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HINTERGRUND
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Diese
Erfindung betrifft Digitalkommunikationssysteme, wie zum Beispiel
Code-Multiplex-Vielfachzugriffssysteme und andere Spreizspektrumsysteme.
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Spreizspektrum
(SS) ist ein Kommunikationsschema, das vorteilhaft ist für einige
Anwendungen. In der Vergangenheit wurde Spreizspektrum in militärischen
Anwendungen verwendet wegen seiner Widerstandsfähigkeit gegenüber Störsendung.
In jüngerer
Zeit hat Spreizspektrum die Grundlage von Code-Multiplex-Vielfachzugriff-(CDMA-)-Kommunikationssystemen
gebildet, von denen einige in Zellularfunktelefonumgebungen bedingt
durch eine vorteilhafte Widerstandsfähigkeit in Bezug auf Schwund
angewendet worden sind.
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In
einem typischen CDMA-System wird ein zu übertragender Informationsdatenstrom
auf einen durch einen Pseudozufallscodegenerator erzeugten Datenstrom
viel höherer
Bit-Rate eingeprägt.
Der Informationsdatenstrom und der Hoch-Bit-Raten-Datenstrom werden typischerweise
miteinander multipliziert und eine solche Kombination des Hoch-Bit-Raten-Signals mit dem Nieder-Bit-Raten-Signal
wird Direktfolgenspreizung des Informationssignals genannt. Jedem
Informationsdatenstrom oder Signal wird ein einzigartiger Spreizcode
zugeordnet. Mehrere SS-Signale werden auf Funkfrequenzträgerwellen übertragen
und als Verbundsignal bei einem Empfänger empfangen. Jedes der SS-Signale überlappt
alle anderen SS-Signale, sowie rauschbezogene Signale, sowohl in
der Frequenz als auch der Zeit. Durch Korrelieren des Verbundsignals
mit einem der einzigartigen Spreizcodes, wird das entsprechende
Informationssignal isoliert und entspreizt.
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CDMA-Demodulationstechniken
werden in U.S. Patenten Nr. 5,151,919 und Nr. 5,218,619 von Dent, "CDMA Subtraktionsdemodulation" beschrieben; Nr.
5,353,352 für
Dent et al., "Mehrfachzugriffscodierung
für Mobilfunkkommunikationen"; und Nr. 5,550,809
für Bottomley
et al., "Mehrfachzugriffscodierung
unter Verwendung von Bogenfolgen für Mobilfunkkommunikationen".
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Das
durch den von der Telecommunication Industry Association und der
Electronic Industries Association veröffentlichten TIA/EIA/IS-95-Stanard
spezifizierte CDMA-Kommunikationssystem verwendet Direktfolgenspreizung.
Der IS-95-Standard spezifiziert konventionelle CDMA, bei dem jeder
Benutzer sein empfangenes Signal ohne Berücksichtigung von Signalen anderer
Benutzer in einem Zellularmobiltelefonsystem demoduliert, obwohl
ein solches Schema auch für
eine feste Anwendung, wie eine Teilnehmeranbindung verwendet werden
kann. Es ist bekannt, dass die spezielle Effizienz eines solchen
Systems durch die Leistungseffizienz des zugrundeliegenden SS-Übertragungsschemas
bestimmt wird, wie beispielsweise in A. Viterbi, CDMA (1995) beschrieben.
Daher ist es vorteilhaft, ein SS-Sendeschema mit einer hohen Leistungseffizienz
zu verwenden.
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Punkt-zu-Mehrpunkt-Kommunikation
in der Stromabwärtsrichtung
bzw. dem Downlink (i.e. von einer Basisstation zu Mobilstationen)
von Systemen, wie IS-95 suggerieren die Verwendung eines Downlink-Pilotkanals.
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Kohärente Zwei-Phasen,
oder Binärphasenumtastung(BPSK)
ist das geeignetste Modulationsschema wegen seiner Hochleistungseffizienz
bei hohen Bit-Fehlerraten (BER). Um kohärente Demodulation zu ermöglichen,
muss jedoch die Gewichtsfunktion oder die Impulsantwort des Funkkanals
im Empfänger
bestimmt werden. Für
kohärente
digitale Amplitudenmodulation und das Senden über einen schwundbehafteten
Kanal erfordert eine solche Kanalantwortschätzung ein redundantes Pilotsignal,
welches gewöhnlich
in dem Downlink akzeptierbar ist.
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Um
ein Senden solch eines Pilotsignals in der Stromaufwärtsverbindung
bzw. im Uplink (d.h. von einer Mobilstation zu einer Basisstation)
zu vermeiden, kann gegebenenfalls eine nicht-kohärente Modulation, wie differenzielles
PSK (DPSK) verwendet werden, aber DPSK hat eine signifikant niedrigere
Leistungseffizienz, als kohärentes
BPSK. Performanzvergleiche von BPSK und DPSK sind in der Literatur
verfügbar,
einschließlich
H. Taub et al., Principles of Communication Systems, Seiten 222-227,
378-388 (1971).
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Eine
Alternative einer nicht-kohärenten
Modulation, wie DPSK im Uplink, ist orthogonale Modulation, welche
eine Leistungseffizienz erzielt, die zunimmt, wenn die Anzahl orthogonaler
Level zunimmt. Aus diesem Grund spezifiziert IS-95 64-ary-Orthogonalmodulation
in Kombination mit Binärfaltungscodierung
und Binärverschachtelung.
Ein Empfänger
unter Verwendung von nicht-kohärenter
Demodulation für
dieses orthogonale Modulationsschema ist in A. Viterbi et al., Performance
of Power-Controller Wideband Terrestrial Digital Communication", IEEE Transactions
on Communication, Band COM-41,
Seiten 559-569 (April 1993) beschrieben.
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Für das Senden
durch einen zeitinvarianten nicht-dispersiven Kanal mit hinzugefügtem weißem Gauschen
Rauschen (AWGN), erzielt orthogonale Modulation mit nicht-kohärenter Demodulation
die theoretische Kanalkapazität
(bei der Rate Null), wenn die Zahl der Level als über alle
Grenzen hinweg zunehmend zugelassen wird. In diesem Extremfall,
der bei J. Proakis, Digital Communications, 2. Ausgabe (1989) beschrieben wird,
erzielen kohärente
und nicht-kohärente
Demodulation dieselbe Leistungseffizienz. Dies tritt jedoch in der Praxis
nicht auf. Speziell für
das Senden über
einen Kanal, der unter Mehrpfadausbreitung leidet, hat ein Digitalkommunikationssystem
unter Verwendung kohärenter
Demodulation signifikant bessere Leistungseffizienz, als ein System
unter Verwendung nicht-kohärenter Modulation,
bedingt durch den Kombinationsverlust des letzteren. Es wird erkannt
werden, dass dies für
SS-Kommunikationssysteme,
sowie andere Digitalkommunikationssysteme gilt, wie zum Beispiel
jene, die Zeitvielfachzugriff (TDMA) verwenden.
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Mehrpfadausbreitung,
bei der ein Funksignal von einem Sender zu einem Empfänger mehrere
Strecken nimmt, kann in SS und anderen Digitalkommunikationssystemen
durch Verwenden eines Rake-Empfängers behandelt
werden, der in dem oben erwähnten
Digital Communications beschrieben wird. Kohärente Rake-Empfänger werden
in U.S. Patent Nr. 5,305,349 für
Dent für "Quantisierter Kohärenter Rake-Empfanger" und Nr. 5,237,586
für Bottomly
für "Bake-Empfänger mit
selektivem Strahkombinieren" beschrieben.
Ein anderer kohärenter
Rake-Empfänger
wird im U.S. Patent Nr. 5,442,661 für Falconer für "Streckengewinnschätzung in
einem Empfänger" beschrieben.
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Der
mobile Funkkanal in einer äquivalenten
Basisbanddarstellung kann als ein frequenzselektiver oder Mehrpfadrelaisschwundkanal
mit L distinkten Ausbreitungspfaden moduliert werden, die charakterisiert
sind durch jeweilige Verzögerungen
und komplexe Gewichte gλ(t), wobei λ ∊ {1,
..., L} gilt. Die Signalenergien von den einigen Ausbreitungspfaden
werden kombiniert oder "zusammen-geraket" durch den Rake-Empfänger for dem
Decodieren.
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Um
die ursprünglich
gesendeten Symbole (Bits) optimal zu decodieren, muss das empfangene
Signal in einer angemessenen Weise kombiniert werden, welche in
einem kohärenten
Rake-Empfänger das
Skalieren und Ausrichten der Phasen der empfangenen Signale vor
ihrem Kombinieren einbezieht.
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1 zeigt
einen konventionellen CDMA-Rake-Empfänger unter Verwendung kohärenten Kombinierens
der Signale von unterschiedlichen Ausbreitungspfaden, die gewöhnlich "Strahlen" genannt werden.
Ein empfangenes Funksignal wird, beispielsweise durch Mischen von
ihm mit Kosinus- und Sinus-Schwingungen und Filtern des Signals
in einem Funkfrequenz- bzw. RF-Empfänger 1 demoduliert,
phasengleiche bzw. I- und Quadratur- bzw. Q-Chipabtastwerte erzielend.
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Diese
Chipabtastwerte werden in einem Pufferspeicher gesammelt, der zwei
Puffer 2a, 2b für die I- bzw. Q-Abtastwerte
umfasst. Ein Multiplexer 3 empfängt die gepufferten Chipabtastwerte
und sendet Bereiche von I-Chipabtastwerten und entsprechende Bereiche
von Q-Chipabtastwerten zu komplexen Korrelatoren 4a, 4b.
Jeder ausgewählte
Bereich schließt
N Chipabtastwerte in Entsprechung zu der N-Chipfolge, die einem Symbol
(während
eines Modulationsintervalls gesendet) entspricht. In diesem Zusammenhang
bezieht sich "Demodulation" auf die Prozesse
des Mischens, Filterns und Korrelierens.
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Es
kann bemerkt werden, dass eine Beschreibung der verschiedenen Techniken
zum Abschätzen
der Verzögerungen
der Ausbreitungspfade hier weggelassen worden ist, weil sie nicht
erforderlich sind für
das Verständnis
der Erfindung der Anmelderin.
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Wie
in 1 gezeigt, sind zwei unterschiedliche Bereiche
für jeden
der I- und Q-Abtastwerte in Entsprechung zu zwei unterschiedlichen
Signalstrahlen i, j für
die komplexen Korrelatoren 4a, 4b vorgesehen,
der deren jeweilige Sätze
von Signalabtastwerten gegen eine bekannte Signaturfolge oder einen
Spreizcode korreliert. Die komplexen Korrelatoren 4a, 4b erzeugen
jeweilige komplexe Korrelationswerte, die jeweiligen komplexen Multiplizierern 5 bereitgestellt
werden, welche die Produkte von jedem Korrelationswert und das jeweilige
komplexe Pfadgewicht gλ(.) bilden. Nur die Realteile
der Produkte werden üblicherweise
zu dem Akkumulator 6 gesendet, der die gewichteten Korrelationen
für alle
verarbeiten Signalstrahlen summiert. Die durch den Akkumulator 6 erzeugte
Summe ist eine Entscheidungsvariable, die zu einem Scheibenbilder
oder Decoder 7 gesendet werden.
