DK142388B - Automatisk forstærkningsreguleringskredsløb til en superheterodynmodtager. - Google Patents

Description

162388 o

Opfindelsen angår et automatisk forstærkningsreguleringskredsløb til superheterodynmodtagere, således som nærmere angivet i krav l's indledning. Dansk patentansøgning nr. 5419/69 omhandler en forstærknings-5 styrbar mellemfrekvensforstærkeropstilling af denne art, der er egnet til fabrikation i integreret form på en monolitisk integreret kredsløbbrik eller "-chip". I den af denne ansøgning omhandlede opstilling føres indgangssignaler til et spændingsforstærkertrin gennem et 10 dynamisk dæmpningskredsløb. En forsinkelsestransistor, der er forspændt til mætning, holder en transistor, der tjener som det aktive organ i et dæmpningsnetværk, afbrudt over et første område af modtagne signalniveauer under et givet tærskelniveau, hvad der bevirker en 15 konstant, ringe grad af indført dæmpning. AGC-forspæn-dingsvariationer, der føres til forstærkertrinnets indgangselektrode, tjener til at variere forstærkningen af forstærkertrinnet uden at ændre netværksdæmpningen i det første operationsområde.

20 Den forlæns forspænding på forsinkelsestransis torens basis er gjort afhængig af AGC-forspændingen. Ved et valgt AGC-forspændingsniveau, der afspejler et givet modtaget signalniveau, kommer forsinkelsestransistoren ud af mætning, hvad der tillader forsinkelsestransistorens 25 kollektorpotential at variere omvendt med AGC-forspændingen. Ved et endnu højere signalniveau er forsinkelsestransistorens kollektorpotentials ændring fra mætningspotentialet tilstrækkelig til at forspænde dæmpningstransistoren til ledning. For signalstyrker, der øges ud over 30 denne tærskel, skaber dæmpningskredsløbet en forøget dæmpning, og begrænser således spændingssvinget ved forstærkerindgangselektroden. Når dæmpningstranssistoren er ledende, lukkes en jævnstrømsmodkoblingssløjfe, der holder forspændingen ved forstærkerens indgangselektrode forholds-35 vis konstant over for tilførte AGC-ændringer, der genspejler signalniveauer over tærsklen. Således er styringen i det andet funktionsområde over tærsklen i hovedsagen begrænset til en dæmpningsvirkning, mens forstærker- 142388

O

2 trinnets forstærkning forbliver forholdsvis konstant.

Den ovenfor beskrevne opstilling letter mellemfrekvensforstærkerens behandling af et bredt indgangssignalområde, idet der undgås forvrængning ved den 5 ende af området, hvor signalerne er kraftige, uden at der indføres forringelse af signal-støjforholdet i den ende af området, hvor signalerne er svage. Desuden kan dæmpningskredsløbet og det tilhørende forsinkelsestransistorkredsløb, som angivet i den nævnte danske patent-]_q ansøgning nr. 5419/69, almindeligvis realiseres i integreret form på den samme monolitisk integrerede kredsløbsbrik som det tilhørende forstærkertrin.

Det er opfindelsens formål for den ovenfor beskrevne opstilling at tilvejebringe en udførelsesform, ]_5 der muliggør et samarbejde mellem en forsinket radio-frekvens-AGC-virkning og de førnævnte mellemfrekvens forstærkningsregulerings- og mellemfrekvens-dæmpningsvirkninger. Ifølge opfindelsen opnås dette formål med et kredsløb som tillige udviser de i krav l's kendeteg-20 nende del angivne trade. Anvendelse af fælles forsinkelsesorganer gør det muligt at bringe radiofrekvens--AGC- og mellemfrekvensdæmpningsvirkningernes respektive tærskler i nøjagtig relation til hinanden. Herved opnås nemlig, at signalamplitudestyringen som reaktion på den 25 AGC-potentialkilde følger et forløb, der indeholder mindst tre adskilte faser: (a) en svagtsignalfase, hvor AGC-virkningen er begrænset til ændringer i mellemfrekvensforstærkerens forstærkning (b) en middelsig-nalfase, hvor forstærkningsændringer i mellemfrekvens-3Q forstærkeren ledsages af ændringer i radiofrekvens-forstærkerens forstærkning og (c) en kraftig signalfase, hvor AGC-virkningen i hovedsagen er begrænset til mellemfrekvensdæmpningsvirkning.

