DE69809384T2

DE69809384T2 - Empfang modulierter träger mit asymmetrischen seitenbändern

Info

Publication number: DE69809384T2
Application number: DE69809384T
Authority: DE
Inventors: Antonius Bruekers; Christiaan Gielis; Adrianus Sempel; Ferdinand Stikvoort; Johan Van De Plassche; Wilhelmus Van Den Enden
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 1997-07-25
Filing date: 1998-06-29
Publication date: 2003-07-10
Anticipated expiration: 2018-06-30
Also published as: EP0934652A2; US6324233B1; KR20000068627A; WO1999005861A2; WO1999005861A3; EP0934652B1; DE69809384D1; JP2001502514A; KR100607837B1

Description

BEREICH DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf den Empfang eines modulierten Trägers mit asymmetrischen Seitenbändern. Ein Beispiel eines derartigen modulierten Trägers ist ein Fernsehsignal für herkömmliche terrestrische Sendungen.

STAND DER TECHNIK

In FR-A 2.656.187 wird beschrieben, dass in einem Fernsehempfänger eine spezifische Art von Filterung, als Nyquist-Filterung bezeichnet, an der Zwischenfrequenz durchgeführt wird, zum Wiederherstellen der Integrität des Videospektrums nach der Demodulation. Diese Filterung gewährleistet, dass die Seitenbänder, die asymmetrisch sind, immer bis zu "1" addiert werden.
In FR-A 2.656.187 wird ebenfalls ein bekannter Fernsehempfänger beschrieben. Bei dem bekannten Fernsehempfänger wird ein gewünschtes Fernsehsignal in der Frequenz in ein ZF-Signal umgewandelt. Das ZF-Signal geht durch ein Nyquist-Filter, wonach es mit Hilfe eines Trägers demoduliert wird, der vor jeder Verarbeitung desselben, insbesondere vor jeder Filterung, aus dem ZF-Signal extrahiert wird.
In US-A-4870480 (D1) wird ein Fernsehempfänger beschrieben, in dem das asymmetrische seitenbandmodulierte Signal nach dem Durchgang durch ein Nyquist-Filter zu phasengleichen und Quadraturkomponenten demoduliert wird, wobei jede Komponente mit einer Abtastrate abgetastet wird, die kleiner ist als die Nyquist-Rate. Diese Signale werden gefiltert und interpoliert zum Erhalten eines Signals mit voller Bandbreite.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung den Empfang eines modulierten Trägers mit asymmetrischen Seitenbändern, die gegenüber dem Stand der Technik eine bessere Empfangsqualität ermöglichen. Die Ansprüche 1, 4 und 5 definieren ein Empfangsverfahren bzw. eine integrierte Schaltung nach der vorliegenden Erfindung. Zusätzliche Merkmale, die eventuell benutzt werden können zum vorteilhaften Implementieren der vorliegenden Erfindung, werden in den abhängigen Patentansprüchen definiert.
Die vorliegende Erfindung betrachtet die nachfolgenden Aspekte. Eine völlige Kompensation einer Seitenbandasymmetrie kann nur dann erzielt werden, wenn die Frequenzkennlinie des Filters, das die Seitenbandasymmetrie kompensieren soll, gegenüber dem modulierten Träger genau positioniert ist. So soll beispielsweise im Falle von Fernsehempfang der modulierte Träger genau halbwegs der relevanten Neigung des Nyquist- Filters liegen. Wenn die Seitenbandasymmetrie bei einer Zwischenfrequenz kompensiert wird, wie bisher, wird dies nicht möglich sein, weil das betreffende Filter, sowie ein Tuner, der die Frequenzumwandlung durchführt, an Toleranzen, an Temperaturabhängigkeit und an Alterung leidet.
Nach der vorliegenden Erfindung leitet ein synchroner Demodulator ein vektorielles Basisbandsignal von dem modulierten Träger her und ein Filter filtert das vektorielle Basisbandsignal zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie. Der synchrone Demodulator verwandelt auf effektive Weise den modulierten Träger in der Frequenz zu genau "Null"-Frequenz, unabhängig von der Frequenz des modulierten Trägers. Das vektorielle Basisbandsignal, das von dem modulierten Träger hergeleitet wird, ermöglicht eine Filterung, die gegenüber der Null-Frequenz asymmetrisch ist und deswegen eine Kompensation der Seitenbandasymmetrie ermöglicht. Die Filterung kann sehr nahe bei der Null-Frequenz sein, sogar wenn die Filterkomponenten an Toleranzen, Temperaturabhängigkeit Alterung und dergleichen leiden. Dadurch kann die Seitenbandasymmetrie mit einer größeren Genauigkeit kompensiert werden als bisher. Folglich ermöglicht die vorliegende Erfindung eine bessere Empfangsqualität.
