DE69028962T2

DE69028962T2 - Magnetresonanzsysteme

Info

Publication number: DE69028962T2
Application number: DE69028962T
Authority: DE
Inventors: Douglas M Blakeley; Kenneth S Denison; David C Flugan; G Neil Holland; John R Stauber
Original assignee: Picker International Inc
Current assignee: Philips Nuclear Medicine Inc
Priority date: 1989-08-11
Filing date: 1990-08-06
Publication date: 1997-02-20
Anticipated expiration: 2010-08-07
Also published as: US5170123A; EP0412747B1; DE69028962D1; EP0412747A2; JPH03118045A; EP0412747A3; JP3018197B2

Description

Die Erfindung betrifft Magnetresonanzsysteme. Sie findet speziell Anwendung in Verbindung mit Ganzkörper-Magnetresonanzabbildungssystemen und wird speziell mit Bezug hierauf erläutert. Jedoch ist zu beachten, daß die Erfindung auch in Verbindung mit Abbildungssystemen kleiner Bohrungen beziehungsweise kleiner Aufnahmevolumina für abzubildende Objekte, Magnetresonanz-Spektroskopiesystemen und dergleichen einsetzbar ist.
Bislang wurde in medizischen Magnetresonanz-Abbildungssystemen analoge Übertrager und Empfänger verwendet. Die Übertrager erzeugten im allgemeinen ein Hochfrequenzsignal auf der Larmorfrequenz von in der Abbildungsregion interessierenden Dipolen. Das Hochfrequenzsignal wurde zu Impulsen vorab ausgewählter Frequenz, Phase und Amplitudencharakteristik geformt und über einen Leistungsverstärker auf Hochfrequenz-Übertragerspulen gegeben. Die Impulse mit Frequenz-, Phasen- und Amplitudenmodulation wurden mit analogen Komponenten erstellt.
Die Frequenzmodulation wurde mit einem Frequenzsynthesizer erzielt, der ein analoges Signal selektierbarer Frequenz erzeugte. Obgleich einige Frequenzsynthesizer digitale Teile enthielten, war das resultierende Frequenzsignal analog. Die Impulsamplitudenmodulation erfolgte im allgemeinen mit Doppel- Gegentaktmischern oder Brückenmischern und analogen Toren beziehungsweise Gattern oder Schaltern.
Gleichermaßen erfolgte die Phasenmodulation durch Phasenschiebung einer Zwischenhochfrequenz durch die Verwendung eines Phasensplitters und deren Kombination mit einer geeigneten Frequenz, um die erforderliche Larmorfrequenz wieder durch den Einsatz eines Doppel-Gegentaktmischers zu erzielen. Der Einsatz dieser Einrichtungen beinhaltete Probleme dahingehend, daß die Doppel-Gegentaktmischer inhärent nichtlinear sind, z.B. als quadratische Vorrichtungen oder einem Quadratgesetz folgende Vorrichtungen, daß die Phasensplitter einen weiten Fehlerspielraum aufweisen und daß analoge Gatter dazu neigen, einen Leckeffekt zu zeigen, der wiederum unerwünschte Eigenschaften in die übertragenen Hochfrequenzimpulse einbringt. Um den Doppel-Gegentaktmischer im noch am meisten linearen Bereich seiner Arbeitskurve zu betreiben, war es erforderlich, externe Komponenten zur geeigneten Vorspannung des Eingangssignals hinzu zufügen. Da der Vorspannungsarbeitspunkt von Einheit zu Einheit variieren konnte, war es erforderlich, justierbare Komponenten einzubauen. Ähnliche Verfahren waren zur Kalibrierung von phasensplittenden und das Leckverhalten in analogen Gattern reduzierenden Vorrichtungen erforderlich. Diese Justierungen oder Einstellungen steigerten nicht nur die Kosten und die Komplexibilität der Hardware und anfänglichen Kalibrierung, sondern sorgten auch für etliche Angriffspunkte für nicht autorisierte Einstellungen.
Die analogen Magnetresonanzsignale, die vom Objekt abgegeben wurden, wurden aufgenommen und durch einen Empfänger auf Analogbasis demoduliert. Analoge phasenempfindliche Detektoren erzeugten sinus- und kosinusbezogene Kanäle der analogen Signale. Die analogen Sinus- und Kosinussignale wurden separat digitalisiert und zur Durchführung einer schnellen Fouriertransformation digital verarbeitet sowie für weitere digitale Verarbeitungsoperationen, um eine Bilddarstellung zu erzeugen.
