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Hintergrund der Erfindung
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Gebiet der Erfindung
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Die
Erfindung betrifft allgemein Delta-Sigma-Modulatoren und insbesondere
Rauschformungsschaltungen und zugehörige Verfahren mit Rückkopplungslenküberlastausgleich
sowie Systeme zur Umsetzung derselben.
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Hintergrund der Erfindung
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Delta-Sigma-Modulatoren
sind insbesondere in Digital-Analog-Wandlern (digital to analog
converters DACs) und Analog-Digital-Wandlern (analog to digital
converters ADCs) von Nutzen. Mittels Überabtastung (oversampling)
spreizt ein Delta-Sigma-Modulator die Quantisierungsrauschleistung über das Überabtastungsfrequenzband,
das üblicherweise
erheblich größer als
die Eingangssignalbandbreite ist. Zusätzlich nimmt der Delta-Sigma-Modulator eine Rauschformung
vor, indem er als Hochpassfilter auf das Quantisierungsrauschen
wirkt. Der Großteil
der Quantisierungsrauschleistung wird hierdurch aus dem Signalband
herausgeschoben.
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Ein
typischer Delta-Sigma-Modulator in einem ADC enthält einen
Eingangssummierer, der das analoge Eingangssignal mit negativer
Rückkopplung summiert,
ein analoges lineares (Schleifen-)Filter, einen Quantisierer und
eine Rückkopplungsschleife mit
einem Digital-Analog-Wandler (Rückkopplungs-DAC),
der den Quantisiererausgang und den invertierenden Eingang des Eingangssummierers koppelt.
Ein Delta-Sigma-DAC ist ähnlich
aufgebaut und enthält
einen digitalen Eingangssummierer, ein digitales lineares Filter,
eine digitale Rückkopplungsschleife,
einen Quantisierer und einen Ausgangs-DAC am Modulatorausgang. Bei
einem Modulator erster Ordnung umfasst das lineare Filter eine einzelne
Integratorstufe. Bei Modulatoren höherer Ordnung umfasst das Filter üblicherweise
eine Kaskade mit einer entsprechenden Anzahl von Integratorstufen.
Modulatoren höherer
Ordnung verfügen gegenüber Modulatoren
niedrigerer Ordnung über bessere
Eigenschaften bei der Übertragung
des Quantisierungsrauschens, wobei jedoch die Stabilität ein zunehmend
kritischer Faktor des Aufbaus wird, wenn die Ordnung zu nimmt. Bei
gegebener Topologie ist der Quantisierer entweder ein Ein-Bit- oder
ein Mehr-Bit-Quantisierer.
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Ein
Grund für
die Instabilität
bei digitalen Delta-Sigma-Modulatoren ist die Eingangsüberlast.
Eine Eingangsüberlast
tritt beispielsweise auf, wenn die Verstärkung der Eingangsdaten größer als
1 ist, wenn eine digitalisierte Rechteckwelle mit merklicher Gibbs'scher Überschwingung
(overshoot) am Modulatoreingang empfangen wird oder wenn ein schlechter
Datenstrom von einem vorhergehenden Interpolator zugeführt wird.
Ein-Bit-Delta-Sigma-Modulatoren sind für eine Eingangsüberlast
notorisch anfällig. Mehr-Bit-Delta-Sigma-Modulatoren
sind für
eine Eingangsüberlast
weniger anfällig,
obwohl eine Überlast auch
dann noch häufig
auftritt, wenn der Eingangsstrom seine maximalen positiven und negativen
Pegel erreicht.
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Derzeit
geläufige
Techniken zur Bewältigung einer Überlast
bei Delta-Sigma-Modulatoren sind vergleichsweise kompliziert und
erfordern die Erfassung von Überlastbedingungen
sowie das nachfolgende Rücksetzen
oder Begrenzen der Modulatorschaltung, um Sättigung und Instabilität zu vermeiden.