Die vorliegende Erfindung kann in beispielsweise einem Fernsehempfänger angewandt werden. In dem Fall wird eine Nyquist-Filterkompensation der Seitenbandasymmetrie an Basisbandfrequenzen durchgeführt, und zwar nachdem der modulierte Träger synchron demoduliert worden ist, statt an einer Zwischenfrequenz. Folglich braucht der modulierte Träger selber nicht irgendeiner Nyquist-Filterung ausgesetzt zu werden, die sonst eine unerwünschte Phasenmodulation herbeiführen kann. Da der modulierte Träger nahezu frei von unerwünschter Phasenmodulation ist, kann jede Trägerwiederherstellung als Teil der synchronen Demodulation von einer breitbandigen Art sein. Eine Breitband- Trägerwiederherstellung ermöglicht es, dass der synchrone Demodulator relativ schnell auf Änderungen in dem Eingangssignal, das er empfängt, reagiert. Solche Änderungen können beispielsweise während eines Abstimmsuchlaufs auftreten, wobei der synchrone Demodulator mehrere Signale nacheinander empfangen kann. Je schneller der synchrone Demodulator antwortet, umso schneller kann diese Aufeinanderfolge mehrerer Signale erfolgen und somit, umso größer ist die Geschwindigkeit, womit der Abstimmsuchlauf durchgeführt werden kann. Auf diese Weise ermöglicht die vorliegende Erfindung einen relativ schnellen Sendersuchlauf.
Die vorliegende Erfindung kann ebenfalls angewandt werden in beispielsweise einem Mehrnormen-Fernsehempfänger. Bei einigen Fernsehnormen ist das obere Seitenband des modulierten Trägers komplett und das untere Seitenband ist abgeschnitten, während das Entgegengesetzte gilt für andere Fernsehnormen. Auf diese Weise sollten bei einem Mehrnormen-Empfänger zwei verschiedene Nyquist-Charakteristiken verfügbar sein: eine, die negativ ist und eine andere, die positiv ist. Bei der vorliegenden Erfindung können die zwei verschiedenen Nyquist-Charakteristiken dadurch erhalten werden, dass nur ein einziges Filter verwendet wird, indem das Vorzeichen eines der orthogonalen Komponenten des Vertikalsignals geändert wird, wodurch positive Frequenz negative Frequenzen werden und umgekehrt. Im Gegensatz dazu würde bisher eine Mehrnormen-Applikation zwei verschiedene Filter erfordern, und zwar ein Filter zum Liefern einer negativen Nyquist-Charakteristik und ein anderes Filter zum Liefern einer positiven Charakteristik. Auf diese Weise ermöglicht die vorliegende Erfindung eine relativ hardware-effiziente und folglich kosteneffiziente Implementierung eines Mehrnormen-Fernsehempfängers.
Die vorliegende Erfindung kann völlig oder teilweise als eine integrierte Schaltung implementiert werden. Da in der vorliegenden Erfindung das Filter, das die Seitenbandasymmetrie kompensiert, an Basisbandfrequenzen arbeitet, statt an einer Zwischenfrequenz, wie bisher, sind relativ wenig externe Bauteile oder überhaupt keine externen Bauteile erforderlich. Wie bereits oben erwähnt, kann jede Trägerwiederherstellung als Teil der synchronen Demodulation von einer Breitbandart sein, so dass auch hier nur relativ wenig externe Bauteile oder sogar überhaupt keine erforderlich sind. So kann beispielsweise die Trägerwiederherstellung durch eine phasenverriegelte Schleife mit einer relativ großen Schleifenbandbreite durchgeführt werden, so dass jede beliebige Störung des steuerbaren Oszillators auf effektive Weise unterdrückt wird. Dadurch ist beispielsweise die Verwendung eines Oszillators vom RC-Typ möglich, der relativ geräuschvoll ist, der aber ohne externe Bauteile verwirklicht werden kann. Auf diese Weise ermöglicht die vorliegende Erfindung eine integrierte Schaltungsimplementierung, die relativ wenig externe Bauteile aufweist und deswegen unkompliziert und kosteneffizient ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung von Basismerkmalen der vorliegenden Erfindung, wie in den Patentansprüchen 1, 4 und 5 beansprucht,
Fig. 2 und 3 eine schematische Darstellung zusätzlicher Merkmale, wie in den Patentansprüchen 2 und 3 beansprucht,
Fig. 4 ein Blockschaltbild eines ersten Beispiels eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 5a bis 5d eine Implementierung des Empfängers nach Fig. 4 für herkömmlichen terrestrischen Fernsehempfang, dabei ist
Fig. 5a eine Graphik, die eine geeignete Amplitude-Frequenz-Kennlinie eines ZF- Filters darstellt,
Fig. 5b ein Schaltbild zur Erläuterung eines Beispiels eines Basisband- Frequenzfilters mit einer Nyquist-Charakteristik zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie,
Fig. 5c ein Schaltbild zur Erläuterung eines Beispiels eines Verzögerungsequalizers in dem Filter nach Fig. 5b,
Fig. 5d Graphiken zur Erläuterung gemessener Amplitude-Frequenzkennlinien einer Implementierung des Filters nach Fig. 5b als integrierte Schaltung,
Fig. 6 ein Blockschaltbild eines zweiten Beispiels eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 7a eine Tabelle, in der ein Beispiel geeigneter Koeffizienten zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie bei Basisband-Frequenzen aufgereiht ist; und
Fig. 7b und 7c je eine Graphik mit einem Frequenzgang eines Filters mit den Koeffizienten aus Fig. 7a.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG

Zunächst werden einige Bemerkungen gemacht über den Gebrauch der Bezugszeichen. Entsprechende Entitäten sind in der ganzen Zeichnung mit demselben Buchstaben- Code angegeben. In ein und derselben Figur können mehrere gleiche Entitäten dargestellt sein. In dem Fall ist dem Buchstaben-Code eine Ziffer zugefügt, damit man Gleiche Entitäten voneinander unterscheiden kann. Die Nummer wird eingeklammert sein, wenn die Anzahl gleicher Entitäten ein laufender Parameter sind. In der Beschreibung und in den Patentansprüchen kann auf eine Ziffer in einem Bezugszeichen verzichtet werden, wenn dies zutrifft.
Fig. 1 zeigt Basismerkmale der vorliegenden Erfindung durch gezogene Linien. Ein modulierter Träger MC hat asymmetrische Seitenbänder LSB, USB. Ein synchroner Demodulator SDEM leitet ein vertikales Basisbandsignal VB von dem modulierten Träger MC her. Das vektorielle Basisbandsignal VB ist effektiv der modulierte Träger Microcontroller, aber dann in der Frequenz genau zu der "Null"-Frequenz verschoben. Ein Filter FILT filtert das vektorielle Basisbandsignal VB zum Kompensieren der Asymmetrie zwischen den Seitenbändern LSB, USB. Auf diese Weise hat das Filter FILT eine Frequenzkennlinie, die gegenüber der Null-Frequenz asymmetrisch ist. Dies ist möglich, weil das vektorielle Basisbandsignal VB einen Unterschied zwischen positiven und negativen Frequenzen ermöglicht. Fig. 1 zeigt einen Signalvektor Vs, der einen Zustand des vektoriellen Basisbandsignals VB zu einem bestimmten Zeitpunkt darstellt. Eine Drehung im Uhrzeigergegensinn des Signalvektors Vs kann als eine positive Frequenz +f betrachtet werden und eine Drehung im Uhrzeigensinn kann als eine negative Frequenz -f betrachtet werden.
Fig. 1 zeigt ebenfalls die nachfolgenden Merkmale in gestrichelten Linien. Der synchrone Demodulator SDEM und das Filter FILT können einen Teil eines Empfängers REC bilden. Der Empfänger REC kann eine Eingangsschaltung INP enthalten zum Herleiten des modulierten Trägers MC aus einem Empfangssignal RS. Der synchrone Demodulator SDEM und das Filter FILT können völlig oder teilweise einen Teil einer integrierten Schaltung IC bilden.
Fig. 2 zeigt das nachfolgende zusätzliche Merkmal. Eine Abtastschaltung S&H ist vorgesehen zum Liefern des modulierten Trägers MC zu dem synchronen Demodulator SDEM in einer zeitdiskreten Form. Das Merkmal in Fig. 2 betrachtet die nachfolgenden Aspekte. In der Praxis wird der synchrone Demodulator SDEM zwei Ausgangssignale liefern, die, in Kombination, das vektorielle Basisbandsignal bilden werden. Wenn die zwei Signale nicht genau orthogonal zueinander sind, kann ein einwandfreier Unterschied zwischen positiven und negativen Frequenzen nicht gemacht werden. Dies wird das Ausmaß, in dem Seitenbandasymmetrie kompensiert werden kann beeinträchtigen und folglich die Qualität des Empfangs.
Wenn das Merkmal nach Fig. 2 angewandt wird, kann der synchrone Demodulator SDEM auf eine zeitdiskrete Weise funktionieren. Dies ermöglicht es, dass das vektorielle Basisbandsignal von dem modulierten Träger mit relativ großer Genauigkeit hergeleitet wird. Das heißt, er ist imstande, gegenseitige Orthogonalität zwischen den zwei Signalen zu liefern, die das vektorielle Basisbandsignal mit relativ großer Präzision bilden. Dies ermöglicht es, dass das Filter Seitenbandasymmetrie weitgehend kompensiert. Auf diese Weise liefert das Merkmal nach Fig. 2 einen Beitrag an der Qualität des Empfangs.
Fig. 3 zeigt das nachfolgende zusätzliche Merkmal.
Das Filter FILT filtert einen Bestandteil BQ des vektoriellen Basisbandsignals VB, der einem Phasenquadratur-Modulationsanteil des modulierten Trägers MC entspricht, in Übereinstimmung mit einer antisymmetrischen endlichen Impulsantwort H(z) mit abwechselnden Null-Koeffizienten. Diese Antwort H(z) kann allgemein in der Z-Domäne ausgedrückt werden als:
H(z) = z-N [a(N+1-2i)z(2i-1) - a(N+1-2i)z-(2i-1)]
wobei N ein ungerader integraler Wert ist. Ausgeschrieben ergibt dieser allgemeine Ausdruck das nachfolgende Resultat:
H(z) = a&sub0; + .. + a(N-3)z-(N-3) + a(N-1)z -(N-1) - a(N-1)z-(N+1) - a(N-3)z-(N+3) - .. a&sub0;z-2N