Analoge Empfänger waren wiederum nichtlinear und zeigten die oben dargelegten Probleme nichtlinearer Komponenten. Signale, die durch die analogen Komponenten oder Vorrichtungen hindurch geleckt waren, wurden zu Artefakten im resultierenden Bild. Die Variationen von Vorrichtung zu Vorrichtung waren im Empfänger kritischer. Ein Versagen bei der Aufrechterhaltung der Abstimmung von Kanal zu Kanal, der Amplituden- und Phasenkonsistenz in den Sinus- und Kosinus- oder Real- und Imaginärenkanälen resultierte auch in Bildartefakten. Die analogen Empfänger unterlagen ferner DC-Pegelfehlern. Es waren typischerweise 20 bis 30 Sekunden vor jeder Abtastung erforderlich, um den tatsächlichen gerade vorliegenden DC-Pegel zu ermitteln, so daß eine geeignete Kompensation erfolgen konnte.
Die EP-A-04 118 40 (Art. 54(3) Zitat) offenbart einen Empfänger für ein medizinisches Abbildungsgerät, der ein Eingangssignal empfängt, das Informationen in einem Band von Frequenzen enthält, die innerhalb einer Bandbreite BW enthalten sind. Der Empfänger umfaßt eine Einrichtung zur Demodulierung des Eingangssignals zur Erzeugung eines resultierenden Signals, in welchem die Information aus dem Eingangssignal innerhalb eines Frequenzbandes liegt, das bei einer Frequenz zentriert ist, die dem 1,5-fachen der Bandbreite BW entspricht; und umfaßt einen Analog-/Digitalwandler, der das resultierende Signal mit einer Rate abtastet, die gleich dem zweifachen der Bandbreite BW ist, und die Abtastwerte in ein digitales Signal umsetzt. Die EP-A-04 118 40 offenbart auch einen digitalen Übertrager. Ein HF-Anregungsimpuls wird durch sequenzielles Auslesen einer Folge gespeicherter digitaler Werte erzeugt, die die gewünschte Einhüllende repräsentieren.
Die EP-A-029 20 64 offenbart eine Magnetresonanzabbildungsvorrichtung, aufweisend einen digitalen Übertrager/Empfänger. Der Übertrager oder Sender umfaßt einen digitalen Frequenzsynthesizer, einen Einzelseitenband-Modulator und einen selektiven Leistungsverstärker, wobei der Einzelseitenband-Modulator durch einen Phasenregelschleifen-Oszillator gesteuert wird. Die Amplitude des übertragenen Signals wird digital dadurch gesteuert,daß das synthetisierte sinusförmige Signal mit einer Zahl multipliziert wird, die in einem Register gespeichert ist. Der Empfänger umfaßt einen selektiven Vorverstärker, eine Frequenzmischstufe, die entweder mit einem Ausgang des Phasenregelschleifenoszillators oder mit einem Ausgang des Einzelseitenband-Modulators verbunden ist, sowie einen Analog-/Digitalumsetzer, der das Ausgangssignal der Frequenzmischstufe abtastet. Die Demodulationsfrequenz für den Empfänger ist derart ausgewählt, daß nach Demodulation ein Frequenzband gewonnen wird, das auf einer Seite von 0 Hertz liegt.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist ein Magnetresonanz-Abbildungssystem angegeben, das eine Takteinrichtung (F) aufweist, die Taktsignale erzeugt, ferner einen digitalen Übertrager (B), der eine digitale Modulationseinrichtung umfaßt, die eine Amplitude, Phase und Frequenz eines Hochfrequenzsignals numerisch moduliert, welches in eine Untersuchungsregion zur Anregung und Manipulierung von Magnetresonanz gesendet oder übertragen wird, wobei die digitale Modulationseinrichtung durch die Taktsignale getaktet wird, wobei der digitale Übertrager (B) ferner eine Einrichtung umfaßt, die einen Empfang von Taktsignalen durch die digitale Modulationseinrichtung zur Erzeugung von Impulsen in den übertragenden Hochfrequenzsignalen unterbricht, einen digitalen Empfänger (C), der Magnetresonanzsignale empfängt, die von der Untersuchtungsregion ausgehen, und die empfangenen Signale in digitale Daten umsetzen, und eine Bildverarbeitungseinrichtung (D) zur Verarbeitung der digitalen Daten zu einer Bilddarstellung.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung ist der, daß sie die Bildqualität verbessert und Artefakte eliminiert.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist der, daß sie die Bauteilkosten reduziert.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung ist der, daß sie ohne batchweise Verarbeitung in Echtzeit arbeitet.
Weitere Vorteile umfassen eine vereinfachte Kalibrierung und die Vermeidung von Einstellungen, die durch Zugriff eines Servicetechnikers bewerkstelligt werden können.
Ein Magnetresonanzsystem gemäß der vorliegenden Erfindung wird nun beispielshalber unter Bezug auf die beiliegenden Zeichnungen erläutert, in denen:
Figuren 1A und 1B gemeinsam eine zweiteilige schematische Darstellung des Magnetresonanzsystems bilden;
Figur 2 eine schematische Darstellung des Systems der Figuren 1A und 1B ist, die zur gleichzeitigen Abbildung mehrerer Kerne modifiziert ist; und
Figur 3 eine schematische Darstellung des Systems der Figuren 1A und 1B ist, das zur digitalen Quadraturdetektion modifiziert ist.
Gemäß den Figuren 1A und 1B erzeugt eine Magnetfeldeinrichtung Magnetfelder und Magnetfeldgradienten durch ein Objekt in einer Untersuchungsregion. Ein digitaler Sender oder Übertrager B empfängt digitale Frequenz- und Phasensteuerwörter, verarbeitet die digitalen Wörter digital und überträgt entsprechende Hochfrequenzsignale in die Untersuchungsregion. Analoge Hochfrequenz-Magnetresonanzsignale, die von der Bildregion ausgehen, werden in einem digitalen Empfänger C digitalisiert, demoduliert und in Sinus- und Kosinuskomponenten digital aufgeteilt. Die digitale Verarbeitungsschaltung D führt eine digitale Fouriertransformation und andere Prozesse bezüglich der digitalen Magnetresonanzdaten vom Empfänger durch, um die Daten in eine Bilddarstellung umzusetzen. Eine Sequenzsteuereinheit E sendet die Steuerwörter und andere Steuersignale an den digitalen Übertrager, Empfänger und die Verarbeitungsschaltung, um eine selektierte einer Mehrzahl von Magnetresonanz- Abbildungssequenzen zu realisieren. Ein gemeinsamer Takt F taktet synchron die Sequenzsteuereinheit E, den Übertrager B, den Empfänger C und die Bildverarbeitungschaltung D.
Die Magnetfeldeinrichtung A umfaßt mehrere widerstands- oder supraleitende Magnete 10, die durch eine Hauptmagnetfeld-Steuereinrichtung 12 gesteuert werden, um ein im wesentlichen gleichförmiges, statisches Magnetfeld durch die Untersuchungsregion zu erzeugen, und zwar ein Feld von gemeinhin 0,5, 1,0 oder 1,5 Tesla. Es werden mehrere Magnetfeldgradientenspulen 14 unter der Steuerung einer Gradientenfeldspulen-Steuereinheit 16 betrieben, so daß sie selektiv Gradienten über das Hauptmagnetfeld hinweg erzeugen. Vorzugsweise werden Gradienten einer selektierbaren Neigung selektiv längs dreier zu einander senkrechter Achsen, die gemeinhin als x-, y- und z-Achsen bezeichnet werden, erzeugt.
Der digitale Übertrager B umfaßt einen Chip 20 mit digitalem Synthesizer, der Eingaberegister umfaßt, die (i) ein digitales Frequenzsteuer- oder Selektionswort oder -Signal empfangen, (ii) ein digitales Phasenselektions- oder Steuerwortsignal empfangen, (iii) ein digitales Offset- oder Trägerfrequenzwort oder -signal empfangen, das die Trägerfrequenz identifiziert, und (iv) ein Taktsignal von beispielsweise 10 MHz empfangen. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel ist der Synthesizerchip 20 ein numerisch gesteuerter modulierter Oszillator NCMO. Die Ausgangsphase und Frequenz des numerisch gesteuerten modulierten Oszillators wird durch die Taktfrequenz, das Frequenzsteuerwort, das Phasensteuerwort und das Offsetfrequenzwort bestimmt, die von der Sequenzsteuereinheit E empfangen werden.
Der numerisch gesteuerte modulierte Oszillator adressiert mit seinem Ausgang eine Wellenformtabelle, die in einem programmierbaren Nur-Lese-Speicher (PROM) 22 gespeichert ist, um Sinuswellenphasen in eine entsprechende Amplitude umzusetzen. Wahlweise kann der PROM mehrere Wellenformen je nach Zweckmäßigkeit für unterschiedliche Abbildungssequenzen speichern, von denen eine durch die Sequenzsteuereinheit E selektiert wird. Eine digitale Modulationseinrichtung 24 moduliert numerisch zumindest eine Größe der Größen Amplitude, Phase und Frequenz des übertragenen Hochfrequenzsignals. Die Modulationseinrichtung umfaßt eine Amplitudenmodulationseinrichtung 26, die die Wellenform von der Wellenformtabelle durch ein digitales Amplitudenprofilwort oder -signal von der Frequenzsteuereinheit multipliziert, um ein Impulsprofil zu formen, das digital einen selektierten Impuls beschreibt. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel ist die Amplitudenmodulationseinrichtung ein digitaler Multiplikator, der jeden Ausgabepunkt von der Wellenformtabelle mit den digitalen Werten des Amplitudenprofilworts multipliziert. Der Multiplikator 26 wird mit derselben Geschwindigkeit wie der numerisch gesteuerte modulierte Oszillator getaktet, derart, daß jeder Wellenformpunkt einmal mit einem entsprechenden Amplitudenprofilwert multipliziert wird. Da die Amplitudenmodulation numerisch erfolgt, ist das resultierende digitale Impulsprofil hochgradig linear und zeigt im wesentlichen keine Trägerdurchführung.