Opfindelsen forklares i det følgende nærmere under 35 henvisning til tegningen, der dels i skematiske detaljer og dels som blokdiagram viser en del af en super-heterodynmodtager med et kredsløb ifølge opfindelsen.

O

3 142388 På tegningen er en tuner 18 vist i blokform. Tuneren 18 indeholder organer til udførelse af de almindelige funktioner ved selektiv forstærkning af et ønsket af forskellige modtagne radiofrekvenssignaler og 5 til konvertering af det valgte radiofrekvenssignal til mellemfrekvenser. Et selektionsnetværk 20 med bånd-paskarakteristik som er beregnet til arbejdsfrekvenserne for den pågældende modtagers mellemfrekvens, forbinder udgangen på tuneren 18 med mellemfrekvensindgangstermi-10 nalen T5 på en monolitisk integreret kredsløbsbrik, der er vist ved det punkterede omrids 30. Brikken 30 indeholder kredsløb, der udfører en mellemfrekvensf orstærkerfunktion, der skal beskrives i nærmere detaljer nedenfor, og afgiver et mellemfrekvensfor-15 stærkerudgangssignal ved brikterminalen T8.

Et andet selektionetskredsløb 40, der yderligere afgrænser mellemfrekvensgennemgangsbåndet, fører mellemfrekvenssignalerne ved brikterminalen T8 til en udgangsterminal 0. Mens de efterfølgende ikke viste mod-20 tagerkredsløb kan være forskellige, afhængigt af de specielle signaler som modtageren er beregnet til, vil yderligere mellemfrekvensforstærkertrin typisk være indskudt imellem terminalen 0 og forstærkerens mellemfrekvenssignaldetektor .

25 En mellemfrekvens-AGC-potentialkilde 50 leverer en variabel forspænding til brikken 30's mellemfrekvensindgangsterminal T5. Mellemfrekvens-AGC-potentialkilden 50 er på tegningen kun vist i blokform. Der kendes et antal forskellige måder til frembringelse af et pas-30 sende mellemfrekvens-AGC-potential ud fra detekterede mellemfrekvenssignaler, og opfindelsen beskæftiger sig ikke med detaljer heraf. Til den på tegningen viste særlige kredsløbsudformning kan man antage, at kilden 50 til terminalen T5 leverer et positivt for-35 spændingspotential, der bliver mindre positivt med voksende modtagesignalniveau. For at forklare de resul- 142388

O

4 terende ændringer af modtagerfunktionen, hvilke ændringer reducerer de modtagne signalniveauvariationers virkning på udgangssignalniveauet ved terminalen 0, skal de på tegningen skematisk viste detaljer nu beskrives.

5 I det viste kredsløb for brikken 30 føres mel lemfrekvenssignalerne, som af selektionskredsløbet 20 leveres til brikterminalen T5, direkte til basis på en signaltransistor Q101, der er forbundet som emitterfølger. I stedet for en emittermodstand danner en styre-10 transistor Q119's kollektor-emittervej, af grunde der senere skal beskrives, en returvej fra signalstransistoren QlOl's emitter til brikken 30's jordterminal T4.

Signalerne, der optræder ved signaltransistoren QlOl's emitter, føres til en dæmpningskreds, der er dan-15 net af en modstand R101 og en dæmpningsstyretransistor Q103's emitter-ko1lektorvej. En dæmpet udgave af emit-terfølgerens udgangssignal vil fremkomme ved modstands--transistorforbindelsen, idet dæmpningsgraden afhænger af den impedans, dæmpningstransistoren Ql03's emitter-20 -kollektorvej frembyder. Dette dæmpningsnetværks funktion beskrives nedenfor i detaljer.