Das Filter FILT verzögert auch einen Anteil BI des vektoriellen Basisbandsignals VB, der einem phasengleichen Modulationsanteil des modulierten Trägers MC entspricht, und zwar um einen Betrag z-N, was dem Punkt der Antisymmetrie in der antisymmetrischen endlichen Imspulsantort H(z) entspricht. Das Filter FILT macht eine lineare Kombination des gefilterten Anteils BQfiI und des verzögerten Anteils BIdel des vektoriellen Basisbandsignals VB. Die lineare Kombination bildet ein Ausgangssignal So = x·BIdel + y·Bqfil, wobei x und y Skalierungsfaktoren mit einem reellen Wert sind, der Eins (1) sein kann.
Wenn das Merkmal nach Fig. 3 angewandt wird, wird das Filter FILT eine Amplitude-Frequenz-Kennlinie haben, die der nachfolgenden Bedingung entspricht:
H(ej (-θ) + H(ej(+θ)) = k
wobei A die normalisierte Frequenz darstellt und wobei k eine Konstante mit einem reellen Wert ist. Weiterhin wird das Filter FILT eine Phase-Frequenz-Kennlinie haben, die linear ist. Da es diese Kennzeichen hat, wird das Filter FILT jeden Bestandteil eines Seitenbandes mit dem entsprechenden Anteil des anderen Seitenbandes zu einem konstanten Wert zusammen addieren. Auf diese Weise wird eine im Wesentlichen einwandfreie Kompensation der Seitenbandasymmetrie erzielt, ungeachtet der Werte der Filterkoeffizienten a&sub0;, ... aN-3 aN-1. Das Einzige das zählt ist, dass die Antwort H(z) antisymmetrisch ist und Koeffizienten hat, die abwechselnd Null sind. Auf diese Weise können die Filterkoeffizienten a&sub0;, ... aN-3, aN-1 durch Summen integraler Zweierpotenzen gebildet werden, wobei die ganze Zahl positiv oder negativ sein kann. Ein Filter mit solchen Koeffizienten kann auf eine hardware- effiziente und Folglich auf eine leistungs-effiziente Weise implementiert werden. Weiterhin trägt die Tatsache, dass Koeffizienten wechselweise Null sind, auch zu einer Hardware- Effizienz bei. Auf diese Weise ermöglicht das Merkmal nach Fig. 3 eine im Wesentlichen einwandfreie Kompensation von Seitenbandasymmetrie, und liefert folglich einen Beitrag zu der Qualität des Empfangs, zu geringen Kosten und zu einer mäßigen Leistungsaufnahme.
Fig. 4 zeigt ein Beispiel eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung, der die in Fig. 1 dargestellten und anhand dieser Figur beschriebenen Merkmale aufweist. Bei dem Empfänger nach Fig. 4 umfasst die Eingangsschaltung INP einen Tuner TUN und ein ZF-Filter IFF. Der synchrone Demodulator SDEM wird gebildet durch Mischschaltungen MIXI, MIXQ und durch eine phasenverriegelte Schleife PLL, die einen Phasendetektor PHD, ein Schleifenfilter LPF und einen spannungsgesteuerten Oszillator VCO enthält.
Der Empfänger nach Fig. 4 funktioniert wie folgt. Der Tuner TUN verschiebt ein Empfangssignal RS, das einen modulierten Träger umfasst, in der Frequenz derart, dass der modulierte Träger in das Durchlassband des ZF-Filters IFF fällt. Auf diese Weise selektieren der Tuner TUN und das ZF-Filter IFF in Kombination den modulierten Träger MC, der dem synchronen Demodulator SDEM zugeführt wird. Die phasenverriegelte Schleife PLL extrahiert zwei Mischträger CI, CQ aus dem modulierten Träger MC. Der Mischträger CI ist mit dem modulierten Träger MC phasengleich, während der Mischträger CQ in phasenquadratur ist. Auf diese Weise sind die Mischträger CI, CQ untereinander orthogonal. Sie werden den Mischschaltungen MIXI bzw. MIXQ zugeführt, die beide den modulierten Träger MC empfangen. In Reaktion liefern die Mischschaltungen MIXI, MIXQ Komponenten BI, BQ, die einem phasengleichen bzw. einem Phasenquadraturmodulationsanteil des modulierten Trägers MC entsprechen. In Kombination bilden die Komponenten BI, BQ das vektorielle Signal VB, das in dem Filter FILT gefiltert wird zum Kompensieren einer Seitenbandasymmetrie in dem modulierten Träger MC.