Die Modulatorüberlast
bleibt gleichwohl ein wichtiges Problem, das zu lösen ist,
und zwar insbesondere für
Modulatoren höherer
Ordnung, die ein höherqualitatives
Rauschformen ermöglichen.
Die Modulatorüberlast
ist insbesondere bei Audioanwendungen problematisch, bei denen ein
instabiler Modulator Extrema im Ausgangssignal verursacht, die die
nachfolgenden Verarbeitungsstufen beschädigen und/oder zu einer für den Zuhörer unangenehmen Audioausgabe
führen.
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Die
Druckschrift
US 6,150,969 beschreibt
einen Delta-Sigma-Modulator wenigstens zweiter Ordnung, der ein
Berichtigungsmittel enthält,
das auf jede Rückkopplungsschleife
in dem Modulator angewendet wird, um systematische nichtlineare
Ausgangsverzerrungen zu behandeln.
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Die
Druckschrift
US 5,585,801 beschreibt
einen Analog-Digital-Wandler vom Sigma-Delta-Typ mit einem Rückkopplungsweg,
ersten und zweiten Vorwärtskopplungswegen
und einem Quantisierungsmittel zum Erzeugen einer digitalen Ausgabe.
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Zusammenfassung der Erfindung
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Die
von der Erfindung zu lösende
Aufgabe besteht darin, einen Rauschformer bereitzustellen, der gegenüber einer
Eingangsüberlast
immun ist.
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Die
Aufgabe wird von einem Rauschformer entsprechend dem beigefügten Anspruch
1 gelöst. Die
Aufgabe wird zudem von einem Rauschformer entsprechend dem beigefügten Anspruch
4 und einem Verfahren entsprechend dem beigefügten Anspruch 12 gelöst.
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Entsprechend
den erfindungsgemäßen Konzepten
werden Verfahren und Schaltungen offenbart, die einen Rauschformer
gegenüber
einer Eingangsüberlast
immun machen. Ein für
diese Konzepte repräsentatives
Ausführungsbeispiel
ist ein Rauschformer, der ein erstes Filter zum Rauschformen eines
Eingangssignals unter Normalbetriebsbedingungen und ein zweites
unter Überlastbedingungen
stabiles Filter umfasst. Ein Quantisierer spricht auf die Summe
der Ausgänge
der ersten und zweiten Filter an. Eine Signallenkschaltung lenkt
die Rückkopplung
von dem Ausgang des Quantisierers zu Eingängen der ersten und zweiten
Filter, um die Stabilität
des ersten Filters unter Überlastbedingungen
aufrechtzuerhalten.
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Schaltungen
und Verfahren, die die erfindungsgemäßen Konzepte verkörpern, befassen
sich direkt mit dem Problem der Rauschformereingangsüberlast.
Tritt eine Überlastbedingung
auf, so empfängt
die Überlastschleife
die größere Energielast und
trägt diese,
während
die Energie durch die primäre
Rauschformungsschleife (hochqualitativ) auf einem Pegel gehalten
wird, um die Stabilität
der primären
Schleife aufrechtzuerhalten. Schwindet die Überlastbedingung, so beginnt
die primäre
Schleife erneut mit dem Durchlassen eines Großteils der Energie und setzt
das Durchführen
des hochqualitativen Rauschformungsvorganges fort. Die vorliegende
Erfindung benötigt
keine zusätzliche
Schaltung, und zwar weder zur Erfassung von Überlastbedingungen, noch zum
Rücksetzen
der Rauschformerschaltung, um die Sättigung des Rauschformers zu
vermeiden. Darüber
hinaus unterbrechen kurze Schwankungen des Eingangsstromes über die
normalen maximalen Grenzen des Rauschformereinganges hinaus den Betrieb
des Rauschformers im Wesentlichen nicht. Diese Schaltungen und Verfahren
sind insbesondere bei Audioanwendungen von Nutzen, bei denen eine Rauschformerüberlast
eine Beschädigung
der nachfolgenden Verarbeitungsstufen, so beispielsweise bei Audioverstärkern und
Lautsprechern, verursacht und die sogar eine Audioausgabe erzeugen
können,
die das Gehör
des Zuhörers
schädigt.
