DE69802440T2

DE69802440T2 - Zweimodenempfänger zum empfang von satelliten und terrestrischen signalen in einem digitalrundfunksystem

Info

Publication number: DE69802440T2
Application number: DE69802440T
Authority: DE
Inventors: Sabah Badri; Stephan Buchholz; Ernst Eberlein; Heinz Gerhaeuser; Albert Heuberger; Stefan Lipp
Original assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Current assignee: Fraunhofer Gesellschaft zur Foerderung der Angewandten Forschung eV
Priority date: 1998-04-14
Filing date: 1998-04-14
Publication date: 2002-07-11
Anticipated expiration: 2018-04-15
Also published as: DK1072132T3; EA002515B1; AU749128B2; EA200001063A1; AU7524998A; CA2328171C; AP2000001936A0; PT1072132E; KR100377256B1; CA2328171A1; JP3455182B2; JP2002511706A; ZA983643B; CN1294806A; DE69802440D1; EP1072132A1; BR9815809A; EP1072132B1; ES2167895T3; KR20010042705A

Description

Hintergrund und Zusammenfassung der Erfindung

Die Erfindung bezieht sich auf einen Empfänger zur Verwendung bei einem digitalen Übertragungssystem, wie z. B. dem beschriebenen digitalen Audioradiodienst (= DARS; DARS = digital audio radio service), das eine kombinierte Architektur zum Empfangen von sowohl Satellitensignalen als auch terrestrischen Signalen aufweist.
Die US-A-5,600,672 bezieht sich auf ein Kommunikationssystem, das in der Lage ist, einen ersten und einen zweiten Datenstrom aus einem empfangenen Signal an der Empfängerseite wiederzugewinnen. Ein Datenstrom kann zum weiteren Verarbeiten ausgewählt werden, wobei das weitere Verarbeiten eine Analog-zu-Digital-Umwandlung, ein Filtern, eine Trägerwiedergewinnung, eine Phasensynchronisation und eine Decodierung umfaßt.
Die US-A-4,355,401 offenbart eine Radiovorrichtung, die einen Empfängerabschnitt aufweist, zum Empfangen eines analogen Signals und eines digitalen, winkelmodulierten Trägerwellensignals. Ein erster und ein zweiter Demodulator sind zum Demodulieren des analogen bzw. des digitalen Signals vorgesehen. Eine Entscheidungsschaltung entscheidet ansprechend auf das Ausgangssignal einer Taktwiedergewinnungsschaltung, ob das empfangene Signal eine analoge oder eine digitale FM-Welle ist. Abhängig von der Entscheidung wird das demodulierte analoge Signal oder das demodulierte digitale Signal selektiv durch eine Schalteinrichtung weitergeleitet.
Die EP-A-0574273 zeigt einen Empfänger, der einen kombinierten AM-FM-Demodulator aufweist. Der Empfänger weist eine gemeinsame Oszillator- und Mischerschaltung auf. Wenn analoge modulierte Signale empfangen werden, wird die Frequenz eines Lokaloszillators der gemeinsamen Oszillator- und Mischerschaltung gesteuert, indem ein Frequenzfehlerdetektor verwendet wird. Der Empfänger weist ferner einen Demodulator für analoge modulierte Signale und einen Demodulator für digitale modulierte Signale auf, wobei diese parallel geschaltet sind. Ein Digitales-Moduliertes-Signal- Diskriminator ist mit dem Digitales-Moduliertes-Signal- Demodulator verbunden und schaltet den Empfänger auf den geeigneten Demodulationsmodus.
Die EP-A-0769873 bezieht sich auf einen HF-Empfänger, der angepaßt ist, um eines oder mehrere modulierte Signale zu empfangen, wie z. B. Quadratur-Amplitudenmodulation- und Restseitenband-HF-Eingangssignale. Ein HF-Signal wird einer Bandpaßfilterung unterzogen und unter Verwendung von drei Bandpaßfiltern und zwei Mischern abwärts umgesetzt, wobei der Ausgang des dritten Bandpaßfilters an eine Abtast- und Halteschaltung angelegt wird. Der Ausgang der Abtast- und Halteschaltung ist über ein Tiefpaßfilter mit einem Analog- zu-Digital-Konverter gekoppelt, dessen Ausgang zum Demodulieren der abgetasteten Signale und zum Erzeugen von Basisbandsignalen an ein Hilbert-Filter angelegt wird.
Groshong R. u. a. beschreiben in "Undersampling Techniques Simplify Digital Radio", Electronic Design, Bd. 39, Nr. 10, 23. Mai 1991, Seiten 67-68, 70, 73-75, 78 einen typischen heterodynen Empfänger, der ein Breitbandeingangsfilter, einen ersten Zf-Mischer, ein erstes Zf-Schmalbandfilter, einen zweiten Zf-Mischer, der eine feste Oszillationsfrequenz aufweist, auswählbare zweite Zf-Filter und unterschiedliche Demodulatoren für AM und FM aufweist.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Empfangen von Übertragungssignalen zu schaffen, die den Empfang von Satellitensignalen und terrestrischen Signalen unter Verwendung eines Empfängers ermöglichen, der eine reduzierte Komplexität aufweist.
Diese Aufgabe wird durch einen Empfänger gemäß Anspruch und ein Verfahren gemäß Anspruch 11 gelöst.
Das Übertragungssystem überwindet Einschränkungen des Sichtliniensatellitensignalempfangs (LOS-Satellitensignalempfang; LOS = Line of Sight) bei festen und mobilen Radioempfängern durch die Verwendung eines oder mehrere terrestrischer Repeater. Die terrestrischen Repeater empfangen ein QPSK-moduliertes, zeitgemultiplextes Satellitensignal (= TDM-Satellitensignal), führen ein Basisbandverarbeiten des Satellitensignals durch und senden das Satellitensignal mittels einer Mehrträgermodulation (MCM) weiter. Ein digitales Filter wird verwendet, das die Komplexität des Empfängers reduziert, indem die Anforderungen des QPSK- Satellitensignalempfangs erfüllt werden, und indem dieses als ein Abwärtsabtastfilter vor der MCM-Demodulation des terrestrischen Signals wirkt.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 stellt ein digitales Übertragungssystem zum Senden von Satellitensignalen und von terrestrischen Signalen dar;
Fig. 2 ist ein Blockdiagramm, das ein Übertragungssegment und ein terrestrisches Repeater-Segment eines digitalen Übertragungssystems gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung darstellt;
Fig. 3 zeigt einen Frequenzplan für Satellitensignale und terrestrische Signale in einem Voll- Diversity-Übertragungssystem gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers für Satellitensignale und terrestrische Signale, der gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm eines Empfängerarms für Vierphasenumtastungs-Satellitensignale (= QPSK- Satellitensignale), der gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
Fig. 6 stellt die Frequenzantwort eines Oberflächenwellenfilters (= SAW-Filter) für Satellitensignale und terrestrische Signale gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar;
Fig. 7 stellt die Frequenzantwort eines digitalen Filters für Satellitensignale gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm eines Empfängerarms für mehrträgermodulierte terrestrische Signale (= terrestrische MCM-Signale), der gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist;
Fig. 9 stellt die Frequenzantwort eines terrestrischen MCM-Signals nach einem Oberflächenwellenfiltern gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar;
Fig. 10 stellt die Frequenzantwort eines terrestrischen MCM-Signals nach einem digitalen Filtern gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung dar;
Fig. 11 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der konfiguriert ist, um sowohl QPSK-Satellitensignale als auch terrestrische MCM-Signale zu empfangen; und
Fig. 12 ist ein Blockdiagramm eines Empfängers, der eine kombinierte Architektur zum Empfangen und Demodulieren von QPSK-Satellitensignalen und terrestrischen MCM-Signalen gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufweist.