Die Fig. 5a bis 5d beziehen sich auf eine Implementierung des Empfängers nach Fig. 4 zum herkömmlichen terrestrischen Fernsehempfang. Fig. 5a zeigt in gezogenen Linien ein Beispiel einer geeigneten Amplitude-Frequenz-Kennlinie Hif für das ZF-Filter IFF, das beispielsweise von dem obenflächenakustischen Wellentyp (SAW) ist. In Fig. 5a bezeichnet Fpc die Frequenz des modulierten Trägers, der auf dem Gebiet des Fernsehempfangs meistens als Bildträger bezeichnet wird. Das obere Seitenband USB des modulierten Trägers ist abgestumpft, während das untere Seitenband LSB komplett ist und zwei Tonträger mit den Frequenzen Fsc1, Fse2 gegenüber dem modulierten Träger umfasst. Die Amplitude-Frequenz-Kennlinie Hif ist im Wesentlichen über den ganzen Teil des Frequenzspektrums, der durch den modulierten Träger beaufschlagt wird, flach. Fig. 5a zeigt ebenfalls in gestrichelten Linien ein Beispiel einer typischen Amplitude-Frequenz-Kennlinie eines ZF-Filters bei heutigen Fernsehempfängern. Diese Kennlinie ist nicht im Wesentlich flach weil sie eine Niquist-Flanke NS zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie aufweist und einen Tonrost zum einigermaßen Reduzieren der Amplitude der Tonträger.
Fig. 5b zeigt ein Beispiel einer Implementierung des Filters FILT, das eine Nyquist-Flanke bei Basisbandfrequenzen liefert. Es empfängt BI, BQ des vektoriellen Basisbandsignals VB in einer anderen Form, was durch ein Pluszeichen (+) und ein Minuszeichen (-) angegeben ist. Das Filter nach Fig. 5b umfasst vier Gegentaktverstärker A1 ... A4, die mit Paaren von Kapazitäten und Paaren von Konduktanzen - oder Widerständen - versehen sind, deren Werte den Frequenzgang des Filters bestimmen. In Fig. 5b ist ein geeigneter Wert für jedes Kapazitätenpaar gegeben. Die Werte der Paare der Konduktanzen werden in Termen einer Einheitskonduktanz G ausgedrückt. Ein geeigneter Frequenzgang wird erhalten, wenn die Einheitskonduktanz G einen Wert von beispielsweise 20 uS (MicroSiemens) hat, was einem Widerstandswert von 50 kOhm entspricht.
Das Filter nach Fig. 5b umfasst weiterhin einen Schalter SW, der das Vorzeichen der Komponente BQ in Reaktion auf ein Steuersignal U/L ändern kann. Durch Änderung des Vorzeichens der Komponente BQ gegenüber dem der Komponente BI oder umgekehrt, kann eine negative und eine positive Nyquist-Flanke erhalten werden. Einige Fernsehsysteme erfordern eine negative Nyquist-Flanke, während andere eine positive Nyquist- Flanke erfordern. Auf diese Weise ermöglicht der Schalter SW einen Mehrnormen- Empfang auf eine wirtschaftliche Weise. Das Filter nach Fig. 5b umfasst ebenfalls einen Verzögerungsequalizer DEQ zum Kompensieren Gruppenverzögerungsschwankungen als eine Funktion der Frequenz. Auf entsprechende Weise wird eine im Wesentlichen konstante Gruppenverzögerung über den betreffenden Basisband-Frequenzbereich erhalten.
Fig. 5c zeigt eine Implementierung des Verzögerungsequalizers DEQ. Dieser enthält vier Differenzverstärker A5 .. A8, die mit Kapazitäten und Konduktanzen versehen sind. In Fig. 5c ist ein geeigneter Wert für jede Kapazität gegeben. Die Werte der Konduktanzen werden in Termen der oben im Zusammenhang mit dem Filter nach Fig. 5b genannten Einheitkonduktanz G ausgedrückt.
Um Ungenauigkeiten bei Komponenten auszuschließen wird bevorzugt, dass die in den Fig. 5b und 5c dargestellten Konduktanzen steuerbar sind, während die Verhältnisse zwischen den Konduktanzen, wie in Fig. 5b angegeben, beibehalten werden. Das bedeutet, dass die Einheitkonduktanz G vorzugsweise variiert wird, beispielsweise zwischen 10 uS und 40 uS. Dies kann beispielsweise durch Implementierung der Konduktanzen mit Hilfe von Feldeffekttransistoren erzielt werden. In dem Fall kann die Einheitkonduktanz G mit Hilfe einer Steuerspannung variiert werden, die den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren geliefert wird. Das Verhältnis zwischen den Konduktanzen kann durch die Abmessungen der Gate-Elektroden in Termen von Breite und Länge bestimmt werden. In der Europäischen Patentanmeldung Nr. 97200345.3 (Aktenzeichen des Patentanwaltes PHN 16.212) wird eine geeignete Implementierung von Transkonduktanzen mit Hilfe von Feldeffekttransistoren beschrieben.
Fig. 5d zeigt drei gemessenen Amplitude-Frequenz-Kennlinien R1, R2 und R3 einer experimentellen integrierten Schaltungsimplementierung des Filters nach Fig. 5b, versehen mit dem Verzögerungsequalizer nach Fig. 5c. Die Konduktanzen werden, wie oben beschrieben, mit Hilfe von Feldeffekttransistoren verwirklicht. Jede Amplitude- Frequenz-Kennlinie R1, R2 und R3 ist mit einer anderen Steuerspannung erhalten worden, die den Gate-Elektroden der Feldeffekttransistoren zugeführt wird.