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Kurzbeschreibung der Zeichnung
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Für ein tiefergehendes
Verständnis
der vorliegenden Erfindung und der Vorteile derselben wird nunmehr
Bezug auf die nachfolgende Beschreibung in Zusammenschau mit der
begleitenden Zeichnung genommen, die sich wie folgt zusammensetzt.
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1 ist
ein Diagramm einer repräsentativen
Audiosystemanwendung eines Digital-Analog-Wandlers (DAC) entsprechend den
Prinzipien der vorliegenden Erfindung.
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2 ist
ein höheres
Blockdiagramm eines als Beispiel angegebenen Delta-Sigma-Digital-Analog-Wandlers
(DAC), der allgemein die Prinzipien der vorliegenden Erfindung verkörpert und
für eine
Verwendung bei Anwendungen wie dem in dem System von 1 gezeigten
DAC geeignet ist.
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3 ist
ein Betriebsblockdiagramm, das einen bestimmten als Beispiel angegebenen
Delta-Sigma-DAC mit Rückkopplungslenküberlaststeuerung zeigt,
der die bei dem allgemeinen Beispiel von 2 erläuterten
Prinzipien verkörpert.
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Detailbeschreibung der Erfindung
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Die
Prinzipien der vorliegenden Erfindung und ihre Vorteile erschließen sich
am besten unter Bezugnahme auf das in 1 bis 3 der
Zeichnung dargestellte Ausführungsbeispiel,
wobei in den Figuren gleiche Bezugszeichen gleiche Bestandteile bezeichnen.
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1 ist
ein Diagramm einer typischen Audiosystemanwendung eines DAC-Untersystems 100 (Digital-Analog-Wandler
DAC) entsprechend den Prinzipien der vorliegenden Erfindung. Bei
diesem Beispiel ist das DAC-Untersystem 100 Teil einer
Audiokomponente 101, so beispielsweise eines CD-Abspielgerätes (Compact
Disk CD), eines DAT-Abspielgerätes
(Digital Audio Tape DAT, digitales Audioband) oder einer DVD-Einheit (Digital
Versatile Disk DVD, digitale vielseitige Platte). Ein Laufwerk 102 für Digitalmedien
gewinnt die Digitaldaten, beispielsweise als Ein-Bit-Audiodaten
beim Ein-Bit-Format
von Sony/Phillips oder als Mehr-Bit-PCM in Mehr-Bit-Audioanwendungen,
von dem gegebenen digitalen Datenspeichermedium und leitet die Daten
zusammen mit Taktungen und Steuersignalen an das DAC-Untersystem 100 weiter.
Die sich ergebenden analogen (Audio-)Daten werden in dem Analog/Audioverarbeitungsblock 103 vor
einer Verstärkung
in dem Verstärkerblock 104 weiterverarbeitet.
Der Audioverstärker block 104 steuert
sodann einen Satz von herkömmlichen
Lautsprechern 105a und 105b, eine Kopfhörergarnitur
oder eine ähnliche
Vorrichtung an.
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Die
digitalen Audiodaten werden als serielle Worte über den SDATA-Weg empfangen,
der von dem Abtasttakt (sampling clock SCLK) getaktet wird. Die
linken und rechten Kanaldaten werden abwechselnd in Reaktion auf
das linke-rechte Taktsignal (left-right clock LRCK) verarbeitet.
Das LRCK-Signal liegt üblicherweise
mit derselben Rate wie der Dateneingang (das heißt mit der Abtastrate) vor.
Das Mastertaktsignal (master clock MCLK) synchronisiert die gesamte
Zeiteinstellung der Audiokomponente 101 und weist eine Überabtastungsfrequenz
(oversampling frequency) einer gegebenen Vielfachen der Audioabtastrate
auf. Steuersignale DF1 und DF0 ermöglichen eine Auswahl des Eingangsformates,
so beispielsweise eines rechten oder linken zulässigen Formates, eines Formates
mit einer Wortbreite von 20 Bit oder 24 Bit und dergleichen mehr.