Detaillierte Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 stellt ein digitales Übertragungssystem 10 dar, das zumindest einen geostationären Satelliten 12 zum Sichtlinien-Satellitensignalempfang (= LOS-Satellitensignalempfang) bei Radioempfängern, die allgemein bei 14 gezeigt sind, aufweist. Ein weiterer geostationärer Satellit 16 an einer unterschiedlichen Orbitalposition kann zu Zwecken einer Zeit- und/oder Raum-Diversity vorgesehen sein, wie unten Bezug nehmend auf Fig. 3 erläutert wird. Das System 10 weist ferner zumindest einen terrestrischen Repeater 18 zur Weitersendung von Satellitensignalen in geographische Bereiche 20 auf, in denen ein LOS-Empfang durch hohe Gebäude, Berge oder andere Hindernisse nicht möglich ist. Der Radioempfänger 14 ist vorzugsweise zum Doppelmodus-Betrieb konfiguriert, um sowohl Satellitensignale als auch terrestrische Signale zu empfangen, und um eines der Signale als den Empfängerausgang auszuwählen.
Das Übertragungssegment 22 und das terrestrische Repeater- Element 24 des Systems 10 werden nun Bezug nehmend auf Fig. 2 beschrieben. Das Übertragungssegment umfaßt vorzugsweise ein Codieren eines Übertragungskanals in einen zeitgemultiplexten Bitstrom (= TDM-Bitstrom) mit 3,68 Megabits pro Sekunde (Mbps), wie in Block 26 gezeigt ist. Der TDM-Bitstrom weist 96 Primärratenkanäle mit 16 Kilobits pro Sekunde (kbps) und zusätzliche Informationen zur Synchronisation, zum Demultiplexen, zur Steuerung und für Dienste des Übertragungskanals auf. Ein Übertragungskanalcodieren umfaßt vorzugsweise ein MPEG-Audiocodieren, eine Vorwärtsfehlerkorrektur (FEC) und ein Multiplexen. Der resultierende TDM- Bitstrom wird unter Verwendung der Vierphasenumtastungsmodulation (= QPSK-Modulation), wie in Block 28 gezeigt, vor der Sendung über eine Satellitenaufwärtsverbindung 30 moduliert.
Weiter Bezug nehmend auf Fig. 2 weist das terrestrische Repeater-Segment eine Satellitenabwärtsverbindung 32 und einen Demodulator 34 zum Durchführen einer QPSK-Modulation auf, um den Basisband-TDM-Bitstrom zu erhalten. Ein Eliminierungs- (Puncturing) und Verzögerungsblock 36 reduziert die TDM-Bitrate von 3,68 Mbps auf 3,067 Mbps durch ein Entfernen ausgewählter Bits, die bei dem Radioempfänger wieder eingesetzt werden können, und verzögert auch den gesamten TDM-Bitstrom um die Menge der Zeit-Diversity-Verzögerung (falls vorhanden) zwischen den Sendungen von den Satelliten 12 und 16. Der verzögerte Bitstrom mit reduzierter Rate wird dann einer Mehrträgermodulation in Block 38 unterzogen, bevor dieser durch den Verstärker 39 verstärkt wird und von einem terrestrischen Repeater-Turm 40 gesendet wird. Eine Mehrträgermodulation umfaßt vorzugsweise ein Aufteilen des 3,067-Mbps-TDM-Bitstroms in dem Zeitbereich in 432 parallele Pfade, wobei jeder 7100 Bits pro Sekunden trägt. Die Bits werden in 2-Bit-Symbole gepaart, die als die imaginäre (I) bzw. die reale (Q) Komponente einer komplexen Zahl identifiziert sind. So beträgt die Komplexsymbolrate 3550 Symbole pro Sekunde. Die 432 parallelen Komplexzahlzahlen werden als Frequenzkoeffizienteneingangssignale zu einem diskreten inversen Fourier-Transformierungs- Konverter geschaffen, der vorzugsweise unter Verwendung einer inversen, schnellen Fourier-Transformation (IFFT) mit 512 Koeffizienten implementiert wird, die mit 2n Eingängen und Ausgängen operiert, wobei n gleich 9 ist und 80 Eingangskoeffizienten auf 0 eingestellt sind. Der Ausgang der IFFT wird auf 432 QPSK-Orthogonal-Sinus-Koeffizienten eingestellt, die 432 schmalbandige orthogonale Träger bilden, die eine Symbolrate von 3550 pro Sekunde unterstützen und eine Symbolperiode von 280 Mikrosekunden aufweisen.
Ein Frequenzplan für ein Voll-Diversity-Zwei-Satelliten- Übertragungssystem 10 ist in Fig. 3 dargestellt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Systems 10 übertragen die Satelliten 12 und 16 aus Fig. 1 jeweils die gleichen Programme A und B. Der "frühe" Satellit 12 überträgt die Programme A und B vor ihrer Sendung über den "späten" Satelliten 16. Der Frequenzplan teilt Frequenzbänder für jedes der vier QPSK-modulierten Satellitensignale zu, wie durch 42, 44, 46 bzw. 48 in Fig. 3 dargestellt ist. Zusätzlich sind zwei Frequenzbänder 50 und 52 den Signalen der mehrträgermodulierten Programme A und B zugeteilt, die von den terrestrischen Repeatern gesendet werden, die das Signal von dem frühen Satelliten 12 mit einer Verzögerung weitersenden, die ausreichend ist, um das Signal mit dem zeitlich zu synchronisieren, das von dem späten Satellit 16 gesendet wird. Bei dem Frequenzplan ist die Kanalteilung relativ klein, wobei jedes der sechs Frequenzbänder 42 bis 52 ca. 2,07 Megahertz (MHz) in einer Gesamtfrequenzbandbreite von 12,5 MHz einnimmt.
