DK163701B - Kobling til frembringelse af et vinkelmoduleret baeresignal med konstant amplitude som svar paa datasignaler, samt kobling til frembringelse af et amplitude og fasemoduleret baeresignal som svar paa datasignaler. - Google Patents

Description

DK 163701 B

i (A) Opfindelsens baggrund

Opfindelsen omhandler en kobling til frembringelse af et analogt, vinkelmoduleret bæresignal med en i det væsentlige konstant amplitude som svar på datasig-5 naler med en given symbolfrekvens 1/T, hvilken kobling omfatter: - en taktgiverkreds, som synkroniseres af symbolfrekvensen 1/T til frembringesle af et første taktsignal med frekvensen q/T, hvor q er et helt tal større end 1, 10 - et første ROM-lager til i adresserbare pladser at lagre digitale, numeriske værdier, som repræsenterer modulationsparametre for det vinkelmodulerede bæresignal, - et af det første taktsignal styret adresse-15 ringskredsløb til som svar på et forudbestemt antal af efter hinanden følgende datasymboler at frembringe adresser med en hastighed på q/T til udlæsning af de lagrede værdier fra pladserne i det første ROM-lager, og - en til det første ROM-lager forbundet signalbe-20 handlingskreds til behandling af de udlæste værdier for at generere det analoge, vinkelmodulerede bæresignal.

En sådan kobling er kendt fra en artikel af De Jaeger og Dekker om TFM (Tæmmet Frekvens Modulation) i IEEE Transactions om Communications, bind COM-26, nr. 5, 25 maj 1978, siderne 534-542 (se fig. 15), og fra US patent nr. 4.229.821 (se fig. 18). I disse kendte koblinger repræsenterer de i det første ROM-lager oplagrede værdier to modulationsparametre cos [ø(t)] og sin [0(t)], hvor 0(t) er den af en filtreret version af et forud bestemt 30 antal efter hinanden følgende datasymboler bestemte fase af det vinkelmodulerede bæresignal. I den signalbehandlingskreds, som følger dette ROM-lager, opnås de analoge signaler, som svarer til disse modulationsparametre, ved hjælp af to DAC-kredse (digital-analog konverterings-35 kredse). De to analoge signaler føres gennem to lavpas-filtre for at undertrykke uønskede signalkomposanter med

DK 163701 B

2 frekvensen q/T og multipla heraf og til en analog kvadratur-modulationskreds, i hvilken de af to produkt-mo-dulatorer multipliceres med to bærebølge-signaler i fasekvadratur, hvorefter det vinkelmodulerede bæresignal 5 opnås ved hjælp af et additionskredsløb, som er forbundet til produkt-modulatorerne.

Da grænsefladen mellem de digitale og de analoge signalbehandlingskredse er beliggende umiddelbart efter det første ROM-lager, har denne kendte kobling en udpræ-10 get hybrid struktur, og der stilles specielt store krav til den komponentmæssige opbygning af den analoge del, både med hensyn til lighed mellem amplitude- og fasekarakteristikkerne for de to signalveje og de jævnspændingsforskydninger (offsets), som uundgåeligt indgår i 15 disse, og med hensyn til nøjagtigheden af fasekvadraturen for de to bærebølgesignaler, for at undgå at der i det vinkelmodulerede bæresignal ved denne koblings udgang forekommer uønskede sidebåndssignaler eller utilstrækkelig bærebølgedæmpning.

20 En mulighed for at undgå de ovenfor nævnte ulem per er at erstatte hovedbestanddelene i det analoge kvadratur-modulationskredsløb (produkt-modulatorer, bærebølgeoscillator og additionskredsløb) med tilsvarende i og for sig kendte digitale kredse og indrette disse 25 ækvivalente kredse til behandling af signaleksemple-ringsprøver med samme frekvens q/T, som det første taktsignal, og forbinde det således opnåede digitale kvadratur-modulationskredsløb direkte til det første ROM-lager. Grænsefladen mellem de digitale og analoge sektio-30 ner forskydes herved til udgangen af kvadratur-modulationskredsløbet, og som følge heraf kræves kun én DAC-kreds for at opnå det analoge vinkelmodulerede bæresignal.

Selv om der herved opnås en kobling med over-35 vejende digital struktur og dermed egnet til integreret, monolitisk opbygning, viser det sig i praksis, at kravet

DK 163701 B

3 om en DAC-kreds som grænseflade mellem digitale og analoge sektioner som regel begrænser den maksimale datasymbol frekvens 1/T, som kan tillades for den digitale sektion. Yderligere er en DAC-kreds med høj hastighed 5 ikke særlig egnet til monolitisk integration og er som modul forholdsmæssigt langt dyrere end digitale integrerede kredse til almindelige logikfunktioner.

(B) Sammenfatning af opfindelsen 10 Opfindelsen har til formål at tilvejebringe en kobling af den indledningsvis nævnte art med en overvejende digital struktur og uden anvendelse af en DAC-kreds som grænseflade mellem de digitale og analoge signalbehandlingssektioner, således at koblingen er i stand 15 til at behandle et bredt område af datasymbolfrekvenser og yderligere er særlig velegnet til monolitisk, integreret fremstilling.

Koblingen ifølge opfindelsen er ejendommelig ved, at der i signalbehandlingskredsen for vinkelmodulerede 20 bæresignaler, hvis samlede fasevariation i en periode T/q for det første taktsignal højest er π rad, indgår en nulgennemgangsgenerator, omfattende - en af det første taktsignal styret forsinkelseskreds, der som svar på et numerisk tidsindstillings- 25 signal frembringer en indstillingsimpuls med en forud-indstillelig tidsforsinkelse på maksimalt T/q i forhold til det første taktsignal, -en af det første taktsignal styret port-kreds til kun at videreføre de af forsinkelseskredsen frem-30 bragte indstillingsimpulser som svar på et nulgennem-gangsindikeringssignal, og - en til port-kredsen forbundet bistabil impulsgenerator til frembringelse af et toniveau-signal, hvis niveauskift kun sker til tidspunkterne for de fra gate- 35 kredsen til impulsgeneratoren overførte indstillingsimpulser, hvorhos signalbehandlingskredsen omfatter yder-

DK 163701 B

4 ligere et båndpasfilter, som er tilkoblet impulsgeneratoren og har en centerfrekvens svarende til bærefrekvensen i det vinkelmodulerede bæresignal. Opfindelsen angår endvidere en kobling som angivet i indledningen til krav 5 6, hvilken kobling er ejendommelig ved det i samme kravs kendetegnende del afgivne.

Selv om udgangspunktet for opfindelsen har været undersøgelser indenfor området TFM-sendere for binære datasignaler, og en sådan sender vil blive behandlet i 10 det følgende, er opfindelsen ikke begrænset hertil, da de samme principper kan anvendes ved andre former for datasignaler og ved mange forskellige modulationsmetoder såsom n-PSK (n-trins Phase Shift Keying), n-PRCPM (n-trins Partial Response Continuous Phase Modulation) 15 og CORPSK (Correlativ PSK) som beskrevet i artikler henholdsvis af Aulin, Rydbeck og Sundberg og af Muilwijk i IEEE Transactions on Communications, bind COM-29, nr. 3, marts 1981, side 210-115, henholdsvis side 226-236, samt GMSK (Gaussian Minimum Shift Keying) som beskrevet i en 20 artikel af Murota og Hirade i IEEE Transactions on Communications, bind COM-29, nr. 7, juli 1981, side 1044-1050.

(C) Kort beskrivelse af tegningen 25 Udførelsesformer for opfindelsen og disses forde le vil nu blive beskrevet i nærmere enkeltheder som eksempler med henvisning til tegningen, hvor fig. 1 viser et grundlæggende diagram for en TFM-sender, som kendt fra US patent nr. 4.229.821, 30 fig. 2 et blokdiagram for en praktisk udførelses form for en kobling til frembringelse af et TFM-signal til brug i senderen i fig. 1 og ligeledes kendt fra US patent nr. 4.229.821, fig. 3 et blokdiagram for en variant af udførel-35 sen i fig. 2 med en digital kvadratur-modulationskreds, fig. 4 et blokdiagram for en første udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse af et TFM-signal,

DK 163701 B

5 fig. 5 et tidsdiagram og fig. 6 et tids- og et vektordiagram til forklaring af virkemåden af koblingen i fig. 4, fig. 7 og 8 varianter af den i koblingen i fig. 4 5 anvendte styregenerator, fig. 9 et blokdiagram for en anden udførelsesform for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse af et TFM-signal, fig. 10 et blokdiagram for en tredje udførelses-10 form for en kobling ifølge opfindelsen til frembringelse af et TFM-signal, fig. 11 et tidsdiagram for de karakteristiske faser af et TFM-signal, som bruges i en praktisk udførelsesform for koblingen i fig. 10, 15 fig. 12 et blokdiagram for en nulgennemgangsgene rator, som anvendes i koblingen i fig. 10 ved højere datasymbolfrekvenser, fig. 13 effektæthedsspektre for forskellige typer TFM-sendere, 20 fig. 14 en variant af koblingen i fig. 10, egnet for meget høje datasymbolfrekvenser, fig. 15 et grundlæggende diagram for en datasender til frembringelse af et amplitude- og fasemoduleret signal ved addition af to fasemodulerede signaler med 25 konstant amplitude ifølge GB patentansøgning nr. 2.095.492A, fig. 16 to kendte 16-punkts signalkonstellationer for amplitude- og fasemodulation af datasignaler, og fig. 17 et blokdiagram for en datasender, som 30 fungerer efter principperne i fig. 15, og hvor der anvendes kredsløb ifølge opfindelsen til frembringelse af de to fasemodulerede signaler med konstant amplitude.