Ein erster Digital-/Analogumsetzer 28 setzt das digitale Impulsprofil in ein entsprechendes analoges Impulsprofil um. Eine Taktsignalunterbrechungseinrichtung 30 läßt selektiv die Taktsignale von den digitalen Modulierschaltungen hindurch und blockiert sie, um Impulse im Hochfrequenzsignal auszubilden. Ein Mischer 32 mischt das analoge Übertrager-Impulsprofil mit einer geeigneten Mischfrequenz zur Erzeugung der Larmorfrequenz für die ausgewählten Kerne. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel sind die ausgewählten Kerne Protonen, die bei Magnetfeldern von 0,5, 1,0 und 1,5 T jeweils Larmorfrequenzen von 21,3, 42,6 beziehungsweise 63,9 MHz aufweisen. Ein analoges Bandpaßfilter 34 beseitigt Frequenzrauschen, bevor das Signal durch einen Leistungsverstärker 36 verstärkt wird. Das verstärkte Übertrager-HF-Signal wird einer Hochfrequenzantenne 38 zugeführt, die Hochfrequenzenergie der entsprechenden Phase, Frequenz und Amplitude in die Untersuchungsregion sendet, um Magnetresonanz zu induzieren oder resonierende Kerne des Gegenstandes zu manipulieren.
Bei jedem Zyklus des 10 MHz Taktes werden Daten zwischen den Stufen übertragen oder nach einer Pipeline-Verarbeitung verschoben. Eine Latch-Schaltung 40 wird so getaktet, daß sie jedes digitale Wellenformwort aus der Wellenformtabelle so empfängt und hält, um eine Zyklusverzögerung von einem Takt vor der Umsetzung von digital nach analog durch den Digital-/Analogumsetzer 42 einzufügen. Hierdurch wird eine konstante Phasenbeziehung zwischen den beiden Digital-/Analogumsetzern aufrecht erhalten. Ein Mischer 44 mischt die analoge Wellenform mit einer Trägerfrequenz. Dies erzeugt ein analoges Bezugssignal derselben Frequenz und Phase wie der Werte der Übertragerimpulse.
Während des Empfangszyklus wird die Basis-Betriebsfrequenz des NCMO 20 um 125 kHz abgesenkt. Das analoge Magnetresonanzsignal, das vom Objekt in der Untersuchungsregion ausgeht, wird durch die Antenne 38 oder eine nicht dargestellte Oberflächenspule aufgenommen. Das analoge NMR-Signal wird mit einem Verstärker 50 verstärkt und mit einem analogen Mischer 52 auf eine Frequenz herunter gesetzt, die um 125 kHz zentriert ist. Ein Tiefpaßfilter 54 beseitigt Frequenzkomponenten, die außerhalb der Bandbreite des Empfängers liegen.
Ein Analog-/Digitalumsetzer 60 digitalisiert das gefilterte NMR-Signal mit einer Abtastrate oder Frequenz, die entsprechend der darauffolgenden Verarbeitung ausgewählt wird. Das Abtasttheorem begrenzt die höchste Trägerfrequenz, die demodulierbar ist, auf eine Hälfte einer festgelegten Abtastfrequenz. Der Analog-/Digitalumsetzer wird so getaktet, daß er eine Vierfach-Überabtastung erzeugt, das heißt viermal der Trägerrate. Im bevorzugten Ausführungsbeispiel beträgt die Abtastrate 500 kHz, welche Trägerfrequenzen auf 125 kHz demoduliert, um eine maximale Bandbreite von 250 kHz zuerzeugen.
Das Demodulieren des Trägers wird durch Multiplizieren des empfangenene Signals mit In-Phase (Kosinus)- und Außerphase- oder phasenverschobenen (Sinus)-Komponenten der Trägerrate erzielt. Spezieller wird dabei das digitale NMR-Signal auf ein Paar Datenverarbeitungschips 62a, 62b geleitet, die als FIR- Digitalfilter, das heißt ein Filter mit finiter Impulsantwort arbeiten. Das FIR-Filter führt in einer einzelnen Operation eine Quadratur-Basisbanddemodulation und Tiefpaßfilterung durch. Dabei werden speziell die FIR-Filterkoeffizienten mit dem Sinus und Kosinus der Demodulationsfrequenz multipliziert. Da der Träger einem Viertel der Abtastfrequenz entspricht, können der Sinus und Kosinus durch vier symmetrische Punkte, das heißt durch 0, +1, 0 und -1 Punkt definiert werden. Dies ermöglicht, daß das FIR-Filter nur eine unveränderte Weitergabe (ein Rebinning), eine Negation sowie einen Vorgang verwendet, bei dem Nullen aufgefüllt werden, um den Sinus und Kosinus zu multiplizieren. Für einen 125 kHz-Träger und eine 500 kHz-Basisabtastung wird das demodulierte Signal aus dem digitalisierten Signal S wie folgt gebildet:
Nach der Demodulation können die resultierenden Daten zur Erzielung variierenden NMR-Abtastraten dezimiert werden. Mit einer festgelegten Basis-Abtastrate ist die NMR-Abtastrate auf ganzzahlige Vielfache dieser Rate beschränkt. Im obigen Beispiel ist die Abtastung auf 4, 6, 8, 10, 12, ... µsec. (oder äquivalent 250, 167, 125, 100, 83, ... kHz) beschränkt.
Dies ergibt Signal-In-Phasedaten von einem der Digitalsignal- Verarbeitungschips und Quadratur- oder phasenverschobene Komponenten vom anderen Digitalsignal-Verarbeitungschip, wobei beide um DC herum zentriert sind. Auf diese Weise wird digital ein Äquivalent einer analogen phasenempfindlichen Detektion durchgeführt. Jedoch sind die digitalen Operationen über die gesamte Abbildungsbandbreite präziser und erfordern keine Einstellung oder DC-Offsetkorrektur. Da das Signal auf 125 kHz zentriert wurde, liegt niederfrequentes analoges Rauschen, das im analogen System sich selbst als DC-Artefakt manifestieren würde, nun außerhalb der Bandbreite. Folglich ist keine Gleichspannungskorrektur erforderlich.
Ein Paar digitaler Filter 64a, 64b führen eine zweite Stufe einer digitalen Filterung bezüglich der Quadraturkanäle aus. Das Paar digitaler Filter verwendet Digitalsignal-Verarbeitungseinrichtungen, die variable Abtastraten vorsehen und als das digitale Äquivalent eines programmierbaren analogen Anti- Aliasingfilter wirken. Spezieller für das hier vorliegende Ausführungsbeispiel umfaßt jedes Filter ein zweites FIR-Filter, jeweils mit 24 Bit-Koeffizienten, das auf der selektierten Datenverarbeitungsrate von beispielsweise 125 kHz arbeitet. Jedes FIR-Filter weist Frequenzen außerhalb der Bandbreite zurück, die durch die Abtastrate festgelegt ist, mit einem digitalen Äquivalent eines Tiefpaßfilters und weist die Form auf:
wobei O(i) = der Ausgangssignalwert zur Zeit (i-1)*dt
S(i) = der Eingangssignalwert zum Zeitpunkt (i-1)*dt
a(j) = der j-te Filterkoeffizient
n = die Gesamtanzahl der Filterkoeffizienten (auch "Taps" genannt)
dt = Zeit zwischen Abtastpunkten.
Die Anzahl der Filterkoeffizienten a(j) hängt von den geforderten Filtereigenschaften ab: Übertragungs- oder Durchlaßbandfrequenz, Sperrband- oder Sperrbereichsfrequenz, Basisbandwelligkeit, Sperrbereichsdämpfung. Generell wird die Anzahl der Koeffizienten bei schmaler werdendem Durchlaßband ansteigen. Die Rechenlast nimmt jedoch nicht zu, da die Multiplikationen/Akkumulationen nur am Ausgang erfolgen müssen (d.h. mit der NMR-Abtastrate statt der Eingangs-Abtastrate).
Die variable Abtastrate wird durch Dezimierung am Ausgang der Filter ausgewählt. Die Bandbreite wird inhärent auf die Abtastrate abgestimmt. Es werden andere Filterkoeffizienten geladen, falls die Abtastrate oder Bandbreite geändert wird. Ein digitaler Signalprozessor 66 sieht denselben Koeffizienten a(j) und die Signalladung in die FIR-Filter 64a, 64b vor, um sicherzustellen, daß jeder Kanal derselben Filterung unterzogen wird.
Die digitale Verarbeitungseinrichtung D umfaßt eine Einrichtung 70 fur eine digitale schnelle Fouriertransformation, die jede Abtastzeile von Daten oder Datensicht einer sogenannten On-The-Fly-Transformation unterzieht. Die fouriertransformierten Ansichten oder Sichten werden, wie im Stand der Technik bekannt, weiter verarbeitet und in einem Bildspeicher 72 gespeichert, um eine Bilddarstellung zu bilden. Die Bilddarstellung im Bildspeicher kann auf einem Videomonitor 74 dargestellt werden, auf einem Band oder einer Platte gespeichert werden, weiteren Verarbeitungen unterzogen werden oder dergleichen.
Der gemeinsame Takt F umfaßt einen hochstabilen TTL-Oszillator, beispielsweise einen 40 MHz Oszillator 80. Ein Taktgenerator 82 dividiert die Frequenz durch 2,4 und 80, um die 20 MHz, 10 MHz und 500kHz Taktsignale zu erzeugen.
