt, digitalisiert er das am Ausgang des I-Q-ZF-Modulators erzeugte, modulierte ZF-Signal und bestimmt seine Größe.
Der Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 umfasst einen Zeitverzögerungsblock 322 und einen Digital-/Analog-Umsetzer (DAU) 324. Der Zeitverzögerungskalibrierblock 214 umfasst einen Mischer 326, der das vom Mischer 206 (Hüllkurveneinstellblock) erzeugte HF-Signal mit dem Signal eines lokalen Oszillators mischt, das eine Frequenz hat, die gleich der TX-Trägerfrequenz ist, um das modulierte TX-Signal am Ausgang des Mischers 326 abwärts in ein komplexes Basisbandsignal zu wandeln. Ein Analog-/Digital-Umsetzer (ADU) 328 empfängt den Ausgang des Mischers 326 und wandelt das Signal in eine digitale Entsprechung des komplexen Basisbandsignals um. Sowohl ein Tiefpassfilter (TPF) 330 als auch ein Bandpassfilter (BPF) 332 filtern das komplexe Basisbandsignal. Als Beispiel für einen Betrieb, der in einem auf dem EDGE-Standard basierenden zellularen Systems durchgeführt werden würde, würde das TPF 330 eine Grenzfrequenz (F_c) von 200 kHz und das BPF 322 eine F_o von 500 kHz und eine Bandbreite von 200 kHz aufweisen.
Die Ausgänge des TPF 330 und des BPF 332 werden von einem Pegeldetektor/Steuerblock 334 empfangen, der das Zeitverzögerungssteuersignal erzeugt, das einen Eingang des Zeitverzögerungsblocks 322 darstellt. Bei der beschriebenen Ausführungsform erzeugt das TPF 330 ein Signal, das einem betroffenen Kanal entspricht, und das BPF 332 erzeugt ein Signal, das einem Alternativkanal (oder Nebenkanal) entspricht. Der Pegelbestimmungs-/Steuerblock 334 verwendet diese Signale, um ein Alternativkanalleistungsverhältnis (AKLV) zu berechnen, welches das Verhältnis der Kanalleistung (KL) zur Alternativkanalleistung (AKL) darstellt. Das AKLV wird dann mit einem zulässigen Grenzwert verglichen. Wenn das AKLV diesen Grenzwert erfüllt, ist der Eingang des Zeitverzögerungsblocks 322 richtig eingestellt. Wenn das AKLV diesen Grenzwert jedoch nicht erfüllt, stellt der Pegelbestimmungs/Steuerblock 334 das Zeitverzögerungssteuersignal für den Zeitverzögerungsblock 322 solange ein, bis der Grenzwert erfüllt wird.
4 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform des Zeitverzögerungskalibrierblocks 214 gemäß 2 darstellt, der die AKLV-Messoperationen durchführt. Wie in 4 gezeigt, umfasst das BPF 332 zur hardwareeffizienten Filtration des Alternativkanalsignals eine DDFS-Nachschlagetabelle (LUT – Look-up-Tabelle) 402, einen komplexen Mischer 404 und ein TPF 406. Der Pegeldetektor/Steuerblock 334 umfasst einen Energiepegeldetektor 410 und einen Zeitverzögerungsteuersignalblock 412. Der Energiepegeldetektor 410 gibt die ermittelten Pegel der KL und AKL aus. Basierend auf einem Verhältnis dieser Messungen, dem AKLV, erzeugt der Zeitverzögerungssteuersignalblock 412 das Zeitverzögerungssteuersignal.
5A ist ein Blockdiagramm, das ein in einem AKLV-Messblock eingesetztes erfindungsgemäß konstruiertes TPF darstellt. Das TPF umfasst die Filteroperationsblöcke 502, 506, 510 und 512 und einen Verstärkungsoperator (gain Operator) 504. Das Tiefpassfilter gemäß 5A kann für beide/eines der TPF 330 und 406 gemäß 4 verwendet werden.