Bezug nehmend auf Fig. 4 ist ein Doppelmodus-Radioempfänger gezeigt, der einen ersten Arm 54 zum Empfangen eines QPSK- Signals von dem frühen Satelliten 12, einen zweiten Arm 56 zum Empfangen eines QPSK-Signals von dem späten Satelliten 16 und eines MCM-Signals von einem terrestrischen Repeater 18 sowie eine Kombiniereinheit 58 zum Erzeugen eines Empfängerausgangs von zwei empfangenen Signalen aufweist. Die beiden Arme 54 und 56 ermöglichen einen Voll-Diversity- Empfang. Der QPSK/MCM-Arm 56 des Radioempfängers ist als ein Doppelmodus-Empfängerarm für den Empfang von Satellitensignalen und terrestrischen Signalen implementiert. Die QPSK-Signale, die von den Satelliten 12 und 16 empfangen werden, werden in Block 60 bzw. 62 demoduliert. Ein MCM- Signal von einem terrestrischen Repeater 18 (bestehend aus einer verzögerten, mehrträgermodulierten Version des Signals, das durch den frühen Satelliten 12 gesendet wird) wird auch demoduliert, wie in Block 64 angezeigt ist. Eine Reeliminierungs- (Depuncturing) Einheit 66 setzt Bits wieder in das demodulierte Signal von dem terrestrischen Repeater ein, um die Bitrate auf die des ursprünglichen TDM- Bitstroms zu erhöhen.
Der QPSK/MCM-Empfängerarm 56 ist konfiguriert, um zu erfassen, wann ein terrestrisches Repeatersignal vorhanden ist, wie in Block 67 gezeigt ist, und wählt das terrestrische Repeatersignal anstelle des Signals von dem späten Satelliten 16 über eine Auswähleinheit 68 aus. Bei einem Übertragungssystem, das zumindest einen Satellitenrepeater und zumindest einen terrestrischen Repeater aufweist, können die terrestrischen Signale in den Bändern 50 und 52 aus Fig. 3 nicht vorhanden oder vernachlässigbar sein, wenn sich ein Radioempfänger in einem ländlichen Gebiet außerhalb des Bereichs des terrestrischen Repeaters befindet. Wenn der Radioempfänger mobil ist und verwendet wird, während sich der Benutzer einer Stadt oder einem städtischen Gebiet nähert, können sowohl Satelliten- als auch terrestrische Signale empfangen werden. Wenn der Radioempfänger mobil ist und verwendet wird, während der Benutzer in einer Stadt umherfährt, können in vielen Fällen jedoch nur die terrestrischen Signale empfangen werden, weil kein LOS-Signalempfang von einem Satelliten möglich ist. Wenn die Stärke des terrestrischen Signals eine vorbestimmte Schwelle überschreitet, schaltet der Doppelmodus-Empfängerarm 56 des Radioempfängers von Empfangssignalen von dem Satelliten 16 auf Empfangssignale von dem terrestrischen Repeater 18. Die QPSK- Demodulatoren 60 und 62, der MCM-Demodulator 64, die Reeliminierungs-Einheit 66, die terrestrische Erfassungseinheit 67 und die Auswahleinheit 68, die in Fig. 4 dargestellt sind, werden unten detaillierter beschrieben.
Das Signal an dem Ausgang des QPSK-Modulators 60 in dem Empfängerarm 54 und das Signal an dem Ausgang der Auswähleinheit 68 in dem Empfängerarm 56 werden einem TDM- Demultiplexen unterzogen und decodiert, wie in den Blöcken 70 und 72 in Fig. 4 angezeigt ist, um den Basisbandbitstrom wiederzugewinnen. Wie in Block 74 angezeigt ist, wird der Bitstrom, der von dem Satelliten 12 in dem Empfängerarm 54 wiedergewonnen wird, durch die Verzögerungsmenge zwischen den Übertragungen von dem frühen Satelliten 12 und dem späten Satelliten 16 verzögert, um den Bitstrom in eine Zeitsynchronisierung mit dem Bitstrom zu bringen, der durch den Empfängerarm 56 erzeugt wird. Die Signale von den Empfängerarmen 54 und 56 werden dann vor einem MPEG- Audiodecodieren in Block 78 einem Nach-Erfassungs- Diversity-Kombinieren unterzogen, wie in Block 58 angezeigt ist. Es sollte offensichtlich sein, daß ein Radioempfänger keine Satelliten-Diversity unterstützen muß und deshalb nur mit dem QPSK/MCM-Arm 56 und ohne den QPSK-Arm 54 implementiert werden kann. Bei einem derartigen Radioempfänger kann auch die Nach-Erfassungs-Kombinierungs-Einheit 58 weggelassen werden.
Wie ebenfalls in Fig. 3 gezeigt ist, ist der Pegel des terrestrischen Signals wesentlich höher als ein Satellitensignal und kann z. B. in der Größenordnung von 30 Dezibel (dB) höher als das Satellitensignal sein. Wie bereits angemerkt ist die Kanalteilung in dem Frequenzplan relativ klein. Folglich wird ein Filtern mit einer hohen Sperrbereich- Dämpfung benötigt, um das Satellitensignal zu decodieren, wenn ein terrestrisches Signal in dem benachbarten Kanal vorhanden ist, wie in Fig. 3 gezeigt ist. Üblicherweise wird ein derartiges Filtern durch ein Erhöhen der Frequenzteilung zwischen dem Satelliten- und dem terrestrischen Signalkanal vermieden. Kanalfilter werden verwendet, um den benachbarten Kanal zu unterdrücken, wenn eine Teilung ausreichend ist.
Gemäß einem Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird die Kanalauswahl unter Verwendung von Filtern implementiert, die den benachbarten Kanal nicht gänzlich unterdrücken. Wie weiter unten erklärt wird, erleichtert der Ort der terrestrischen Repeater-Frequenzbänder 50 und 52 in dem unteren Teil des Frequenzplans (und benachbart zu den Frequenzbändern 46 bzw. 48 des späten Satelliten 16) die Auswahl des Satellitensignals oder des terrestrischen Signals als Empfängerausgang. Ein Filtern wird in Verbindung mit einer QPSK-Demodulation beschrieben und dann in Verbindung mit einer MCM-Demodulation, bevor ein Filtern in einem kombinierten QPSK/MCM-Doppelmodus-Empfängerarm (Fig. 12) beschrieben wird, der gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung aufgebaut ist.