Udgangssignalet fra dæmpningsnetværket føres over et par kaskadekoblede emitterfølgere, Q105 og Q107, til basis på en transistor Q109, idet udgangssignalet 25 fra de kaskadekoblede emitterfølgere fremkommer over en emittermodstand R107. Transistoren Q109 er anbragt i kaskodekobling med transistoren Qlll til dannelse af et forstærkertrin med stor forstærkning, der leverer et udgangssignal til brikkens mellemfrekvensudgangs-30 terminal T8. I det kaskodekoblede par udgør transistoren 109 et emitterjordet trin med basisindgang, hvis kollektor er direkte forbundet med emitterind-gangen på det af transistoren Qlll dannede basisjordede trin. Arbejdspotentialet til kaskodeforstærkertrinnet 35 tilføres fra B+-brikterminalen T12 gennem en ydre modstand 56 og en spole i selektionskredsløbet 40.

O

5 142388

Som tidligere forklaret føres foruden mellemfre-kensindgangssignaler et AGC-styrepotential til indgangsterminalen T5. I kraft af den direkte kobling gennem emitterfølgeren Q101, modstanden R101 og emitter-5 følgerne Q105 og Q107 påvirker et sådant AGC-indgangs-signal direkte forspændingen på basis af det kaskodekob-lede pars transistor Q109. De påførte AGC-potentialvaria-tioner er polariseret til undgåelse af modsat AGC-virk-ning, dvs., når signalstyrken vokser, gøres forspændings-10 spændingen på transistoren Q109's basis mindre positiv for at indføre en ønsket reduktion af det kaskodekoblede forstærkertrins forstærkning.

Som omtalt i den tidligere nævnte danske patentansøgning nr. 5419/69 er det ønskeligt foruden det kasko-15 dekoblede forstærkertrins forstærkningsvariationer at sørge for yderligere hjælp til forstærkningsreduktion og især yderligere hjælp af en art, der ved kraftige signaler skaber en begrænsning af spændingssvinget, der føres til basis på transistoren Q109, hvorved der kan undgås 20 forvrængning i dette trin. Det er til dette formål den tidligere nævnte dæmpningskreds R101/Q103 er tilvejebragt.

Styringen af dæmpningskredsen sker på følgende måde. Der findes en transistor Q113, der uddrager sit kol-25 lektorpotential fra en ydre modtagerstrømforsyning gennem en ydre modstand 52, og hvis basis reagerer på spændingen på transistoren Ql09's basis i kraft af at en modstand R113 forbinder de to transistorers basiselektroder. Under forhold uden signal eller med svagt sig-30 nal, forspændes transistoren Q113's basis tilstrækkeligt forlæns til, at transistoren er i mætning.

Under sådanne mætningsforhold holdes en emitter-følgertransistor Q115, der har sin basis direkte forbundet med transistoren Qll3's kollektor og sin emitter for-35 bundet med jord over modstande R115 og R116 i serie, i ikke ledende tilstand. Transistoren 0103 i den tidligere nævnte dæmpningskreds har sin basis direkte forbundet med 142388

O

6 emitteren på emitterfølgertransistoren Q115.

Således er dæmpningsstyretransistoren Q103 under forhold med svage signaler ligeledes ikke-ledende, og som følge heraf indføres en forholdsvis ringe dæmpning 5 af kredsen R101/Q103. Anbringelsen af de kaskadekoblede emitterfølgertransistorer Q105, Q107 i signalvejen til kaskodeforstærkerindgangen giver en dynamisk indgangsimpedans, der er tilstrækkelig høj i forhold til dæmpningsmodstanden R102's impedans til at sikre, at dæmpnings-10 graden for svage signaler er virkelig lille, når dæmpningsstyretransistoren Q103 er ikke-ledende.

Under forhold med kraftigt signal er det AGC-po-tential, der uddrages fra kilden 50, imidlertid lavere end spændingen på transistoren Q109 og vil nå et punkt, 15 ved hvilket transistoren Q113 vil komme ud af mætning og tillade sin kollektorspænding at stige til et niveau, der er tilstrækkeligt til at forspænde emitterfølgertransistoren 0115 forlæns. Transistoren Q 115's emitter følger derefter den stigende basisspænding, og 20 dæmpningsstyretransistoren Q1Q3 vil begynde at lede, når transistoren Q115's emitter stiger til en positiv spænding, der er tilstrækkelig til at overvinde den baglæns forspænding ved transistoren Ql03's emitter.

For signalstyrker, der ligger over de netop be-25 skrevne forhold, vil den strøm, der trækkes af dæmpningsstyretransistoren 0103, vokse, og den impedans, der frembydes af transistoren Ql03's emitter-kollektorvej, vil aftage, når signalstyrken vokser, så at der indføres en højere og højere grad af dæmpning af det mel-30 lemfrekvenssignal, der leveres til transistoren Ql09's basis.