5B ist ein Blockdiagramm, das eine erfindungsgemäß konstruierte Takterzeugungsschaltung darstellt. Wie unter Bezugnahme auf 3 beschrieben, müssen für den HF-Sender 200 verschiedene Referenzsignale erzeugt werden. Diese Frequenzen umfassen 1/6 TX, TX und 7/6 TX (Sendefrequenz). Zur Erzeugung dieser Frequenzen umfasst die Takterzeugungsschaltung gemäß 5B einen lokalen Oszillator (LO) 552, der ein Taktreferenzsignal erzeugt. Ein Phasenregelkreis (PLL – Phase Locked Loop) 554 empfängt das Taktreferenzsignal und erzeugt basierend darauf einen frequenzmultiplizierten Ausgang. Ein erster Teiler 556 empfängt den frequenzmultiplizierten Ausgang und teilt das Signal, um das 7/6-TX-Referenzsignal zu erzeugen. Ein zweiter Teiler 558 empfängt den frequenzmultiplizierten Ausgang und teilt das Signal, um das 1/6-TX-(ZF-) Referenzsignal zu erzeugen. Des Weiteren werden zur Erzeugung des TX-Referenzsignals (zur Verwendung durch den Zeitverzögerungskalibrierblock 214) das 7/6-TX-Referenzsignal und das 1/6-TX-Referenzsignal durch einen Mischer 560 gemischt, um das TX-Referenz zu erzeugen.
6 ist ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten Energiepegeldetektor darstellt. Wie gezeigt, umfasst der Energiepegeldetektor einen ersten Mischer 602, der dazu verwendet wird, die Energiespektraldichte (ESD) des vom TPF 330 ausgegebenen Signals zu erzeugen. Des Weiteren wird ein zweiter Mischer 604 eingesetzt, um die ESD des vom BPF 332 ausgegebenen Signals zu erzeugen. Die Filterblöcke 606 und 610 filtern die Ausgänge der Mischer 602 bzw. 604. Anschließend werden die Ausgänge der Filterblöcke 606 und 610 durch die Abwärtsabtastblöcke 608 bzw. 612 abwärts abgetastet, um das KL- bzw. das AKL-Signal zu erzeugen. Es wird darauf hingewiesen, dass der Eingang des Energieegeldetektors 410 eine Abtastrate von 26 MHz und der Ausgang des Energiepegeldetektors 410 eine Abtastrate von 10 kHz hat.
7 ist ein Blockdiagramm, das einen erfindungsgemäß konstruierten Zeilverzögerungsblock 322 des Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblocks 212 darstellt. Der Zeitverzögerungsblock 322 empfängt als Eingang das durch den Hüllkurveermittlungsblock 210 erzeugte Hüllkurvensignal und das durch den Zeitverzögerungskalibrierblock 214 erzeugte Zeitverzögerungssteuersignal. Der Zeitverzögerungsblock 322 umfasst eine Mehrzahl in Reihe geschalteter Verzögerungselemente 702-712. Der Multiplexer (MUX) 714 empfängt als Eingang das Hüllkurvensignal und den Ausgang eines jeden der in Reihe geschalteten Verzögerungselemente 702-712. Der Multiplexer 714 empfängt als Steuereingang das Zeitverzögerungssteuersignal vom Zeitverzögerungskalibrierblock 214. Als Ausgang erzeugt der Multiplexer 714 das zeitverzögerte Hüllkurvensignal. Die durch die Verzögerungselemente 702-712 eingebrachte Verzögerung wird basierend auf erwarteten Minimal- und Maximalverzögerungen bestimmt, die zum Kompensieren der durch die Translationsschleife 204 (und den I-Q-ZF-Modulator 202) eingebrachten Verzögerung benötigt werden.