QPSK-Satellitensignal-Demodulation

Ein schematisches Blockdiagramm eines QPSK- Satellitensignalempfängerarm 80 ist in Fig. 5 dargestellt. Eine Antenne 82 und ein rauscharmer Verstärker (LNA) 84 an dem Radioempfänger empfangen ein Signal bei einer Trägerfrequenz von ca. 2,3 Gigahertz (GHz). Das Signal wird durch einen Mischer 86 und einen Lokaloszillator 88 abwärts in eine erste Zwischenfrequenz (Zf) von ca. 1,35 MHz umgesetzt. Signale aus dem Mischer 86 werden an ein verlustarmes Oberflächenwellen-Zwischenfrequenz-Filter 90 (= verlustarmes SAW-Zf-Filter) und an einen zweiten Mischer 92 und einen Lokaloszillator 94 zur Abwärtsumsetzung zu einer zweiten Zf von ca. 3,68 MHz angelegt.
Ein schwaches oder "verlustbehaftetes" SAW-Filter wird gegenüber einem starken SAW-Filter, das eine bessere Unterdrückung des benachbarten Kanals aufweist, bevorzugt. Wie in Fig. 6 dargestellt ist, befindet sich ein terrestrischer Kanal 50, der direkt neben einem Satellitenkanal 46 befindet, teilweise in dem SAW-Filterdurchlaßband, wobei die Dämpfung dieses Störkanals 50 nur ca. 6 dB ist. Obwohl ein starkes SAW-Filter besser in der Lage ist, einen benachbarten Kanal (z. B. Kanal 50) zu entfernen, kann ein starkes SAW-Filter eine Phasenverzerrung einführen und ist teurer zu implementieren als ein schwaches SAW-Filter.
Der QPSK-Satellitensignalarm 80 aus Fig. 5 umfaßt eine Abtasteinrichtung 96, die das empfangene Signal an dem Ausgang des SAW-Filters 90 mit einer Abtastrate von viermal der zweiten Zf abtastet. Ein Analog-zu-Digital-Konverter (A/D-Konverter) 100 führt eine A/D-Umwandlung des abgetasteten Signals durch, wobei ein digitales Filter 102 den benachbarten Kanal (z. B. Kanal 50) aus dem digitalisierten Satellitensignal entfernt. Das digitale Filter 102 ist vorzugsweise an ein Senderfilter an der Sendestation angepaßt. Das digitale Filter 102 kann eine Sperrbereichsdämpfung von 30 dB oder mehr aufweisen, was von dem SAW-Filter 90 und dem Signal-zu-Rauschen-Verhältnis (= SNR-Verhältnis) nach dem SAW-Filter 90 abhängt. Der Ausgang des digitalen Filters 102 wird dann durch einen Abtastschalter und eine Latch-Vorrichtung 104 verarbeitet, um das TDM-Signal von der QPSK-Modulation, die an der Übertragungsstation durchgeführt wird, wiederzugewinnen.
Das digitale Filter 102 ist vorzugsweise ein Wurzel-Erhöht- Kosinus-Filter (= RRC-Filter; RRC = root-raised-cosine), das für eine QPSK-Modulation und -Demodulation herkömmlich ist. Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist das RRC- Filter eine Abtastrate von viermal der Zf oder achtmal der Rate der Symbole auf, die in dem Satellitensignal von der Ursprungsübertragungsstation gesendet werden. Ferner wird ein Roll-Off-Faktor von α = 0,15 ausgewählt. Wie in Fig. 7 dargestellt ist, weist die Frequenzantwort des RRC-Filters eine Welligkeit im Durchlaßband von 0,1 dB und eine Welligkeit im Sperrbereich von 40 dB auf. Fig. 7 zeigt drei Darstellungen, die die ideale RRC-Frequenzantwort darstellen, sowie das Ergebnis des Remez-Algorithmus und die RRC- Frequenzantwort nach einer Koeffizientenquantisierung. Eine derartige RRC-Filterspezifizierung kann durch ein Finiter- Puls-Antwort-Filter (= FIR-Filter) mit 136 Abgriffen und einer linearen Phase mit einem 10-Bit- Festpunktkoeffizienten und einer Wortlänge von 16 Bit erfüllt werden.