Werden 1-Bit-Daten
eingegeben, so empfangen der SDATA-Port linke Kanaldaten und der
DF1-Port rechte Kanaldaten.
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Wie
dargelegt, ermöglichen
Delta-Sigma-Modulatoren höherer
Ordnung (beispielsweise dritter oder höherer Ordnung) üblicherweise
eine bessere Rauschformung als Delta-Sigma-Modulatoren niedrigerer Ordnung
(beispielsweise erster oder zweiter Ordnung). Nimmt die Ordnung
des Modulators zu, so wird die Modulatorstabilität jedoch ein zunehmend kritischer
Faktor des Aufbaus. Ein spezieller Grund für die Instabilität ist die
Eingangsüberlast, bei
der eine Schwankung des Eingangssignals über die maximalen positiven
oder negativen Modulatoreingangsgrenzen hinaus eine Sättigung
bei einer oder mehreren der Modulatorfilterstufen sowie eine Oszillation
der gesamten Schleife verursacht.
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Bei
typischen digitalen Delta-Sigma-Modulatoren wird, wenn der Eingangsstrom
einen gegebenen maximalen positiven oder negativen Wert übersteigt,
der Quantisiererausgang auf seinen entsprechenden maximalen oder
minimalen Wert gesteuert, wobei an diesem Punkt der Durchsatzdatenstrom
abgeschnitten (clip; begrenzt) wird. Der abgeschnittene Ausgang
des Quantisierers begrenzt wiederum die Menge der negativen Rückkopplung,
die für
den Modulatoreingangssummierer und das Schleifenfilter zur Verfügung steht.
Bei nichtausreichender Rückkopplung
tritt bei den Integratoren des Schleifenfilters eine Sättigung
bei ihren maximalen oder minimalen Werten auf, und der Modulator
wird instabil. Tritt bei den Integratorstufen eine Sättigung
auf, so werden die nachfolgenden Schaltungen, so beispielsweise der
DAC in einem Delta-Sigma-Digital-Analog- Wandler, übersteuert. Das Ergebnis der Übersteuerung sind
extreme Übergänge in dem
analogen Ausgangssignal, das bei Audiosystemen die Lautsprecher
schädigen
und/oder eine Unannehmlichkeit oder Schädigung beim Zuhörer verursachen
kann.
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Eine
gängige
Technik für
die Behandlung einer Überlast
in digitalen Delta-Sigma-Modulatoren besteht darin, die Integratorstufen
des Schleifenfilters auf 0 zurückzusetzen,
wenn eine Überlast
erfasst wird. Die Erfassung und Rücksetzung einer Integratorüberlast
ist jedoch vergleichsweise schwierig zu implementieren. So muss
der Modulator beispielsweise derart ausgestaltet werden, dass er
gegenüber Unterbrechungen
aufgrund gelegentlicher kurzer Schwankungen des Eingangssignals über seine
maximalen Werte hinaus immun ist und gleichzeitig immer noch die
realen Überlastbedingungen
an dem Modulatoreingang erfasst und entsprechend zurücksetzt.
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2 ist
ein höheres
Blockdiagramm eines als Beispiel angegebenen Delta-Sigma-Digital-Analog-Wandlers
(DAC) 200 mit Rückkopplungslenküberlaststeuerung,
der die Prinzipien der vorliegenden Erfindung verkörpert. Der
DAC 200 ist für
eine Verwendung in Anwendungen wie dem DAC-Untersystem 100 von 1 geeignet.