8 ist ein Blockdiagramm, das eine erfindungsgemäß konstruierte Teilnehmereinheit 802 darstellt. Die Teilnehmereinheit 802 arbeitet innerhalb eines zellularen Systems, wie etwa dem unter Bezugnahme auf 1A beschriebenen zellularen System, und gemäß den vorstehend unter Bezugnahme auf die 2-7 beschriebenen Operationen und wie nachfolgend unter Bezugnahme auf die 9-10B dargelegt. Die Teilnehmereinheit 802 umfasst eine HF-Einheit 804, einen Prozessor 806, der die Basisbandverarbeitung und andere Verarbeitungsoperationen ausführt, und einen Speicher 808. Die HF-Einheit 804 ist mit einer Antenne 805 verbunden, die sich außerhalb oder innerhalb des Gehäuses der Teilnehmereinheit 802 befinden kann. Der Prozessor 806 kann eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC – Application Specific Integrated Circuit) oder ein anderer Prozessortyp sein, der dazu in der Lage ist, die Teilnehmereinheit erfindungsgemäß zu betreiben. Der Speicher 808 umfasst sowohl statische als auch dynamische Komponenten, z.B. DRAM, SRAM, ROM, EEPROM, etc. Bei manchen Ausführungsformen kann der Speicher 808 teilweise oder vollständig auf einer ASIC enthalten sein, die auch den Prozessor 806 umfasst. Eine Benutzerschnittstelle 810 umfasst einen Bildschirm, eine Tastatur, einen Lautsprecher, ein Mikrophon sowie eine Datenschnittstelle und kann auch andere Benutzerschnittstellenkomponenten enthalten. Die HF-Einheit 804, der Prozessor 806, der Speicher 808 und die Benutzerschnittstelle 810 sind über eine oder mehrere Kommunikations-Bus Verbindungsleitungen miteinander verbunden. Eine Batterie 812 ist ebenfalls angeschlossen und versorgt die HF-Einheit 804, den Prozessor 806, den Speicher 808 und die Benutzerschnittstelle 810 mit Energie.
Die HF-Einheit 804 umfasst die unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen HF-Senderkomponenten und wird erfindungsgemäß so betrieben, dass sie die Hüllkurve eines durch eine darin enthaltene Translationsschleife erzeugten HF-Signals einstellt. Der Aufbau der dargestellten Teilnehmereinheit 802 stellt nur ein spezifisches Beispiel für einen Teilnehmereinheitsaufbau dar. Zahlreiche andere unterschiedliche Teilnehmereinheitsaufbauten könnten gemäß den Lehren der vorliegenden Erfin dung betrieben werden. Des Weiteren können die Grundlagen der vorliegenden Erfindung auch auf die Basisstationen angewandt werden, die allgemein unter Bezugnahme auf 1A beschrieben sind.
9 ist ein Logikdiagramm, das ein erfindungsgemäßes Betriebsverfahren darstellt. Der erfindungsgemäße Betrieb wird beim Einschalten oder Zurücksetzen (Reset) initiiert. In einem solchen Fall werden die Operationen gemäß 9 zusammen mit mehreren anderen Operationen durchgeführt, die zum Einstellen/Zurücksetzen des Betriebs eines entsprechenden HF-Senders 200 erforderlich sind. Die Operationen gemäß 9 werden unter zusätzlicher Bezugnahme auf die 10A und 10B beschrieben. 10A ist eine graphische Darstellung der Energiespektraldichte eines durch den erfindungsgemäßen HF-Sender 200 erzeugten HF-Signals, wobei das Zeitverzögerungssteuersignal falsch eingestellt ist. 10B ist eine graphische Darstellung der Energiespektraldichte eines durch den erfindungsgemäßen HF-Sender 200 erzeugten HF-Signals, wobei das Zeitverzögerungssteuersignal richtig eingestellt ist.
Bezug nehmend wieder auf 9 werden die erfindungsgemäßen Kalibrieroperationen beim Einschalten oder Zurücksetzen initiiert (Schritt 902). In einem solchen Fall werden die Komponenten des HF-Senders 200, z.B. des HF-Senders 200 gemäß 2, so betrieben, dass das HF-Signal erzeugt wird. Das HF-Signal kann eine Energiespektraldichte haben, wie etwa in 10A gezeigt. Bei den erfindungsgemäßen Operationen werden die KL (mittlere Keule der ESD) und die AKL (seitliche Keule der ESD) gemessen (Schritt 904). Dann wird das Verhältnis der KL zur AKL (oder der AKL zur KL), d.h. das AKLV, bestimmt. Das AKLV wird dann mit einem AKLV-Schwellenwert (Schritt 906) verglichen. Dieser AKLV-Schwellenwert ist direkt auf die zulässigen Interferenzen bezogen, die ein Betrieb des Kanals im Atternativkanal (oder Nebenkanal) erzeugen kann.