MCM-Demodulation von terrestrischen Signalen

Ein MCM-Demodulator ist in Fig. 8 dargestellt. Für eine MCM-Demodulation wird eine FFT verwendet, um die Filterbank an dem Radioempfänger zu implementieren, die der IFFT entspricht, die oben in Verbindung mit der MCM-Modulation an dem terrestrischen Repeater beschrieben wurde. Der Eingang der FFT wird, wie in Fig. 8 dargestellt ist, gemäß einer Zahl von Parametern abgetastet, die für eine MCM-Sendung ausgewählt werden. Die Abtastfrequenz hängt von einer MCM- Symbolfrequenz FS ab, die der Zahl von MCM-Symbolen entspricht, die pro Sekunde von dem terrestrischen Repeater gesendet werden. Zusätzlich hängt die Abtastfrequenz von der Länge der FFT und der Länge des Schutzintervalls ab, das jedem MCM-Symbol zugeordnet ist. Die Abtastfrequenz ist vorzugsweise F&sub4; = Fs · FFTLEN · (1 + GUARDLEN_REL), wobei FFTLEN der Länge der FFT (z. B. 512) entspricht, wobei GUARDLEN_REL der Länge des Schutzintervalls relativ zu der nutzbaren Länge oder Symboldauer (z. B. 280 Mikrosekunden) entspricht, und wobei Fs der MCM-Symbolfrequenz entspricht. Die MCM-Symbolfrequenz Fs ist die Bitrate geteilt durch die Anzahl von Bits pro MCM-Symbol. Als ein Beispiel kann die MCM-Signalbitrate 3,067 Megabits pro Sekunde (Mbps) sein, und die Zahl von Bits pro Symbol 864 oder 432.
Bezug nehmend auf Fig. 8 wird ein MCM-Signal von ca. 2,3 GHz an einem Radioempfänger über eine Antenne 106 und einen rauscharmen Verstärker (LNA) 108 empfangen, und wird durch einen Mischer 110 und einen Lokaloszillator 112 zu einer Zf von ca. 135 MHz umgesetzt, bevor es durch ein SAW-Filter 114 verarbeitet wird. Das Signal ist durch das SAW-Filter 114 bandbegrenzt, um Aliasing-Komponenten zu vermeiden. Die Abtastfrequenz in der Bandbreite des SAW-Filters erfüllt das Nyquist-Kriterium für Abtastsignale. Das empfange MCM- Signal wird dann unter Verwendung eines zweiten Mischer 116 und eines zweiten Lokaloszillators 118 abwärts zu einer zweiten Zf von ca. 4,60 MHz umgesetzt. Das Signal wird durch eine Abtasteinrichtung 120 mit einer Frequenz abgetastet, die höher als die Bandbreite des Signals ist, d. h. mit einer Abtastfrequenz von F&sub2; > = 2 · F&sub1;. Die benötigte Abtastfrequenz ist verglichen mit der Bandbreite des erwünschten terrestrischen Signals hoch (z. B. viermal höher als die Bandbreite des erwünschten Signals), wie in Fig. 9 dargestellt ist. Nach einer A/D-Umwandlung in Block 122 wird ein digitales Filter 124 verwendet, um die benachbarten Kanäle zu unterdrücken. Das digitale Filter 124 kann ein Tiefpaßfilter sein, das entgegengesetzt zu einem Bandpaßfilter ist, da der Pegel des benachbarten Satellitenkanals 46 wesentlich niedriger als das terrestrische Signal 50 (d. h. in der Größenordnung von 30 dB niedriger) ist. Der benachbarte Satellitenkanal 46 erscheint nur als Rauschen nach einer A/D-Umwandlung und einer Abwärtsumsetzung. Das resultierende Spektrum nach einem digitalen Tiefpaßfiltern ist in Fig. 10 gezeigt. Die Bandbreite entspricht nun F&sub3;. Das Signal wird dann einer Abwärtsumsetzung unterzogen, um so durch eine niedrigere Abtastfrequenz F&sub4; ≥ · F&sub3; dargestellt zu werden. Die Frequenzen F&sub2; und F&sub4; werden so ausgewählt, daß F&sub4; gleich N · F&sub2; ist, wobei N eine Ganzzahl, wie z. B. 4, ist.
Der Ausgang des digitalen Tiefpaßfilters 124 nach einer Abwärtsumsetzung in Block 126 wird an die FFT als Teil des MCM-Demodulierungsverfahrens angelegt, wie in Fig. 8 gezeigt ist. Abtastungen werden durch eine Serie-zu-Parallel- Umwandlung in einen Vektor umgewandelt und dann durch die FFT in den Frequenzbereich transformiert, bevor diese durch ein inverses Abbildungsverfahren decodiert werden. Das Abbildungsverfahren wandelt den Ausgang der FFT in der Form eines Datenvektors mit Komplexwerten in einen Ausgangsbitstrom um.