DK 163701 B

6 (D) Beskrivelse af udførelsesformer (Dl) Generel beskrivelse

Da beskrivelsen af koblingen til frembringelse af et vinkelmoduleret bæresignal med i det væsentlige kon-5 stant amplitude vedrører TFM-signaler, forklares i det følgende med henvisning til fig. 1 et grundlæggende diagram for en fra US patent nr. 4.229.821 kendt TFM-sender.

Denne kendte sender omfatter en datasignalkilde 10 1/ som synkroniseres af en taktsignalkilde 2. De bi nære datasignaler, som kommer fra kilden 1 med en symbolfrekvens på 1/T, føres gennem en differentialkode-kreds 3 til en kobling 4 til frembringelse af et vinkelmoduleret bæresignal med i det væsentlige konstant 15 amplitude og kontinuert fase. Dette modulerede signal føres til transmissionskanalen gennem en udgangskreds 5, hvori der både kan foretages effektforstærkning og omsætning til transmissionskanalens frekvensområde.

I fig. 1 udgøres koblingen 4 af en frekvensmo-20 dulator med en ideel spændingsstyret oscillator 6, hvis hvilefrekvens altid er lig den ønskede (mellemfrekvens) bærefrekvens f , og hvis forstærkningsfaktor altid er lig ir/(2T) radian pr. volt pr. sekund, og de differentielt kodeomsatte datasignaler føres til denne oscilla-25 tor gennem et formodulationsfilter 7. Dette formodulationsfilter 7 består af en kodekreds 8 med partielt svar og et lavpasfilter 9, hvis overføringsfunktion opfylder Nyquists tredje kriterium. Kodekredsen 8 er i fig. 1 opbygget af et transversalfilter med to forsin-30 kelseselementer, som hver giver en tidsforsinkelse lig med en symbol-periode T og er forbundet til en additionskreds 15 gennem tre vægtningskredse 12, 13, 14 med vægtningsfaktorerne henholdsvis 1/4, 1/2 og 1/4.

Ved udgangen af oscillatoren 6 frembringes et 35 vinkelmoduleret bæresignal s(t) med konstant amplitude og kontinuert fase, hvilket signal kan udtrykkes ved

DK 163701 B

7 s(t) = sin [ω t + 0(t)] (i) c hvor ω = 2nf og f er bærefrekvensen (mellemfrekvensen). I US patent nr. 4.229.821 er det påvist, at der 5 mellem fasen 0(t) og det differentielt kodede binære datasignal b(t), som føres til koblingen 4, er en sådan sammenhæng, at størrelsen af faseændringen over en symbolperiode T mellem tidspunkterne t = mT og t = mT + T, hvor m er et helt tal, er givet ved 10 0(mT+T) - Ø(mT) - [b(m+l) + 2b(m) + b(m-l)]jr/8 (2) hvor b(m) lig med ±1 og repræsenterer et symbol i datasignalet b(t) i symbolintervallet (mT, mT+T). Yderligere 15 er det påvist, at formen af fasen 0(t) til tidspunkter t indenfor nævnte symbolinterval (mT, mT+T) afhænger af det specifikke valg af lavpasfilter 9, som opfylder Nyquists tredje kriterium, men at denne form for ethvert valg overvejende er bestemt ved den filtrerede version 20 af de tre på hinanden følgende datasymboler b(m+t), b(m), b(m-l) i formlen (2) ved udgangen af formodulationsfilteret 7.

Det således opnåede TFM-signal s(t) har mange egenskaber, som er ønskværdige for en effektiv viderebe-25 handling i de i radiokommunikationssystemer anvendte praktiske udførelser af udgangskredsen 5. I fig. 1 er dette udgangskredsløb 5 indrettet som en frekvensomsætter og omfatter et blandingstrin 16, en bærefrekvenskilde 17 og et båndpasfilter 18 til frembrin- 30 gelse af et TFM-signal s (t) med en bærefrekvens f , o o som er højere end bærefrekvensen f (mellemfrekvensen, c hvor s (t) kan udtrykkes ved o

DK 163701 B

8 s (t) = sin [co t + 0(t)] (3) o o hvor ω = 2rcf . Til dette formål frembringer generatoren 17 et bæresignal med konstant amplitude og frekvensen 5 f - f , hvilket signal i blandingstrinnet 16 blandes O c med TFM-signalet s(t) fra oscillatoren 6, hvorefter blandingsproduktet med sumfrekvensen (f -f )+f = f se- o c o lekteres ved hjælp af bånspasfilter 18. Da dette TFM-signal s(t) har konstant amplitude, opstår der ingen 10 problemer, hvis der i den praktiske udformning af udgangskredsen 5 til opnåelse af en høj effektvirkningsgrad anvendes komponenter med ikke-lineær amplitudeoverføringsfunktion. Desuden behøver båndpasfilteret 18 ikke opfylde specielt kritiske krav med hensyn til ud-15 vælgeisen af det signal, som skal føres til transmissionskanalen, da TFM-signalet s(t) har et kompakt ef-fekttæthedsspektrum med sidekurver på relativt lave niveauer.

I kontrast til dette stilles der i den praktiske 20 udførelse af koblingen 4 meget store krav til de analoge kredse (ikke vist i fig. 1), som kræves for at fastholde hvilefrekvensen og forstærkningsfaktoren for oscillatoren 6 på deres foreskrevne værdier f og π/(2Τ).

25 Disse følgeproblemer kan omgås ved at indrette koblingen 4 som vist i fig. 2, hvilket også er kendt fra US patent nr. 4.229.821. I denne udførelse gøres der brug af et kvadraturmodulationskredsløb til at danne TFM-signalet s(t) og af digitale signalbehandlingstek-30 nikker til formodulationsfiltreringen, hvori der kun anvendes de mest betydende værdier i det ønskede impulssvar g(t) fra formodulationsfilteret 7 i fig. 1, nærmere betegnet værdierne i et midterinterval af længden pT, hvor p er et lille ulige tal.

35 Koblingen 4 i fig. 2 omfatter en taktimpuls- kreds 20, som er synkroniseret til symbolhastigheden

DK 163701 B

9 1/T for kilden 2 i fig. l og frembringer et første taktsignal med en frekvens q/T, hvor q er et helt tal større end 1. Desuden omfatter koblingen 4 et første ROM-lager 21 med to lagerdele 21(1) og 21(2), i hvis 5 adresserbare pladser der er lagret digitale numeriske værdier, som repræsenterer de to modulationsparametre henholdsvis cos [0(t)] og sin [ø(t)], hvor 0(t) er fasen af det ønskede TPM-signal s(t) som defineret i formlen (1). Adresserne til udlæsning af de lagrede værdier i 10 dette første ROM-lager frembringes af en adresseringskreds 22. I adresseringskredsen 22 føres det differentielt kodede binære signal b(t) fra kodekredsen 3 i fig. 1 til et skifteregister 23, hvis indhold skiftes frem med symbolhastigheden 1/T. Dette skifteregister 23 15 har et antal elementer p, som er lig det antal symbolperioder, hvortil længden pT af midterintervallet af impulssvaret g(t) er begrænset. I fig. 2 er valgt p = 5.

Af formel (2) følger, at fasen 0(t) mellem tidspunkterne t = mT og t = mT+T ikke kan ændre sig med mere end ±π/2 20 radian, og at værdien modulo 2 π af fasen 0(t) for et passende valg af 0(t) til referencetidspunktet t = o altid forbliver i samme fasekvadrant [(yir/2, (y+1) π/2], hvor y = 0, 1, 2 eller 3, mens en mulig overgang til en anden fasekvadrant kun sker til tidspunkterne t = mT+T.

25 Por hver fasekvadrant bestemmes formen af fasen 0(t) i tidsrummet (mT, mT+T) derved fuldstændigt af impulssvaret g(t) begrænset til et interval tT og de i skifteregisteret 23 indeholdte værdier af datasymbolerne b(m-2), b(m-l), b(m). b(m+l), b(m+2). Imidlertid afhæn-30 ger værdierne af cos [Ø(t)] og sin [ø(t)] stadig af tallet y(m) modulo 4, som angiver, i hvilken fasekvadrant fasen 0(t) befinder sig i det pågældende tidsinterval. Af formel (2) kan udledes, at der mellem dette tal y(m), tallet y(m-l) for den foregående symbolperiode 35 og datasymbolerne b(m-l) og b(m) eksisterer den i nedenstående tabel I angivne sammenhæng.