Bei der in 10A dargestellten ESD erfüllt das AKLV nicht den Schwellenwert und das vom Zeitverzögerungskalibrierblock 214 dem Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 zugeführte Zeitverzögerungssteuersignal wird eingestellt (Schritt 908). Der Betrieb kehrt vom Schritt 908 zum Schritt 904 zurück, wo die KL und AKL erneut gemessen werden und das AKLV bestimmt wird. Nach einer oder mehrerer Wiederholungen von Schritt 908 wird die ESD gemäß 10B erzeugt, so dass der AKLV-Schwellenwert in Schritt 906 erfüllt wird. Von Schritt 906 geht der Betrieb, wenn das AKLV erfüllt ist, zu Schritt 910 über, in dem das durch den Zeitverzögerungskalibrierblock 214 erzeugte, aktuell eingestellte Zeitverzögerungssteuersignal verwendet wird. Der Betrieb verbleibt beim Schritt 912 bis ein Kalibrierereignis stattfindet. Ein Kalibrierereignis kann periodisch stattfinden oder wenn ein Schwellenwert erfüllt wird.
11 ist eine graphische Darstellung der Phasenantwort einer von einem HF-Sender verwendeten, erfindungsgemäß konstruierten Translationsschleife. Wie in 11 gezeigt, hat die Translationsschleife, z.B. die Translationsschleife 204 gemäß 2, eine Phasenantwort, die mit der Frequenz variiert. Innerhalb des gewünschten Kanals ist die Phasenantwort der Translationsschleife im Wesentlichen konstant. Des Weiteren ist die Phasenantwort der Translationsschleife innerhalb eines Nebenkanals in einem Teil des Nebenkanals konstant, variiert jedoch in einem anderen Teil des Nebenkanals mit der Frequenz. Innerhalb eines Alternativkanals variiert die Phasenantwort der Translationsschleife erheblich mit der Frequenz. Andere Translationsschleifen können eine andere Phasenantwort aufweisen, die starker oder weniger mit der Frequenz variiert. Die graphische Darstellung gemäß 11 ist lediglich zur Beschreibung der Lehren der vorliegenden Erfindung angegeben.
Zur Reduzierung/Minimierung der durch die Translationsschleife erzeugten Nebenkanal- und Alternativkanalleistung müssen die Phase und die Hüllkurve der Translationsschleife bei allen Frequenzen, einschließlich des gewünschten Kanals, des Nebenkanals und des Alternativkanals, genau aneinander angepasst werden. Die Lehren der vorliegenden Erfindung, wie unter Bezugnahme auf die 2-10 beschrieben, zeigen wie dieses Ziel bei Translationsschleifen mit konstanter Phasenantwort vollständig erreicht und bei Translationsschleifen mit einer mit der Frequenz variierenden Phasenantwort größtenteils erreicht werden kann. Bei Translationsschleifen, die das Verhalten gemäß 11 zeigen, können jedoch die Phase und die Hüllkurve der Translationsschleife über das volle Frequenzspektrum des gewünschten Kanals, des Nebenkanals und des Alternativkanals nicht vollständig aneinander angepasst werden. Da die Hüllkurven-/Phasenanpassung nur im gewünschten Kanal (mit konstanter Phasenantwort) vollständig durchgeführt wenden kann, können die Nebenkanal- und Alternativkanalleistung bei Translationsschleifen mit der Phasenantwort gemäß 11 nicht vollständig minimiert werden.
Daher werden die Nebenkanal- und Alternativkanalkomponenten des Basisbandsignals erfindungsgemäß vor ihrer Anwendung auf die Translationsschleife phasenentzerrt. Bei einem spezifischen erfindungsgemäßen Betrieb wird ein Basisbandsignal vor seiner Umwandlung in die ZF gemäß der in 11 gezeigten Phasenentzerrungskurve phasenentzerrt. Die Phasenentzerrung des Basisbandsignals bereitet das Basisbandsignal auf, um die durch die Translationsschleife infolge ihrer Phasenantwort eingebrachten betrieblichen Unzulänglichkeiten zu überwinden. Tatsächlich kompensiert die Phasenentzerrung des Basisbandsignals die Phasenantwort der Translationsschleife. Daher werden, wenn die Hüllkurve und die Phase des Ausgangs der Translationsschleife aneinander angepasst sind, die Nebenkanal- und Alternativkanalleistung erheblich reduziert.