Der DAC 200 umfasst zwei Delta-Sigma-Schleifen 201 und 202 und
einen gemeinsam genutzten Quantisierer 203. Im Allgemeinen
ist die primäre
Delta-Sigma-Schleife 201 ein Filter höherer Ordnung, das den gewünschten Rauschformungsvorgang
im Normalbetrieb (bei niedrigem Pegel) durchführt. Die Delta-Sigma-Schleife 202 ist
im Allgemeinen ein „Überlastdatenweg" niedrigerer Ordnung,
der unter Überlastbedingungen
unbedingt stabil ist. Eine Lenkschaltung 204, die nachstehend
weiter erläutert
wird, steuert die negative Rückkopplung
von dem Quantisierer 203 zu den Eingängen der Delta-Sigma-Schleifen 201 und 202. Durch
Lenken der Rückkopplung
zu den Eingängen der
Schleifen 201 und 202 wird die Energiemenge, die
durch die entsprechende Schleife 201/202 geleitet
wird, gesteuert.
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Bei
dem dargestellten Ausführungsbeispiel des
DAC 200 ist die primäre
Schleife 201 eine Schleife sechster (6.) Ordnung und enthält einen
Eingangssummierer 205, der das digitale Eingangssignal
mit negativer Rückkopplung
von der Lenkschaltung 204 summiert, und zudem ein primäres Schleifenfilter 206 sechster
(6.) Ordnung. Das primäre
Schleifenfilter 206 weist vorzugsweise eine herkömmliche
Topologie auf, so beispielsweise eine Topologie mit Vorwärtskopplung
oder Rückkopplung.
Eine allgemeine Diskussion des Aufbaus und der Ausgestaltung verschiedener
Topologien von Delta-Sigma-Schleifenfiltern
finden sich in verschiedenen Veröffentlichungen, so
beispielsweise bei „Delta-Sigma
Data Converters, Theory, Design and Simulation” von Norsworthy et al., veröffentlicht
bei IEEE Press, 1996.
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Die
als Beispiel angegebene Überlast-Delta-Sigma-Modulator-Schleife 202 ist
eine Schleife zweiter (2.) Ordnung und enthält einen Eingangssummierer 207,
der einen festen Eingangswert (in diesem Fall 0) mit Rückkopplung
von der Lenkschaltung 204 summiert, und zudem ein Schleifenfilter 208 zweiter
(2.) Ordnung. Die Delta-Sigma-Schleifen zweiter
(2.) Ordnung sind gegenüber
einer Überlast vergleichsweise
immun und im Allgemeinen einfach zu implementieren. Mit anderen
Worten, der Aufbau eines Schleifenfilters zweiter Ordnung kann bei
oder mit bis zu 100 Prozent (100%) des Eingangsbereiches hiervon
arbeiten und dabei immer noch stabil sein. Zusätzlich ist die Stabilität von Filtern
zweiter Ordnung allgemein erwiesen. Daher wird bei dem dargestellten
Ausführungsbeispiel
des DAC 200 eine Schleife 202 zweiter (2.) Ordnung
als Überlastschleife 202 ausgewählt. Im
Allgemeinen werden die Zustandsvariablen der Stufe zweiter Ordnung
abgeschnitten oder begrenzt, um sicherzustellen, dass Register mit
finiter Wortlänge
verwendet werden können.
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Die
Ausgänge
der primären
Schleife 201 und der Überlastschleife 202 werden
zu dem gemeinsam genutzten Quantisierer 203 durch den Summierer 209 summiert.
Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel
ist der Quantisierer 203 ein 9-Stufen-Quantisierer mit
Funktionen der Begrenzung oder Trunkierung (Nachkommastellenstreichung).
Bei dem dargestellten Quantisierer 203 sind der maximale
positive trunkierte (quantisierte) digitale Ausgangswert gleich +4
und der maximale negative Ausgangswert gleich –4. Die Lenkschaltung 204 steuert
zwei Rückkopplungsströme, nämlich einen
Strom von dem Ausgang des gemeinsam genutzten Quantisierers 203 zu
dem Eingangssummierer 205 der primären Schleife 201 und
einen weiteren Strom zu dem Eingangssummierer 207 der Überlastschleife 202.