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Es
wird erkannt werden, dass, wenn nur ein Ausbreitungspfad wichtig
ist, der Rake-Empfänger
in seiner Wirkung ein konventioneller digitaler Empfänger ist.
Dies kann in 1 dargestellt werden dadurch,
dass der Multiplexer 3 nur einen Bereich von I-Abtastwerten
und einen entsprechenden Bereich von Q-Abtastwerten auswählt. In
einem konventionellen Empfänger
(nicht SS-Empfänger),
würden
diese Bereiche einfach kombiniert werden, nachdem einer der Bereiche
um 90 Grad phasenverschoben wird, und das Ergebnis würde dem Scheibenformer
oder Decoder bereitgestellt werden.
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In
dem in 1 dargestellten Rake-Empfänger ist die Wirkung der Multiplikation
der Korrelationswerte mit den Komplexen Gewichten, die Phasen der
Korrelationswerte zu skalieren und auszurichten zum Maximieren des
Gesamt-Signal-zu-Rausch- und Interferenzverhältnisses. Das Pilotsignal,
wenn es eines gibt, wird gewöhnlich
verwendet zum Bestimmen der komplexen Gewichte. Da mindestens die
Phase jedes Korrelationswertes variiert, z.B. bedingt durch relative
Bewegung zwischen dem Sender und Empfänger, wird manchmal eine Einrichtung,
wie eine Phasenregelschleife, verwendet, um Korrelationsschwankungen
nach zu verfolgen, um den korrekten Gewichtswinkel beizubehalten.
U.S. Patent Nr. 5,305,349 beschreibt einen gleitenden Mittelwert
der letzten Korrelationswerte und einen Trend-basierten Prozess
(Kalman-Filter) zum Vorhersagen der sich ändernden Pfadgewichte. U.S.
Patent Nr. 5,442,661 beschreibt ein Schema basierend auf einem Maximum-Likelihood-Kriterium (Kriterium
der maximalen Wahrscheinlichkeit) und das mittlere Pfadgewicht und
die Neigung des Pfadgewichts für
jeden Pfad zum Schätzen
der Pfadgewichte.
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Solche
Systeme können
durch einen in geeigneter Weise programmierten Computer simuliert
werden. Es wird gewöhnlich
angenommen, dass die Differenzen zwischen den Pfadverzögerungen
länger
sind als der Umkehrwert der Signalbandbreite und demnach sind die
nach dem Entspreizen wirksamen Pfadgewichte gλ(t) näherungsweise
unkorreliert. Die Pfadgewichte gλ(t)
werden gewöhnliche
als komplexwertige, Gaussche Zufallsprozesse mit Null Mittelwert
und Standard-Jakes-Doppler-Spektren (klassische Doppler-Spektren)
modelliert. Zum Vereinfachen der Analyse kann angenommen werden,
dass alle Ausbreitungspfade dieselbe durchschnittliche Signalleistung
bereitstellen. Die maximale Dopplerfrequenz kann als 0,024 Tb angenommen werden, wobei Tb die äquivalente
Zeit pro Informationssymbol (Bit) kennzeichnet. In einem typischen
Mobilfunkkommunikationsszenario mit einer Datenrate von 1/Tb = 9,6 Kilobit/Sekunde und einer Funkträgerfrequenz
von einem Gigahertz (1 GHz), entspricht diese maximale Dopplerfrequenz
einer Fahrzeuggeschwindigkeit von 250 Kilometer/Stunde. Ein komplexer
Wert, ein weißer
Gausscher Rauschprozess n(t) mit (zweiseitiger) Leistungsspektraldichte
N0, der einem realwertigen weißen Gausschen
Rauschprozess n(t) mit (einseitiger) Leistungsspektraldichte N0 entspricht, kann zu dem modulierten thermischen
Rauschen und der Interferenz von anderen Benutzern hinzu addiert
werden.
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Das
Uplink-Sendeschema, das durch IS-95 mit nicht-kohärenter Demodulation
spezifiziert wird, wird in der oben herangezogenen Veröffentlichung
von Viterbi et al. beschreiben und wird in 2 als Basisbanddarstellung
für eine
M-ary Orthogonalmodulation dargestellt. In 2 sind Binärinformationssymbole
q[κ] faltungscodiert
mit einer Coderate Rc durch einen geeigneten
Faltungscodierer 10, und die codierten Symbole werden durch
einen Verschachtler 12 verschachtelt, der Symbole a[ν] ∊ {–1, +1}
erzeugt. Diese verschachtelten Symbole werden, wenn notwendig, durch
einen Wandler 14 vom seriellen zum parallelen Format umgewandelt
und in jedem Modulationsintervall μ (Periode Ts)
werden ld(M) Binärsymbole
a[ν] zusammengruppiert und
als ein Symbolindex m[ν] ∊ {1,
... M} verwendet, welche in den M-ary-Orthogonalmodulator 16 eingespeist werden.
In einem IS-95-System
verwendet der Orthogonalmodulator Walsh-Folgen zum Erzeugen eines
zeitkontinuierlichen Sendesausgangssignals s(t) durch Versatz Vier-Phasen-Umfaltungsmodulation
bzw. O4PSK-Modulation
(Offset Four-Phase PSK Modulation) eines Trägersignals mit jedem Chip der
ausgewählten
Walsh-Folge. Jeder Chip, der eine binäre Stelle des Hochratensignals
ist, kann zusätzlich
gespreizt und multipliziert werden durch eine benutzerspezifische
Pseudorauschfolge.
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Das
Senderausgangssignal s(t) breitet sich über den Kommunikationskanal
aus, der einen Rauschterm n(t) hinzufügt. Für M = 64, wie in IS-95 definiert,
und der maximalen oben erwähnten
Dopplerfrequenz, ist die Modulationsperiode Ts =
TbRcld(M) signifikant
kürzer
als der Kehrwert der maximalen Dopplerfrequenz. Demnach ist die
Kanalgewichtsfunktion näherungsweise
konstant während
jeder Modulationsperiode.
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In 2 wird
das Empfängereingangsignal
r(t) durch einen nicht-kohärenten
Rake-Empfänger
demoduliert. Für
jeden Ausbreitungspfad (Strahl) erzeugt ein M-ary-Korrelator 18,
der ein System von M Korrelatoren umfasst, einen für jede Orthogonalschwingung,
einen Ausgangssatz von Korrelationswerten xi,λ[ν], wobei i ∊ {1,
... M} gilt, λ ∊ {1,
...L} und noch einmal μ der
Index des Modulationsintervalls ist. Aus Bequemlichkeitsgründen kann
angenommen werden, dass die Anzahl der Korrelatoren 18 in
dem Rake-Empfänger
identisch ist mit der Anzahl der Ausbreitungspfade L durch den Kanal,
obwohl es verstanden werden muss, dass eine geringere oder eben
größere Anzahl
von Korrelatoren verwendet werden könnte. (Eine oder mehrere solcher kleiner
Anzahlen von Korrelationen würde
mehrere Ausgangsgrößensätze von
Korrelationswerten erzeugen, um Orthogonalschwingungsformen zu entsprechen,
die einer auf einmal in Serie genommen werden). Für Walsh-Folgen
implementiert der M-ary-Korrelator in bequemer Weise einen schnellen
Walsh-Transformator (FWT). Ein geeigneter FWT-Prozessor wird im U.S. Patent Nr. 5,357,454
für Dent, "Fast Walsh Transform
Processor" beschrieben.
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In
dem konventionellen nicht-kohärenten
IS-95-Empfänger
werden die durch den Korrelator
18 erzeugten Korrelationswerte
x
i,λ[μ] durch eine
quadratische Kombinierereinrichtung (SLC-Einrichtung)
20 erzeugt, welcher
M Entscheidungsvariablen für
eine aufeinanderfolgende Datenschätzungsprozedur (d.h., eine Entscheidungs-
oder Kanaldecodierung) erzeugt. Bedingt durch die nicht-kohärente Demodulation
werden die Entscheidungsvariablen y
i[μ] für die M
Symbole durch die SLC
20 folgendermaßen berechnet:
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Wie
in der oben erwähnten
Veröffentlichung
von Viterbi et al. beschrieben, können diese Entscheidungsvariablen
in einer suboptimalen Metrikberechnung für eine letztendliche Viterbi
Decodierprozedur verwendet werden, um die Implementierungskomplexität zu reduzieren.
Diese suboptimale Metrikberechnung wird durch einen Prozessor
22 ausgeführt, der
die Maxima der Entscheidungsvariablen bestimmt. Ausschließlich der
Maximalwert, der im folgenden Ausdruck geliefert wird:
wird als Weichentscheidungszuverlässigkeitsinformation
verwendet. Der geeignete jeweilige Maximalwert wird jedem der ld(M)
hartentschiedenen Binärsymbole â[.] in
Entsprechung zu der ausgewählten
Schwingungsform (Walsh-Folge) durch den Index m^[μ] identifiziert.
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Der
Kontrast zwischen der kohärenten
Operation des in 1 dargestellten Rake-Empfängers und der
nicht-kohärenten
Operation der M-ary-Korrelatoren 18, SLC 20 und
des Prozessors 22, die in 2 gezeigt
sind, kann durch Bezugnahme auf 3 besser
erfasst werden, die einen nicht-kohärenten Rake-Empfänger
detaillierter darstellt. In dem nicht-kohärenten Empfänger werden die quadrierten
Magnituden der Korrelationswerte akkumuliert, was den Bedarf nach
Ausrichtung ihrer Phasen vor der Akkumulation umgeht und demnach
braucht der nicht-kohärente
Empfänger
keine komplexe Pfadgewichtung gλ(t).
Der Hauptunterschied zwischen dem in 1 gezeigten
kohärenten
Empfänger
ist, dass der Satz komplexer Multiplizierer 5 ersetzt wird
durch einen SLC-Prozessor 20-1 in dem SLC 20.
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In 3 werden
dem Satz von L M-ary-Korrelatoren 18 Ströme komplexer
Digitalabtastwerte I, Q eines empfangenen Signals bereitgestellt,
welche dann die Werte der Korrelationen der Folge von Signalabtastwerten
gegen die Spreizcodefolge des Empfängers, die durch jeweilige
eines Satzes lokaler Codegeneratoren erzeugt werden, verschiebt.
Ein Satz von mindestens vier M-ary-Korrelatoren wird in 3 impliziert
(durch Vollliniendatenpfade). Die quadrierten Magnituden der komplexen
Korrelationswerte für
die jeweiligen Verschiebungen des Spreizcodes werden von den Pfadengleichen
(Realteil) und Quadratur-(Imaginärteil)-Komponentenabtastwerten
durch den SLC-Prozessor 20-1 berechnet.