Gemäß Figur 2 können gleichzeitig eine Mehrzahl von Kernen dargestellt werden. Es sind mehrere digitale Übertrager B&sub1;, B&sub2;, ... Bn vorgesehen, um eine Magnetresonanz in jedem der mehreren Kerne anzuregen. Eine entsprechende Mehrzahl digitaler Empfänger C&sub1;, C&sub2;, ... Cn sind vorgesehen, um Signale entsprechend der Resonanzfrequenz jedes der mehreren Kerne zu empfangen und zu demodulieren.
Beispielsweise weisen Protonen oder Wasserstoffmoleküle eine Resonanzfrequenz bei 63,9 MHz in einem 1,5 T Feld auf und Phosphor weist eine Resonanzfrequenz von 26 MHz auf. Der Übertrager B&sub1; sieht ein Ausgangssignal zur Anregung der Resonanz in den Protonen vor und der Übertrager B&sub2; sieht ein Ausgangssignal zur Anregung der Resonanz im Phosphor vor. Die beiden Übertrager werden unter der Steuerung der Sequenzsteuereinheit E und des Takts F derart betrieben, daß jeder ein Ausgangssignal zur Anregung der Resonanz in seinen entsprechenden Kernen gleichzeitig liefert. Die ausgegebenene Resonanzanregungssignale werden kombiniert oder summiert und in einem Leistungsverstärker 36 verstärkt, bevor sie dem Resonator 38 zugeführt werden. Auf der Empfangsseite enthält das empfangene Resonanzsignal Komponenten auf zwei Larmorsequenzen. Das Signal wird in zwei Anteile gespalten und Empfängern C&sub1; und C&sub2; zur Demodulation bei der Frequenz entsprechend Phosphor beziehungsweise Wasserstoff zugeführt. Die Ausgangssignale der beiden Empfänger werden durch die Bildverarbeitungsschaltung D separat verarbeitet, um separate digitale Darstellungen der demodulierten Basisbandsignale zu erzeugen. Die resultierenden Bilder können auf dem Videomonitor 74 entweder Seite an Seite, überlagert oder dergleichen dargestellt werden.
Statt die Resonanzsignale für jeden Kern zu überlagern, können auch Anregung und Detektion jedes Kernes in einer verschachtelten Weise in einer einzelnen Abtastung erfolgen. Die hohe Sperrisolation eines digitalen Übertragers ermöglicht, daß die beiden Übertragerausgänge, das heißt der nichtübertragende oder nichtsendende Ausgang des einen und der Resonanzanregungs-Ausgang des anderen ohne irgendeine Schalteinrichtung zur Selektion unter den Übertragern kombiniert werden können. Zweitens ermöglicht die hohe Exaktheit und Präzision der digitalen Frequenzerzeugung, daß die Übertrager ohne oder im wesentlichen ohne Phasenfehler abwechseln. Derartige Phasenfehler akkumulieren während des Signalmittelungsprozesses in einem spektroskopischen Experiment. Die Elimierung dieses Fehlers eines digitalen Übertragers vermeidet einen unnötigen Verlust des Signalrauschverhältnisses. Jeder der Empfänger ist wiederum so abgestimmt, daß er empfangene Signale auf Frequenzen demoduliert, die einer jeweiligen Frequenz der angeregten Kerne entspricht.
Als noch weitere Alternativen können die Abbildungssequenzen für jede Kernsorte sequentiell erfolgen.
Gemäß Figur 3 können eine Mehrzahl Empfänger mit unterschiedlichen Antennen verbunden werden, welche unterschiedliche Bereiche des Signals von gemeinsamen Kernen empfangen. Die Spulen sind nebeneinander angeordnet, zum Beispiel sequentiell längs des Rückgrats eines Patienten. Im dargestellten Ausführungsbeispiel sind zwei Spulen koaxial zur Ausbildung eines Quadraturpaares angeordnet. Alternativ können zwei planare Spulen das Quadraturpaar bilden. Es sind zwei Empfänger C&sub1; und C&sub2; jeweils mit einer der beiden Spulen verbunden. Die Koeffizienten der digitalen FIR-Filter werden derart ausgewählt, daß einer um 90 Grad relativ zum anderen phasenverschoben ist. Auf diese Weise wird die 90-Gradschiebung digital präzise ausgeführt, statt passive Bauteile wie Kondensatoren, Induktoren oder Widerstände in den Spulen zu verwenden. Die digitale Signalkombination und Phasenverschiebung ist inhärent präziser, was wiederum zu einer überlegenen Quadraturkombination und damit zu einem verbesserten Signal-Rauschverhältnis führt. Darüberhinaus sind passive Komponenten von den Spulen vermieden, wodurch die Spu- lenauslegung vereinfacht wird und es leichter möglich wird, Schaltungen hoher Impedanz einzusetzen. Die Reduktion der Komponenten an der Spule erbringt auch einen geringeren Signalverlust, weniger Streukapazitäten und andere unerwünschte Phänomene der realen Welt beziehungsweise des realen Systems.