Fig. 6 zeigt ein zweites Beispiel eines Empfängers nach der vorliegenden Erfindung, der die in den Fig. 1 bis 3 dargestellten, und anhand dieser Figuren beschriebenen Merkmale umfasst. In dem Empfänger nach Fig. 6 wird die Eingangsschaltung INP durch einen Tuner TUN, ein Antialiasing-Filter AAF, einen Analog-Digitalwandler ADC mit einer Abtastschaltung S&H, ein Phasenspaltfilter PSF, einen Abtastratenverringerer SRD, eine vektorielle Mischschaltung VMC, und ein vektorielles dezimierendes Filter VDF gebildet. Der synchrone Demodulator SDEM und das Filter FILT werden durch eine digitale Schaltungsanordnung gebildet.
Der Empfänger nach Fig. 6 funktioniert nun wie folgt. Der Tuner TUN verschiebt das Empfangssignal RS, das einen modulierten Träger umfasst, in der Frequenz derart, dass der modulierte Träger auf einer gewünschten Zwischenfrequenz liegt. Das Antiliasing- Filter AAF begegnet dem Aliasing-Effekt, verursacht durch eine Abtastung bei einer Frequenz Fs, durchgeführt durch den Analog-Digitalwandler ADC. Der Analog- Digitalwandler ADC gewährleistet, dass der modulierte Träger MC dem synchronen Demodulator SDEM in digitaler Form zugeführt wird. Das Phasenspaltfilter PSF schafft eine Skala-zu-Vektor-Umwandlung, so dass der modulierte Träger MMC dem synchronen Demodulator SDEM in vektorieller Form zugeführt wird. Es begegnet auch Aliasing-Effekten, verursacht durch eine Abtastratenreduktion, durchgeführt durch den Abtastratenreduzierer SRD. In WO-A 96/8078 (Aktenzeichen des Patentanwaltes PHN 15.001)wird eine geeignete Art und Wqeise beschrieben, um mit Hilfe eines Phasenspaltfilters Antialiasing zu erzielen.
Die vektorielle Mischschaltung VMC verschiebt den modulierten Träger von der Zwischenfrequenz zu einer anderen Frequenz, die einen derartigen Wert hat, dass der modulierte Träger mit dem Durchlassband des vektoriellen dezimierenden Filters VDF abfällt. Das vektorielle dezimierende Filter VDF unterdrückt alle anderen Signale, die in der Frequenz dem modulierten Träger nahe liegen. Auf diese Weise selektieren im Endeffekt der Tuner TUN, die vektorielle Mischschaltung VMC und das vektorielle dezimierende Filter VDF in Kombination den modulierten Träger MC, der dem synchronen Demodulator SDEM zugeführt wird. Die vektorielle Mischschaltung VMC und das vektorielle dezimierende Filter VDF haben gleichsam die Aufgabe des ZF-Fdilters IFF in dem Empfänger nach Fig. 4 übernommen. In EP-A 486.095 (Aktenzeichen des Patentanwalts PHN 13.500) wird ein Empfänger beschrieben, der einen Codic-Prozessor und hinter demselben verbundene Tiefpassfilter enthält. Diese Elemente können als geeignete Implementierungen der vektoriellen Mischschaltung VMC bzw. der vektoriellen dezimierenden Filter verwendet werden.
Der Empfänger nach Fig. 6 kann beispielsweise für den Mehrnormenempfang verwendet werden. Verschiedene Normen können verschiedene Zwischenfrequenzen, verschiedene Bandbreiten und/oder verschiedene Seitenbandasymmetrien verwenden, die je eine bestimmte Filterkennlinie erfordern. In dem Empfänger nach Fig. 6 kann die Frequenzverschiebung, durchgeführt durch die vektorielle Mischschaltung VMC, die eine digitale Schaltungsanordnung ist, entsprechend der Zwischenfrequenz der betreffenden Norm programmiert werden. Wenn beispielsweise die vektorielle Mischschaltung VMC als ein Cordic-Prozessor implementiert wird, kann dies durch eine geeignete Programmierung eines z-Datengenerators erzielt werden. Weiterhin kann das Durchlassband des vektoriellen dezimierenden Filters VDF entsprechend der Bandbreite der betreffenden Norm programmiert werden. Zum Schluss kann das Filter FILT entsprechend der Seitenbandasymmetrie der betreffenden Norm programmiert werden.
Der Empfänger nach Fig. 6 hat den nachfolgenden Vorteil bei Mehrnormenapplikationen. Bei herkömmlichen Mehrnormenempfängern werden mehrere 4 ZF-Filter benutzt um verschiedene Zwischenfrequenzen, verschiedene Bandbreiten und/oder verschiedene Seitenbandasymmetrien unterzubringen. ZF-Filter sind relativ teuer, insbesondere bei Fernsehapplikationen, die im Allgemeinen ZF-Filter von dem oberflächenakustischen Wellentyp verwenden. Der Empfänger nach Fig. 6 braucht nicht mehrere ZF-Filter, weil die vektorielle Mischschaltung VMC, das vektorielle dezimierende Filter VDF und das Filter FILT zur Verarbeitung entsprechend einer bestimmten Norm programmiert werden kann. Weiterhin können die oben genannten Elemente in einer integrierten Schaltungsform zu angemessenen Kosten verwirklicht werden. Auf diese Weise ermöglicht der Empfänger nach Figur, 6 einen kosteneffizienten Mehrnormenempfang.