Multiplikative Gewichtungskoeffizienten können durch einen Gewichtungsprozessor 20-2 auf
die quadrierten Magnituden der Korrelationswerte angewendet werden
und die gewichteten quadrierten Magnituden in Bezug auf die L Pfade
werden durch einen Addierer 20-3 akkumuliert. Die durch
den Addierer 20-3 addierte Summe wird einer Entscheidungseinrichtung, wie
zum Beispiel dem Prozessor 22 bereitgestellt, zum Identifizieren
des gesendeten Symbols.
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Für ein Kommunikationssystem
unter Verwendung von Blockcodes als Spreizfolgen, kann der Satz von
Korrelatoren 18 gegebenenfalls eine ausreichende Zahl einschließen zum
simultanen Verarbeiten aller Blockcodefolgen und ihrer Verschiebungen,
die durch die lokalen Codegeneratoren erzeugt würden. Ein Satz eines SLC 20-1,
eines optionalen Gewichtsprozessors 20-2 und eines Addierers 20-3 würde für jede der
unterschiedlichen Spreizcodefolgen (drei Sätze sind in 3 angegeben)
bereitgestellt, und die Ausgangsgrößen der Addierer 20-3 würden dem
Prozessor 22 bereitgestellt.
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Zurück zu 2,
Entscheidungsvariablen d[ν],
die durch den folgenden Ausdruck gegeben sind: d[ν] = â[ν]y[⌊ν/ld(M)⌋]und
die den Binärsymbolen
a[ν] entsprechen,
werden für
eine nachfolgende Datenschätzungsverarbeitung (das
heißt,
Entscheidung oder Kanaldecodierung) in dem Empfänger verwendet. Es wird verstanden
werden, dass die Notation ⌊.⌋ den Operator zum
Berechnen der maximalen ganzen Zahl kennzeichnet, die kleiner ist oder
gleich dem Operanden. Die Entscheidungsvariablen d[ν], die durch
einen Umsetzer 24 von einem Parallelformat in ein serielles
Format umgewandelt werden können,
werden zur Metrikberechnung in einer Einrichtung 26 verwendet.
Die Metriken, die durch die Einrichtung 26 erzeugt werden,
werden durch den Entschachtler 28 entschachtelt und die
entschachtelten Symbole werden durch eine Einrichtung, wie zum Beispiel
einen Viterbi-Decoder 30 decodiert, der einen Strom von
empfangenen decodierten Informationssymbolen q^[κ] erzeugt.
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Die
Herleitung des log-Likelihood-Verhältnisses Λ[ν] als eine Funktion der Entscheidungsvariablen
d[ν] wird
in der oben erwähnten
Veröffentlichung
von Viterbi et al. präsentiert
und ist durch unterbrochene Linien in 4 für einen
Rayleigh-Schwundkanal
mit L = 1 bis 6 Ausbreitungspfaden gezeigt, die gleiche Durchschnittssignalleistung
von 64-ary Modulation übertragen
und einem Signalleistungs-zu-Rauschleistungs-Verhältnis von
10dB. Die Metrik wird aus den Entscheidungsvariablen durch die Metrikberechnungseinrichtung 26,
basierend auf solchen Kriterien wie log-Likelihood-Verhältniskurven
bestimmt. Es wird verstanden werden, dass die dem Decoder zugeführten Metriken
quantisiert sein können.
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Kapitel
4.5 des oben herangezogenen Viterbi-Textes beschreibt eine verbesserte
Metrik (Doppelmaximum-Metrik), die einen Hauptvorteil hat, dass
die Weichentscheidungszuverlässigkeitswerte
für die
verschiedenen Binärsymbole,
die einer orthogonalen Schwingungsform (Walsh-Folge) entsprechen, unterschiedlich sein
können.
Trotzdem haben Computersimulationen gezeigt, dass der Gewinn unter
Verwendung dieser Doppelmaximum-Metrik, über die in dem vorangehenden
Absatz beschriebene Metrik nur etwa 0,2 dB ist.
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Ein
anderes Simulationsschema für
mit dem IS-95-Standard kompatible Empfänger basiert auf der Schätzung der
in jedem Ausbreitungspfad empfangenen Signalleistung. In P. Schramm, "Attraktive codierte Modulationsschemata
für den
Uplink in CDMA Mobilkommunikationssystemen", 2. ITG-Fachtagung Mobile Kommunikation
(ITG-Fachbericht 135, Seiten 255-262, September 1995) ist gezeigt,
dass ein auf diesem Verfahren basierender Empfänger nur von marginalem Vorteil
ist verglichen mit (vollständig)
nicht-kohärenter
Demodulation, wie in der oben herangezogenen Veröffentlichung von Viterbi et
al. beschrieben.
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Da
nicht-kohärente
Demodulation zu weniger energieeffizienten Sendeschemata führt als
kohärente Demodulation,
ist es speziell für
die Übertragung über Mehrpfadkanäle wünschenswert,
kohärente
Demodulation zu verwenden, aber ohne das Erfordernis eines zusätzlichen
und redundanten Pilotsignals für
das Schätzen
der Kanalpfadgewichte gλ(t). Ein solches Kanalschätzschema
sollte demnach die erforderliche Kanalinformation aus dem informationstragenden
Signal selbst extrahieren. Dies würde auch den Vorteil haben,
einen solchen kohärenten
Empfänger
kompatibel zu machen mit Systemen, die ursprünglich für nicht-kohärente Demodulation entworfen
waren, wie zum Beispiel Aufwärtsstreckenverbindungsempfänger in Übereinstimmung mit
dem IS-95-Standard.
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Auch
in
EP 0 641 091 A1 wird
ein Gerät
unter Verwendung von entscheidungsgerichteter Kanalschätzung in
einer Digitalmobilfunkverbindung beschrieben. Das Gerät schließt Demodulationsmittel
ein, die zum Empfangen von gleichphasigen und Quadraturphase-Eingangssignalen
eingerichtet sind. Ein Kanalschätzmittel
ist zum Herleiten einer entscheidungsgerichteten Kanalschätzung aus
einem oder mehreren Signalen vorgesehen, die von dem Demodulationsmittel
zum Demodulieren eines oder mehrerer der über denselben Funkkanal gesendeten
Signale verwendet werden. Das Gerät wird für die Verwendung bei der Demodulation
von Dualbinärphasenumtastsignalen
verwendet.
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RESÜMEE
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In Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin werden kohärente Demodulationsempfänger bereitgestellt,
die kein Pilotsignal erfordern und die ein entscheidungsgerichtetes
Kanalschätzungsschema verwenden.
Demnach können
Empfänger
der Anmelderin in Digitalkommunikationssystemen verwendet werden,
die ursprünglich
für nicht-kohärente Demodulation
entworfen sind.
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In Übereinstimmung
mit einem Aspekt der Erfindung der Anmelderin gemäß Anspruch
1 wird eine Einrichtung in einem kohärente Demodulation und entscheidungsgerichtete
Kanalschätzung
verwendenden Empfänger
für ein
Kommunikationssystem bereitgestellt, in dem ein Sender ein Informationssignal
zu dem Empfänger
sendet und der Empfänger
Abtastwerte eines empfangenen Signals erzeugt, die gegenüber einer
vorbestimmten Codefolge korreliert sind zum Erzeugen korrelierter
Abtastwerte. Die Einrichtung umfasst eine Vorrichtung zum Schätzen von
Pfadgewichten basierend auf Korrelationsabtastwerten und eine Vorrichtung
zum Erzeugen von Entscheidungsvariablen in der durch den Empfänger verwendeter
Daten-Demodulationsprozedur zum Bestimmen des Informationssignals.
Die Schätzvorrichtung
umfasst eine Vorrichtung zum Erzeugen temporärer Symbolschätzung basierend
auf Korrelationsabtastwerten, die getrennt von der durch den Empfänger verwendeten
Daten-Demodulationsprozedur sind, Vorrichtungen, um basierend auf
temporären
Symbolschätzungen
Korrelationsabtastwerte auszuwählen,
und Kanalschätzungsvorrichtungen,
um Pfadgewichte basierend auf ausgewählten Korrelationsabtastwerten
zu erzeugen. Die Entscheidungsvariablen werden durch Maximalverhältniskombinationen
der korrelierten Abtastwerte, basierend auf geschätzten Pfadgewichten
erzeugt.
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Zudem
kann die temporäre
Symbolschätzungserzeugungs-Vorrichtung
eine Vorrichtung umfassen zum nicht-kohärenten Demodulieren empfangener
Signalabtastwerte basierend auf Korrelationsabtastwerten und eine
Vorrichtung zum Bilden von Hart-Entscheidungen nicht-kohärent demodulierter
empfangener Signalabtastwerte als temporäre Symbolschätzungen.
Alternativ kann die temporäre
Symbolschätzungserzeugungsvorrichtung
eine Vorrichtung umfassen zum Demodulieren von Empfangssignalabtastwerten,
eine Vorrichtung zum Decodieren demodulierter Signalabtastwerte
und zum Bilden von Schätzungen
des Informationssignals, und eine Vorrichtung zum Neucodieren von
Schätzungen
des Informationssignals und zum Bilden temporärer Symbolschätzungen
basierend auf neucodierten Schätzungen.
Als eine andere Alternative erzeugt die Temporärsymbolschätzerzeugungsvorrichtung Gewichte
für lineare
Kombinationen von Korrelationsabtastwerten, und die Kanalschätzungsvorrichtung
erzeugt geschätzte
Pfadgewichte basierend auf solchen Linearkombinationen. Als eine
andere Alternative umfasst die Temporärsymbolschätzungserzeugungs-Vorrichtung eine
Vorrichtung zum kohärenten
Demodulieren des empfangenen Signals und eine Vorrichtung zum Treffen
von Hart-Entscheidungen
des kohärent
demodulierten empfangenen Signals als temporäre Symbolschätzungen.
Die Temporärsymbolschätzungserzeugungs-Vorrichtung
kann auch eine Vorrichtung zum Demodulieren des empfangenen Signals
in mindestens zwei Stufen umfassen, und eine Vorrichtung zum Treffen von
Hart-Entscheidungen des demodulierten empfangenen Signals als temporäre Symbolschätzungen.
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In
einem anderen Aspekt der Erfindung nach Anspruch 7, wird ein Verfahren
in einem Empfänger
bereitgestellt, der kohärente
Demodulation und entscheidungsgerichtete Kanalschätzung verwendet
für ein
Kommunikationssystem, in dem ein Sender ein Informationssignal zu
dem Empfänger
sendet und der Empfänger gegenüber einer
vorbestimmten Codefolge korrelierte Abtastwerte eines empfangenen
Signals erzeugt, zum Erzeugen von Korrelationsabtastwerten. Das
Verfahren umfasst die Schritte des Schätzens von Pfadgewichten, basierend
auf Korrelationsabtastwerten und das Erzeugen von Entscheidungsvariablen
in der Daten-Demodulationsprozedur, die von dem Empfänger zum
Bestimmen des Informationssignals verwendet wird. Der Schätz-Schritt
umfasst die Schritte des Erzeugens von Temporärsymbolschätzungen basierend auf Korrelationsabtastwerten
getrennt von der durch den Empfänger
verwendeten Daten-Demodulationsprozedur, Auswählen von Korrelationsabtastwerten
basierend auf temporären
Symbolschätzungen,
und Erzeugen von Pfadgewichten, basierend auf ausgewählten Korrelationsabtastwerten.