Claims

1. Magnetresonanzabbildungssystem, aufweisend eine Takteinrichtung (F) zur Erzeugung von Taktsignalen, einen digitalen Übertrager (B), der eine digitale Modulationseinrichtung (24) zur numerischen Modulation zumindest einer der Größen Amplitude, Phase und Frequenz eines Hochfrequenzsignals umfaßt, das in eine Untersuchungsregion zur Anregung und Manipulierung magnetischer Resonanz übertragen wird, wobei die digitale Modulationseinrichtung (24) durch die Taktsignale getaktet wird, der digitale Übertrager (B) ferner eine Einrichtung (30) umfaßt, die einen Empfang von Taktsignalen durch die digitale Modulationseinrichtung (24) zur Erzeugung von Impulsen in den übertragenen Hochfrequenzsignalen unterbricht, einen digitalen Empfänger (C) zum Empfangen von Magnetresonanzsignalen, die von der Untersuchungsregion ausgehen, und zum Umsetzen der empfangenen Signale in digitale Daten, und einer Bildverarbeitungseinrichtung (D) zur Verarbeitung der digitalen Daten zu einer Bilddarstellung.

2. System nach Anspruch 1, in welchem der digitale Empfänger (C) eine digitale Demodulationseinrichtung (62a, 62b) umfaßt, die die digitalen Daten einer digitalen Quadratur-Basisbanddemodulation unterzieht.

3. System nach Anspruch 1, in welchem der digitale Empfänger (C) kombinierte Digitaldemodulations- und Filtereinrichtungen (62a, 62b) umfaßt, die die digitalen Daten einer digitalen Quadraturdemodulation und Tiefpaßfilterung unterziehen.

4. System nach Anspruch 1, in welchem der digitale Empfänger (C) eine digitale Filtereinrichtung (62a, 62b) mit finiter Impulsantwort umfaßt zur digitalen Multiplikation der digitalen Daten mit In-Phasekomponenten und phasenverschobenen Komponenten eines Trägers zur Demodulation und Filterung der digitalen Daten.

5. System nach Anspruch 4, in welchem die digitalen Daten auf dem Vierfachen des Trägers abgetastet werden und die In-Phasekomponenten und phasenverschobenen Komponenten Sinus- und Kosinuskomponenten sind, die nur -1, 0 und +1 Werte annehmen, wobei die digitale Datendemodulation durch unveränderte Weitergabe, Negation und Nullen-Auffüllung ausgeführt wird.