12 ist ein Blockdiagramm, das eine weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten HF-Senders darstellt. Der Aufbau des HF-Senders 1200 ähnelt dem Aufbau des unter Bezugnahme auf 2 beschriebenen HF-Senders 200, wobei 2 entsprechende Elemente dieselben Bezugszeichen behalten. Der HF-Sender 1200 gemäß 12 umfasst jedoch ferner einen Phasenentzerrer 1202 und einen Digital-/Analog-Umsetzer (DAU) 1204. Der Phasenentzerrer 1202 empfängt ein moduliertes Basisbandsignal vom Basisbandprozessor und erzeugt ein phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal. Die vom Phasenentzerrer 1202 durchgeführte Phasenentzerrung wird durchgeführt, um eine Phasenentzerrungskurve zu erzeugen, wie beispielsweise in 11 gezeigt. Die tatsächliche vom Phasenentzerrer 1202 erzeugte Phasenentzerrung basiert auf in der Translationsschleife 204 durchgeführten Kalibrieroperationen. Diese Kalibrieroperationen sind unter Bezugnahme auf 15 näher beschrieben.
Bei diesem Aufbau des HF-Senders 1200 empfängt der Phasenentzerrer 1202 digitale I- und Q-Komponenten des modulierten Basisbandsignals von einem angeschlossenen Basisbandprozessor. Der Phasenentzerrer 1202 entzerrt die Phase des digitalen modulierten Basisbandsignals und erzeugt ein digitales phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal (das sowohl die I- als auch die Q-Komponente umfasst). Der DAU 1204 empfängt das digitale phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal und wandelt das digitale phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal in ein analoges phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal (das sowohl die I- als auch die Q-Komponente umfasst) um, welches er dem ZF-Modulator 202 zuführt.
Bei dieser digitalen Ausführungsform des Phasenentzerrers 1202 kann ein digitales Allpassfilter verwendet werden, das in der Zeitdomäne arbeitet. Ein solcher Aufbau ist unter Bezugnahme auf 14 näher beschrieben. Alternativ können die Operationen des Phasenentzerrers 1202 in der Frequenzdomäne durchgeführt werden. Ein Aufbau, der die Phasenentzerrung in der Frequenzdomäne durchführt, ist unter Bezugnahme auf 13 beschrieben.
Bei einer alternativen Konstruktion des HF-Senders ist der Phasenentzerrer 1202 eine analoge Komponente, die analoge Phasenentzerrungsoperationen durchführt. In einem solchen Fall würde der Phasenentzerrer 1202 ein analoges moduliertes Basisbandsignal von dem angeschlossenen Basisbandprozessor empfangen und ein analoges phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal erzeugen. Bei einer Konstruktion dieser Ausführungsform ist der Phasenentzerrer 1202 ein analoges Allpassfilter mit einer Phasenantwort, die der Phasenentzerrungskurve gemäß 11 entspricht.
Bei dem HF-Sender 1200 gemäß 12 ist ein DAU 1206 außerhalb des Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblocks 212 dargestellt. Bei diesem Aufbau erzeugt der Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock 212 ein digitales zeitverzögertes Hüllkurvensignal, das durch den DAU 1206 in eine analoge Entsprechung desselben umgewandelt wird. Der Ausgang des DAU 1206 wird dann durch das Tiefpassfilter 1208 tiefpassgefiltert, bevor er an den Hüllkurveneinstellblock 206 angelegt wird.
Wie es auch beim HF-Sender 200 gemäß 2 der Fall war, kann beim HF-Sender 1200 gemäß 12 der Hüllkurvenermittlungsblock 202 von drei separaten Quellen Eingänge empfangen. Bei einem ersten Betrieb empfängt der Hüllkurvenermittlungsblock 202 seinen Eingang vom Basisbandprozessor. Bei einem zweiten Betrieb empfängt der Hüllkurvenermittlungsblock 202 seinen Eingang vom Ausgang des Phasenentzerrers 1202. Bei einem dritten Betrieb empfängt der Hüllkurvenermittlungsblock 202 seinen Eingang vom Ausgang des ZF-Modulators 202.