DK 163701B

10

TABEL I

b(m-l) b(m) y(m) 5 +1 +1 y(m-l) + 1 +1 -1 y(m-l) -1 +1 y(m-l) -1 -1 y(m-l) - 1 10 I fig. 2 er udgangen fra det midterste element i skifteregisteret 23 forbundet til en kvadranttæller 24/ hvis forbindelsesposition er kvadranttallet y(m) modulo 4. Denne kvadranttæller 24 er implementeret som 15 en modificeret modulo 4 op/nedtæller, hvis tælleposition y(m) afhænger af den foregående tælleposition y(m-l) og datasymbolerne b(m-l) og b(m) i overensstemmelse med tabellen ovenfor. Indholdet i skifteregisteret 23 (5 bit) og tællepositionen for kvadranttælleren 24 (2 20 bit) danner første del af en udlæsningsadresse, som føres til begge sektionerne 21(1) og 21(2) i ROM-lage-ret 21 over et bus-kredsløb 25. Disse sektioner 21(1) og 21(2) indeholder for hver fasekvadrant signal-eksempleringsprøverne for henholdsvis cos [ø(t) ] og sin 25 [0(t) ] for de mulige former af fasen 0(t) i én symbol periode T. For en given længde pT af impulssvaret g(t) og dermed et givet antal på p elementer i skifteregister 23 er der 2^ mulige former af fasen 0(t) i én symbolperiode T. I nærværende tilfælde haves p = 5 og dermed p 30 2 = 32. De to lagersektioner 21(1) og 21(2) udlæses med en eksempleringshastighed f ved hjælp af en inter- s polationstæller 26, som frembringer en læseimpuls i hver tælleposition. For denne eksempleringshastighed f s gælder:

DK 163701 B

11 f = l/T = q/T (4) S s hvor interpolationsfaktoren q, dvs. antallet af signal-eksempleringsprøver pr. datasymbolperiode T, er et helt 5 tal, og interpolationstælleren 26 følgelig er opbygget som en modulo-q-tæller, hvis tælleindgang modtager det første taktimpulssignal fra taktkredsen 20 med en hastighed på q/T, og hvis tælleudgang føres til begge sektionerne 21(1) og 21(2) i ROM-lageret 21 som anden 10 del af læseadressen. Yderligere oplysninger om denne kendte interpolationsmetode kan findes i referencerne (9) og (10) i nævnte US patent nr. 4.229.821.

Et signalbehandlingskredsløb 27 er forbundet til ROM-lageret 21 til behandling af de udlæste 15 diskrete signalværdier cos [ø(mT) + nT + T /2] og S s sin [0(mT) + nT + T /2], S s hvor n = 0, 1, 2 ..., (q-l) og til frembringelse af det analoge TFM-signal s(t). I signalbehandlingskredsen 27 føres disse signaleksempleringsprøver til DAC-kredse 20 henholdsvis 28 og 29, som styres af taktkredsen 20.

For at undertrykke uønskede signalkomposanter med eksempler ingsfrekvensen f = q/T og multipla heraf føres de g to analoge signaler cos [0(t)] og sin [ø(t)j gennem to lavpasfiltre 30 og 31 til et kvadraturmodulations-25 kredsløb, hvor de ved hjælp af produkt-modulatorer 32 og 33 multipliceres med to bæresignaler, hvis faser er i kvadratur, og som kommer fra oscillatoren 6, nærmere betegnet med sin (ω .t) i modulator 32 og med cos

C

(ω .t) i modulator 33. c 30 Udgangssignalerne fra disse to produkt-modulato rer 32 og 33 summeres ved hjælp af en additionskreds 34, hvilket giver et sumsignal s(t) fastlagt ved:

DK 163701 B

12 s(t) = cos[ø(t)] · sin(w t) + sin[ø(t)] · cos(e ) (5) c c hvilket kan skrives som: 5 s(t) = sin[<a t + 0(t)] (6) c så der på udgangen af koblingen 4 faktisk opnås det ønskede TFM-signal med fasen 0(t).

I udførelsen i fig. 2 anvendes faktisk digital 10 signalbehandlingsteknik, men koblingen 4 har stadig en udpræget hybrid struktur, da grænsefladen mellem de digitale og de analoge signalbehandlingssektioner er beliggende nær ved indgangen til signalbehandlingskredsen 27. I fig. 2 er denne grænseflade markeret ved en stip-15 let linie betegnet DAI (Digital-analog-lnterface). I fig. 2 stilles der derfor meget strenge krav til styringen af de analoge kredsløbs funktioner for at forhindre, at der i TFM-signalet optræder uønskede amplitude- og fasevariationer, uønskede sidebånd eller utilstrækkelig 20 bærefrekvensundertrykkelse. Disse krav vedrører nærmere betegnet ligheden mellem amplitude- og fasekarakteristikkerne i de to signalveje (28, 30, 32, 34) og (29, 31, 33, 34) i signalbehandlingskredsen 27 for det benyttede frekvensområde, lighed mellem de uundgåelige 25 jævnspændingsforskydninger i disse to signalveje og nøjagtigheden af fasekvadraturen mellem de to bæresignaler fra oscillatoren 6. For lavpasfiltrene 30 og 31 betyder disse krav blandt andet, at gruppeforsinkelsestiderne i det pågældende frekvensområde skal være ens og 30 uafhængige af frekvensen.

For ikke at gøre den praktiske udførelse af filtrene 30 og 31 for kompliceret bør interpolationsfaktoren q vælges til en passende høj værdi, f.eks. q = 8 eller q = 16, hvorved en afskæringsfrekvens for 35 filtrene 30 og 31 lig med den halve eksempieringsha- stighed f /2 = q/(2T) er acceptabel, s

DK 163701 B

13

En mulighed for at undgå de af disse krav forårsagede problemer er vist i fig. 3, som viser en variant af koblingen 4 i fig. 2. Ens dele har samme numre i begge figurer. Fig. 3 afviger fra fig. 2 ved, at delene 5 i det analoge kvadraturmodulationskredsløb i fig. 2 (produkt-modulatorerne 32 og 33, bæresignaloscillato-ren 6 og additionskredsen 34) er erstattet af deres ækvivalente digitalkredse, som i sig selv er kendte. Til dette formål omfatter signalbehandlingsenheden 27 i 10 fig. 3 et digitalt kvadraturmodulationskredsløb 35, som er direkte forbundet til det første ROM-lager 21 og indrettet til behandling af diskrete signaleksemple-ringsprøver, som optræder med hastigheden q/T for det første taktsignal. Nærmere betegnet multipliceres de 15 diskrete signaleksempleringsprøver cos [ø(tj] og sin [ø(t )], som udlæses fra lagersektionerne 21(1) og i 21(2), i digitale multiplikatorer 36 og 37 med de respektive diskrete bæresignaleksempleringsprøver sin (rot ) og cos (rot ), som kommer fra en digital bæresig-c i c i 20 nalkilde 38, som synkroniseres af det første taktsignal, idet eksempleringstidspunkterne t opfylder betin- i gelsen t = iT + T /2, hvor i er et helt tal. De digi-i ss tale udgangssignaler fra multiplikatorerne 36 og 37 summeres i en digital additionskreds 39 og giver et 25 digitalt sumsignal s(t ), der kan skrives som: s(t ) = sin[ro t + 0(t )] (7) i c i i hvilket signal føres til en DAC-kreds 40, som styres 30 af taktgiverkredsen 20 og frembringer det tilsvarende TFM-signal s(t). Når koblingen 4 i fig. 3 anvendes i TFM-senderen i fig. 1, kan funktionen af de to lavpas-filtre 30 og 31 i fig. 2 udføres på enkel måde af båndpasfilteret 18 i udgangskredsen 5.

35 Udførelsen i fig. 3 har den fordel, at grænsefla den (DAI) mellem de digitale og analoge behandlingssek-

DK 163701 B

14 tioner i signalbehandlingskredsen 27 ikke er beliggende nær indgangen som i fig. 2, men er flyttet til udgangen af det digitale kvadraturmodulationskredsløb 35, og der derfor kun kræves én DAC-kreds 40 til 5 opnåelse af det analoge TFM-signal s(t).

Til trods for den overvejende digitale opbygning af koblingen 4 i fig. 3, har det vist sig i praksis, at kravet om, at der skal være en DAC-kreds 40 ved grænsefladen DAI, udgør en forhindring for, at koblingen 10 4 kan fremstilles som helhed ved monolitisk integra tionsteknik, især til højere værdier af datasymbolha-stigheden 1/T, eftersom et højfrekvens DAC-kredsløb ikke er særlig velegnet til monolitisk integrationsteknik, og da det som modul er forholdsmæssigt langt dyrere end di-15 gitale kredse til almindelige logiske funktioner.

(D2) Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 4

Fig. 4 viser et blokdiagram af en kobling 4/5 ifølge opfindelsen, som udfører de kombinerede funk-20 tioner af koblingen 4 i fig. 3 og udgangskredsen 5 i fig. 1, og som har en overvejende digital struktur, men ikke gør brug af en DAC-kreds som grænseflade DAI mellem de digitale og analoge signalbehandlingssektioner i signalbehandlingskredsen 27, hvilke sektioner i fig. 4 er 25 betegnet 27(D) og 27(A). Desuden er komponenter i fig.

4, som svarer til nogle i fig. 1 og fig. 3, betegnet med samme henvisningstal.

I den digitale sektion 27(D) af signalbehandlingskredsen 27 i fig. 4 indgår en nulgennemgangsge-30 nerator 41. Denne generator 41 omfatter en forsinkelseskreds 42, som styres af det første taktsignal med frekvensen g/T for som svar på et numerisk tidsindstillingssignal TS at kunne frembringe en indstillingsimpuls SP, der er forsinket med tiden τ ύ T/q i forhold 35 til dette første taktsignal, hvilken tidsforsinkelseslængde bestemmes af tidsindstillingssignalet TS. Desuden

DK 163701 B

15 omfatter generatoren 41 en port-kreds 43, som også styres af dette første taktsignal til kun at overføre de af forsinkelseskredsen 42 frembragte indstillingsimpulser SP som svar på et nulgennemgangsindikeringssig-5 nal ZI og en bistabil impulsgenerator 44, som er forbundet til port-kredsen 43, og som frembringer et to-niveau-signal, hvis niveauskift kun optræder til tidspunkterne for de af gate-kredsen 43 til impulsgeneratoren 44 overførte indstillingsimpulser SP. Den ana-10 loge sektion 27(A) i signalbehandlingskredsen 27 indeholder et til impulsgeneratoren 44 koblet båndpas-filter, hvis centerfrekvens svarer til bærefrekvensen f for det analoge TFM-signal s (t). hvis denne bærefre-o o kvens f afviger fra den i den digitale sektion 27(D) o 15 benyttede (mellemfrekvens) bærefrekvens opbygges den analoge sektion 27(A) som en frekvensomsætter og har samme struktur som udgangskredsen 5 i fig. 1. Hvis de to bærefrekvenser f og f er ens, udelades blandings- o c trinnet 16 og bæresignalkilden 17 i fig. 4, og im-20 pulsgenerator 44 forbindes direkte til båndpasfilter 18.