6. System nach Anspruch 4 oder Anspruch 5, in welchem der digitale Empfänger (C) eine Abtasteinrichtung (60) umfaßt, die das empfangene analoge Resonanzsignal auf einer ausgewählten Abtastrate digitalisiert, und ein digitales Filter (64a, 64b) umfaßt, das eine Filtergrenzfrequenz aufweist, die auf die Abtastrate abgestimmt ist.

7. System nach Anspruch 1, in welchem der digitale Empfänger (C) eine Analog-/Digitalumsetzungseinrichtung (60) aufweist, die analoge Resonanzsignale in digitale Resonanzsignale umsetzt, und eine Digitalsignal-Verarbeitungseinrichtung (62a, 62b), die die digitalen Resonanzsignale mit Sinus- und Kosinusfilterkoeffizienten digital multipliziert, um jeweils digitale In-Phase- und Quadratur-Magnetresonanzsignalkomponenten zu erzeugen.

8. System nach Anspruch 7, in welchem die Analog-/Digitalumsetzungseinrichtung (60) eine Vierfach-Abtastung ausführt und die Digitalverarbeitungseinrichtung (62a, 62b) eine Finite-Impulsantwort-Einrichtung (62a, 62b) umfaßt, die die digitalen Magnetresonanzsignale zu deren effektiven Multiplizierung mit +1, 0 und -1 negiert, nullt und unverändert weitergibt.

9. System nach einem der Ansprüche 1 bis 8, in welchem der digitale Übertrager (B) eine Multiplikatoreinrichtung (26) umfaßt, die ein erstes digitales Signal, das eine Wellenformcharakteristik anzeigt, mit einem digitalen Signal digital multipliziert, das eine ausgewählte Modulation anzeigt.

10. System nach einem der Ansprüche 1 bis 8, in welchem der digitale Übertrager (B) einen numerisch gesteuerten modulierten Oszillator umfaßt, der digitale Frequenz- und Phasensteuersignale und ein Taktsignal empfängt.

11. System nach Anspruch 10, ferner aufweisend eine Wellenform-Speichereinrichtung (22), die durch das Ausgangssignal des numerisch gesteuerten modulierten Oszillators (20) adressiert wird, um digitale Eingangsdaten in eine Wellenform geeigneter Phase und Frequenz zu überführen.

12. System nach Anspruch 11, ferner aufweisend eine multiplizierende Einrichtung (26) zur digitalen Multiplizierung der Wellenform mit einem digitalen Amplitudenprofil derart, daß die resultierende Wellenform digital amplitudenmoduliert ist.

13. System nach Anspruch 12, ferner aufweisend einen Mischer (32) zur Kombination der amplitudenmodulierten Wellenform mit einer Trägerfrequenz und einen Leistungsverstärker (36) zum Verstärken des gemischten Signals und zu dessen Übertragung zur Hochfrequenzantenne (38).

14. System nach Anspruch 1, in welchem der Taktgenerator (F) ein gemeinsamer Taktgenerator (F) ist, der Taktsignale zur synchronen Taktung des digitalen Übertragers (B oder B&sub1;), des digitalen Empfängers (C oder C&sub1;) und der digitalen Bildverarbeitungseinrichtung (D) erzeugt.

15. System nach Anspruch 14, ferner aufweisend zumindest einen zusätzlichen digitalen Empfänger (C&sub2; - Cn), der durch den gemeinsamen Taktgenerator (F) getaktet wird.

16. System nach Anspruch 15, in welchem die digitalen Empfänger (C&sub1; - Cn) mit verschiedenen Spulen (38&sub1;, 38&sub2;) verbunden sind und in welchem jeder Empfänger (C&sub1; - Cn) eine digitale Filtereinrichtung (62a, 62b) mit finiter Impulsantwort zur digitalen Multiplizierung der digitalen Daten mit In-Phasekomponenten und phasenverschobenen Komponenten eines Trägers umfaßt, um die digitalen Daten zu demodulieren und zu filtern, wobei die Filtereinrichtung (62a, 62b) finiter Impulsantwort jedes Empfängers (C&sub1; - Cn) unterschiedliche Koeffizienten aufweist, die untereinander eine 90-Gradphasenschiebung aufweisen.

17. System nach Anspruch 15, ferner aufweisend zumindest einen weiteren Übertrager (B&sub2; - Bn), die durch den gemeinsamen Taktgenerator (F) getaktet werden, wobei die digitalen Übertrager (B&sub1; - Bn) jeweils unterschiedliche Kerne zur Resonanz anregen und die digitalen Empfänger (C&sub1; - Cn) jeweils Signale von einem der Kerne empfangen und demodulieren.