13 ist ein Blockdiagramm, das eine Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten Phasenentzerrers des HF-Senders gemäß 12 darstellt. Bei dem Phasenentzerrer 1300 gemäß 13 wird die Phasenentzerrung in der Frequenzdomäne an digitalen Signalen durchgeführt. Der Phasenentzerrer 1300 umfasst einen Fast-Fourier-Transformation-(FFT – Schnelle Fourier-Transformation) Operationsblock 1302, einen Phaseneinstellblock 1304 und einen Inverse-Fast-Fourier-Transformation-(IFFT) Operationsblock 1306, die mit der I-Komponente des digitalen modulierten Basisbandsignals arbeiten. Ebenso umfasst der Phasenentzerrer 1300 einen Fast-Fourier-Transformation-(FFT) Operationsblock 1308, einen Phaseneinstellblock 1310 und einen Inverse-Fast-Fourier-Transformation-(IFFT) Operationsblock 1312, die mit der Q-Komponente des digitalen modulierten Basisbandsignals arbeiten.
Die FFT-Operationsblöcke 1302 und 1304 empfangen die I- und die Q-Komponente des digitalen modulierten Basisbandsignals jeweils in der Zeitdomäne und wandeln die I- und Q-Komponenten des digitalen modulierten Basisbandsignals in die Frequenzdomäne um. Der Phaseneinstellblock 1304 und der Phaseneinstellblock 1310 empfangen Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen 1314 und stellen basierend auf den Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen 1314 die I- und Q-Komponenten des modulierten Basisbandsignals in der Frequenzdomäne ein, um die I- und Q-Komponenten des phasenentzerrten modulierten Basisbandsignals in der Frequenzdomäne zu erzeugen. Dann empfangen die IFFT-Operationsblöcke 1306 und 1312 die I- und Q-Komponenten des phasenentzerrten modulierten Basisbandsignals in der Frequenzdomäne und erzeugen das phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal in der Zeitdomäne. Die Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen 1314 bewirken, dass die Phaseneinstellblöcke 1304 und 1310, die in 11 gezeigte Phasenentzerrungskurve implementieren.
14 ist ein Blockdiagramm, das ein weitere Ausführungsform eines erfindungsgemäß konstruierten Phasenentzerrers des HF-Senders gemäß 12 darstellt. Der Phasenentzerrer umfasst ein Allpassfilter 1402, ein Allpassfilter 1404 und Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen 1406. Das Allpassfilter 1402 empfängt die I-Komponente des modulierten Basisbandsignals und erzeugt die I-Komponente des phasenentzerrten modulierten Signals. Das Allpassfilter 1404 empfängt die Q-Komponente des modulierten Basisbandsignals und erzeugt die Q-Komponente des phasenentzerrten modulierten Signals. Das Allpassfilter 1402 und das Allpassfilter 1404 empfangen jeweilige Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen und führen basierend darauf Phasenentzerrungsoperationen durch. Allpassfilter sind im Stand der Technik wohlbekannt. Für eine Beschreibung von Allpassfiltern, siehe Adel S. Sedra und Kenneth C. Smith, Microelectronic Circuits, vierte Ausgabe, Oxford University Press, 1998.
15 ist ein Logikdiagramm, das ein erfindungsgemäßes Verfahren zum Kalibrieren eines Phasenentzerrers darstellt. Die Kalibrierung kann beim Einschalten, Zurücksetzen, periodisch oder anderweitig initiiert werden (Schritt 1502). Da sich die Betriebseigenschaften der Komponenten des HF-Senders, einschließlich der Translationsschleife, mit der Temperatur ändern können, kann eine periodische Kalibrierung bevorzugt sein. Nachdem die Kalibrieroperationen begonnen haben, wird ein erster ausgewählter gewünschter Kanal gewählt (Schritt 1504). Dann wird, wenn der HF-Sender in dem gewünschten Kanal ein Testsignal sendet, das vom Basisband prozessor bereitgestellt wird, die Phasenantwort der Translationsschleife im Nebenkanal und Alternativkanal gemessen (Schritt 1504).
Wenn der gewählte gewünschte Kanal der letzte zu berücksichtigende gewünschte Kanal ist, geht der Betrieb zu Schritt 1510 über. Wenn nicht, kehrt der Betrieb zu Schritt 1504 zurück, in dem der nächste gewünschte Kanal gewählt wird. Die Phasenantwort der Translationsschleife variiert typischerweise nicht nur mit der Frequenzdifferenz zwischen dem gewünschten Kanal und den Neben-/Alternativkanälen, sondern auch mit der Frequenz des gewünschten Kanals. Die Kalibrieroperationen als solche werden für jeden gewünschten Kanal durchgeführt, der von der Translationsschleife bedient wird. Bei einigen Translationsschleifen jedoch, kann die Phasenantwort nur eine Funktion der Differenz zwischen dem gewünschten Kanal und den Neben-/Alternativkanälen sein. In einem solchen Fall wird nur ein einzelner gewünschter Kanal bei den Operationen gemäß 15 berücksichtigt.