Der Ausgangsstrom von dem Quantisierer 203, der gleich
der Energiesumme der beiden Rückkopplungsströme ist,
steuert einen geläufigen
Schaltkondensator- oder Stromlenk-DAC 211 über eine
DEM-Schaltung 210 (Dynamic Element Matching DEM, dynamische
Elementanpassung). Der DAC 211 weist üblicherweise acht Elemente
auf, die an sich einander gleichwertig sind. Die DEM-Schaltung 210 stellt
die gleichwertige Verwendung der Elemente sicher, um fehlanpassungsbedingtes
Rauschen zu entfernen.
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Im
Normalbetrieb stellt der Quantisierer 203 einen Ausgang
ohne Abschneiden bereit, weshalb die Lenkschaltung 204 den
Großteil
der Rückkopplung
von dem Quantisierer 203 zu der primären Schleife 201 leitet.
Infolgedessen empfängt
der Eingangssummierer 205 am Eingang zu dem Schleifenfilter sechster
Ordnung eine ausreichende negative Rückkopplung, um die primäre Schleife 201 im
stabilen Betriebszustand zu halten. In diesem Fall gibt der dargestellte
9-Stufen-Begrenzungsquantisierer 203 digitale Werte im
Bereich zwischen –4
und +4 aus. Bleibt der Modulatoreingang der primären Schleife 201 ausreichend
klein, so stellen Rückkopplungswerte
in dem Bereich zwischen –4
und +4 eine ausreichende Rückkopplung
bereit, um die Stabilität
der primären
Schleife 201 aufrechtzuerhalten.
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Nimmt
der Eingang der Modulatorschleife 201 zu und nähert sich
einer Überlast,
so lenkt die Lenkschaltung 204 eine ausreichende negative Rückkopplung
zu dem Eingang der primären
Schleife 201, um die Stabilität aufrechtzuerhalten. Gleichzeitig
wird ein Ausgleichspegel der Rückkopplung
an den negativen Eingang des Summierers 207 der unbedingt
stabilen Überlastschleife 202 niedriger
Ordnung gesendet. Schneidet der Begrenzungsquantisierer 203 beispielsweise
seinen Ausgang bei einem Wert von +4 ab, benötigt der Eingang jedoch eine Rückkopplung
mit einem Wert von +5 zur Aufrechterhaltung der Stabilität, so führt die
Lenkschaltung 204 einen Strom mit einem Wert von +5 zu
dem Eingang der primären
Schleife 201 sowie einen Ausgleichsstrom mit einem Wert
von –1
zu dem Eingang der Überlastschleife 202 zurück. Der
Gesamtwert aus der Rückkopplungslenkschaltung 204 bleibt
daher gleich dem Wert aus dem Quantisierer 203. Um eine Signalverschlechterung
bei Überlastbedingungen
zu minimieren, stellt der Betrieb der Lenkschaltung 204 sicher,
dass sich die beiden Ausgänge
der Lenkschaltung 204 zum Ausgang des Quantisierers 203 summieren.
Unter Niedrigsignalbedingungen wird ein minimales oder verschwindendes
Signal an den Eingang der Modulatorschleife 202 niedriger
Ordnung ausgegeben.
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Mit
anderen Worten, die größere Rückkopplung
in den Summierer 205 der primären Schleife 201 summiert
sich mit dem größeren digitalen
(Überlast-)Eingangssignal
des DAC 200 und hält
die Stufen des primären
Schleifenfilters 206 sechster Ordnung von der Sättigung
fern. Die Ausgleichsrückkopplung
für die Überlastschleife 202 vergrößert die Energie
durch die Schleife 202.
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Infolgedessen
wird verhindert, dass die primäre
Schleife 201 eine Überlast
erfährt,
weshalb sie stabil bleibt. Die Überlastschleife 202 leitet
den Großteil
der Überlastenergie
weiter, bleibt jedoch aufgrund ihrer niedrigen Ordnung stabil. Schwindet
die Überlastbedingung,
so wird der Großteil
der Rückkopplungsenergie
zu der primären
Schleife 202 rückgeleitet,
die mit dem Erzeugen eines hochqualitativen Ausgangssignals fortfährt. Die
Schleife 202 zweiter (2.) Ordnung ist einfach aufzubauen
und zu implementieren, da sie über
keinerlei Eingangssignale verfügt
und nur quantisierte Rückkopplungssignale
aufweist. Daher kann die Wortlänge
der Register sehr kurz gemacht werden.