Der findes en yderligere transistor Q117 til drift af den forsinkede radiofrekvens-AGC-udgangsterminal T6. Transistoren Q117's basis er direkte forbundet med 35 forbindelsen mellem modstandene R115 og R116 i emitter- følgeren Qll5's emitterkredsløb. Transistoren Qll7's emitter er forbundet med jord gennem en emittermodstand R117,

O

7 142388 mens transistoren Q117's kollektor over chipterminalen T6 og en ydre modstand 58 er forbundet med strømforsyningen, +30 volt, der reguleres af brikken 80, således som det vil blive beskrevet senere. Under forhold 5 uden signal eller med svagt signal, der holder transistoren Q115 spærret, er transistoren Q117 ligeledes spærret.

Når signalstyrken imidlertid er tilstrækkelig stor til, at emitterfølgeren Q115 leder tilstrækkeligt, 10 bliver basis på transistoren Q117 forspændt forlæns og transistoren Q117 begynder at lede. Indstillingen af tærsklen for den leverede radiofrekvens-AGC kan styres udefra, såsom ved valg af modstanden 52's værdi for at bestemme forsinkelses-transistoren Q113's mætnings-15 strøm.

For signaler over det valgte tærskelniveau, dvs. AGC-niveauer over det der er tilstrækkeligt til at bringe transistoren Q113 ud af mætning og derpå gøre transistorerne Q115 og Q117 ledende, vil spændingen 20 ved terminalen T6 variere i overensstemmelse med AGC- -potentialet ved basis af transistoren Q107. Forskudt til et lavere spændingsområde ved hjælp af et forskydningsnetværk, der dannes af modstandene 54 og 55, danner den varierende spænding ved forbindelsen mellem 25 modstandene 54 og 55 et passende forsinket AGC-poten-tial til radiofrekvensforstærkerstyring i tuneren 18.

Filtrering af radiofrekvens-AGC-potentialet lettes ved forbindelsen af en kondensator 57 mellem modstandenes forbindelsespunkt og den afkoblede brikterminal T7.

3q Det bemærkes, at forsinkelsestærskelen i for bindelse med radiofrekvens-AGC-drivtransistoren Q117 er lavere end forsinkelsestærskelen i forbindelse med dæmpningstransistoren Q103. Dvs. at radiofrekvens-AGC--virkningen startes ved et lavere signalstyrkeniveau, 35 der er angivet ved AGC-potentialet, end det signalstyrkeniveau, ved hvilket dæmpningsvirkningen begynder. I virkeligheden gennemløbes fortrinsvis hele ra- 142388

O

8 diofrekvensforstærkningsområdet før dæmpningsvirkningen igangsættes. Således når f.eks. radiofrekvens-AGC-driv-transistoren Q117 i det viste kredsløb mætning ved et spændingsniveau ved transistoren Q115's emitter, der 5 ligger under spændingsniveauet i forbindelse med påbegyndelse med dæmpningstransistoren Ql03's ledning.

Det skal også bemærkes, at en jævnstrømsmodkoblingssløjfe med forholdsvis stor forstærkning fuldendes, når først dæmpningsvirkningen er begyndt med transistoren ]_0 Q103's ledning, idet sløjfen indeholder modstanden R113 og transistorerne Q113, Q115, Q103, Q105 og Q107. En følge af en sådan tilbagekobling er, at forspændingen ved transistoren Ql09's basis holdes forholdsvis konstant over for yderligere forøgelser af det AGC-poten-15 tial, der føres til terminalen T5.

Følgelig indeholder styresekvensen mindst tre adskilte faser. I den første fase med forholdsvis svage signaler, begrænses AGC-virkningen til forstærkningsændringer for kaskodeforstærkertrinnet Q109, 20 Qlll, for en anden fase med middelsignalniveau ledsages forstærkningsfaktorvariationerne for kaskodeforstærkertrinnet af radiofrekvensforstærkningsfaktorvariationer, og i en tredje fase med højt signalniveau er AGC-virkningen i hovedsagen begrænset til funktionen af dæmp-25 ningskredsen R101, Q103. En fjerde fase, der indebærer en tilbagegang til mellemfrekvensforstærkningsfaktor-variationer alene, kan efter valg tilknyttes overgangen mellem den ovennævnte anden og tredje fase, som styret af graden af adskillelse mellem niveauerne for tran-30 sistoren Qll7’s mætning og påbegyndelsen af dæmpningsstyretransistoren Q103's ledning.