Der Empfänger nach Fig. 6 hat den nachfolgenden weiteren Vorteil. Bei herkömmlichen Fernsehempfängern wird Kanalselektivität im Allgemeinen durch ein ZF- Filter von dem oberflächenakustischen Typ geschaffen. Ein derartiges Filter dämpft jedes Signal innerhalb des Durchlassbandes um einen relativ großen Betrag. Zum Kompensieren dieser Signaldämpfung soll ein Tuner vor dem Filter eine relativ große Verstärkung schaffen. Der Empfänger nach Fig. 6 erfordert nicht ein ZF- Filter vom oberflächenakustischen Wellentyp, weil es digitale Schaltungsanordnungen aufweist, die Kanalselektivität schaffen. Dadurch braucht der Tuner TUN nicht eine relativ große Verstärkung zu schaffen. Dies ermöglicht es, dass der Tuner TUN eine relativ gute Leistung hat in Termen von Signalverzerrung und Großsignalverarbeitung. Auf diese Weise ermöglicht der Empfänger nach Fig. 6 eine relativ gute Qualität des Fernsehempfangs.
Nachfolgendes ist eine Illustration der Verwendung des Empfängers nach Fig. 6 für Fernsehempfang. Wenn Fernsehempfang nach der PAL B/G Norm erforderlich ist, wird der Tuner TUN den modulierten Träger bei einer Zwischenfrequenz von 38,9 MHz schaffen. Nach einer Analog-Digitalumwandlung, einer Skala-zu-Vektor-Umwandlung und einer Abtastratenreduktion verschiebt die vektorielle Mischschaltung VMC den modulierten Träger -35,65 MHz in der Frequenz von 38,9 MHz zu 3,25 MHz. Auf diese Weise verschiebt die vektorielle Mischschaltung den modulierten Träger in der Frequenz um einen derartigen Betrag, dass er ein Frequenzspektrum belegt, das im Wesentlichen um die Frequenz Null (0) zentriert ist. Die vektoriellen dezimierenden Filter VDF haben eine Tiefpasskennlinie und schaffen Kanalselektivität.
Für Mehrnormen-Fernsehempfang wird bevorzugt, dass die Abtastfrequenz Fs des Analog-Digitalwandlers ADC wenigstens einige Male die Breite eines Frequenzbereichs ist, die Zwischenfrequenzen bedecken, die zu verschiedenen Fernsehnormen gehören. Dies ermöglicht es, dass das Antialiasing-Filter AAF eine ziemlich einfache Struktur hat. So kann beispielsweise die Abtastfrequenz Fs 216 MHz sein. Der Abtastratenreduzierer SRD kann die rate um einen Faktor zwei reduzieren und das vektorielle dezimierende Filter VDF kann sie um einen weiteren Faktor 8 reduzieren, wobei in diesem Fall der synchrone Demodulator SDEM den modulierten Träger MC mit einer Abtastrate von 13,5 MHz empfangen wird.
Fig. 7 ist eine Tabelle, die ein Beispiel zeigt von geeigneten Koeffizienten für die antisymmetrische endliche Impulsantwort, entsprechend der die Komponente BQ des vektoriellen Basisbandsignals VB gefiltert wird, wie in Fig. 3 dargestellt. Die Spalte mit dem Titel VAL[DEC] gibt die Werte der Koeffizienten in dezimaler Notierung und die Spalte mit dem Titel VAL[CSD] in kanonischer mit Vorzeichen versehener digitaler Notierung. Anhand der Fig. 3 wird die Komponente BI des vektoriellen Basisbandsignals um einen Betrag entsprechend 19 Abtastperioden verzögert, was dem Betrieb z&supmin;¹&sup9; in der Z- Domäne entspricht. Sie wird um einen Faktor 0,4951171875 skaliert, was in CSD- Notierung 0,1000000TOT ist, und danach mit der gefilterten Komponente BQ summiert. Auf diese Weise wird die nachfolgende lineare Kombination gefilterter Komponente Bqfil und des verzögerten Basisbandsignals BIdel gemacht zum Bilden des Ausgangssignals So: So = 0,4951171875·Idel + 1·Qfil.
Fig. 7b zeigt einen Frequenzgang des Filters EILT, wenn implementiert wie oben anhand der Fig. 7a beschrieben und mit einer Abtastrate von 13,5 MHz arbeitend. Fig. 7b ist eine Graphik, in der die Frequenz linear auf der horizontalen Achse aufgetragen ist und wobei die Größe Hfilt des Frequenzgangs logarithmisch in dB auf der vertikalen Achse aufgetragen ist. Fig. 7c zeigt denselben Frequenzgang aber nun auf eine Weise. Fig. 7c zoomt ein auf Frequenz Null (0) zum detaillierteren Zeigen einer Nyquist-Flanke in dem Frequenzgang. Weiterhin ist in Fig. 7c die Größe Hfilt des Frequenzgangs linear auf der vertikalen Achse aufgetragen statt logarithmisch, wie in Fig. 7b.