Wenn für jeden gewünschten Kanal Messungen erhalten wurden, geht der Betrieb zu Schritt 1510 über, in dem die Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen bestimmt werden. Die bestimmten Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen basieren auf dem Aufbau des eingesetzten Phasenentzerrers. Wenn der Phasenentzerrer ein Allpassfilter ist, umfassen die Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen Filterkoeffizienten. Wenn der Phasenentzerrer Frequenzdomäneoperationen einsetzt, können die Phasenentzerrer-Kalibriereinstellungen komplexe Frequenzdomänekoeffizienten umfassen.
16 ist ein Logikdiagramm, das den erfindungsgemäßen Betrieb eines Phasenentzerrers darstellt. HF-Übertragungen erfolgen immer in einem gewünschten Kanal. Somit wird als erste Operation der gewünschte Kanal gewählt und der lokale Oszillator (10) entsprechend eingestellt (Schritt 1602). Dann werden die Phasenentzerrereinstellungen für den gewünschten Kanal gewählt und abgerufen (Schritt 1604). Die Phasenentzerrereinstellungen werden dann in den Phasenentzerrer geladen (Schritt 1606). Der Betrieb wird mit diesen Phasenentzerrereinstellungen fortgesetzt, bis sich der gewünschte Kanal ändert (Schritt 1608), an welchem Punkt ein neuer gewünschter Kanal gewählt wird (Schritt 1610) und der Betrieb zu Schritt 1602 übergeht. Bei einer anderen Ausführungsform wird ein einzelner Satz Entzerrerkalibriereinstellungen für alle gewünschten Kanäle eingesetzt.

Claims

Hochfrequenz-(HF-) Sender (200) mit: – einem Zwischenfrequenz-(ZF-) Modulator (202), der dafür konfiguriert ist, ein moduliertes Basisbandsignal zu empfangen und ein moduliertes ZF-Signal mit nicht konstanter Hüllkurve zu erzeugen, – einer Translationsschleife (204), die dafür konfiguriert ist, das modulierte ZF-Signal zu empfangen und ein moduliertes HF-Signal mit einer konstanten Hüllkurve zu erzeugen, gekennzeichnet durch – einen Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock (212), der dafür konfiguriert ist, ein dem modulierten ZF-Signal entsprechendes Hüllkurvensignal zu empfangen und basierend auf einem Zeitverzögerungssteuersignal ein zeitverzögertes Hüllkurvensignal zu erzeugen, – einen Hüllkurveneinstellblock (206), der dafür konfiguriert ist, das modulierte HF-Signal basierend auf dem zeitverzögerten Hüllkurvensignal einzustellen, um ein hüllkurveneingestelltes moduliertes HF-Signal zu erzeugen, und – einen Zeitverzögerungskalibrierblock (214), der dafür konfiguriert ist, das hüllkurveneingestellte modulierte HF-Signal zu empfangen und das Zeitverzögerungssteuersignal zu erzeugen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 1, ferner gekennzeichnet durch: einen Phasenentzerrer, der dafür konfiguriert ist, das modulierte Basisbandsignal zu empfangen und ein phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal zu erzeugen, wobei der ZF-Modulator (202) ferner dafür konfiguriert ist, das phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal zu empfangen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Zeitverzögerungskalibrierblock (214) ferner gekennzeichnet ist durch: – einen Abwärtswandler, der dafür konfiguriert ist, das hüllkurveneingestellte modulierte HF-Signal in ein Basisbandsignal umzuwandeln, – einen Analog-/Digital-Umsetzer (ADU) (328), der dafür konfiguriert ist, das Basisbandsignal abzutasten, – ein Tiefpassfilter (TPF) (330), das dafür konfiguriert ist, das Basisbandsignal zu filtern, um einen TPF-Ausgang zu erzeugen, – ein Bandpassfilter (BPF) (332), das dafür konfiguriert ist, das Basisbandsignal zu filtern, um einen BPF-Ausgang zu erzeugen, und – einen Pegeldetektor- und Steuerblock (334), der dafür konfiguriert ist, den TPF-Ausgang und den BPF-Ausgang zu empfangen und basierend auf dem TPF-Ausgang und dem BPF-Ausgang das Zeitverzögerungssteuersignal zu erzeugen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 3, wobei das BPF (332) ferner durch einen komplexen Mischer und ein Tiefpassfilter gekennzeichnet ist.