Som tidligere bemærket danner transistoren Q119's kollektor-emittervej en returvej til jord fra indgangse-mitterfølgertransistoren QlOl's emitter. Transistoren 35 Q119 anvendes i stedet for en emittermodstand til at skabe en forholdsvis konstant strømforsyning til transistorerne Q101 og Q103 emittere, idet strømmen er tilstrækkelig stor til at forhindre det, at transistoren Q103 "stjæler" strømmen fra transistoren Q101, i at be-

O

9 142388 grænse AGC-området.

Dvs. at der ved arbejdsmåden ved kraftige signaler, når dæmpningsstyretransistoren Q103 bliver ledende og trækker mere og mere strøm, vil ske en tilsvarende reduk-5 tion af strømmen gennem signaltransistoren Q101. For at undgå afskæring af transistoren Q101 under disse omstændigheder, må emitteren vende imod en tilstrækkelig strømkilde. Transistoren Q119 tjener, med sin basis passende forspændt til etablering af en forholds-10 vis konstant strøm af den ønskede størrelse, som en sådan kilde.

Den krævede forspændingsstrøm til forsyningstransistoren Q119 uddrages fra emitteren af en emit-terfølgertransistor Q105 ved et forspændingsnetværk, 15 der består af seriekombinationen af modstanden RI04, modstanden R105 og en forlæns forspændt stabiliseringsdiode D101, idet basis på transistoren Q119 er forbundet med forbindelsespunktet mellem modstandene Ri04 og R105. Den samlede modstandsværdi af seriekombinatio-20 nen er valgt til at give en forspændingsstrøm, der er ' passende til at indstille den konstante strømforsyning i det ønskede område. Modstanden R104's modstandsværdi er valgt tilstrækkelig stor i forhold til modstanden Ri05's til at forhindre transistoren Q119 i at ind-25 føre nogen forringelse af betydning af AGC-potentialet ved arbejdsmåden ved svagt signal.

Brikken 30's kredsløb indeholder desuden et afkoblingskredsløb til levering af arbejdspotentialer til et antal af de tidligere omtalte transistororganer. En 30 stabiliseret spænding B+, eksempelvis 11 volt, frembringes af et stabiliseringskredsløb 80 fra en ikke vist spændingsforsyning, der findes et eller andet sted i modtageren, og føres til brikterminalen T12. Spændingen B+ føres til et enkelt afkoblingsnetværk omfattende serie-35 kombinationen af en modstand R119 og en zenerdiode Z101.

Selv om dette enkle kredsløb skaber en tilstrækkelig afkobling, kan zenerdiodefunktionen indføre et 10 142388 o uønsket støjniveau i den spænding, der optræder over den. Følgelig føres spændingen over zenerdioden Z101 over en emitterfølger Q121 til et dynamisk støjfilternetværk omfattende en transistor Q123, en modstand 5 R121 og en kondensator C101. Transistoren Ql23's kol- lektor er direkte forbundet med transistoren 0121's emitter. Modstanden R121 forbinder basis på transistoren Q123 med emitteren på transistoren Q121, mens kondensatoren Cl01 er forbundet mellem basis på tran-10 sistoren Q123 og jordledningen T4. Der er således på en emitterelektrode på filtertransistoren Q123 et forholdsvis støjfrit B+-potential til rådighed, der er tilstrækkeligt afkoblet fra yderligere kredsløb, der er forbundet med terminalen T12.

15 Det har vist sig yderligere at være tilrådeligt at afkoble kollektorerne på transistorerne Q101 og Q103 fra kollektorerne på de følgende trin i brikkredsløbet. Transistoren Q123 er til dette formål opbygget i dobbelt emitterform, med en første emitter, der leverer 20 B+-potentialet til kollektorerne på transistorerne Q101 og Q103, og med en anden emitter, der udgør en isoleret B+-potentialkilde for kollektorerne på transistorerne Q105, Q107, Q109 og Q115. Basis på kaskodeforstærkerens emitterindgangstransistor Qlll er også forbundet med 25 den sidstnævnte B+-potentialkilde.