De to signaler TS og ZI til styring af nulgennemgangsgeneratoren 41 opnås i fig. 4 ved hjælp af en styregenerator 45 indeholdende et digitalt kvadratur-25 modulationskredsløb 35, der som i fig. 3 er direkte forbundet til det første ROM-lager 21. I dette tilfælde udledes signalerne TS og ZI fra det digitale signal, som er til rådighed på udgangen af kvadraturmodulationskredsen 35, og svarer til med en eksempleringshastighed 30 l/T £ q/T optrædende eksempleringsprøver s(t ) af det s i analoge TFM-signal s(t). I fig. 4 antages det, at udgangssignalet fra kredsen 35 er til stede repræsenteret ved størrelse og fortegn. De bit, som repræsenterer størrelsen | s (t ) | af eksempleringsprøven s (t ), og de i . . i 35 bit, som repræsenterer størrelsen |s(t, ^)| af den foregående eksempleringsprøve s(t^ ^), hvilke sidstnævnte

DK 163701 B

16 bit opnås ved hjælp af en forsinkelseskreds 46, som giver en tidsforsinkelse lig med en periode T/q af det første taktsignal, udgør tilsammen adressen for et andet ROM-lager 47. I de adresserbare pladser i ROM-lageret 5 47 er lagret digitale numeriske værdier, som er repræ sentative for indstillingsimpulsen SP's tidsforsinkelse x i forhold til impulsen i det første taktsignal til tidspunktet t , hvilken forsinkelse skal indstilles i i nulgennemgangsgeneratoren 41. De numeriske værdier, 10 som udlæses fra lageret 47 med en hastighed q/T, danner tidsindstillingssignalet TS. Den bit, som repræsenterer fortegnet sgn[s(t )] for eksempleringsprøven i s(t.), og den bit, som repræsenterer fortegnet sgnfs(t. )] for den foregående eksempleringsprøve 15 s(t, ), hvilken sidstnævnte bit også opnås ved hjælp af forsinkelseskredsen 46, føres begge til en fortegnsdetektor 48, hvis udgangssignal antager den logiske l, når der optræder uens fortegnsbit. Dette udgangssignal fra fortegnsdetektoren 48 udgør nulgennemgangsindike-20 ringssignalet ZI for nulgennemgangsgeneratoren 41 i den periode af det første taktsignal, som følger efter tidspunktet t .

i

Funktionen af og yderligere enkeltheder ved signalbehandlingskredsen 27 i fig. 4 vil nu blive beskre-25 vet under henvisning til diagrammerne i fig. 5 og 6.

Tidsdiagrammet a i fig. 5 er en grafisk gengivelse af et analogt TFM-signal s(t) med formen s(t) = sin[co t + 0(t) ] (8) c 30 og af dettes diskrete signaleksempieringsprøver s(t. ), s(tj, s(t.^) ..., som optræder med en hastighed 1/T e q/T, og i fig. 3 opnås ved at føre de tilsvarende

S

binære talværdier fra udgangen af det digitale kvadra-35 turmodulationskredsløb 35 til DAC-kredsen 40.

Imidlertid anvendes der i fig. 4 ikke en sådan fuldstændig digital-til-analog omsætning ved hjælp af en

DK 163701 B

17 DAC-kreds, men der udledes af de binære talværdier ved udgangen af den digitale kvadraturmodulationskreds 35 et toniveau-signal, hvis nulgennemgange svarer til nulgennemgangene for det analoge TFM-signal s(t) som angi-5 vet i formel (8). Tidsdiagrammet b i fig. 5 er en grafisk fremstilling af det toniveau-signal, som svarer til signalet s(t) i diagrammet a og kan skrives som: sgn[s(t)] = sgn{sin[w t + 0(t)]} (9) c 10

Da det analoge TFM-signal s(t), som defineret i formel (8), er et vinkelmoduleret signal med konstant amplitude, indeholder nulgennemgangene for signalet s(t) og dermed også nulgennemgangene for toniveau-signalet 15 sgn[s(t)], som defineret i formel (9), al væsentlig information om signalet s(t). Heraf følger, at det ønskede analoge TFM-signal s(t) kan udledes af toniveau-signalet sgn[s(t)] i formel (9), hvilket kan vises ved at skrive sidstnævnte signal som: 20 sgn[s(t)] = sgn{sin[co t + 0(t)]} = C {sin[w t + ø(t)] + (1/3) sin 3[ω t + 0(t)] + (1/5) sin 5[o> t + 0(t) ] + ...} (10) c 25 hvor C er en konstant med værdien 4/ir. Hvis den infor-1 mationsbærende, tidsvarierende fase 0(t) er et signal med passende båndbreddebegrænsning, og hvis ydermere bærefrekvensen ω = 2πί er valgt passende, så der ikke 30 forekommer nævneværdig overlapning mellem grundfrekvensen og dens tredje harmoniske i leddet på højre side i formel (10), så kan det ønskede grundfrekvensled sin[co t + 0(t)] opnås ved at føre toniveau-signalet sgn[s(t)] fra formlerne (9) og (10) til et båndpasfilter 35 med en centerfrekvens lig bærefrekvensen ω og en passende båndbredde.

DK 163701 B

18

Herved erstattes digital-analog-omsætning ved hjælp af et DAC-kredsløb af den i fig. 4 viste signalbehandlingskreds 27 med en fortegnsoperation på modula-torkredsen 35's binære udgangstal, som repræsenterer 5 signaleksempleringsprøverne s(t.) af TFM-signalet s(t).

For at opnå et toniveau-signal, hvis nulgennemgange svarer tilstrækkeligt nøjagtigt til TFM-signalets s(t) nulgennemgange, er det imidlertid ikke nok at bruge fortegns-bitten fra disse binære udgangstal, hvilket ses af 10 tidsdiagrammet c i fig. 5, som er en grafisk fremstilling af et toniveau-signal opnået ved, gennem den til eksempleringsprøverne s(t. ), s(t.), s(t.^) ... i diagram a hørende fortegns-bit i én eksempleringsperiode.

Fig. 5 viser også, at denne utilstrækkelige nøjagtighed 15 ved bestemmelsen af TFM-signalets nulgennemgange er en følge af den forholdsvis lange varighed T af tidsinter- s vallet mellem nabo-eksempleringsprøver s(t ) og s(t ).

i i+l

Det forhold, at de binære udgangstal fra modulationskredsen 35 repræsenterer eksempleringsprøver 20 s(t ), som opfylder den i formel (7) givne sammenhæng i s(t ) = sin[<» t + 0(t )] (11) i c i i 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 udnyttes nu i signalbehandlingskredsen 27 i fig. 4 til 2 at fastlægge nulgennemgangene for TFM-signalet s(t) mere 3 nøjagtige ved hjælp af sinusformet interpolation mellem 4 to nabo-eksempleringsprøver. Da en sådan nulgennemgang 5 kun optræder mellem to nabo-eksempleringsprøver med mod- 6 satte fortegn, f.eks. parret s(t ) og s(t ) i diagram 7 i-1 i 8 a i fig. 5, er det kun nødvendigt at anvende denne in 9 terpolation, hvis fortegns-bittene for et sådant par af 10 eksempleringsprøver er uens, dvs. når fortegnsdetektoren 48 indikerer et fortegnsskift mellem to nabo-eksemple- 11 ringsprøver ved hjælp af et signal ZI med den logiske værdi 1. Denne sinusformede interpolation vil nu blive beskrevet mere detaljeret under henvisning til fig. 6.

DK 163701 B

19

Tidsdiagrammet a i fig. 6 er en forstørret gengivelse af tidsintervallet t , t i diagrammet a i fig.

i-1 i 5, hvor TPM-signalet s(t) har en nulgennemgang til et tidspunkt t = t . Vektordiagrammet b i fig. 6 er en o 5 polær fremstilling af banen for den til TFM-signalet s(t) i tidsdiagrammet a i fig. 6 hørende konstantamplitude- signal vektor . Hvis vinklen 0(t) indføres ved at skrive TFM -signalet s(t) som: 10 s(t) = sin[co t + 0(t)] = sin Θ(t) (12) c og værdien af vinklen Θ (t) til tidspunkterne t = t i-1 t , t skrives som θ , θ , Θ , kan tidsforsinkelsen 0 i i-1 o i τ for nulgennemgangen til tidspunktet t = t i forhold 1 o 15 til eksempleringstidspunktet t = t, i tidsdiagrammet a i fig. 6 udledes med god tilnærmelse fra vektordiagrammet b ved at antage, at vinkelhastigheden ω = dø/dt for TFM-signalet s(t) er konstant i tidsintervallet tt , t , som har en varighed i lighed med en eksemplerings-20 periode T . Dette indebærer, at signalvektoren i diagram

S

b i fig. 6 gennemløber cirkelbuen θ, , 0. med konstant vinkelhastighed ω, og at vinklen Θ derved kan findes o som: 25 0=0 + (0 - 0 )X /T (13) o i-1 i i-1 1 s

Da en nulgennemgang optræder, når s(t) = sinø(t) = sinø = o (14) o 30 dvs. når 0 = o, ±π, ±2π, ... (15) o 35 og værdien 0 kan sættes til nul, uden at udregningerne o derved mister deres generelle gyldighed, fås af formel (3) følgende formel for forsinkelsen τ

DK 163701 B

20 τ = - θ T /(0. " Θ ) (16) 1 l-l s i l-l

Da vektorerne Θ og Θ har modsat fortegn og er be- i-1 i grænset i størrelse til værdier mellem nul og ir radian, 5 kan formel (16) generaliseres til: τ, = |β. IT /(Iθ. I + |0. I) (17) 1 ι-l s i l-l

En tilsvarende sammenhæng kan udledes for tidsforskyd-10 ningen τ af nulgennemgangen til t = t i forhold til

2 O

eksempleringstidspunktet t = t i tidsdiagrammet a i i fig. 6: τ = Τ - τ = IΘ.|T /(|ø.| + |0. I) (18) 2 S 1 i s i l-l 15

Principielt kan hver af disse to formler (17) eller (18) bruges til bestemmelse af tidsforsinkelsen τ .