Die Entscheidungsvariablen werden durch Maximalverhältniskombinationen
korrelierter Abtastwerte, basierend auf geschätzten Pfadgewichten, erzeugt.
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In
einem anderen Aspekt der Erfindung der Anmelderin gemäß Anspruch
13 wird eine Einrichtung in einem kohärente Demodulation und entscheidungsgerichtete
Kanalschätzung
verwendenden Empfänger
für ein
Kommunikationssystem bereitgestellt, in dem ein Sender ein Informationssignal
zu dem Empfänger
sendet und der Empfänger
Abtastwerte eines empfangenen Signals nach Anwenden eines Wurzel-Nyquist-Filters
erzeugt. Die Einrichtung umfasst eine Vorrichtung zum Schätzen von
Pfadgewichten, basierend auf empfangenen Signalabtastwerten und
einer Einrichtung zum Erzeugen von Entscheidungsvariablen in der
durch den Empfänger
zum Bestimmen des Informationssignals verwendeten Daten-Demodulationsprozedur.
Die Schätzvorrichtung
umfasst eine Vorrichtung zum Erzeugen temporärer Symbolschätzungen,
basierend auf empfangenen Digitalabtastwerten, die getrennt sind
von der durch den Empfänger
verwendeten Daten-Demodulationsprozedur, Vorrichtungen zum Bilden
von Produkten inverser temporärer
Symbolschätzungen
und empfangener Signalabtastwerte und eine Kanalschätzvorrichtung
zum Erzeugen von Pfadgewichten basierend auf ausgewählten empfangenen
Signalabtastwerten. Die Entscheidungsvariablen werden durch Maximumverhältnis-Kombinationen von
empfangenen Signalabtastwerten, basierend auf geschätzten Pfadgewichten
erzeugt.
-
In
einem anderen Aspekt der Erfindung der Anmelderin gemäß Anspruch
17 wird ein Verfahren in einem kohärente Demodulation und entscheidungsgerichtete
Kanalschätzung
verwendenden Empfänger
für ein Kommunikationssystem
bereitgestellt, in welchem ein Sender ein Informationssignal zu
dem Empfänger
sendet, und der Empfänger
Abtastwerte eines empfangenen Signals nach Anwenden eines Wurzel-Nyquist-Filters erzeugt.
Das Verfahren umfasst die Schritte des Schätzens von Pfadgewichten, basierend
auf empfangenen Signalabtastwerten und Erzeugen von Entscheidungsvariablen
in der durch den Empfänger
verwendeten Daten-Demodulationsprozedur zum Bestimmen des Informationssignals.
Der Abschätzungsschritt
umfasst die Schritte des Erzeugens temporärer Symbolschätzungen,
basierend auf empfangenen Signalabtastwerten, getrennt von der durch
den Empfänger
verwendeten Daten-Demodulationsprozedur, Bilden von Produkten von Kehrwerten
der temporären
Symbolschätzungen
und empfangenen Signalabtastwerte und Erzeugen von Pfadgewichten,
basierend auf ausgewählten
empfangenen Signalabtastwerten. Die Entscheidungsvariablen werden
durch Maximalverhältniskombinationen
empfangener Signalabtastwerte, basierend auf geschätzten Pfadgewichten
erzeugt.
-
In
einem anderen Aspekt der Erfindung der Anmelderin gemäß Anspruch
21 umfasst ein Empfänger für ein Spreizspektrum-Kommunikationssystem,
in dem ein Sender ein Informationssignal zu dem Empfänger sendet
und der Empfänger
Abtastwerte eines empfangenen Signals erzeugt, eine Einrichtung
zum Erzeugen von Abtastwerten von mindestens zwei Strahlen des empfangenen
Signals; eine Einrichtung zum Korrelieren von Gruppen von Abtastwerten
gegenüber
einer vorbestimmten Codefolge zum Erzeugen einer Vielzahl von Korrelationsabtastwerten;
eine Einrichtung zum Schätzen
eines jeweiligen Pfadgewichts für
jeden Strahl, basierend auf Korrelationsabtastwerten; und eine Einrichtung
zum Erzeugen von Entscheidungsvariablen in der durch den Empfänger zum
Bestimmen des Informationssignals verwendeten Daten-Demodulationsprozedur. Die
Schätzvorrichtung
umfasst eine Vorrichtung zum Erzeugen von temporären Symbolschätzungen,
basierend auf Korrelationsabtastwerten, die getrennt sind von der
durch den Empfänger
verwendeten Daten-Demodulationsprozedur,
eine Vorrichtung zum Auswählen
von Korrelationsabtastwerten, basierend auf temporären Symbolschätzungen,
und eine Kanalschätzvorrichtung
zum Erzeugen von Pfadgewichten, basierend auf ausgewählten Korrelationsabtastwerten.
Die Entscheidungsvariablen werden durch Maximalverhältniskombinationen
von Korrelationsabtastwerten, basierend auf geschätzten Pfadgewichten
erzeugt.
-
Zudem
kann die temporäre
Symbolschätzungserzeugungsvorrichtung
eine Vorrichtung umfassen zum quadratischen Kombinieren von Korrelationsabtastwerten
und eine Vorrichtung zum Treffen einer Hart-Entscheidung von quadratisch
kombinierten Korrelationsabtastwerten. Die temporäre Symbolschätzungserzeugungsvorrichtung
kann ferner ein Verzögerungselement
umfassen für
Korrelationsabtastwerte.
-
In
einem anderen Aspekt der Erfindung der Anmelderin gemäß Anspruch
25 umfasst ein Verfahren des Demodulierens eines Informationssignals
in einem Spreizspektrum-Kommunikationssystem,
in dem ein Empfänger
Abtastwerte eines empfangenen Informationssignals erzeugt, die Schritte
des Erzeugens von Abtastwerten mindestens zweier Strahlen des empfangenen
Informationssignals; das Korrelieren von Gruppen von Abtastwerten
gegenüber
einer vorbestimmten Codefolge zum Erzeugen einer Vielzahl von Korrelationsabtastwerten;
das Schätzen
eines jeweiligen Pfadgewichts für
jeden der Strahlen, basierend auf Korrelationsabtastwerten; und
das Erzeugen von Entscheidungsvariablen zum Bestimmen des Informationssignals.
Der Schätzungsschritt
umfasst die Schritte des Erzeugens temporärer Symbolschätzungen,
basierend auf Korrelationsabtastwerten, die getrennt sind von der
Daten-Demodulationsprozedur
des Empfängers,
das Auswählen
von Korrelationsabtastwerten, basierend auf temporären Symbolschätzungen,
und das Erzeugen von Pfadgewichten durch Filtern ausgewählter temporärer Symbolschätzungen.
Die Entscheidungsvariablen werden durch Maximalverhältniskombinieren
von in Übereinstimmung
mit geschätzten
Pfadgewichten ausgewählten
Korrelationsabtastwerten erzeugt.
-
Der
Schritt des Erzeugens temporärer
Symbolschätzungen
kann den Schritt des quadratischen Kombinierens von Korrelationsabtastwerten
umfassen und das Bilden von Hart-Entscheidungen
von quadratisch kombinierten Korrelationsabtastwerten. Der Schritt
des Erzeugens von temporären
Symbolschätzungen
kann ferner den Schritt des Verzögerns
von Korrelationsabtastwerten umfassen.
-
KURZBESCHREIBUNG
DER ZEICHNUNGEN
-
Die
Erfindung der Anmelderin wird durch Lesen dieser Beschreibung im
Zusammenhang mit den Zeichnungen verstanden, in denen zeigt:
-
1 ein
Blockdiagramm eines konventionellen kohärenten Rake-Empfängers;
-
2 ein
Blockdiagramm eines Spreizspektrum-Kommunikationssystems basierend auf
orthogonaler Modulation und nicht-kohärenter Demodulation;
-
3 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts des nicht-kohärenten
Empfängers
der 2;
-
4 einen
Ausdruck des log-Likelihood-Verhältnisses,
das für
die Metrikberechnung für
das Kommunikationssystem der 2 verwendet
wird und für
ein Kommunikationssystem in Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin;
-
5 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts eines kohärenten Empfängers mit entscheidungsgerichteter
Kanalschätzung
in Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin;
-
6 eine
Darstellung eines Abschnitts eines kohärenten Empfängers mit entscheidungsgerichteter Kanalschätzung ohne
Rückkopplung
in Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin;
-
7 eine
Darstellung eines Abschnitts eines kohärente Demodulation entscheidungsgerichteter
Kanalschätzung
mit Rückmeldung
verwendenden Empfängers;
-
8 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts eines kohärenten Empfängers mit mehrstufiger Simulation in Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin;
-
9 einen
Ausdruck einer Bit-Fehlerrate in Bezug auf das Signalleistungs-zu-Rauschleistungsverhältnis für zwei simulierte
Demodulatoren;
-
10 einen
Ausdruck einer Bit-Fehlerrate in Bezug auf das Signalsleistungs-zu-Rauschleistungsverhältnis für einen
simulierten kohärenten
Empfänger
mit sowohl perfekter Kanalschätzung
als auch entscheidungsgerichteter Kanalschätzung in Übereinstimmung mit der Erfindung
der Anmelderin;
-
11 einen
Ausdruck der Bit-Fehlerrate in Bezug auf ein Signalleistungs-zu-Rauschleistungsverhältnis für zwei kohärente Demodulatorimplementierungen
mit entscheidungsgerichteter Kanalschätzung, die in 6 und 7 gezeigt
sind, wenn der Kommunikationskanal einen Ausbreitungspfad hat;
-
12 einen
Ausdruck einer Bit-Fehlerrate in Bezug auf ein Signalleistungs-zu-Rauschleistungsverhältnis für die zwei
kohärenten
Demodulationsimplementierungen mit entscheidungsgerichteter Kanalschätzung, die
in 6 und in 7 gezeigt
sind, wenn der Kommunikationskanal vier Ausbreitungspfade hat; und
-
13 ein
Blockdiagramm eines Abschnitts eines Nicht-Spreizspektrumempfängers in Übereinstimmung mit der Erfindung
der Anmelderin.
-
DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG
-
Die
folgende Beschreibung gibt an, dass kohärente Demodulation einer nicht-kohärenten Demodulation
vorzuziehen ist für
das Verbessern der Leistungsfähigkeit
bzw. Performance von Digitalkommunikationssystemen, die orthogonale
Modulationsschemata verwenden. Ein eine Kombination aus kohärenter Demodulation
und entscheidungsgerichteter bzw. DD-Kanalschätzung wird beschrieben. Ein
solcher Empfänger
verbessert die Energieeffizienz eines SS-Kommunikationssystems wie
der Aufwärtsstreckenverbindung
bzw. dem Uplink, der durch den Standard IS-95 spezifiziert ist,
und da eine solche Empfängerstruktur
ohne ein Pilotsignal verwendet werden kann, ist der Empfänger voll
kompatibel mit dem IS-95-Standard.
