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Widerstandsverstärker mit Gegenkopplung Bei gegengekoppelten Verstärkern,
insbesondere bei solchen, bei denen eine Gegenkopplung über mehr als eine Stufe
erfolgt, treten gewisse Schwierigkeiten dadurch auf, daß sich die Phasenlage der
Ausgangsspannung gegenüber der Eingangsspannung an den Frequenzgrenzen, insbesondere
im Gebiet hoher Frequenzen, ändert. Diese unbeabsichtigten Phasendrehungen werden
bei den hohen Frequenzen durch die unvermeidlichen Kapazitäten von Röhren und Schaltung
hervorgerufen, während im Gebiet der tiefen Frequenzen der mit fallender Frequenz
kleiner werdende Blindwiderstand von Induktivitäten solche Phasenabweichungen bewirkt.
Die Erhaltung der Phasenlage von Ein- und Ausgangsspannung ist aber noch für weit
höhere Frequenzen als für die maximale Frequenz des zu übertragenden Spektrums notwendig,
da ja gerade die durch die nicht linearen Verzerrungen gebildeten höheren Harmonischen
dem Eingangskreis in exakter Gegenphase zum Zwecke einer einwandfreien Entzerrung
zugeführt werden müssen. Ebenso muB im Bereich der tiefen Frequenzen dafür gesorgt
werden, daB keine Phasendrehungen von 18o° oder einem Mehrfachen davon eintreten.
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Im Falle eines Pentodenverstärkers, also bei Verwendung einer Röhre
mit hohem Innenwiderstand, bei dem dem Außenwiderstand Ra der kapazitive Blindwiderstand
X" parallel liegt, ist der Phasenfehler 99, da der Anodenstrom mit der Eingangsspannung
phasengleich ist, durch die Beziehung
gegeben. Diese Verhältnisse ändern sich nicht wesentlich, wenn eine Triode, also
eine Röhre kleinen Innenwiderstandes, benutzt wird, bei der zur Erzeugung der
negativen
Gittervorspannung ein Ohmscher Widerstand in die Kathodenleitung gelegt wird, der
zur Erzielung einer Stromgegenkopplung kapazitiv nicht überbrückt ist. Eine solche
Schaltung zeigt die Abb. i. Dem Eingangskreis der Triode T wird die Spannung U1
zugeführt. Im Kathodenkreis liegt der Stromgegenkopplungswiderstand Ra, im Ausgangskreis
der Widerstand R1, dem die gestrichelt dargestellte Schaltungs-und Röhrenkapazität
X1 parallel geschaltet ist. Der Anodenstrom ist mit J" bezeichnet.
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Für eine derartige Anordnung gilt Ul-U@+Jd.Ra.
bzw.
Hierin ist U, die Spannung zwischen Gitter und Kathode, D der Durchgriff, Ri der
Innenwiderstand der Röhre, RE der Gegenkopplungswiderstand im Kathodenkreis, Z"
die Impedanz der Parallelschaltung des Widerstandes R1 und der Kapazität X, Aus
der letzten Gleichung ist ersichtlich, daß sich die Schaltung so verhält wie eine
normale Röhre, die einen Innenwiderstand der Größe
besitzt. Dieser Innenwiderstand nimmt selbst im Falle großer Durchgriffe schon bei
verhältnismäßig kleinen Gegenkopplungen beträchtliche Werte an. Dies entspricht
durchaus der Erscheinung, daß eine Stromgegenkopplung den Strom auch unter veränderlichen
Belastungsbedingungen aufrechtzuerhalten sucht, was nur durch einen im Verhältnis
zum Außenwiderstand großen Innenwiderstand zu erreichen ist.