Hvis imidlertid værdierne for vinklerne Θ. og Θ tillades at variere mellem nul og π radian, er det i 20 ikke muligt éntydigt at udlede værdierne Θ og Θ ale- i-1 i ne fra værdierne sin Θ = s(t ) og sin Θ = s(t ), i-1 i-1 i i fordi der for θ-værdier mellem nul og ir gælder sammenhængen sin Θ = sin (ir - Θ). Por at fastlægge en éntydig værdi Θ i dette tilfælde, må der under hensyn til den i 25 af formel (12) følgende sammenhæng θ = ω t + 0(t ) (19) i c i i hvor 30 t = i T + T /2 (20) i ss fremskaffes yderligere informationer om ω , T og 0(t.), OS j.

Ved den i fig. 4 anvendte metode til frembringelse af de 35 diskrete signaleksempleringsprøver s(t.) = Θ,, er stør-

DK 163701 B

21 relserne 0(tt), ω og T explicit knyttet til det diffe-X C s rentielt kodede binære signal b(t) fra kodekredsen 3 i fig. 1.

Som det også fremgår af vektordiagram b i fig. 6, 5 kan den ovennævnte flertydighed forhindres ved at lægge den yderligere begrænsning på vinklerne Θ. og Θ., at de skal ligge i nabo-fasekvadranter. Denne begrænsning er ensbetydende med følgende betingelse 10 |θ. - Θ. | £ π (21) i 1-1 dvs. at den samlede fasevariation for det vinkelmodulerede signal s(t) = sin[<a t + 0(t)J højst må være π ra-

C

dian inden for det tidsinterval (t , t ), som længden l-l i 15 af eksempleringsperiode T = T/q udgør. På basis af s formlerne (19) og (20) kan betingelsen fra formel (21) skrives: I« T + 0(t ) - 0(t )| ύ π (22) c s i i-1 20

For TFM-signalet s(t) ændrer fasen 0(t) sig ikke mere end ±π/2 radian i en datasymbolperiode af varigheden T, jf. formel (2), således at man ved at vælge ω T lig c s π/2, dvs. vælge eksempleringsfrekvensen f = 1/T lig 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 fire gange bærefrekvensen f kan opfylde betingelsen i 2 c 3 formel (22) uanset værdien af det hele tal q, dvs. uan 4 set antallet af signaleksempleringsprøver i hver datasymbolperiode T.

5

Under iagttagelse af formel (22)s betingelse for 6 TFM-signalet s(t)'s samlede fasevariation inden for en 7 signalværdiperiode T bruges formel (17) nu til at be- s 8 ____________sternm.e._d.e. numeriske, værd ier.,._. som skal.. lagr.es..,i-d.e.t „andet_ 9 ROM-lager 47 i styregeneratoren 45 i fig. 4, og som 10 repræsenterer forsinkelsen mellem nulgennemgangen til 11 tidspunktet t = t og eksempleringstidspunktet t = t.

o l—l

Med henblik på digital udførelse af styregeneratoren 45

DK 163701 B

22 underinddeles eksempleringsperioden T i K underperioder, som hver hr en størrelse τ , således at o τ = T /K = T/Kq (23) 0 s 5 hvor K vælges så: K = 2k (24) 10 hvor k er et helt tal. Denne underperiode t udgør kvan- o tiseringsenheden for tidsforsinkelsen x^, og af formel (17) følger så, at der i det andet ROM-lager 47 på den adresse, som vedrører parret |θ | |Θ |, og for hvil- . i-1 i ken som nævnt i det foregående dannes éntydigt af de 15 bit, som repræsenterer sin|ø. | = |s(t. )| og siniø | = |s(t )|, skal lagres et k-bit binært tal, som i i repræsenterer værdien: X /X = k Ιθ. I/(Iθ. | + Ιθ. I) (25) 1 O 1-1 1 1-1 20 I dette tilfælde udgøres forsinkelseskredsen 42 i nulgennemgangsgeneratoren 41 i fig. 4 af en forud-indstillelig k-bit-nedtæller, som på sin tælleingang modtager et af taktimpulskredsen 20 frembragt taktsig-25 nal med frekvensen Kq/T, og som frembringer en udgangsimpuls, når tællepositionen nul nås. Denne ned-tæller 42 indeholder en forindstillingskreds 421, som styres af det første taktsignal med frekvensen q/T, og som indstiller ned-tælleren 42 til en tælleposition, der sva-30 rer til det k-bit binære tal, som udlæses som tidsindstillingssignal TS fra det andet ROM-lager 47 til ek-sempleringstidspunktet t = t, og er repræsentativt for forsinkelsen x af nulgennemgangen for TFM-signalet s(t) i forhold til det foregående eksempleringstidspunkt 35 t = t . For indstillingsoperationen til tidspunktet t = t. giver som resultat, at ned-tælleren 42 til i

DK 163701 B

23 tidspunktet t = t. + τ afgiver en udgangs impuls, der føres til en indgang af den af en OG-kreds udgjorte gate-kreds 43 som indstillingsimpuls SP. Denne indstillingsimpuls SP optræder i hver eksempleringsperiode, 5 men kan kun videreføres af OG-kredsen 43 ved en virkelig nulgennemgang for TFM-signalet s(t). Hvis fortegnsdetektoren 48 i fig. 4 udgøres af en exclusiv-ELLER-kreds, så vil den bit, som udgør nulgennemgangs ind ike-ringssignalet ZI til eksempleringstidspunktet t = t, kun 10 have den logiske værdi 1 i tilfælde af en virkelig nulgennemgang for TFM-signalet s(t) mellem eksemplerings- tidspunkterne t ® t og t = t og dermed have den i-l i logiske værdi 0 i modsat fald. Da bitten for signalet ZI optræder til eksempleringstidspunktet t = t., og ind-15 stillingsimpulsen SP kan optræde under hele eksemple-ringsperioden efter dette tidspunkt t = t^, føres signalet ZI fra exclusiv-ELLER-kredsen 48 til et gemmekredsløb 431 i form af en D-flip-flop, som styres af det første tatksignal med frekvensen q/T, og hvis udgang 20 (Q) er forbundet til OG-kredsen 43's anden indgang.

Under en ved eksempleringstidspunktet t = t påbegyndt eksempleringsperiode overføre OG-kredsen 43 kun indstillingsimpuls SP, hvis der til dette eksemplerings-tidspunkt t = t. optræder en bit med den logiske værdi 1 25 i signalet ZI. Når den bistabile impulsgenerator 44 udgøres af en D-flip-flop, hvis inverterede udgang (Q") er ført tilbage til signalindgangen (D) vil tilførsel af de af OG-kredsen 43 overførte indstillingsimpulser SP til D-flip-flop'en 44's taktindgang (C), resultere i 30 et toniveau-signal ved udgangen (Q), hvilket signals niveauovergange kun optræder til tidspunkterne for indstillingsimpulserne SP's passage gennem OG-kredsen 43.

Bortset fra en konstant forsinkelse med én eksempleringsperiode T , som er uden betydning for den videre s 35 signalbehandling, svarer nulgennemgangene i dette toniveau-signal fra D-flip-flop'en 44 med meget god til- «

DK 163701 B

24 nærmelse til nulgennemgangene i det ønskede TFM-signal s(t), og dette toniveau-signal kan følgelig skrives som sgn[s(t)]. Af forklaringen af formel (10) følger da, at det ønskede TFM-signal s(t) kan opnås ved at føre dette 5 toniveau-signal fra D-flip-flop'en 44 direkte til båndpasfilteret 18 i signalbehandlingskredsen 27's analoge sektion 27(A), hvilket filter 18's centerfrekvens er lig med bærefrekvensen f , medens dets bånd- . c bredde er valgt således, at det ønskede TFM-signal s(t) 10 kan adskilles fra de i toniveau-signalet indeholdte tredje og højere harmoniske, uden at der indføres for stærk intersymbol interferens i udgangssignalet s (t) o fra filteret 18. I dette tilfælde har de to TFM-signa- ler s(t) og s (t) begge samme bærefrekvens f = f . For o co 15 det i fig. 4 illustrerede tilfælde med uens bærefrekvenser f og f udsættes dette toniveau-signal fra D-flip-o c flop'en 44 først for frekvensomsætning ved hjælp af et blandingstrin 16 og en bærebølgekilde 17 og først derefter til båndpasfilteret 18, hvis centerfrekvens 20 da er lig med bærefrekvensen f for det endelige TFM- o signal s (t). o

Takket være den omstændighed, at der ikke indgår nogen DAC-kreds som grænseflade DAI til signalbehandlingskredsen 27's analoge sektion 27(A), er den digi-25 tale signalbehandlingssektion i koblingen 4/5 i fig. 4 i stand til at behandle et bredt område af datasymbol-hastigheder 1/T og er særdeles velegnet til monolitisk integration til forholdsvis lave omkostninger, samtidigt med at kredsløbsimplementeringen af selve den analoge 30 sektion 27(A) ikke behøver at tilfredsstille særligt høje krav, fordi der kun behandles analoge signaler med konstant amplitude.