-
Trotzdem
wird verstanden werden, dass die Erfindung der Anmelderin nicht
auf diese Umgebung beschränkt
ist und dass eine Kombination von kohärenter Demodulation und DD-Kanalschätzung zum
Verbessern der Energieeffizienz für viele Sendeschemata verwendet
werden kann, die orthogonale Modulationen verwenden. Beispielsweise
kann ein die Kombination aus kohärenter
Demodulation und DD-Kanalschätzung
verwendender Empfänger
in einem CDMA-System eingesetzt werden, das verbundene Demodulations-
oder Erfassungs- oder sukzessive Auslöschungstechniken verwendet,
wie jene in US Patent Nr. 5,151,919 und Nr. 5,218,619, die oben
herangezogen worden sind, beschrieben.
-
Der
Hauptteil eines Kommunikationsschemas unter Verwendung der kohärenten Demodulation
der Anmelderin mit DD-Kanalschätzung
sollte derselbe sein, wie das durch die Basisbanddarstellung der 2 dargelegte
Schema. Wie der in 2 und 3 wiedergegebene
Rake-Empfänger,
umfasst der kohärente Rake-Empfänger der
Anmelderin einige M-ary-Korrelatoren in einer Anordnung ähnlich der
in 1 gezeigten. Trotzdem umfasst ein kohärenter Empfänger in Übereinstimmung
mit der Erfindung statt eines quadratischen Kombinieren eines nicht-kohärenten Empfängers der 2 und 3 eine
Vorrichtung 50 zum Erzeugen der M Entscheidungsvariablen
(für eine
nachfolgende Datenschätzprozedur)
durch einen Maximalverhältniskombinationsprozess,
der die Schätzung
der Pfadgewichte verwendet. Beispiele dieser Erzeugungsvorrichtung 50 sind
in 5, 6 und 13 dargestellt,
in welchen ähnliche
Komponenten durch ähnliche
Bezugszeichen gekennzeichnet sind.
-
Die
geschätzten
Pfadgewichte g ^λ[.]
werden erzeugt durch ein erstes Erzeugen eines Index m^'[.] der temporären Symbolschätzer durch
Bilden von Hart-Entscheidungen der Korrelationsabtastwerte nach
dem Kombinieren oder durch Demodulieren, Decodieren und Neucodieren
des empfangenen Signals. Wie in 5 beispielsweise
angezeigt, werden die Indizes m^'[.]
der temporären
Symbolschätzungen
und die ausgewählten Korrelationsabtastwerte,
basierend auf den Abtastwerten aller M-ary-Korrelatoren in Entsprechung
zu den Ausbreitungspfaden, die in dem Rake-Empfänger berücksichtigt sind, erzeugt.
-
In Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin erzeugt die Vorrichtung 50 temporäre Symbolschätzungen
durch einen Prozess, der getrennt ist von der Daten-Demodulationsprozedur
selbst und der weder kohärente
oder nicht-kohärente
Demodulation einbeziehen kann. Wenn nicht-kohärente Demodulation verwendet
wird, zum Erzeugen der temporären
Symbolschätzungen,
kann ein Kanalschätzungsfilter 52 implementiert
werden mit einer Verzögerung,
und diese Verzögerung
wird in dem Maximalverhältniskombinationsprozess
durch Einschließen
von Verzögerungselementen 54 in
der Vorrichtung 50 zum Erzeugen der Entscheidungsvariablen
berücksichtigt.
-
Bei
jeder M-ary-Korrelatorausgangsgröße wird
der Index m^'[.]
zum Auswählen
des entsprechenden Abtastwertes von allen M Abtastwerten verwendet
(siehe Elektrovorrichtung SEL in 5, 6 und 7) und
dieser ausgewählte
Korrelationsabtastwert xm^',λ[.]
wird in das Kanalschätzfilter 52 eingespeist,
das gewöhnlich
ein Tiefpassfilter ist. Die Ausgangsgröße des Kanalschätzfilters 52 ist
das geschätzte
Pfadgewicht g ^λ[.],
das bei dem Maximalverhältnis
bei dem Kombinierungsprozess verwendet wird. Diese Prozedur wird
für alle
Ausbreitungspfade durchgeführt,
die durch den Rake-Empfänger
verarbeitet werden, und wird nachstehend in genauerem Detail erläutert.
-
Wie
in
2 und
3, kann die Demodulation durch
einen Rake-Empfänger durchgeführt werden, der
Korrelationsabtastwerte x
i,λ[.] vornimmt, wobei i ∊ {1,
..., M} und λ ∊ {1,
..., L} gilt. In Übereinstimmung
mit einem Aspekt der Erfindung der Anmelderin wird die Entscheidungsvariable
y
i[.] in Entsprechung zu jedem der M Symbole
durch einen Prozess des Maximalverhältniskombinierens (MRC) in Übereinstimmung
mit dem folgenden Ausdruck bestimmt:
wobei das komplexe Gewicht
des Ausbreitungspfades λ im
Demodulationsintervall μ gekennzeichnet
wird durch g
λ[μ] = g
λ(μT
s) und wobei * eine Konjugation kennzeichnet.
Entsprechend kennzeichnet g ^
λ[μ] eine Schätzung dieses Pfadgewichts.
Der vorangehende Ausdruck wird als kohärente Summation der Korrelationswerte x
iλ[μ] erkannt
und jede Summation über
ist λ äquivalent
zu dem durch einen jeweiligen in
3 gezeigten
Addierer
20-3 ausgeführten
Prozess.
-
Der
Rest des Prozesses zum Erzeugen und Dekodieren der Entscheidungsvariablen
x
iλ[.]
ist derselbe wie der oben in Verbindung mit
2 und
4 beschriebene.
Es ist notwendig, nur das log-likelihood-Verhältnis Λ[μ] anzupassen, welches gegeben
ist durch den folgenden Ausdruck:
für modifizierte Demodulationsschemata
der Anmelderin. Hier ist p
y|a(y|a) die Wahrscheinlichkeitsdichtefunktion
(pdf) der Maximum-Entscheidungsvariablen y[μ] für ein gegebenes Binärsymbol
a[ν] mit μ = [ν/ld(M)].
Da eine analytische Lösung
schwierig herzuleiten ist, kann das log-likelihood-Verhältnis durch
Messen der Wahrscheinlichkeitsdichte-Funktionen geschätzt werden.
Die Ergebnisse verschiedener Anzahlen von Ausbreitungspfaden werden
durch die Volllinien in
4 angezeigt, welche zeigen,
dass die Berechnung der Metrik in einem Viterbi-Decoder, der im
Empfänger
der Anmelderin enthalten sein könnte,
unempfindlich ist gegenüber
der Anzahl der Ausbreitungspfade. Dies steht in merklichem Kontrast
zu dem Verhalten des konventionellen, nicht-kohärente Demodulation verwendenden
Empfängers
(siehe die gestrichelten Linien in
4).
-
Wie
oben beschrieben wird eine Kanalschätzprozedur benötigt, die
die erforderliche Information auf den Pfadgewichten exklusiv von
dem Informations-tragenden Signal extrahiert, wenn ein Pilotsignal
vermieden werden soll. Eine solche Prozedur wird nachstehend beschrieben,
die durch eine Schätzeinheit 56,
Selektoren SEL und die Kanalschätzungsfilter 52 implementiert
wird. In einem Rake-Empfänger,
wie er in 5 und 6 gezeigt
wird, umfasst beispielsweise die Vorrichtung 50 der Anmelderin
zum Erzeugen von Entscheidungsvariablen eine temporäre Symbolschätzungseinheit 56;
L Selektoren SEL, einen für
jeden Ausbreitungspfad ν;
L Kanalschätzungsfilter 52,
einen für
jeden Ausbreitungspfad ν;
L Konjugatoren 62, einen für jeden Ausbreitungspfad ν; M-Maximalverhältniskombinierer 64,
jeden L Multiplizierer und eine Addierer umfassend zum Kombinieren
von L Ausgangsgrößen von
L Kongugatoren 62; und einem Metrixprozessor 22.
-
Die
Schätzeinheit
56 erzeugt
Indexes m^'[μ] ∊ {1,
..., M} temporärer
Symbolschätzungen,
die verwendet werden zum Auswählen
entsprechender Korrelationsabtastwerte i
m^',λ[μ] für jeden Ausbreitungspfad λ = 1, ...,
L. Es wird verstanden werden, dass in der in
5 gezeigten
Ausführungsform
die Indexes m^'[.]
identisch sind mit den temporären
Symbolschätzungen.
(In einer nachstehend detaillierter beschriebenen anderen Ausführungsform
erzeugt die Schätzeinheit
56 Gewichte
für eine
Linearkombination von Korrelationsabtastwerten). Wenn eine temporäre Symbolschätzung korrekt
ist, d.h., wenn m^'[μ] = m[μ] gilt, wird
das ausgewählte Signal
durch den folgenden Ausdruck gegeben:
-
In
welchem das nm,λ[.]
das Rauschen am Ausgang der Korrelatoren repräsentiert und komplexwertig weiß ist, Gaussche
Prozesse mit Null-Mittelwert, die gewöhnlich näherungsweise unabhängig sind
in Bezug auf den Symbolindex m ∊ {1, ..., M} und den Pfadindex λ ∊ {1,
..., L}. Das geschätzte
Pfadgewicht g ^λ[.]
wird durch Zufühen
der Korrelationsabtastwerte xm^',λ[.], die ausgewählt werden
in Übereinstimmung
mit den temporären
Symbolschätzungen
der Schätzeinheit 56 und
dem Selektor SEL für
jeden Pfad in ein Kanalschätzfilter 52 mit
einer Grenzfrequenz, die näherungsweise
gleich der maximalen Dopplerfrequenz ist, erzeugt.
-
Im
Prinzip gibt es zwei unterschiedliche Arten zum Erzeugen der temporären Symbolschätzungen,
die durch die Schätzeinheit 56 erzeugt
werden. Eine Art ist das Erzeugen der temporären Schätzungen durch Bilden von Hartentscheidungen
der kombinierten Korrelationsabtastwerte, wie oben erwähnt. Die
andere Art zum Erzeugen der temporären Symbolschätzungen
ist durch Demodulieren, Dekodieren und Neukodieren. Dann wird auch
Kanalkodierung verwendet zum Verbessern der Zuverlässigkeit
der temporären
Symbolschätzungen.
Bei einem ersten Schritt wird eine Demodulation unter Verwendung
eines konventionellen nicht-kohärenten Rake-Empfängers ausgeführt. Die
Ausgangsabtastwerte (Entscheidungsvariablen) dieses Empfängers werden
entschachtelt, falls erforderlich, und in einem Kanaldekoder eingespeist,
um das Informationssignal zu schätzen.