Doppelmodus-Empfänger

Eine QPSK-Modulation ist ein effizientes Verfahren zum Satellitenübertragen, während eine MCM-Modulation nützlich zum terrestrischen übertragen ist. Für Systeme, die ein Satellitenübertragen für ländliche und vorstädtische Gebiete sowie ein terrestrisches Übertragen für Stadtgebiete verwenden, bei denen Satellitensignale z. B. durch hohe Gebäude blockiert werden, werden kombinierte Empfänger benötigt, um sowohl Satellitensignale als auch terrestrische Signale zu empfangen. Ein möglicher Doppelmodus-Empfänger ist in Fig. 11 dargestellt. Dieser Doppelmodus-Empfänger kann als der Satelliten/terrestrischer Arm 56 in dem Radioempfänger 14 aus Fig. 1 verwendet werden. Wenn das Satellitensignal und das terrestrische Signal die gleiche Frequenz verwenden, kann ein gemeinsamer Tuner 129 verwendet werden. Der QPSK- Arm 130 und der MCM-Arm 132 des Doppelmodus-Empfängers kann identisch mit dem QPSK-Demodulator und dem MCM-Modulator sein, die oben in Verbindung mit Fig. 5 bzw. Fig. 8 beschrieben wurden.
Gemäß einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung wird ein Doppelmodus-Empfänger z. B. zum Implementieren des Satelliten/terrestrischen Arms eines Radioempfängers unter Verwendung einer kombinierten Architektur für sowohl eine QPSK- als auch eine MCM-Demodulation implementiert. Die gemeinsame Architektur ist in Fig. 12 dargestellt. Der Doppelmodus-Empfänger, der in Fig. 12 dargestellt ist, ist vorteilhaft, weil er nur ein SAW-Filter und nur ein digitales Filter verwendet, und deshalb die Kosten und die Komplexität des Empfängers verglichen mit dem aus Fig. 11 reduziert.
Weiterhin Bezug nehmend auf Fig. 12 sind eine Antenne 134 und ein LNA 136 vorgesehen, um Satelliten- und terrestrische Signale zu empfangen, die vorzugsweise in dem Frequenzbereich von 2,332 bis 2,345 GHz liegen. Die empfangenen Satelliten- und terrestrischen Signale werden dem gleichen SAW-Filter 132 zugeführt, das vorzugsweise ein schwaches oder "verlustbehaftetes" SAW-Filter ist. Wie bereits erwähnt, wird ein schwaches SAW-Filter gegenüber einem starken SAW-Filter, das eine bessere Unterdrückung des benachbarten Kanals aufweist, bevorzugt, da das starke SAW- Filter eine Phasenverzerrung einführen kann und sehr viel teurer zu implementieren ist. Wie in Fig. 6 gezeigt ist, dämpft das Durchlaßband des schwachen SAW-Filters das terrestrische Signal in dem benachbarten Kanal um nur ca. 6 dB. Diese Teilunterdrückung des benachbarten Kanals ist dahingehend vorteilhaft, als daß es die Erfassung des terrestrischen Signals ermöglicht. Der Doppelmodus-Empfänger ist konfiguriert, um ein empfangenes terrestrisches Signal für einen Empfängerausgang gegenüber einem empfangenen Satellitensignal auszuwählen, wann immer das terrestrische Signal eine vorbestimmte Schwelle übersteigt. So sucht der Doppelmodus-Empfänger im wesentlichen immer nach einem terrestrischen Signal und wählt das Satellitensuchsignal nur dann aus, wenn das terrestrische Signal nicht vorhanden ist.
Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel ist eine superheterodyne Phasenverriegelungsschleife (= PLL) 139 zum selektiven Abstimmen zweier Spannungen, die durch die Lokaloszillatoren 140 und 142 gesteuert werden, gemeinsam mit entsprechenden Mischern 144 und 146 zum Abwärtsumsetzen der QPSK- und MCM-Signale zu den zwei unterschiedlichen zweiten Zf (d. h. 3,68 bzw. 4,60 MHz) vorgesehen, wie oben in Verbindung mit den Fig. 5 und 8 beschrieben ist. Beide Oszillatoren 140 und 142 können z. B. auf einen Referenzoszillator von 14,72 MHz verriegelt sein, wobei eine Phasenkomparatorfrequenz von 230 kHz verwendet werden kann. In einem Mischer 144 werden Satelliten- und terrestrische Signale, die jeweils unterschiedliche Frequenzbänder aufweisen, mit unterschiedlichen Lokaloszillatoreingangsfrequenzen gemischt, um die Signale zu der gleichen Zf von ca. 135 MHz abwärts umzusetzen. Die Mischereingangsfrequenzen sind z. B. FLO1 = Fterr - FZf für terrestrische Signale und Fterr - 2,07 MHz - FZf für Satellitensignale.
Bezüglich des Mischers 146 ist die Abtastfrequenz unterschiedlich, abhängig davon, ob der Empfänger terrestrische Signale oder Satellitensignale für den Empfängerausgang verwendet. Der Mischer 146 ist vorzugsweise nachgestimmt, um eine zweite Zf zu erzielen, die ein Viertel der verwendeten Abtastfrequenz ist. Die verwendete Abtastfrequenz ist vorzugsweise ein ganzzahliges Vielfaches von 2,3 MHz für terrestrische MCM-Signale und ein ganzzahliges Vielfaches von 1,84 MHz für QPSK/TDM-Satellitensignale. Folglich erleichtert ein Nachstimmen des Mischers 146 eine Vereinfachung einer I/Q-Erzeugung. Rückkopplungsdaten von einer terrestrischen Erfassungsschaltung, die unten beschrieben ist, werden an die super-heterodyname PLL-Schaltung 139 geliefert, um die Operation der Lokaloszillatoren 140 und 142 abhängig davon zu steuern, ob ausreichend starke terrestrische Signale erfaßt wurden und anstelle von Satellitensignalen als Empfängerausgang verwendet werden.
Das digitale Filter 148 aus Fig. 12 wird derart implementiert, daß die Frequenzantwort des angepaßten Filters (z. B. des RRC-Filters, das oben in Verbindung mit Fig. 5 und Fig. 7 beschrieben wurde), das für eine QPSK-Demodulation verwendet wird, auch die Anforderungen des digitalen Filters erfüllt, das vorher verwendet wird, um ein MCM-Signal zum FFT-Verarbeiten abwärts abzutasten (z. B. mit einer Abtastfrequenz F&sub4; = N · 2,3 MHz, wobei N = 8). Wenn der Empfänger zu Beginn angeschaltet wird, konfiguriert der Empfänger die Lokaloszillatoren 140 und 142 für eine Abwärtsumsetzung von Satellitensignalen zu einer zweiten Zf von 3,68 MHz. Das Abtasten und die A/D-Umwandlung der Satellitensignale in den Blöcken 150 und 152 wurden vorher beschrieben. Für ein RRC-Filter wird eine Abtastrate von viermal der Zf (oder achtmal der Symbolrate) verwendet. Das Durchlaßband des RRC-Filters ist derart, daß das Filter keine Energie eines benachbarten terrestrischen Signals weiterleitet. Wenn ein terrestrisches Signal mit ausreiterrestrisches Signal mit ausreichend Energie in dem Kanal 50 neben dem Satellitensignal vorhanden ist, das durch das SAW-Filter weitergeleitet wird, kann eine Differenz der Signalenergie zwischen dem Eingang und dem Ausgang des RRC- Filters erfaßt werden. Dies wird mittels eines terrestrischen Signaldetektors 154 in Fig. 12 implementiert. Der terrestrische Signaldetektor 154 vergleicht die Signalenergie an dem Eingang des Filters mit der Signalenergie an dem Ausgang des Filters. Wenn die Energie an dem Eingang des Filters wesentlich höher als an dem Filterausgang ist (z. B. in der Größenordnung von dreimal höher, abhängig von der SAW-Filterfrequenzantwort), wird davon ausgegangen, daß ein terrestrisches Signal empfangen wurde.
Wenn ein terrestrisches Signal in dem benachbarten Kanal vorhanden ist, wird ein Signal durch den terrestrischen Signaldetektor 154 erzeugt, der die Lokaloszillatoren 144 und 146 nachstimmt, um terrestrische Signale abwärts umzusetzen. So wird die Mittenfrequenz des terrestrischen Signals um ca. 2,07 MHz verändert, wobei die zweite Zf 4,60 MHz wird. Nach einer Abtastung und einer A/D-Umwandlung wird das terrestrische Signal an das RRC-Typ-Digital-Filter 148 angelegt. Da die Roll-Off-Frequenz des Digitalfilters 148 ausgewählt wird, um sowohl die Anforderungen der QPSK- als auch der MCM-Modulation zu erfüllen, und da die terrestrischen und die Satellitensignale ähnliche Bandbreiten aufweisen, leitet das digitale Filter das terrestrische MCM- Signal zum Abwärtsabtasten vor der FFT-Verarbeitung in Block 158 weiter zu Block 156. Der Ausgang des digitalen Filters 148 wird auch an einen Abtastschalter und eine Latchvorrichtung 160 geleitet, um ein TDM-Signal von der QPSK-Modulation wiederzugewinnen, die an der Übertragungsstation durchgeführt wird. Ein Schalter 162 wird dann verwendet, um ein Ausgangsignal entweder von dem Abtastschalter und der Latchvorrichtung 160 oder der FFT 158 zum weiteren Verarbeiten über eine TDM-Demultiplexen- und Decodierschaltung 164 und die Nach-Erfassungs-Diversity- Kombinierungseinheit 58 (Fig. 4) auszuwählen. Die Operation des Schalters 162 wird durch den terrestrischen Signaldetektor 154 gesteuert.
So erleichtert der Ort der terrestrischen Repeater- Frequenzbänder 50 und 52 in dem unteren Teil des Frequenzbands (Fig. 3) neben den Frequenzbändern 46 und 48 der Satellitensignale eine Auswahl von Satellitensignalen oder der terrestrischen Signale für einen Empfängerausgang. Da ein Abschnitt eines benachbarten terrestrischen Signals während eines Satellitensignalempfangs in dem Ausgang des SAW-Filters verbleibt, kann ein Vergleich der Signalleistung verwendet werden, um das terrestrische Signal zu erfassen.
Während ein bestimmtes vorteilhaftes Ausführungsbeispiel ausgewählt wurde, um diese Erfindung darzustellen, wird es für Fachleute offensichtlich sein, daß verschiedene Veränderungen und Modifizierungen daran vorgenommen werden können, ohne vom Bereich der Erfindung, wie dieser in den beigefügten Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.