Selv om koblingen 4/5 i fig. 4 er beskrevet for tilfældet med en TFM-sender til overføring af binære 35 datasignaler, vil en fagmand inden for modulationsområdet efter at have læst den under henvisning til fig. 5

DK 163701 B

25 og 6 givne forklaring forstå, at den i fig. 4 benyttede fremgangsmåde til frembringelse af et vinkelmoduleret bærebølgesignal kan anvendes generelt på datasignaler af en anden form og på en bred mangfoldighed af modula-5 tionsmetoder, som f.eks. n-PSK, n-PRCPM og CORPSK, forudsat at betingelserne i formlerne (21) og (22) altid er opfyldt, hvilket vil sige, at den samlede fasevariation af det vinkelmodulerede bærebølgesignal inden for én eksempleringsperiode T højest er π rad.

s 10 (D3) Varianter af udførelsesformen i fig. 4

Koblingen 4/5 i fig. 4 er egnet for meget generel anvendelse, men kræver en forholdsvis stor kapacitet af det andet ROM-lager 47. Som det vil fremgå af den 15 foregående beskrivelse med henvisning til formlerne (23) -(25), oplagres der et k-bit binært tal repræsenterende den kvantiserede tidsforsinkelse τ ^ T i piaasen for det par | Θ | og | Θ |, for hvilket adressen dannes af i-1 i bit repræsenterende 20 |sinø. I = 1 s(t )| og |sinø.| = |s(t.)| l-l ι-l i i Når I s (t ) I og |s(t,)| hver er repræsenteret med 7 bit, og eksempleringsperioden T er underdelt i K = 32

o c S

25 underperioder τ , således at k = 5, skal ROM-lageret 47 o 14 have en kapacitet på 5 x 2 bit.

I det følgende beskrives en mulighed for reduktion af denne kapacitet under henvisning til fig. 7, som viser en variant af styregeneratoren 45 i fig. 4, idet 30 til hinanden svarende elementer i de to figurer er betegnet med samme henvisningstal.

Den første forskel mellem fig. 7 og fig. 4 er, at der i fig. 7 benyttes en digital kvadraturmodulationskreds 35, i hvilken bæresignalerne udover en bærefre- 35 kvens med den ovennævnte værdi f = f /4 også har en C s yderligere faseforskydning på -π/4 rad. Multiplikation

DK 163701 B

26 af de fra lagersektionerne 21(1) og 21(2) udlæste diskrete signaleksempleringsprøver cos[ø(t.)] og sin[ø(t.)] med de diskrete bæresignaleksempleringsprøver sin(to t - π/4) og cos(© t - π/4) resulterer da i et c i c i 5 digitalt sumsignal: s(t ) = sin[co t - π/4 + 0(t )] (26) i c i i der som følge af relationerne: 10 t = iT + T /2 (27) i s s 1/T = f = 4 f ss c kan skrives som: 15 s(T ) = sinø = sin[rir/2 + 0(t )] (28) i i i

Yderligere afviger fig. 7 fra fig. 4 ved, at der i styregeneratoren 45 gøres mere direkte brug af form- 20 len (25) for den kvantiserede tidsforsinkelse x . I fig.

7 er en omsætningskreds 49 af arcsinus-typen forbundet til udgangen af modulationskredsen 35 til omsætning af størrelsen |s(t )| = |sin Θ | for signaleksemplerings-i i . .

prøverne s(t ) til størrelsen |θ | for de tilsvarende i „i 25 vinkler Θ.. Fig. 7 indeholder også en additionskreds til frembringelse af summen | θ | + | Θ | i nævneren på i-1 i højre side af lighedstegnet i formel (25). Adressen for ROM-lageret 47 dannes af de bit, som repræsenterer Iθ I og summen |θ | + |Θ |.

i-1 i-1 i 30 Reduktionen af ROM-lageret 47's kapacitet er baseret på valget af bæresignaler i modulationskredsen 35. Skrives fasen Θ (t) til tidspunktet t = t som Θ , . i i kan der på basis af formel (28) sammentælles følgende tabel for værdierne af udgangssignalet s(t) for modula-35 tionskredsen 35 og de tilsvarende værdier for vinklen Θ(t) i intervallet (-π, π) i på hinanden følgende tidspunkter t , t , t , ____ i-1 i i+1 I ·

DK 163701 B

27

TABEL II

t s (t) = sin 0(t) 0(t) 5 ti-l sln 0i-l ®i-l

t^ cos π/2 + 0A

ti+l - sin 0i+1 - 0i+1 ti+2 - cos 0i+2 -n/2 - 0i+2 .. ^+3 sin 0i+3 0i+3 t1+4 cos 0i+4 ir/2 + 0i+4 ti+s - sin 0i+5 - 0i+5 ti+6 - cos ø1+6 -V2 - 0i+6 15 Som allerede nævnt i det foregående ændres fasen Θ(t) af et TFM-signal s(t) i én datasymbolperiode T ikke med mere end π/2 rad, jf. formel (2), således at fasen Θ(t) i en eksempleringsperiode T = t/q ikke ændres med

S

mere end ir/(2q) rad, og det følgelig for vilkårlige hele 20 tal i gælder at max |0 - 0 f έ π/(2ς) (29) i l-l

Herved fås for summen |θ | + |Θ | i-1 i 25 (l-l/q)ir/2 ύ |θ I + |θ M (l+l/q)ir/2 (30) i-1 i

Denne sum |θ I + |θ | varierer således indenfor et om- i-l i råde på π/q rad, der er centreret omkring værdien π/2 30 rad, og ved de ovennævnte værdier for interpolationsfaktoren q = 8 eller q = 16 er meget mindre end variationsområdet for Iθ I eller |Θ |, idet hver af disse vink- i-1 i ler kan variere mellem 0 og π/2 rad. Hvis nu værdien indenfor det sidstnævnte variationsområde i fig. 7 igen 35 repræsenteres af et 7-bit binært tal, kan værdien af summen | θ | + | Θ | med en interpolationsfaktor q = 8 i-1 i

DK 163701 B

28 repræsenteres med samme grad af nøjagtighed ved et 5-bit binært tal. Anvendes samme underdeling af eksemplerings- perioden T i K = 32 underperioder τ som i fig. 4, dvs. s o k = 5, behøver ROM-lageret 47 i fig. 7 kun have en ka-5 pacitet på 5 x 2 bit, hvilket betyder en reduktion med en faktor 4 sammenlignet med fig. 4. Ved interpolationsfaktorer q lig med hele potenser af 2, er denne reduktionsfaktor generelt q/2.

I det beskrevne eksempel kan variationsområdet på 10 π/8 rad for summen I θ I + I θ I alternativt være under- i-1 i 3 delt i mindre grad. f.eks. i 8 = 2 underområder i ste-5 det for 32 = 2 underområder. Den maksimale fejl, som herved indføres i fastlæggelsen af den i formel (25) definerede kvantiseringstidsforsinkelse x er mindre end 15 2%. Denne lille fejl ledsages imidlertid af en betydelig yderligere reduktion af kapaciteten af ROM-lageret 47, idet værdien af summen |θ | + |θ | så kan repræsente- . i-1 i res med et binært tal pa kun 3 bit, og ROM-lageret 47 følgelig kun behøver at have en kapacitet på 5x2 20 bit.

Hvis interpolationsfaktoren q nu yderligere forøges fra q = 8 til f.eks. q = 16 eller q = 32, kan summen I θ I - I θ I sættes lig med π/2 rad, og kvantise- i-1 i ringstidsforsinkelsen x kan med god tilnærmelse bestem-25 mes ved udtrykket x = 2Kx |θ I/π (31) 1 o i-1 som er udledt af formel (25). Den maksimale fejl, som 30 indføres ved bestemmelse af x i overensstemmelse med formel (31) i stedet for formel (25), andrager for de nævnte værdier q = 16 eller q =32 nogle procent. Af formel (31) følger imidlertid, at opbygningen af styregeneratoren 45 i fig. 7 kan forenkles til den i fig. 8 35 viste styregenerator 45, som afviger fra fig. 7 ved, at additionskredsen 50 er udeladt, og adressen for ROM-

DK 163701 B

29 lageret 47 dannes af bit-repræsentationen for | Θ |.

i-1

Hvis der i stedet for sidstnævnte repræsentation igen benyttes et 7-bit binært tal, behøver ROM-lageret 47 i fig. 8 kun at have en kapacitet på 5 x 2 bit.

5 Af ovenstående vil det fremgå, at et kompromis mellem nøjagtigheden i bestemmelsen af τ og kapaciteten af ROM-lageret 47 er muligt.

(D4) Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 9 10 Fig. 9 viser et blokdiagram for en kobling 4/5 ifølge opfindelsen, der i mange henseender kan betragtes som en variant af koblingen 4/5 i fig. 4, når den i fig. 7 viste styregenerator 45 benyttes i denne. Til hinanden svarende elementer i fig. 4, 7 og 9 er derfor 15 betegnet med samme henvisningstal.

Den væsentlige forskel mellem fig. 4 og fig. 9

ligger i de signaler, af hvilke de to signaler TS og ZI

til styring af nulgennemgangsgeneratoren 4l afledes.