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Es
bestehen mehrere Möglichkeiten
für die Implementierung
eines Rückkopplungslenküberlastausgleiches
beispielsweise bei dem DAC 200 von 2. 3 ist
ein Betriebsblockdiagramm, das einen bestimmten als Beispiel angegebenen
Delta-Sigma-DAC 300 mit
Rückkopplungslenküberlaststeuerung
darstellt. Der Delta-Sigma-DAC 300 enthält ein primäres Schleifenfilter 301 (sechster
Ordnung) und ein (bedingungslos stabiles) Überlastschleifenfilter 302 niedriger
Ordnung (2. Ordnung). Aus darstellerischen Gründen ist das primäre Schleifenfilter 301 ein Filter
sechster (6.) Ordnung, während
das Filter 302 niedriger Ordnung ein Filter zweiter (2.)
Ordnung ist. Erneut wird eine Topologie zweiter (2.) Ordnung für das Filter 302 niedriger
Ordnung gewählt,
da Schleifenfilter zweiter (2.) Ordnung erwiesenermaßen unter Überlastbedingungen
stabil sind. Bei diesem Beispiel ist das Filter 302 niedriger
Ordnung das Überlastfilter.
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Das
primäre
Schleifenfilter 301 sechster Ordnung ermöglicht ein
hochqualitatives Filtern des Eingangssignals unter Normalbetriebsbedingungen (bei
niedrigem Pegel). Der Signalausgang des primären Schleifenfilters 301 wird
von einem nichtbegrenzenden Quantisierer 303 quantisiert,
der wiederum einem Eingang des Summierers 304 zugeleitet
wird. Der Summierer 304 ist nach dem Quantisierer 303 angeordnet,
da der Ausgang eines einfachen Schleifenfilters zweiter Ordnung
ebenfalls eine ganze Zahl ist, was daher rührt, dass der Eingang stets
mit einer ganzen Zahl angesteuert wird und daher nicht an der Trunkierung
(Nachkommastellenstreichung) beteiligt ist. Der Ausgang des nichtbegrenzenden
Quantisierers 303 stellt zudem eine negative Rückkopplung
für den
Eingangssummierer 305 zum Schießen der primären Delta-Sigma-Modulator-Schleife
bereit, die zudem einen Verzögerungsblock
beziehungsweise Z–1-Block 306 für die Signaltaktung
enthält.
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Ein
zweiter Eingang des Summierers 304 wird durch das Überlastfilter 302 beschickt.
Der Eingang des Überlastfilters 302 ist
ein fester Wert, so beispielsweise bei diesem Beispiel eine logische
Null (0). Die negative Rückkopplung
des Summierers 307 von dem Ausgang des Überlastfilters 302 mit
Verzögerung
durch das Verzögerungselement
beziehungsweise (Z–1)-Element 308 wird
nachstehend weiter beschrieben.
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Die
Summe der Ausgänge
aus den jeweiligen primären
und Überlastfiltern 301 und 302 gemäß Erzeugung
durch den Summierer 304 wird durch einen Begrenzer 309 geleitet,
der einen Abschneidevorgang (Trunkierung) vornimmt. Das sich ergebende
Ausgangssignal des Begrenzers 309 steuert die DEM-Schaltung 310 und
den DAC 311 am Ausgang des DAC 300 an.
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Die
Rückkopplung
in den Eingangssummierer 307 wird von dem Summierer 312 erzeugt.
Der invertierende (negative (–))
Eingang FB1 des Summierers 312 wird von dem Ausgang des
nichtbegrenzenden Quantisierers 303 angesteuert. Der nichtinvertierende
(positive (+)) Eingang des Summierers 302 wird von dem
Ausgang des Begrenzers 309 angesteuert.