Claims

1. Ein Empfänger, der konfiguriert ist, um Übertragungssignale sowohl eines ersten Signaltyps als auch eines zweiten Signaltyps zu empfangen, und um Übertragungssignale eines der Signaltypen zur Ausgabe auszuwählen, wobei der Empfänger folgende Merkmale aufweist:

eine erste Oszillator- und Mischerschaltung (140, 144) zum Abwärtsumsetzen der Übertragungssignale des ersten Signaltyps und des zweiten Signaltyps zu einer ersten Zwischenfrequenz;

ein erstes Filter (138) mit einer Mittenfrequenz, die der ersten Zwischenfrequenz entspricht, und einer Frequenzantwort, die ausgewählt ist, um die Übertragungssignale des ersten Signaltyps und zumindest einen Abschnitt der Übertragungssignale des zweiten Signaltyps weiterzuleiten;

eine zweite Oszillator- und Mischerschaltung (142, 14b) zum Abwärtsumsetzen der Übertragungssignale des ersten Signaltyps und der Übertragungssignale des zweiten Signaltyps zu einer zweiten Zwischenfrequenz;

eine Abtast- und Analog-zu-Digital-Umwandlungs- Schaltung (150, 152) zum Umwandeln der Übertragungssignale des ersten Signaltyps und der Übertragungssignale des zweiten Signaltyps in digitale Signale;

ein zweites Filter (148), das mit dem Ausgang der Abtast- und Analog-zu-Digital-Umwandlungs-Schaltung (150, 152) verbunden ist, zum Filtern der digitalen Signale, wobei die digitalen Signale, die von den Übertragungssignalen des ersten Signaltyps erzeugt werden, phasenumgetastet oder PSK-moduliert werden, und wobei die digitalen Signale, die von den Übertragungssignalen des zweiten Signaltyps erzeugt werden, gemäß einem zweiten Modulationsschema moduliert werden, das sich von der PSK-Modulation unterscheidet;

eine Signalerfassungsschaltung (154), die mit dem zweiten Filter (148) verbunden ist, zum Bestimmen, ob eine Charakteristik des zweiten Signaltyps eine vorbestimmte Schwelle überschreitet, und zum Erzeugen eines Ausgangssignals zum Steuern der Operation der ersten Oszillator- und Mischer-Schaltung (140, 144), wobei die erste Oszillator- und Mischer-Schaltung (140, 144) konfiguriert ist, um die erste oder die zweite Eingangsfrequenz abhängig von dem Ausgangssignal zu verwenden, um die erste Zwischenfrequenz durch ein Mischen mit den Übertragungssignalen zu erzeugen;

eine erste Signaldemodulationsvorrichtung (160), die mit dem zweiten Filter (148) verbunden ist, um den ersten Signaltyp zu verarbeiten;

eine zweite Signaldemodulationsvorrichtung (156, 158), die mit dem zweiten Filter verbunden ist, um den zweiten Signaltyp zu verarbeiten; und

eine Schaltvorrichtung (162), um den Ausgang der ersten Signaldemodulationsvorrichtung (160) oder der zweiten Signaldemodulationsvorrichtung (156, 158) gemäß dem Ausgangssignal von der Signalerfassungsvorrichtung auszuwählen.

2. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem ein drittes Filter verwendet wird, wenn die Übertragungssignale des ersten Signaltyps erzeugt werden, wobei das zweite Filter (148) konfiguriert ist, um eine Frequenzantwort eines angepaßten Filters entsprechend dem dritten Filter aufzuweisen.

3. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, wobei das zweite Modulationsschema eine Mehrträgermodulation oder MCM ist, und wobei das zweite Filter (148) konfiguriert ist, um eine Frequenzantwort aufzuweisen, um eine MCM- und eine PSK-Demodulation zu erleichtern.

4. Ein Empfänger gemäß Anspruch 3, bei dem die Frequenzantwort eine Abtastfrequenz zur MCM-Demodulation aufnimmt, die zumindest entweder der Länge einer schnellen Fourier-Transformation zur MCM-Demodulation oder der Länge eines Schutzintervalls entspricht, das während der MCM-Modulation verwendet wird.

5. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem der zweite Signaltyp ein mehrträgermoduliertes Signal ist, das unter Verwendung eines Abwärtsabtastens und eines schnellen Fourier-Transformationsverarbeitens demoduliert wird, wobei das zweite Filter (148) konfiguriert ist, um gemäß Filterparametern zu arbeiten, die ausgewählt sind, um das Abwärtsabtasten und das schnelle Fourier-Transformationsverarbeiten des zweiten Signältyps und die PSK-Demodulation des ersten Signaltyps zu erleichtern.

6. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem das zweite Filter (148) ein Wurzel-Erhöht-Kosinus-Filter mit einer Frequenzantwort ist, die ausgewählt ist, um eine Demodulation des ersten Signaltyps und des zweiten Signaltyps zu erleichtern.

7. Ein Empfänger gemäß Anspruch 8, bei dem das zweite Filter (148) ein angepaßtes Filter ist, das konfiguriert ist, um im wesentlichen einem dritten Filter zu entsprechen, das sich an einer Übertragungsstation befindet, die den ersten Signaltyp erzeugt.

8. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem das erste Filter (138) ein verlustbehaftetes Filter ist, das aus der Gruppe ausgewählt wird, die aus einem Oberflächenwellenfilter und einem Keramikfilter besteht.

9. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, bei dem der zweite Signaltyp durch einen höheren Signalpegel als der erste Signaltyp charakterisiert ist, wobei die Signalerfassungsschaltung (154) konfiguriert ist, um die Differenz des Signalpegels des zweiten Signaltyps an dem Eingang und dem Ausgang des zweiten Filters (148) zu bestimmen.

10. Ein Empfänger gemäß Anspruch 1, der ferner eine Signalerfassungsschaltung (154), die mit dem zweiten Filter verbunden ist, zum Bestimmen, ob eine Charakteristik des zweiten Signaltyps eine vorbestimmte Schwelle übersteigt, und zum Erzeugen eines Ausgangssignals zum Steuern der Operation der zweiten Oszillator- und Mischerschaltung (142, 146) aufweist, um die zweite Oszillator- und Mischerschaltung (142, 146) zu steuern, um eine Abwärtsumsetzung unter Verwendung der dritten Zwischenfrequenz durchzuführen, wenn die vorbestimmte Schwelle überschritten wird.

11. Ein Verfahren zum Empfangen und Auswählen von Übertragungssignalen, die in einem ersten und einem zweiten Frequenzkanal gesendet werden, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:

Empfangen von Signalen bei einer Trägerfrequenz;

Abwärtsumsetzen der empfangenen Signale zu einer ersten Zwischenfrequenz unter Verwendung einer ersten oder einer zweiten Eingangsfrequenz, abhängig davon, ob die Übertragungssignale in dem zweiten Frequenzkanal eine vorbestimmte Schwelle überschreiten;

Filtern der empfangenen Signale, um die Übertragungssignale in dem ersten und dem zweiten Frequenzkanal weiterzuleiten;

Abwärtsumsetzen der Übertragungssignale in dem ersten Frequenzkanal und dem zweiten Frequenzkanal zu einer zweiten Zwischenfrequenz;

Abtasten und Umwandeln der Übertragungssignale in digitale Signale;

Filtern der digitalen Signale, wobei die digitalen Signale, die von dem ersten Frequenzkanal erzeugt werden, phasenumgetastet oder PSK-moduliert werden, und wobei das Filtern unter Verwendung eines Wurzel- Erhöht-Kosinus-Filters implementiert ist, um eine PSK- Demodulation zu erleichtern, wobei die digitalen Signale, die von dem zweiten Frequenzkanal erzeugt werden, gemäß einem zweiten Modulationsschema moduliert werden, das sich von einer PSK-Modulation unterscheidet, und wobei das Filtern derselben unter Verwendung des Wurzel-Erhöht-Kosinus-Filters implementiert ist;

Demodulieren der gefilterten digitalen Signale, die von dem ersten. Frequenzkanal erzeugt werden, und Demodulieren der gefilterten Signale, die von dem zweiten Frequenzkanal erzeugt werden; und

Auswählen der demodulierten Signale, die von dem ersten Frequenzkanal erzeugt werden, oder der demodulierten Signale, die von dem zweiten Frequenzkanal erzeugt werden, abhängig davon, ob die Übertragungssignale in dem zweiten Frequenzkanal eine vorbestimmte Schwelle überschreiten.

12. Ein Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem der Filterschritt den Schritt des Auswählens des Wurzel-Erhöht- Kosinus-Filters aufweist, um eine Frequenzantwort eines angepaßten Filters aufzuweisen, das einem dritten Filter entspricht, das verwendet wird, um die Übertragungssignale auf dem ersten Frequenzkanal zu erzeugen.

13. Ein Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem das zweite Modulationsschema eine Mehrträgermodulation oder MCM ist, und wobei der Bereitstellen-Schritt den Schritt des Auswählens der Frequenzantwort aufweist, um einen MCM-Demodulation zu erleichtern.

14. Ein Verfahren gemäß Anspruch 13, bei dem der Auswahlschritt den Schritt des Auswählens der Frequenzantwort gemäß einer Abtastfrequenz zur MCM-Demodulation aufweist, wobei die Abtastfrequenz zumindest entweder der Länge einer schnellen Fourier-Transformation, die für die MCM-Demodulation verwendet wird, oder der Länge eines Schutzintervalls entspricht, das während der MCM-Modulation verwendet wird.

15. Ein Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem die Übertragungssignale in dem zweiten Frequenzkanal einen höheren Signalpegel als die Übertragungssignale in dem ersten Frequenzkanal aufweisen, wobei das Verfahren ferner folgende Schritte aufweist:

Vergleichen des Signalpegels der digitalen Signale vor und nach dem Filterschritt, um zu bestimmen, ob eine Charakteristik der Übertragungssignale in dem zweiten Frequenzkanal eine vorbestimmte Schwelle überschreitet;

Erzeugen eines Erfassungssignals, das anzeigt, ob die Übertragungssignale in dem zweiten Frequenzkanal erfaßt wurden; und

Einstellen der Eingangsfrequenz in einen Lokaloszillator gemäß dem Erfassungssignal, um die empfangenen Signale zu der ersten Zwischenfrequenz durch ein Mischen mit den empfangenen Signalen in dem ersten und dem zweiten Frequenzkanal abwärts umzusetzen.