Hvad angår fig. 4 og den hidtil beskrevne variant 20 heraf, udledes de to styresignaler TS og ZI af eksemple- ringsprøverne s(t.) af det analoge TFM-signal s(t) til tidspunkterne t, = iT + T /2. Til opnåelse af den digi-i ss tale repræsentation af disse signaleksempleringsprøver s(t.) indeholder styregeneratoren 45 i fig. 4 og 7 en 25 digital kvadraturmodulationskreds 35 forbundet til et første ROM-lager 21 med to lagersektioner 21(1) og 21(2)i i hvis adresserbare lagerpladser der er oplagret digitale, numeriske værdier, som repræsenterer to modulationsparametre cos[ø(t )] og sin[ø(t )], hvor 0(t) er i i 30 fasen af det ønskede TFM-signal s(t).

Til forskel herfra afledes de to styresignaler TS og ZI i fig. 9 ikke fra eksempleringsprøverne s(t,) af selve det analoge TFM-signal s(t), men af de hertil svarende vinkler i overensstemmelse med udtrykket:

DK 163701 B

30 s(t ') = sin[ø(t )] = sinø (32) i i i

Til dette formål oplagres i fig. 9 i adresserbare lagerpladser i det første ROM-lager 21 digitale, numeriske 5 værdier, som repræsenterer modulationsparameteren Θ (t ) = Θ , hvor vinklen 0(t) er argumentet af det øn-i i skede TFM-signal s(t). i fig. 9 antages det, at vinklen 0 er til rådighed med fortegns- og størrelsesrepræsen-i tation ved udgangen af ROM-lageret 21. Fra de bit, som 10 repræsenterer størrelsen |ø | og fortegnet sgnø afledes i i de to styresignaler TS og ZI for nulgennemgangsgeneratoren 41 i en styregenerator 45, der behandler disse bit i fig. 9 på samme måde som styregeneratoren 45 i fig. 7. Koblingen 4/5 i fig. 9 har således en enklere 15 struktur end koblingen 4/5 i fig. 4 med en styregenerator 45 som vist i fig. 7, idet styregeneratoren 45 1 fig. 9 ikke benytter en kvadraturmodulationskreds 35 og en omsætterkreds 49, som det er tilfældet i fig. 7.

Det kan nu tænkes, at den enklere struktur i fig.

20 9 kun kan opnås på bekostning af en betydelig forøgelse af kapaciteten af det første ROM-lager 21 og en tilsvarende udvidelse af adresseringskredsen 22, idet de i ROM-lageret 21 oplagrede værdier repræsenterer argumentet 0(t) af TFM-signalet s(t), og udtrykket for dette 25 argument 0(t) ikke blot indeholder fasen 0(t), som afhænger af det datasignal b(t), som skal overføres med symbolhastigheden 1/T, men også et led ω t, der udeluk- c kende er bestemt af frekvensen f af (mellemfrekvens) c bæresignalet, og som derfor ikke afhænger af dette data-30 signal b(t).

Det har imidlertid overraskende vist sig, at dette problem kan undgås fuldstændigt ved et passende valg i fig. 9 af (mellemfrekvens) bæresignalet. Dette er nærmere betegnet tilfældet for det valg af dette (mellem-35 frekvens) bæresignal, som allerede er nævnt under be-

DK 163701 B

31 skrivelsen af fig. 7, hvilket valg på basis af formlerne (26)-(28) resulterer i sammenhængen Θ = iir/2 + 0^ (33) 5 mellem værdierne af argumentet 0(t) og fasen 0(t) til tidspunktet t = t, = iT + T /2. Fra tabel II, som angi-

jL SS

ver dette valg, vil det da være klart, at for at opnå eksempleringsprøverne af TFM-signalet s(t) = sin[ø(t)] 10 til på hinanden følgende eksempleringstidspunkter t, , t , t , t ... benyttes de oplagrede værdier af i r i+1 i+2 . .

cosLØ(t)J og sinLØ(t)J kun skiftevis, men aldrig samtidigt, og at endvidere fortegnet for de oplagrede værdier af cos[ø(t)] og sin[ø(t)] inverteres for hvert andet 15 eksempleringstidspunkt (i tabel II efter t., t. , t, , ...). Denne enkle digitale kvadraturmodulationproces kan nu implicit udføres i det første ROM-lager 21 i fig. 9 ved at indrette oplagringen af værdierne af argumentet ø(t) i overensstemmelse med tredje søjle i tabel II.

20 Disse værdier af argumentet 0(t) oplagres med fortegns-og størrelsesrepræsentation, idet størrelsen |0(t)J varierer mellem nul og rr/2 rad, og der i fortegnsrepræsentationen sgn[ø(t)] er udtrykt information både om fasekvadranten for fasen 0(t), jf. beskrivelsen af fig. 2, 25 og fortegnsvendingen under modulationsproceduren. Følgelig behøver det første ROM-lager 21 i fig. 9 kun have en kapacitet lig med kapaciteten af den ene af de to lagersektioner 21(1) og 21(2) i fig. 4 for det generelle tilfælde, hvor adresseringskredsen 22 i fig. 4 kan be-30 nyttes uden ændring i fig. 9.

I det ovenfor beskrevne tilfælde indebærer valget f = f /4 for bærefrekvensen f , at én periode af bære-c s c frekvensen f for en eksempleringshastighed f = q/T med C s q = 8 er nøjagtigt lig med halvdelen af symbolperioden 35 T, og dette forhold er udnyttet til at optage også fortegnsvendingen under modulationsproceduren i den for-

DK 163701 B

32 tegnsrepræsentation sgn[ø(t)], som oplagres i det første ROM-lager 21. Mere generelt indebærer valget f = c f /4, at der mellem bærefrekvensperioden 1/f og symbol-s c perioden T eksisterer følgende sammenhæng 5

Tf = q/4 (34) c og at fortegnsvendingen i modulationsproceduren implicit kan udføres i det første ROM-lager 21 for interpola-10 tionsfaktorer q , for hvilke q/4 er et helt tal (hvor q/4 £ 2 for at forhindre spektral overlapning, jf. beskrivelsen ovenfor med henvisning til formel (10)).

For fuldstændigheds skyld skal bemærkes, at den i fig. 9 benyttede procedure til indretning af oplagringen 15 i det første ROM-lager 21 ikke er begrænset til den beskrevne TFM-modulationsmetode for binære datasignaler, men kan benyttes generelt for forskellige typer af datasignaler og for en stor mangfoldighed af modulationsmetoder, som f.eks. n-PSK, n-PRCPM og CORPSK, forudsat at 20 betingelserne i formel (21) og (22) altid er opfyldt, hvilket vil sige, at variationen af argumentet 0(t) indenfor en eksempleringsperiode T højest er π rad.

s (D5) Beskrivelse af udførelsesformen i fig. 10 25 Fig. 10 viser et blokdiagram for en kobling 4/5 ifølge opfindelsen med en endnu enklere struktur end koblingen 4/5 i fig. 9. Til hinanden svarende elementer i begge figurer er igen betegnet med samme henvisningstal .

30 I de hidtil beskrevne koblinger 4/5 udledes de to signaler TS og ZI til styring af nulgennemgangsgeneratoren 41 fra eksempleringsprøverne s(t.) af TFM-sig-nalet s(t) eller fra de tilsvarende eksempleringsprøver 0(t.) af TFM-signalet s(t)'s argument 0(t). Til udled-35 ning af de to signaler er styregeneratoren 45 forbundet til et første ROM-lager 21, i hvilket de oplagrede

DK 163701 B

33 værdier for tilfældet i fig. 4 og varianten heraf repræsenterer modulationsparametrene cos[ø(t )J og sin[ø(t )] i i og for tilfældet i fig. 9 modulationsparameteren ø(t).

Den væsentlige forskel mellem fig. 4 og fig. 9 på 5 den ene side og fig. 10 på den anden side er, at de to styresignaler TS og ZI for nulgennemgangsgeneratoren 41 i fig. 10 ikke opnås ved hjælp af en styregenerator ud fra modulationsparametre, som er oplagret i det første ROM-lager 21, men at de nu selv er oplagret som modu-10 lationsparametre i det første ROM-lager 21. Med denne foranstaltning opnås en betydelig besparelse i antallet af nødvendige elementer og nærmere betegnet i den samlede nødvendige lagerkapacitet, idet koblingen 4/5 i fig. 10 ikke kræver brug af en styregenerator 45 med 15 et andet ROM-lager 47, som det er tilfældet i fig. 9.

Foranstaltningen i fig. 10 bygger på den betragtning, at for det i fig. 9 foretagne valg af bæresignalerne vil en nulgennemgangs optræden ved udgangen af generatoren 41 til et tidspunkt t = t. + τ indenfor et 20 symbolinterval (mT, mT+T) i sidste ende være fuldstændigt bestemt ved de datasymboler b(m+2), b(m+l), b(m), b(m-l), b(m-2), som til dette tidspunkt er til stede i skifteregisteret 23 i adresseringskredsen 22.