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Es ist bereits bekannt, bei Breitbandverstärkern für Fernsehzwecke
in den Kathodenkreis ein aus der Parallelschaltung eines Widerstandes und einer
Kapazität gebildetes Netzwerk zu schalten, zu dem Zweck, den Verstärkungsabfall
bei hohen Frequenzen zu verhindern. Bei sehr hohen Frequenzen machen sich nämlich
Schalt- und Streukapazitäten im Anodenkreis in der Weise störend bemerkbar, daß
der Anodenkreis frequenzabhängig wird, während der innere Widerstand der Röhre unabhängig
von der Frequenz konstant bleibt. Um diesen Nachteil zu beseitigen, wird nun bei
der bekannten Anordnung dem im Kathodenkreis liegenden Widerstand. eine entsprechende
Kapazität parallel geschaltet, wobei die Bemessung so gewählt ist, daß die Zeitkonstante
der im Anodenkreis liegenden Parallelschaltung aus Belastungswiderstand und Streukapazitäten
gleich der Zeitkonstanten des im Kathodenkreis liegenden Netzwerkes aus dem einen
Ohmschen Widerstand und dazu parallel geschalteter Kapazität ist. Diese Bemessung
der beiden Netzwerke ergibt jedoch nicht die bei gegengekoppelten Verstärkern erforderliche
exakt gegenphasige Beziehung zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung. Bei einer
Verbesserung dieser Schaltung ist es weiterhin noch bekanntgeworden, in Reihe mit
dem Kondensator im Kathodenkreis' noch eine Induktivität zu legen. Es hat sich nämlich
herausgestellt, daß bei sehr hohen Frequenzen die Impedanz des Kondensators auf
einen solchen Wert fällt, daß sie nicht mehr groß ist gegenüber dem reziproken Wert
der Steilheit der Röhre, eine Bedingung, die aufrechterhalten bleiben muß, wenn
die Verstärkung noch konstant bleiben soll. Auch hier hat die Einschaltung der Induktivität
die Aufgabe, den Abfall nach hohen Frequenzen zu, insbesondere bei Fernsehverstärkern,
zu unterbinden..
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Wird der Kathodenwiderstand, wie dies zur Erzeugung der Gitterspannung
üblich ist,. durch einen sehr großen, auch für die tiefsten Frequenzen des zu übertragenden
Spektrums noch einen Kurzschluß darstellenden Kondensator überbrückt, so wird zwar
der normale Innenwiderstand R i nicht vergrößert, der Klirrfaktor wird aber ebenfalls
nicht verbessert, da die Gegenkopplung fortgefallen ist.
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Die Erfindung stellt sich nun die Aufgabe, bei einem solchen gegengekoppelten
Verstärker Maßnahmen zu treffen, die eine einwandfreie Entzerrung der nichtlinearen
Verzerrungen ermöglichen. Dies wird gemäß der Erfindung dadurch erreicht, daß der
Kathodenwiderstand und der Blindwiderstand unter Berücksichtigung der komplexen
Belastung des Anodenkreises, der Steilheit und des Durchgriffes der Röhre derart
bemessen sind, daß die Ausgangsspannung in einem weiten Frequenzgebiet, das mehrfach
weiter als das Nutzfrequenzgebiet ist, gegenphasig zur Eingangsspannung ist. Insbesondere
muß dieser Blindwiderstand so gewählt werden, daß angenähert die Gleichung erfüllt
ist
Hierin ist X2 der dem Kathodenwiderstand parallel zu schaltende Blindwiderstand,
R2 der Wert des Kathodenwiderstandes Ra, X1 der Blindwiderstand des Anodenkreises,
R1 der Wirkwiderstand des Anodenkreises, S die Steilheit, D der Durchgriff der Röhre.
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An Hand der Abb. 2 und 3 soll bei einem Ausführungsbeispiel des Erfindungsgedankens
nachgewiesen werden, wie bei einem kapazitiven Blindwiderstand im Kathodenkreis
durch Parallelschaltung eines Kondensators C2 geeigneter Größe zum Kathodenwiderstand
für ein weites Frequenzgebiet die Phasengleichheit zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung
erhalten werden kann. Die Abb. 2 zeigt das Schaltbild. Im Ausgangskreis liegt die
Parallelschaltung des Ohmschen Widerstandes R1 und der Kapazität Cl, deren Blindwiderstand
im nachfolgenden mit X1 bezeichnet ist. Im Kathodenkreis liegt der Widerstand Ra
und parallel dazu die Kapazität C2. Der Wert des Widerstandes RK ist im nachfolgenden
mit R2, der Blindwiderstand des Kondensators C2 mit X2 bezeichnet. U1 ist die Eingangs-,
U2 die Ausgangsspannung. e Die Abb. 3 zeigt das Vektordiagramm für den Fall einer
hohen, exakt kompensierten Frequenz. Der
Strom Ja setzt sich zusammen
aus dem durch den Belastungswiderstand R1 fließenden Stromanteil JR, und dem durch
die dazu parallel liegende unerwünschte Kapazität fließenden Blindstrom Jg, Da der
gleiche Strom Ja auch durch die Gegenkopplungsimpedanz, die Parallelschaltung von
Rr: und C2, fließen muß, müssen die Ströme J& und J x, die zusammen den Strom
Ja ergeben, auf dem über Ja gezeichneten Halbkreis liegen. Zur Erzwingung
der exakten Phasenkompensation muß, was später noch nachgewiesen wird, hier der
Blindanteil des resultierenden Stromes Ja relativ größer sein als im Ausgangskreis.