Im Gegensatz zu dem konventionellen Empfänger sind diese Informationssignalschätzungen
nicht das letztendliche Ergebnis, sondern werden neu kodiert und
wieder verschachtelt, wobei das Ergebnis als temporäre Symbolschätzungen
verwendet wird, die verwendet werden zum Auswählen der in ein oben beschriebenes
Kanalschätzungsfilter 52 eingespeisten
Korrelationsabtastwerte. Wegen der großen, speziell durch die zeitaufwendigen
Schritten des Entschachtelns und der Verschachtelns der Symbole
(siehe 2) eingefügten Verzögerung,
wird dieses Verfahren derzeit in einem praktischen Kommunikationssystem
für zeitvariante
Kanäle
als schwierig zu Implementieren angesehen.
-
Eine
andere Unterscheidung muss gemacht werden in Bezug auf die Art der
in der temporären
Symbolschätzeinheit 56 verwendeten
Demodulation. Es ist möglich,
kohärente
Demodulation, z.B. den MRC-Prozess, zu verwenden, bei dem es eine
Vielzahl von Signalpfaden gibt, in welchem Fall Information über die
Pfadgewichte in der temporären
Symbolschätzeinheit 56 erforderlich
sind. Solche Information kann auf verschiedene Arten erhalten werden.
Wie beispielsweise in 7 dargestellt werden die MRC-Kombinierer 64 durch den
Prozessor 22 des kohärenten
Rake-Empfängers
verwendet zum Bilden von hart entschiedenen Ausgangsabtastwerten,
die als Indexes temporärer
Symbolschätzungen
verwendet werden, welche zu den Selektoren SEL zurückgespeist
werden. Die Korrelationsabtastwerte xm^',λ[.], die durch die Selektoren
SEL ausgewählt
werden, werden in die Kanalschätzungsfilter 52 eingespeist,
um die geschätzten
Pfadgewichte g ^λ[.]
zu erzeugen. In der Anordnung der 7 müssen die
Kanalschätzungsfilter 52 exklusiv
Abtastwerte xm^',λ[μ–ν] mit ν ≥ 1 in der
Kanalschätzprozedur
im Symbolintervall μ verwendet
werden. Daher müssen
die Kanalschätzungsfilter 52 Vorhersagefilter
sein und geeignete Verzögerungselemente 55 müssen verwendet
werden. Dieses Schema der DD-Kanalschätzung mit einem Vorhersagefilter
wird in U.S. Patentnummer 5,305,349 beschrieben.
-
Es
wird erkannt werden, dass 7 einen
Abschnitt eines Empfängers
zeigt, in welchem die temporären
Kanalschätzungen
innerhalb der Daten-Demodulationsprozedur gebildet werden (welche
die Entscheidungsvariablen d[.] erzeugen (siehe 2))
selbst, d.h. mit Rückmeldung
des letztendlichen Demodulationssignals, gebildet werden. Eine solche
Anordnung zum Erzeugen der Entscheidungsvariablen ist nicht Teil
der Erfindung der Anmelderin, in welcher temporäre Symbolschätzungen
getrennt ausgebildet werden aus der Daten-Demodulationsprozedur, wie beispielsweise
durch 5, 6 und 13 angegeben.
-
Die
andere Möglichkeit
ist, nicht-kohärente
Demodulation in der temporären
Symbolschätzeinheit 56 zu
verwenden. Es wird verstanden werden, dass für orthogonale Modulation nicht-kohärente Demodulation eine
Kombination von einem SLC-Prozess und dem Bilden von Hart-Entscheidungen
umfasst, und für
DPSK und ähnlichen
Modulationen nicht-kohärente
Demodulation in einem Rake- oder Diversity-Empfänger differenzielle Demodulation
in jedem Rake-Finger oder Signalpfad umfasst und dann Akkumulation.
In dem Fall nicht-kohärenter
Demodulation ist Information über
die Pfadgewichte nicht in der temporären Symbolschätzeinheit
erforderlich. Daher kann das Kanalschätzungsfilter 52 eine
beliebige Ausbreitungsverzögerung
(Gruppenverzögerung)
haben.
-
Es
sollte bemerkt werden, dass ein Filter im Allgemeinen kein Ausgangssignal
unmittelbar auf das Anwenden eines Eingangssignals erzeugt. Diese
verstrichene Zeitdauer wird Filterausbreitungsverzögerung genannt,
die Zeitdauer, die für
die Signalausbreitung von dem Eingang des Filters zum Ausgang des
Filters erforderlich ist. Beispielsweise hat ein Typ eines finiten
Impulsantwortfilters bzw. FIR-Filter eine konstante Gruppenverzögerung,
d.h., lineare Phasenverschiebung in Bezug auf die Frequenz, aber
es wird verstanden werden, dass Filter mit nicht-linearen Phasenverschiebungen
auch allgemein Gruppenverzögerungen
haben, die größer als
Null sind. Der Umfang der Gruppenverzögerung eines Tiefpassfilters
hängt von
der Grenzfrequenz des Filters ab.
-
Andererseits
sind andere Arten von FIR-Filter Vorhersage- bzw. Prädiktionsfilter,
die versuchen, eine Gruppenverzögerung
von –1
anzunähern
(es wird sicherlich verstanden werden, dass es nicht möglich ist,
eine konstante Gruppenverzögerung
von –1
zu erreichen). Die Standardprozedur des Entwerfens von Prädiktionsfiltern
wird in S. Haykin, Adaptive Filtertheorie, 3. Ausgabe, Kapitel 5,
6 (1996) beschrieben. Es ist von der Systemtheorie bekannt, dass
solche Filter höhere äquivalente
Rauschbandbreiten haben als Filter, die entworfen worden sind, um
Gruppenverzögerungen
zu haben, die größer als
Null sind. Diese Tatsache ist einer der Gründe für die Überlegenheit eines kohärenten Demodulators,
der temporäre
Symbolschätzung
basierend auf nicht-kohärenter
Demodulation verwendet, verglichen mit kohärenter Demodulation. Diese Überlegenheit
ist nachstehend für
zwei spezifische Implementierungen durch das Präsentieren einiger Simulationsergebnisse gezeigt.
-
Es
wird auch verstanden werden, dass in einem kohärenten Empfänger mit temporärer Symbolschätzung, die
auf nicht-kohärenter Demodulation
basiert, infinite Impulsantwortfilter (IIR-Filter) statt der FIR-Filter verwendet
werden können.
Die Ausbreitungsverzögerung
eines IIR-Filters (äquivalent
zur Gruppenverzögerung
für betrachtete
Frequenzen) ist näherungsweise
gleich der Gruppenverzögerung
eines entsprechenden Linearphasen-FIR-Filters wenn beide Filter
in Übereinstimmung
mit derselben Grenzfrequenz entworfen sind. Andererseits kann es
möglich
sein, ein IIR-Filter zu entwerfen, das ein Prädiktionsfilter ist, und demnach
kann ein IIR-Filter gegebenenfalls nicht in einem kohärenten Empfänger mit
Rückkopplung
einsetzbar sein, wie in 7 gezeigt.
-
Zusätzlich zu
diesen beiden spezifischen Schemata für temporäre Symbolschätzungen,
die in 6 und 7 gezeigt sind, d.h., nicht-kohärente bzw.
kohärente
Demodulation, sind komplexere Implementierungen möglich. Beispielsweise
kann die temporäre
Symbolschätzung
durch einen "zusätzlichen" kohärenten Rake-Empfänger mit
DD-Kanalschätzung
wie einem in 7 dargestellten Empfänger ausgeführt werden.
Statt der Verwendung der Ausgangsabtastwerte m^[.] für einen
folgenden Kanaldekodierprozess (nicht in 7 dargestellt),
würden
die Ausgangsabtastwerte in die Selektoren SEL einer folgenden Entscheidungsvariablen-Erzeugungsvorrichtung 50 eingespeist,
welche äquivalent
zu einer zweiten Demodulatorstufe ist. Diese zweite Stufe 50 würde die
Entscheidungsvariablen für
nachfolgende Kanaldekodierung erzeugen. Demnach würden die
in 7 gezeigten Komponenten die in 5 dargestellte
temporäre
Symbolschätzeinheit 56 ersetzen.
Es wird verstanden werden, dass dieses Prinzip der Verwendung von
mehr als einer Stufe in dem Gesamtdemodulationsprozess in verschiedenen
Arten angewendet werden kann und "Mehrstufendemodulation" in dieser Anwendung
genannt wird.
-
Ein
Empfänger
unter Verwendung von Mehrstufendemodulation ist in 8 dargestellt.
Die temporäre Symbolschätzeinheit 56 umfasst
eine Aufeinanderfolge von Demodulatorstufen, wobei nur zwei von
ihnen explizit dargestellt sind (die erste Stufe und die nächste zur
letzten Stufe) die durch eine Stufe erzeugten Ergebnisse werden
als temporäre
Symbolschätzungen
durch die nächst
darauf folgende Stufe verwendet. Die durch die nächste bis zur letzten Demodulatorstufe
erzeugten Ergebnisse werden temporäre Symbolschätzungen, die
in die finale Demodulatorstufe als zweistufige Demodulatoren eingespeist
werden, wie sie oben beispielsweise in Verbindung mit 6 und 6 beschrieben
sind. In der ersten Demodulatorstufe kann entweder nicht-kohärente oder
kohärente
Demodulation ausgeführt
werden; in der zweiten bis der nächsten
zur letzten Demodulatorstufe sind nur Demodulationsschemata, die
Kanalschätzungsinformation
benötigen,
sinnvoll. Durch solche Mehrstufendemodulation wird die Zuverlässigkeit
der temporären
Symbolschätzungen
Schritt für Schritt
verbessert. Darüber
hinaus kann die Mehrstufendemodulation der Anmelderin kombiniert
werden mit den Schritten der Demodulation, des Dekodierens und des
Neukodierens, wie sie oben beschrieben worden sind.
-
In
der vorangehenden Beschreibung basiert die temporäre Symbolschätzung auf
den maximalen Korrelationsabtastwerten. Es wird verstanden werden,
dass es auch möglich
ist, andere (kleinere) der Korrelationsabtastwerte sowie die maximalen
bei irgendeiner Stufe in dem temporären Symbolschätzungsprozess
zu verwenden. Mehrere Korrelationsabtastwerte können beispielsweise bei der
Kanaldekodierung verwendet werden oder beim Zuführen von Linearkombinationen
von Korrelationsabtastwerten für
mehr als ein Symbol pro Demodulationsintervall in die Kanalschätzungsfilter 52.
Die jeweiligen Gewichte (für
das Gewichten der mehreren Korrelationsabtastwerte in dem Linearkorrelationsprozess)
können
durch die temporäre
Symbolschätzeinheit 56 erzeugt
werden. Auf diese Weise kann die Zuverlässigkeit der temporären Symbolschätzungen
verbessert werden.