En af de superheterodynmodtagertyper, hvori principperne ifølge opfindelsen har været anvendt med held, er farvefjernsynsmodtagere. I beskrivelsen til den amerikanske patentansøgning nr. 803.544 er der vist detaljer 30 af en sådan farvefjernsynsmodtager. I dette anvendelseseksempel er det heri for brikken 30 viste kredsløb indeholdt på samme monolitisk integrerede kredsløbsbrik med yderligere kredsløb, der udfører sådanne funktioner som afsluttende mellemfrekvensforstærkning, videodetektering, 35 videoforstærkning, frembringelse af AGC-potential, drift af krydsbærebølgelyddetektor, krydsbærebølgelyddetekte-ring, krydsbærebølgelydmellemfrekvensforstærkning, drift 11 142388 o af automatisk finindstilling og styring af regulatorreferencen.

Som eksempel er et sæt værdier for kredsløbbrikken 30 og komponenterne uden for kredsløbsbrikken i forbindelse med denne på tegningen anført i nedenstående tabel, hvilke værdien giver tilfredsstillende virkning i den førnævnte farvefjernsynsmodtager:

Tabel A: Komponentværdier på brikken Modstand R101 - 1.000 ohm

Modstand Ri04 - 2.000 ohm

Modstand Ri05 - 360 ohm

Modstand Ri07 - 700 ohm

Modstand R113 - 1.000 ohm 15 Modstand R115 - 1.600 ohm

Modstand R116 - 3.200 ohm

Modstand R117 - 800 ohm

Modstand R121 - 3.000 ohm

Kondensator C101 - 20 picofarad 20

Tabel B: Komponentværdier udenfor brikken Modstand 52 - 100.000 ohm

Modstand 54 - 2.400 ohm

Modstand 55 - 62.000 ohm 25 Modstand 56 - 1.200 ohm

Modstand 58 - 6.800 ohm

Kondensator 53 - 0,001 microfarad

Kondensator 57 - 0,100 microfarad

Kondensator 59 - 0,001 microfarad

Claims (2)

142388 O Patentkrav .

1. Automatisk forstærkningsregulerings (AGC)--kredsløb i en superheterodynmodtager indeholdende a) en tuner (18) til selektiv forstærkning af 5 modtagne radiofrekvenssignaler og omdan nelse af disse til mellemfrekvenser, b) en AGC-potential kilde, der frembringer et jævnstrømspotential, som varierer afhængigt af det modtagne signals niveauvariationer, 10 c) en mellemfrekvensforstærker (30) med et ind gangskredsløb (Q105, Q107, Q115, Q113), d) organer indeholdende et dynamisk dæmpningsnetværk (Q103, R101) til at føre tunerens (18) mellemfrekvensudgangssignal og det va- 15 rierende jævnstrømspotential fra AGC-kilden til mellemfrekvensforstærkerindgangskredslø-bet (Q105, Q107, Q115, Q113), idet en dæmpningstransistor (Q103) er indeholdt i det dynamiske dæmpningsnetværk, hvor attenuatortransi- 20 storens ledning styrer den grad af dæmpning, der indføres af dæmpningsnetværket, e) en radiofrekvens-forstærkertransistor til styrbar radiofrekvenssignalforstærkning i tuneren (18), kendetegnet ved fælles for- 25 sinkelsesorganer, der styres af det varierende jævnstrømspotential på en sådan måde, 1. at ledning af både dæmpningstransistoren (Q103) og en radiofrekvens-AGC-drivtransistor (Q117) forhindres, når de modtagne signalniveauer fal- 30 der i et første område for svage signaler, 2. at ledning af dæmpningstransistoren (Q103) forhindres og ledning af radiofrekvens-AGC-driv-transistoren (Q117) tillades, når de modtagne signalniveauer falder i et andet område for sig- 35 naler af middelstyrke, og at ledning af både dæmpningstransistoren (Q103) og radiofrekvens-AGC-drivtransistoren (Q117) tillades, når de modtagne signalniveauer falder i et tredje område for kraftige signaler.