Dies ist im Vektordiagramm der Abb.3 bereits berücksichtigt.
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Die verstärkte Nutzspannung U12 ist mit JRl phasengleich, die am Gegenkopplungswiderstand
RK
entstehende Gegenspannung U", mit JR=. Die gesamte von der Röhre abgegebenen
Wechselspannung U" ist nun Ua = U12 + Uueg Der Vektor D - Ua,
der die Rückwirkung der Anodenspannung auf die Eingangsspannung kennzeichnet, ist
daher an Ugeg anzuschließen. Bezeichnet Ust die Steuerspannung, die nach Abzug der
Wirkungen anderer Elektroden auf den Elektronenstrom wirksam ist, so ist U1 = L%,"
; D U. -;-- Ust. Von Ust ist nun aber die Phasenlage bekannt, denn Ust muß
mit Ja phasengleich sein. Durch geeignete Wahl der Größe von Ust läßt sich also
erreichen, daß die erregende Spannung U1 phasengleich mit der verstärkten Spannung
U12 wird. Da nun
ist, ergibt sich also für eine angenommene Kompensationskapazität die Steilheit
der Röhre. In der Praxis ist im allgemeinen die Steilheit der Röhre gegeben, so
daß man den Winkel der Kompensation durch Änderung der Kapazität C2 so lange variieren
muß, bis beim Einsetzen der tatsächlich vorhandenen Röhrensteilheit im Vektordiagramm
die Spannung Ul mit U12 in Phase liegt. Nach zwei- bis dreimaligem Probieren wird
man im allgemeinen den richtigen Kompensationswinkel festgestellt haben. Erleichtert
wird die richtige Bemessung der Kompensationsimpedanz durch die bereits eingangs
angegebene Näherungsformel, die für den Fall nicht allzu großer Verstimmung abgeleitet
ist. Da für tiefe Frequenzen der Einfluß der Kapazitäten verschwindet, also dann
praktisch im Anodenkreis und im Gegenkopplungskreis nur Ohmsche Widerstände vorhanden
sind, ist in diesem Falle die Phasengleichheit sicher gewährleistet.
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Die Konstruktion mehrerer Vektordiagramme bzw. die praktischen Versuche
haben erwiesen, daß selbst im Falle so großer Parallelkapazitäten bzw. so hoher
Frequenzen, daß im Ausgangskreis der durch X1 fließende Blindstrom bereits die Hälfte
des Wirkstromanteils erreicht, also bei einem Betriebszustand, der bei einer Pentode
einen Fehlwinkel von 26,5° ergeben würde, auch für alle tieferen Frequenzen die
Phasengleichheit zwischen Ein- und Ausgangsspannung praktisch erhalten bleibt.
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Die Unabhängigkeit der Wirkung der Kompensationskapazität von der
Frequenz für den Fall nicht zu großer Blindströme geht auch aus der oben angeführten
Näherungsformel hervor, in deren Geltungsbereich ja C2 proportional Cl, also konstant
ist.
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Um ein Maß für die Brauchbarkeit der Näherungsformel zu erhalten,
sei ein Beispiel angeführt. Es sei R1 = 1o 000 Ohm, Cl = 240 cm, R2 = i ooo Ohm,
D = 10 0/" S = 3 mA/Volt. Für eine Frequenz von 30 ooo Hz ist X1 = 2 . i04 Ohm.