HF-Sender (200) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Zeitverzögerungskalibrierblock (214) ferner dafür konfiguriert ist, Operationen durchzuführen, die ferner gekennzeichnet sind durch: – Bestimmen einer Kanalleistung, die dem HF-Signal entspricht, – Bestimmen einer alternativen Kanalleistung, die einem Alternativkanal oder einem Nebenkanal entspricht, und – Bestimmen des Zeitverzögerungssteuersignals basierend auf dem Verhältnis der Kanalleistung zur Alternativkanalleistung oder Nebenkanalleistung.
HF-Sender (200) nach Anspruch 1 oder 2, ferner gekennzeichnet durch einen Hüllkurvenermittlungsblock (210), der dafür konfiguriert ist, das Hüllkurvensignal zu erzeugen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 6, wobei der Hüllkurvenermittlungsblock (210) ferner dafür konfiguriert ist, das Hüllkurvensignal basierend auf dem modulierten Basisbandsignal zu bestimmen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 6, wobei der Hüllkurvenermittlungsblock (210) ferner dafür konfiguriert ist, das Hüllkurvensignal basierend auf dem modulierten ZF-Signal zu bestimmen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 6, wobei der Hüllkurvenermittlungsblock (210) ferner dafür konfiguriert ist, das Hüllkurvensignal von einem angeschlossenen Basisbandprozessor zu empfangen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 1 oder 2, wobei: – das Hüllkurvensignal ein digitales Signal und – das zeitverzögerte Hüllkurvensignal ein analoges Signal ist.
HF-Sender (200) nach Anspruch 10, wobei der Hüllkurven-Zeitverzögerungseinstellblock (212) gekennzeichnet ist durch: – einen Zeitverzögerungsblock (322), der dafür konfiguriert ist, das digitale Hüllkurvensignal durch eine Verzögerung zu verzögern, die auf dem Zeitverzögerungssteuersignal basiert, und – einen Digital-/Analog-Umsetzer (324), der dafür konfiguriert ist, den Ausgang des Zeitverzögerungsblocks (322) zu empfangen und das zeitverzögerte Hüllkurvensignal zu erzeugen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 2, – wobei das modulierte Basisbandsignal ein digitales Signal ist, und – wobei das phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal ein analoges Signal ist.
HF-Sender (200) nach Anspruch 2, – wobei das modulierte Basisbandsignal ein digitales Signal ist, – wobei das phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal ein digitales Signal ist, und – der HF-Sender (200) ferner einen Digital-/Analog-Umsetzer (DAU) umfasst, der zwischen dem Phasenentzerrer und dem ZF-Modulator (202) gekoppelt ist, wobei der DAU dafür konfiguriert ist, das digitale phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal vom Phasenentzerrer zu empfangen, um das digitale phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal in ein analoges phasenentzerrtes moduliertes Basisbandsignal umzuwandeln und das analoge phasenentzerrte modulierte Basisbandsignal dem ZF-Modulator (202) zuzuführen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 2, wobei der Phasenentzerrer gekennzeichnet ist durch ein Allpassfilter, das dafür konfiguriert ist, die Phase des modulierten Basisbandsignals innerhalb wenigstens eines Alternativkanals einzustellen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 2, wobei der Phasenentzerrer gekennzeichnet ist durch: – eine Fast-Fourier-Transformations-(FFT-) Operation, – einen Phaseneinstellblock, und – eine inverse Fast-Fourier-Transformations-(IFFT-) Operation.
HF-Sender (200) nach Anspruch 15, wobei der Phaseneinstellblock dafür konfiguriert ist, die Phase des modulierten Basisbandsignals innerhalb wenigstens eines Alternativkanals einzustellen.
HF-Sender (200) nach Anspruch 15, wobei der Phaseneinstellblock dafür konfiguriert ist, die Phase des modulierten Basisbandsignals innerhalb wenigstens eines Nebenkanals einzustellen.