-
Beispielsweise
in 5 kann die temporäre Symbolschätzungseinheit 56 Gewichte
jeweils für
verschiedene orthogonale Symbole bereitstellen und jeder Selektor
SEL würde
eine Anzahl von komplexen Multiplizierern und einen Addierer umfassen.
Jede der jeweiligen Anzahlen von Multiplizierern würde dann
das Produkt eines Gewichts und des jeweiligen Korrelationsabtastwertes
des Pfades λ bilden.
Der Addierer würde die
Produkte von den Multiplizierern in Übereinstimmung mit dem Pfad λ kombinieren,
wobei die Summe einem Kanalschätzfilter 52 zugeführt wird.
Wenn Abtastwerte von allen M-Korrelatoren verwendet würden, dann
würde der
Selektor SEL eine Kombination von M-Korrelatoren und einem Addierer
sein.
-
Es
wird verstanden werden, dass die Erfindung der Anmelderin nicht
nur in Empfängern
mit kohärenten
Demodulatoren (mit Maximalverhältnis
kombinieren) verwendet werden können
zum Erzeugen der Entscheidungsvariablen, sondern auch in Empfängern, die
andere Demodulationsschemata anwenden. Wichtige Beispiele solcher
anderer Schemata für
SS-Kommunikationssysteme sind Gleichverstärkungskombinieren und nicht-kohärente Demodulation
mit Leistungsgewichtung kombinieren. Im allgemeinen ist Gleichverstärkungskombinieren ähnlich dem
Maximalverhältniskombinieren,
aber nur die Phasenverschiebung der Pfadgewichte werden verwendet,
nicht die Amplituden; bei Leistungsgewichte zum Kombinieren werden
nur die absoluten Amplituden und nicht die Pfadverschiebungen verwendet.
Gleichverstärkungskombinieren
wird in der Literatur z.B. bei M. Schwartz et al, Communication
Systems and Techniquest (1966) beschrieben und nicht-kohärentes Demodulieren
mit leistungsgewichtetem Kombinieren wird in der oben herangezogenen
Veröffentlichung
von P. Schramm beschrieben.
-
Es
wird derzeit angenommen, dass der am meisten geeignete Demodulator,
der aus den vorangehenden Betrachtungen herrührt, in 6 dargestellt
ist. Die temporären
Symbolschätzungsindexes
m^'[μ] werden durch
nicht-kohärentes
Demodulieren erzeugt: quadratisches Kombinieren der Korrelationsabtastwerte,
welche Funktion durch einen SLC-Prozessor 58 ausgeführt wird,
und Treffen von Hart-Entscheidungen
der Kombinationen basierend auf der Entscheidungsregel x'm^'[μ] = maxiy'i[μ],
welche Funktion durch zwei Scheibenbilder (slicer) 60 ausgeführt wird.
Jede temporäre
Symbolschätzung
wird durch eine Selektoreinheit SEL verwendet zum Auswählen der
Korrelationsabtastwerte x'm^'λ[μ], die in
die jeweiligen Kanalschätzungsfilter 52 eingespeist
werden, welche in 6 dargestellt sind durch die
Impulsantwort hc[.]. Das durch irgendein
Kanalschätzungsfilter 52 erzeugte
Ausgangssignal ist das geschätzte
Gewicht g ^λ[.]
eines jeweiligen Ausbreitungspfades λ, von dem die Konjugiertkomplexe
gebildet wird durch einen Konjugator 62. Die Konjugiertkomplexe
des geschätzten
Pfadgewichts g ^λ*[.]
wird in dem Maximalverhältniskombinieren
der kohärenten
Demodulation verwendet (siehe die erste Gleichung in dieser detaillierten
Beschreibung), welches ausgeführt
wird durch MRC-Kombinierer 64. Sicherlich muss das Verzögern von
lc-Symbolen bedingt durch das Kanalschätzungsfilter 52 berücksichtigt
werden bei dem Demodulationsprozess. Demgemäß werden in 6 durch
z–lc
angegebene Verzögerungselemente 54 für jeden
der M-ary-Korrelationsabtastströme x'i,λ[μ] bereitgestellt.
Die Ströme der
Entscheidungsvariablen yi[μ–lc], die durch die MRC-Kombinierer 64 erzeugt werden,
werden dann einem Metrikberechnungsprozessor 22 wie oben
beschrieben zugeführt.
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Es
wird verstanden werden, dass solche Einrichtungen als hartverdrahtete
Logikschaltung implementiert werden können oder als ein integrierter
Digitalprozessor wie z.B. eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung
(ASIC).
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Sicherlich
wird verstanden werden, dass ein ASIC hartverdrahtete Logikschaltungen
einschließen kann,
die optimal ist für
das Ausführen
einer erforderlichen Funktion, welches einer Anordnung, die gewöhnlich ausgewählt wird,
wenn Geschwindigkeit oder ein anderer Performanceparameter wichtiger
ist als die Vielseitigkeit eines programmierbaren Digitalsignalprozessors.
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Um
die Energieeffizienz des oben beschriebenen Sendeschemas zu schätzen, sind
Computersimulationen ausgeführt
worden. Das Modulationsschema war das in dem IS-95-Standard definierte
und oben mit M = 64 Level beschriebene.
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Im
Gegensatz zu IS-95 wurde ein Faltungscode mit einer 1/3-Rate und
einer Zwangslänge 8 (Generatorpolynome
367, 331, 225) in den Simulationen verwendet. Darüber hinaus
wurde die Verschachtelung als perfekt angenommen. Für den Fall
kohärenter
Demodulation mit perfekter Kanalschätzung und für den Fall nicht-kohärenter Demodulation
wurden die Pfadgewichte als weiße
Gaussche Prozesse erzeugt. Für
das Simulieren der kohärenten
Demodulation der Anmelderin mit DD-Kanalschätzung wurde die Verschachtelergröße ausreichend
groß (252 × 252 Binärsymbole)
ausgewählt
zum Unterstützen
nahezu perfekter Verschachtelung. Die Metrik-Berechnung wurde unter
Verwendung des in 4 gezeigten log-Likelihood-Verhältnisses
berechnet, was das Optimum für
die Kanalsituation war, die in jeder Simulation angenommen wurde.
Es kann bemerkt werden, dass die in A. Viterbi, CDMA (1996) für die Verwendung
mit nicht-kohärenter
Demodulation beschriebene duale Maximalmetrik verwendet werden kann
für das
Demodulieren in Übereinstimmung
mit der Erfindung der Anmelderin.
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Die
maximal erzielbare Verbesserung im BER unter Verwendung kohärenter statt
nicht-kohärenter
Demodulation wurde durch Simulationen unter der Annahme perfekter
Kanalschätzung
bestimmt. Die Ergebnisse sind in 9 gezeigt,
in welcher die unterbrochenen Linien die Ergebnisse für nicht-kohärente Demodulation sind
und die Volllinien die Ergebnisse für kohärente Demodulation mit perfekter
Kanalschätzung.
In 9 (und in 10) ist
die Äquivalenzenergie
pro Binärinformationssymbol
mit Eb gekennzeichnet. Ergebnisse für eins, zwei,
vier und sechs Ausbreitungspfade sind gezeigt. Für das Senden über einen
nicht-frequenzselektiven Rayleigh-Schwundkanal gibt 9 an,
dass kohärente
Demodulation eine Verstärkung
von 1,6 dB oder darüber
erzielt (abhängig
von der Anzahl der Ausbreitungspfade) bei einer Bitfehlerrate von 10–3 verglichen
mit nicht-kohärenter
Demodulation.
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Für die kohärente Demodulation
führt die
Erhöhung
von Mehrpfad-Diversity
zum Anheben der Energieeffizienz bis bei der Grenze einer unendlich
großen
Zahl von Ausbreitungspfaden die Leistungsfähigkeit des Sendens über einen
zeitinvarianten nicht-dispersiven AWGN-Kanal (in 9 durch
die unterbrochene Linie 80 dargestellt) erzielt wird. Demgegenüber erzielt
nicht-kohärente Demodulation
eine Kombinationsdämpfung wenn
es Mehrpfad-Diversity gibt. Zum Vergleich, das BER von nicht-kohärenter Demodulation
zum Senden über
einen zeitinvarianten nicht-dispersiven AWGN-Kanal wird durch die
strichpunktierte Linie 82 angegeben. In dem Fall der Mehrpfadausbreitung
und der leistungsfähigen
Kanalkodierung, wie sie hier angewendet werden, führt diese
Kombinationsdämpfung
zu einer signifikanten Reduzierung in der Leistungseffizienz, wenn
es mehr als zwei Ausbreitungspfade im Kanal gibt. Daher nimmt der
Vorteil der kohärenten
Demodulation mit wachsender Mehrpfad-Diversity zu. Dieses selbe
Verhalten tritt für
andere Arten von Diversity auch auf, wie z.B. Antennen-Diversity.
Diese Tatsache ist ein wichtiger Vorteil der kohärenten Demodulation in modernen Mobilfunksystemen.
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Die
Performance des eine Kombination von kohärenter Demodulation und DD-Kanalschätzung verwendenden
Empfängers
der Anmelderin wurde für
eine maximale Dopplerfrequenz 0,024/Tb simuliert.
Die Ergebnisse für
die in 6 gezeigte Ausführungsform werden in 10 dargestellt,
in welcher die unterbrochenen Linien die Ergebnisse für nicht-koheren
Simulation sind (wie in 9) und die Volllinien die Ergebnisse
für kohärente Demoldulation
mit DD-Kanalschätzung
und temporärer
Symbolschätzung
basierend auf nicht-kohärenter
Demodulation. Ergebnisse für
1, 2, 4 und 6 Ausbreitungspfade werden gezeigt. Um auf irgendeine
für das
Schätzen
der Pfadgewichte zurechenbare Dämpfung
wurde die Schätzung
der Verzögerungen
in dem Kanal als perfekt angenommen. Die Kanalschätzungsfilter 52 waren
FIR-Filter mit Linearphase und Grad 20, die entworfen waren
für eine
gewünschte
rechteckige Frequenzantwort unter Verwendung des Minimaldurchschnittsquadrat-Fehlerkriteriums
(MMSE-Kriterium), das in dem oben herangezogenen Text von S. Haykin
beschrieben wird. Aus dem Vorangehenden wird verstanden werden,
dass das Verwenden von FIR-Filtern mit mehr als 21 Anzapfungen (Grad
20) oder das Verwenden von IIR-Filtern, die beide eine niedrigere Äquivalenzrauschbandbreite
haben können,
zu noch einer besseren Systemperformance führen könnte.
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Das
Simulationsergebnis der 10 mit
dem Ergebnis der 9 vergleichend, zeigt, dass
die Verschlechterung, die bedingt ist durch die Verwendung von DD-Kanal-Schätzung, verglichen
mit der perfekten Kanalschätzung,
nur 0,8 dB bei einer Bitfehlerrate von 10–3 für den Ausbreitungspfad
ist, eine Zunahme von 2,3 dB für
sechs Ausbreitungspfade. Das Ergebnis in 10 zeigt
die Verstärkung
kohärenter
Demodulation mit DD-Kanalschätzung
verglichen mit nicht-kohärenter
Demodulation als 0,8 dB bei einem BER von 10–3 für einen
Ausbreitungspfad und 1,4 dB für
sechs Ausbreitungspfade.