Der Blindstromanteil ist gerade halb so groß wie der Wirkstromanteil. Das Vektordiagramm
ergibt für den Fall exakter Kompensation eine Kompensationskapazität von
3500 cm, während die Näherungsformel einen Wert von 32oo cm liefert. Es sei
im übrigen noch darauf hingewiesen, daß, wie sowohl die Näherungsformel als auch
mit besonderer Deutlichkeit das Vektorbild zeigt, die Kompensation nicht etwa bei
phasenreiner Gegenkopplung erreicht wird, sondern daß bei endlicher Röhrensteilheit
X2 über den durch das Widerstandsverhältnis gegebenen Betrag hinaus kleiner sein
muß, als X1 ist.
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Ein weiterer Vorteil der neuen Schaltung ist noch, daß die Verstärkung
bei hohen Frequenzen nicht ab-, sondern sogar etwas zunimmt. Würde der Parallelblindwiderstand
X2 fehlen, so müßte der durch Jx1 gegenüber tiefen Frequenzen bei hohen Frequenzen
vergrößerte Anodenstrom durch RK allein zur Kathode fließen und dadurch eine vergrößerte
Gegenkopplung bewirken, wodurch die erzeugte Spannung abfallen würde. Mit anderen
Worten, der durch die Wirkung der Gegenkopplung konstant gehaltene Anodenstrom erzeugt
an der bei hohen Frequenzen kleiner werdenden.Impedanz Z1 eine kleinere Nutzspannung
U2. Wenn man nun jetzt die Kompensationskapazität parallel schaltet, drehen die
bisher phasengleichen Spannungen Ust, U", und D - U" ihre relative Lage zueinander,
so daß eine kleinere erregende Spannung U1 zur Erzeugung der gleichen Ausgangsspannung
U12 ausreicht. Um die Größe dieses Einflusses zu veranschaulichen, sei noch einmal
das oben angeführte praktische Beispiel betrachtet. Als Verstärkung bei tiefen Frequenzen
ergibt sich, da
wird, ein Verstärkungsfaktor von 4,12. Das Vektordiagramm ergibt für .30 ooo Hz
eine Verstärkung von 4,4, also eine Erhöhung der Verstärkung um nur 7 0/"
während bei io ooo Hz die Verstärkung mit 4,i5 innerhalb der Zeichengenauigkeit
bereits praktisch den Wert der tiefsten Frequenzen ergibt.
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Diese Konstanz der Verstärkung ergibt auch die Möglichkeit, drosselgekoppelte
Verstärker mit Stromgegenkopplung
zu verwenden, ohne daß eine Verschlechterung
der Verstärkung oder des - Phasenganges bei tiefen Frequenzen zu befürchten wäre.
Es lassen sich sogar kleinere Paralleldrosseln verwenden als im Falle fehlender
Kompensation, da ein Blindwiderstand vom doppelten Wert des Wirkwiderstandes bei
der tiefsten zu übertragenden Frequenz durchaus genügt, um die genaue Gegenphasigkeit
zu erzielen, wie die Betrachtung des entsprechenden Falles mit parallel liegendem
kapazitivem Blindwiderstand .gezeigt hat.
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Wie das Diagramm zeigt, müßte die Kompensationskapazität mit wachsender
Frequenz schneller abnehmen, als dem Wert
entspricht. Es wird daher gemäß weiterer Ausbildung der Erfindung für sehr hohe
Anforderungen an die Kompensation in sehr weiten Frequenzgebieten eine Induktivität
in Reihe mit dem Kompensationskondensator geschaltet, deren Größe so bemessen ist,
-daß auch die höchsten zu beeinflussenden Frequenzen noch nicht in die Nähe des
Resonanzbereiches dieser Reihenschaltung, die parallel zum Kathodenwiderstand liegt,
kommen. Der mit steigender Frequenz steigende Spannungsabfall an der Induktivität
ist dem Spannungsabfall an der Kapazität entgegengerichtet, so daß sich die gewünschte
schnellere Abnahme, als dem co-Gang entspricht, erzielen läßt. Man hat in diesem
Falle zwei Punkte zum Abgleichen der Kompensation.
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In dem vorerwähnten Ausführungsbeispiel ist an die Kompensation im
Bereich hoher Frequenzen gedacht. Sinngemäß lassen sich auch im Bereich tiefer Frequenzen
entsprechende Maßnahmen unter Wahl entsprechender Scheinwiderstände treffen.