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Solange
der Ausgang des nichtbegrenzenden Quantisierers 303 unterhalb
des maximalen Ausgangs (positiven nach negativ) des Begrenzers 309 bleibt,
bleibt die Überlastrückkopplung
FB2 aus dem Summierer 312 bei Null (0). Der Großteil der
Energie wird daher durch das hochqualitative Schleifenfilter 301 sechster
Ordnung geleitet. Übersteigt
der Ausgang des Quantisierers 303 jedoch die positiven
oder negativen maximalen Ausgangswerte des Begrenzers 309,
so nimmt die Überlastrückkopplung
FB2 aus dem Summierer 312 entsprechend zu. Die volle Rückkopplung
FB1 aus dem nichtbegrenzenden Quantisierer 303 zu dem Ausgang
des Schleifenfilters 301 sechster (6.) Ordnung hält das Schleifenfilter 301 sechster
Ordnung dadurch stabil, dass sichergestellt wird, dass die Stufen
des Schleifenfilters 301 nicht in Sättigung geraten. Die Überlastrückkopplung FB2
in den Eingang des Filters 302 zweiter (2.) Ordnung stellt
sicher, dass mehr Energie durch das Schleifenfilter 302 geleitet
wird, das unter Überlastbedingungen
stabil bleibt. Die gesamte Rückkopplung
für die
Summierer 305 und 307 ist gleich dem Ausgang des
Begrenzers 309.
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Andere
Lenkmechanismen können
bei alternativen Ausführungsbeispielen
der vorliegenden Erfindung ebenfalls zum Einsatz kommen, so beispielsweise
ein System, das sich des Überlastfilterweges nur
dann bedient, wenn eine Überlast
den Betrieb des Hauptschleifenfilters stark beeinträchtigt,
jedoch das Abschneiden kurzer vorübergehender Überlasten
in dem Quantisierer ermöglicht.
Darüber
hinaus kann die Rückkopplungslenkung
auch auf dem Pegel des Eingangssignals beruhen.
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Die
Prinzipien der vorliegenden Erfindung wurden unter Bezugnahme auf
als Beispiel angegebene digitale Delta-Sigma-Modulatoren bei als
Beispiel angegebenen DACs 200 und 300 beschrieben. Die
Rückkopplungslenküberlaststeuerung
entsprechend diesen Beispielen ist jedoch auch bei analogen Delta-Sigma-Modulatoren
und artverwandten Anwendungen, so beispielsweise bei Analog-Digital-Wandlern,
anwendbar.
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Ungeachtet
dessen, dass die Erfindung unter Bezugnahme auf spezifische Ausführungsbeispiele
beschrieben worden ist, soll die Beschreibung nicht in einem beschränkenden
Sinn gedeutet werden. Verschiedenartige Abwandlungen an den offenbarten
Ausführungsbeispielen
wie auch alternative Ausführungsbeispiele
der Erfindung erschließen
sich einem Fachmann auf dem einschlägigen Gebiet bei einem Studium
der Beschreibung der Erfindung. Einem Fachmann auf dem einschlägigen Gebiet
erschließt
sich, dass die Konzeption und das spezifische offenbarte Ausführungsbeispiel
ohne Weiteres als Grundlage für
eine Abwandlung und Gestaltung anderer Strukturen zur Erreichung
derselben Zwecke der vorliegenden Erfindung herangezogen werden können. Es
ist zudem für
einen Fachmann auf dem einschlägigen
Gebiet einsichtig, dass gleichwertige Ausgestaltungen nicht vom
Schutzumfang der Erfindung gemäß Niederlegung
in den beigefügten
Ansprüchen
abweichen.
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Es
ist beabsichtigt, dass die Ansprüche
beliebige derartige Abwandlungen oder Ausführungsbeispiele beinhalten,
die im wahren Schutzumfang der Erfindung enthalten sind.