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Oben
wurde dargelegt, dass der DD-Kanalschätzung mit nicht-kohärenter Demodulation
verwendende Empfänger,
der in 6 dargestellt wird, den Empfänger, der DD-Kanalschätzung mit
kohärenter
Demodulation verwendet, wie in 7 vorgeschlagen, übertrifft.
Dies wurde durch quantitative Beispiele, die von Computersimulationen
des in 7 gezeigten Empfängers hergeleitet worden, demonstriert.
Die Simulationsparameter waren dieselben wie für 10. Für einen
fairen Vergleich der Schemata wurde der Filtergrad gleich 20 in
allen Fällen
ausgewählt.
In dem Schema der 7 sind die Filter Prädiktionsfilter,
welche entworfen worden sind in Übereinstimmung
mit dem Kapitel 6 des oben herangezogenen Textes von S.
Haykin. Die Simulationsergebnisse werden in 11 und 12 für die Übertragung über Kanäle mit einem
und vier Ausbreitungspfaden jeweils dargestellt.
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In
beiden Szenarien ist die BER-Performance des Schemas der 7 schlechter
als die BER-Performance des nicht-kohärenten Demodulation verwendenden
Empfängers.
Nur das Schema der 6 hat eine signifikante Verstärkung als
ein Ergebnis kohärenter
Demodulation. Es sollte bemerkt werden, dass die Performance des
Systems stark abhängt
von der maximalen Dopplerfrequenz und der Grenzfrequenz des Kanalfilters,
welche in Übereinstimmung
mit der maximalen Dopplerfrequenz angepasst ist. Wenn die maximale Dopplerfrequenz
niedrig ist, kann der Nachteil des in 11 und 12 gezeigten
Schemas der 7 weniger signifikant sein.
Für eine
Mobilanwendung wie ein Kommunikationssystem gemäß IS-95 jedoch wird das für die Simulationen
verwendete Szenario jedoch als angemessen betrachtet.
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Das
Schema der 6 ist verglichen mit dem der 7 zumindest überlegen,
weil die Rauschbandbreite des Kanalschätzfilters 52 signifikant
niedriger ist, speziell wenn die maximale Dopplerfrequenz hoch ist (diese
Tatsache ist bereits diskutiert worden. Ein anderer möglicher
Grund ist, dass in dem Schema der 6 die vorläufig entschiedenen
Symbole, die für
DD-Kanalschätzung
verwendet werden, unabhängig
von der Datenschätzung
erzeugt werden und demnach Fehlerausbreitung vermieden wird. Konkrete
Gründe
für die
bessere Performance sind schwerlich anzugeben wegen der Nicht-Linearität der Systeme.
Das Schema der 6 kann als ein zweistufiger
Demodulator angesehen werden, weil es keine Rückkopplung gibt. Von anderen
Systemen (z.B. einem CDMA- System,
das verknüpfte
Erfassung verwendet) ist es bekannt, dass die Leistungsfähigkeit
bzw. Performance durch zweistufige Demodulatoren verbessert werden
könnte.
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Der
Vergleich der BERs für
beide Schemata zeigt, dass kohärente
Demodulation nicht-kohärente
Demodulation übertrifft
und die Komplexität
des Empfängers
nur marginal erhöht
ist. Dies gilt speziell für
den kohärenten
Demodulator mit DD-Kanalschätzung
basierend auf temporärer
Symbolschätzung
mit nicht-kohärenter
Demodulation, der in 6 gezeigten. Für eine maximale
Dopplerfrequenz von 0,024/Tb, die typisch
ist für Mobilfunkanwendungen,
ist die erzielbare Verstärkung
etwa 1 dB. Es wird verstanden werden, dass die Energieeffizienz
des Systems der Anwenderin abhängig
von der maximalen Dopplerfrequenz ist, die durch Kanalkennlinie
gegeben wird. Wenn die maximale Dopplerfrequenz a priori niedrig
ist, wie es in einer Anwendung wie einer drahtlosen Teilnehmeranschlussleitung
(letzte Meile) der Fall wäre,
würde die
durch das Verwenden der kohärenten
Demodulation der Anmelderin statt der nicht-kohärenten Demodulation größer sein
als etwa 1 dB, weil die äquivalente
Rauschbandbreite des Kanalschätzfilters 52 reduziert
werden kann. Daher ist der Empfänger
der Anmelderin sehr attraktiv für
Anwendungen wie drahtlose Teilnehmeranschlüsse und drahtlose Lokalbereichsnetze.
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Die
Erfindung der Anmelderin stellt eine verbesserte Leistungs- bzw. Energieeffizienz
für digitale
Kommunikationssysteme unter Verwendung orthogonaler Modulation bereit.
In CDMA-Systemen führt
die verbesserte Performance zu einer erhöhten spektralen Effizienz (Benutzerkapazität). Ein
anderer wichtiger Vorteil ist, dass Empfänger unter Verwendung des Demodulations-Schemas
der Anmelderin kompatibel sind mit Systemen, die für nicht-kohärente Demodulation
entworfen sind.
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Eine
wichtige Anwendung von Kombinationen kohärenter Demodulation mit DD-Kanalschätzung der Anmelderin
liegt in dem Uplink bzw. der Aufwärtsstreckenverbindung eines
IS-95-Kommunikationssystems.
In einer solchen Mobilfunkumgebung stellt eine Kombination der Anmelderin
einen Gewinn von etwa 1 dB gegenüber
nicht-kohärenten
Systemen bereit. Für
andere Umgebungen wie eine drahtlose Teilnehmeranschlussleitung
sollte der Gewinn des Schemas der Anmelderin noch höher sein.
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Die
Erfindung der Anmelderin wurde oben im Zusammenhang mit orthogonalen
Modulationsschemata beschrieben, welche äquivalent zu einem Zusammenhang
von orthogonalen Folgen (z.B. Walsh-Hadamard-Folgen) sind. Es wird momentan
geglaubt, dass die temporäre
Symbolschätzung
der Anmelderin am besten in diesem Zusammenhang arbeitet. Nichtsdestotrotz
kann die temporäre
Symbolschätzung
der Anmelderin auch in einem Zusammenhang von bi-orthogonalen und
nicht-orthogonalen Folgen angewendet werden wie den im U.S. Patentnummer
5,237,586 beschrieben.
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Um
die Verwendung der Erfindung der Anmelderin für nicht-SS-Kommunikationssysteme zu erläutern, zeigt 13 einen
Abschnitt 50' eines
Empfängers
für Impulsamplitudenmodulation
(PAM), Quadratvoramplitudenmodulation (QAM) oder PSK- oder DPSK-Modulation,
die Diversity verwenden. Die in 13 dargestellte
Anordnung ist ähnlich
der in 5 dargestellten Anordnung, welche eine modifizierte
Geradeaus-Art ist. Es wird verstanden werden, dass die Prinzipien
der temporären
Symbolschätzung
der Anmelderin in beiden im wesentlichen identisch arbeitet, obwohl
Wurzel-Nyquist-Filterung und Abtasten in dem Nicht-SS-System die Korrelatoren
im SS-System ersetzen. Zusätzlich
wird verstanden werden, dass 13 nur
einen Signal- oder Ausbreitungspfad repräsentiert und dass ein Mehrpfad-
oder ein Diversity-Empfänger
typischerweise mehrere Selektoren SEL', Kanalschätzungsfilter 52', Verzögerungselemente 54', Konjugatoren 62' und Kombinierer 64' einschließen würde.
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In
dem typischen Nicht-SS-Empfänger
wird Demodulation durch Wurzel-Nyquist-Filtern und Abtasten der
für jeden
Pfad des Diversityempfängers
empfangenen Signale durchgeführt.
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Einrichtung
für das
Ausführen
dieser Funktionen sind in 13 nicht
gezeigt. Die resultierenden komplexwertigen Abtastwerte werden alle
in eine temporäre
Symbolschätzeinheit 56' eingespeist,
die inverse bzw. Umkehrwerte temporärer Amplitudenkoeffizienten
erzeugt. Diese Schätzungen
sind Schätzungen
der Amplitudenkoeffizienten in Entsprechung zu dem speziellen Modulationsschema
(z.B. PAM, QAM, PSK oder DPSK), die in das Impulsformungsfilter
eingespeist werden, das in dem Sender vorliegt. Da die temporären Amplitudenkoeffizienten
Schätzungen
Mehrlevelsignale sind (was im Gegensatz steht zu orthogonalen Modulationsschemata,
bei denen nur Nullen und Einsen auftreten), ist der Selektor SEL', der in 13 gezeigt
ist, ein komplexer Multiplizierer oder eine äquivalente Einrichtung. Diese
Entsprechung zeigt, dass alle Operationsabläufe, die oben für SS-Modulation
beschrieben worden sind, auf Nicht-SS-Digitalkommunikationssysteme
angewendet werden können.
Zudem kann das Modulationsschema bi-ortohonal oder nicht-orthogonal sein.
In diesem Zusammenhang erscheint die Erfindung der Anmelderin derzeit
als am attraktivsten für
Kommunikationssysteme, die auf DPSK basieren, weil die temporäre Symbolschätzung durch
nicht-kohärente
Modulation ausgeführt
werden kann.
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Es
wird verstanden werden, dass die in 13 dargestellte
Anordnung auch verwendet werden kann in einem Nicht-Diversity-Kommunikationsystem
einfach durch Beobachten, dass mit Ausnahme der Abtastwerte von
dem einzigen Wurzel-Nyquist-Filter in einem solchen System die Abtastwerte
in die temporäre
Symbolschätzungseinheit 56' eingespeist
würden,
welche für
jeden solchen Abtastwert abschätzen
würde,
welcher Amplitudenkoeffizient (z.B. 1 + j; 3 + 3j; etc.) möglicherweise
gesendet würde
und würde
diese Schätzung
dem Selektor SEL' bereitstellen.
Dann würde
der Selektor SEL' einen
komplexen Multiplizierer umfassen, welcher die Produkte der Umkehrwerte
der Schätzungen
und deren jeweiliger Abtastwerte bilden würde, und diese Produkte würden einem
Kanalschätzungsfilter 52' bereitgestellt.
Ein durch den Filter 52' erzeugtes
geschätztes Pfadgewicht
würde einem
Konjugator 62' zugeführt werden
und die konjugierte Pfadgewichtschätzung würde einem Kombinierer 64' bereitgestellt
werden, der auch einen komplexen Multiplizierer umfasst.
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Es
wird verstanden werden, dass Fachleute diese Erfindung in anderen
Formen ausgestalten können ohne
von ihrer essenziellen Natur abzuweichen. Daher sind oben beschriebene
Ausführungsformen
in allen Belangen als erläuternd
und nicht als einschränkend
zu betrachten. Der Schutzbereich dieser Erfindung wird durch die
folgenden Patentansprüche
definiert.