SCHLUSSFOLGERUNGEN

Die Zeichnung und die oben stehende Beschreibung dienen zur Erläuterung der vorliegenden Erfindung, nicht zur Beschränkung derselben. Es dürfte einleuchten, dass es im Rahmen der beiliegenden Patentansprüche viele Abwandlungen gibt. In diesem Zusammenhang werden die nachfolgenden Schlussfolgerungen gemacht.
Es gibt viele Möglichkeiten zur physikalischen Streuung von Funktionen oder funktionellen Elementen über mehrere Einheiten. In dieser Hinsicht ist die Zeichnung sehr schematisch, wobei jede Figur nur eine mögliche Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt. So kann beispielsweise in Fig. 1 die Eingangsschaltung INP völlig oder teilweise in der integrierten Schaltung IC vorgesehen werden. In einem anderen Beispiel, wie in Fig. 4, kann das ZF-Filter IFF in dem Tuner TUN einverleibt sein.
Es sei ebenfalls bemerkt, dass mehrere Funktionen oder funktionelle Elemente mit Hilfe eines auf geeignete Weise programmierten Computers implementiert werden kann, entweder individuell oder in Kombination. So kann beispielsweise, siehe Fig. 6, das Filter FILT in Form eines Signalprozessors implementiert werden, der entsprechend den anhand der Fig. 3 beschriebenen und darin dargestellten Merkmalen arbeitet. Weiterhin kann der synchrone Demodulator SDEM auch in demselben Signalprozessor verwirklicht werden.
Im Grunde kann jeder Typ einer Eingangsschaltung verwendet werden. So kann beispielsweise, siehe Fig. 4 und 6, der Tuner TUN fortgelassen werden, wenn eine Frequenzumwandlung nicht erforderlich ist: Weiterhin kann der Tuner TUN ein einzelner herkömmlicher Fernsehtuner sein, wie beispielsweise der kommerziell verfügbare Fernsehtuner UV916H von Philips. Es kann auch eine parallele Anordnung mehrerer herkömmlicher Fernsehtuner sein, oder ein Tuner, spezielle entworfen für weltweiten Mehrnormen- Fernsehempfang. In einem anderen Beispiel, siehe Fig. 6, kann auf die vektorielle Mischschaltung VMC und die vektoriellen dezimierenden Filter VDF verzichtet werden. In dem Fall wird der modulierte Träger MC dem synchronen Demodulator SDEM mit derselben Frequenz zugeführt, wie diese von dem Tuner TUN geliefert wird.
Im Grunde kann jeder Typ eines synchronen Demodulators verwendet werden. So kann beispielsweise bei dem Empfänger nach Fig. 6 der synchrone Demodulator SDEM basiert sein auf einem Cordic-Prozessor, statt auf diskreten Mischschaltungen, wie der Empfänger nach Fig. 4. In einem anderen Beispiel, siehe Fig. 4, kann eine Kombination aus einem Filter und einem Begrenzer benutzt werden, statt einer phasenverriegelten Schleife PLL, zum Herleiten der beiden Mischträger CI, CQ aus dem modulierten Träger MC.
Im Grunde kann jeder Typ eines Filters verwendet werden zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie. Unter Bezugnahme der Fig. 4 kann das Filter FILT als ein geschalteter Kondensator statt eines analogen Filters, wie in Fig. 5b dargestellt, verwendet werden. In dem Fall kann das Filter FILT entsprechend den in Fig. 3 dargestellten und anhand dieser Figur näher beschriebenen Merkmalen implementiert werden.
Eingeklammerte Bezugszeichen sollen nicht als den Anspruch beschränkend betrachtet werden.

Claims

1. Empfänger zum Empfangen eines modulierten Trägers MC mit asymmetrischen Seitenbändern (LSB, USB), wobei dieser Empfänger Nachfolgendes umfasst:

- einen synchronen Demodulator (SDEM) zum Herleiten eines vektoriellen Basisbandsignals (VB) von dem modulierten Träger (MC), wobei der Empfänger das Kennzeichen aufweist, dass er weiterhin enthält:

- ein Filter (FILT) zum Filtern des vektoriellen Basisbandsignals (VB) zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Abtastschaltung (S&H) aufweist zum Liefern des modulierten Trägers (MC) zu dem synchronen Demodulator (SDEM) in einer zeitdiskreten Form.

3. Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter (FILT) vorgesehen ist:

- zum Filter einer Komponente (BQ) des vektoriellen Signals (VB), die mit einer Phasenquadratur-Modulationskomponente des modulierten Trägers übereinstimmt, und zwar entsprechend einer antisymmetrischen endlichen Impulsantwort (H(z)) mit abwechselnd Null- Koeffizienten;

- zum Verzögern einer Komponente (BI) des vektoriellen Basisbandsignals (VB), die einer gleichphasigen Modulationskomponente des modulierten Trägers entspricht, um einen Betrag, der dem Punkt von Antisymmetrie in der antisymmetrischen endlichen Impulsantwort (H(z)) entspricht; und

- zum Bilden einer linearen Kombination der gefilterten Komponente (Bqfil) und der verzögerten Komponente (BIdel) des vektoriellen Basisbandsignals (VB), wobei diese lineare Kombination ein Ausgangssignal (So = x·BIdel + y·Bqfil) bildet.

4. Verfahren zum Empfangen eines modulierten Trägers (MC) mit asymmetrischen Seitenbändern (LSB, USB), wobei dieses Verfahren die nachfolgenden Verfahrensschritte umfasst:

- das Herleiten eines vektoriellen Basisbandsignals (VB) von dem modulierten Träger (MC) mit Hilfe von synchroner Demodulation (SDEM); wobei dieses Verfahren das Kennzeichen aufweist, dass es weiterhin den nachfolgenden Verfahrensschritt umfasst:

- das Filtern (FILT) des vektoriellen Basisbandsignals (VB) zum Kompensieren der Seitenbandasymmetrie.

5. Integrierte Schaltung (IC) zum Verarbeiten eines modulierten Trägers (MC) mit asymmetrischen Seitenbändern, wobei diese integrierte Schaltung (IC) die nachfolgenden Elemente umfasst:

- einen synchronen Demodulator (SDEM) zum Herleiten eines vektoriellen Basisbandsignals (VB) von dem modulierten Träger (Microcontroller); und