Faktisk kan den kvantiserede tidsforsinkelse 25 τ for denne nulgennemgang bestemmes i overensstemmelse med formel (25) ud fra udtrykket t = K |θ. |/(|θ. I + |θ.|) (35) 1 o l-l ι-l i 30 og denne nulgennemgang optræder kun, hvis betingelsen sgn Θ. i sgn Θ (36) er opfyldt, hvori argumenterne θ , Θ selv er bestemt i-1 i 35 ved relationen i formel (33)

DK 163701 B

34 Θ = iir/2 + 0 (37) i i

Som det er indgående forklaret i beskrivelsen af fig. 2, er værdien ιηοάτι1ο-2π af fasen 0. indenfor et 5 symbolinterval (mT, mT+T) fuldstændigt bestemt for hver fasekvadrant af de datasymboler b(m+2), b(m+l), b(m), b(m-l), b(m-2), som da er til stede i skifteregisteret 23, og formen af det ønskede impulssvar g(t) for formodulationsfilteret 7 i fig. 4, hvilket svar er be-10 grænset til en længde 5T, og yderligere er tallet y(m) modulo-4 for denne fasekvådrant bestemt ved det forudgående tal y(m-l) og datasymbolerne b(m) og b(m-l) i tabel I. Dette kendskab til de mulige værdier af fasen 0 og i dermed argumenter θ , Θ gør det muligt at beregne i-1 i 15 tidsforsinkelsen t i overensstemmelse med formel (35) og oplagre dem som et tidsindstillingssignal TS og endvidere at bedømme opfyldelsen af betingelsen (36) og oplagre denne som nulgennemgangsindikeringssignal ZI.

Hvis eksempleringsperioden T i fig. 10 nu igen s 20 underdeles i K = 32 underperioder t , og tidsforsinkelsen τ følgelig er repræsenteret ved et binært tal med k = 5 bit, vil der i hver lagerplads i det første ROM-lager 21 være oplagret (k + 1) = 6 bit til repræsentation af de to signaler TS og ZI. Por den allerede flere 25 gange nævnte værdi q = 8 for interpolationsfaktoren har det første ROM-lager 21 i fig. 10 en 10 bit lang adresse, og således kræves der i fig. 10 kun en total 10 lagerkapacitet svarende til kapaciteten på 6 x 2 bit af det første ROM-lager 21. Som nævnt i forklaringen i 30 de forudgående afsnit (D3) og (D4), har det første ROM-lager 21 i fig. 9 også en 10 bit lang adresse for q = 8, således at der for den beskrevne repræsentation af Iθ I ved et binært 7-bit tal kun kræves 7+1=8 for i hver lagerplads, og kapaciteten af dqt første ROM-lager 35 21 i fig. 9 herved andrager 8x2 bit. Imidlertid

DK 163701 B

35 kræves der i fig. 9 også et andet ROM-lager 47 til oplagring af tidsforsinkelsen τ , og af den forklarende beskrivelse i afsnit (D3) vil det fremgå, at med værdierne K = 32 og q = 8 vil dette andet ROM-lager 47, 5 selv hvis en fejl på mindre end 2% i bestemmelsen af τ i overensstemmelse med formel (25) accepteres, stadig behøve en kapacitet på 5 x 2 , således at den samlede nødvendige lagerkapacitet i fig. 9 stadig andrager 13 x 2 .1 sammenligning med fig. 9 er den samlede kræ- 10 vede lagerkapacitet således ved anvendelse af den i fig.

10 illustrerede foranstaltning reduceret med en faktor større end 2.

(D6) Praktisk implementering af en udførelsesform som 15 vist i fig. 10

Hvis der nu ved en praktisk implementering af en kobling 4/5 af den i fig. 10 viste type også kan accepteres en fejl på ikke mere end 2% i bestemmelsen af tidsforsinkelsen for nulgennemgangene ved udgangen af 20 signalbehandlingskredsen 27's digitale sektion 27(D), kan den samlede krævede lagerkapacitet yderligere reduceres .

Til dette formål gøres der brug af det allerede i afsnit (Dl) nævnte forhold, at fasen 0(t) af TFM-signa-25 let s(t) indenfor et symbolinterval (mT, mT+T) overvejende er bestemt ved den filtrerede version af de tre i formel (2) optrædende på hinanden følgende datasymboler b(m+l), b(m), b(m-l). Skifteregisteret 23 reduceres nu i længde, således at kun de tre symboler b(m+l), 30 b(m), b(m-l) er til stede i dette, men til forskel fra de i det foregående beskrevne koblinger vælges ved den praktiske implementering af fig. 10 det midterste interval pT, hvortil impulssvaret g(t) for formodulationsfilteret i fig. 1 er begrænset, ikke i overensstemmelse med 35 de tre elementer i skifteregisteret 23, men gøres meget større end ρτ = 3T, f.eks. pT = 7T. For p = 7 vil ψ DK 163701 Β 36 antallet af mulige former af fasen 0(t) indenfor en sym- P 7 bolperiode T faktisk andrage 2=2 = 128, men disse 128 former af fasen 0(t) kan fordeles over 2=8 ho-vedtrajektorier, som hver svarer til en af de 8 mulige 5 kombinationer b(m+l), b(m), b(m-l) i formel (2) for størrelsen af faseændringen 0(mT+t) - Ø(mT) i det pågældende symbolinterval, idet de 16 mulige former af 0(t) for hvert hovedtrajektorium danner et snævert bånd på begge sider af en karakteristisk fase 0(t), som opnås 10 ved bestemmelse af middelværdien af disse 16 mulige faser 0(t) til hvert tidspunkt t. I fig. 11 er formen af disse karakteristiske faser 0(t) for de 8 mulige kombinationer b(m+l), b(m), b(m-l) i den første fasekvadrant (0, π/2) vist ved fuldt optrukne linier, og grænserne 15 for det snævre bånd af 16 mulige faser 0(t) hørende til hver karakteristisk fase 0(t) er vist ved brudte linier.

Fasen 0(t) og grænserne for fasebåndene 0(t) er for kombinationen b(m+l), b(m), b(m-l) = -l, +1, -l og b(m+l), b(m), b(m-l) = +1, -1, +1 i praksis fuldstændigt sammen-20 faldende, når 0(t) = ir/4, hvorfor fig. 11 kun viser 7 forskellige faser 0(t). Den højeste værdi af standardafvigelsen af fasebåndene 0(t) i forhold til de karakteristiske faser 0(t) er mindre end π/128 rad.

Ved udførelse af de i det foregående afsnit (D5) 25 nævnte beregninger til bestemmelse af tidsforsinkelserne t i overensstemmelse med formel (35) og opfyldelse af betingelsen (36) benyttes nu værdierne 0. af de karakteristiske faser 0(t) til eksempleringstidspunkterne t=t =iT + T /2 i stedet for faserne 0 . Ved bereg-i s s i 30 ningen af tidsforsinkelsen t i overensstemmelse med formel (35) er det i afsnit (D5) antaget, at værdierne Θ, og Θ, i formel (37), som er indeholdt deri, er fuldstændigt bestemt ved de kendte værdier 0 og 0 .

i-1 i

Denne antagelse er fuldstændig korrekt for værdier 35 0, og 0. indenfor samme symbolinterval (mT, mT+T), men er kun delvis rigtig, når 0. er beliggende i dette

DK 163701 B

37 symbolinterval, og 0, er beliggende i det følgende symbolinterval (mT+T, mT+2T). Det har imidlertid vist sig, at for de allerede flere gange nævnte værdier K = 32 og q = 8 indfører dette forhold ikke yderligere fejl i be-5 stemmeisen af den kvantiserede tidsforsinkelse τ , idet der for en given kombination b(m+I), b(m), b(m-l) og dermed for en given hovedtrajektorie med en karakteristisk fase 0(t) i symbolintervallet (mT, mT+T), kun er mulighed for to forskellige hovedtrajektorier i det føl-10 gende symbolinterval (mT+T, mT+2T), idet hovedtrajekto-riet i det sidste interval er betemt ved kombinationen b(m+2), b(m+l), b(m), hvor symbolerne b(m+l), b(m) allerede er givne, og symbolet b(m+2) kan antage værdien +1 eller -1. Af formel (2) følger, at de karakteristiske 15 faser 0(t) for disse to hovedtrajektorier til tidspunktet t = mT+2T altid har en forskel på π/4 rad, men til eksempieringstidspunktet t, = mT+T+T /2 udviser de to mulige værdier 0. en meget mindre forskel, således som det vil fremgå af fig. 11 for tilfældet g = 8 og dermed 20 T = T/8. Hvis nu tidsforsinkelsen t bestemmes i over-s 1 _ ensstemmelse med formel (35) på basis af værdien 0 i-l til eksempleringstidspunktet t = mT+T-T /2 og værdien i-l s 0 til eksempleringstidspunktet t = mT+T+T /2, ses ind-i .is flydelsen af b(m+2) på værdien af τ at være mindre end 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 én underperiode τ for K =64 og vil kun i få tilfælde 2 o 3 resultere i en anden værdi τ ; dette sker f.eks. hvis 4 kombinationen b(m+2), b(m+l), b(m), b(m-l) er lig med ±1, +1, +1, +1, men ikke når denne kombination er lig 5 med ±1, -l, +1, -1. For K = 32 resulterer indflydelsen 6 af b(m+2) ikke i noget af disse tilfælde i forskelle med 7 hensyn til værdien af tidsforsinkelsen τ , således at 8 maksimumfejlen er mindre end 2%. Dette resultat gælder 9 for et treelement-skifteregister 23, når den karakte 10 ristiske fase 0(t) benyttes, men også for et femelement- 11 skifteregister 23 som beskrevet afsnit (D5), når selve fasen 0(t) udnyttes, idet symbolet b(m+2) i sidst-

Il * *

DK 163701 B

38 nævnte tilfælde allerede er givet og dermed også hoved- trajektoriet med den karakteristiske fase 0 (t) i det følgende symbolinterval (mT+T, mT+2T) er kendt. Værdien +1 eller -1 af symbolet b(m+3) resulterer da i to mulige 5 faser 0 (t) inden for det snævre bånd på hver side af den karakteristiske fase 0(t) for dette give hovedtrajekto- rie, idet en forskel mellem de to mulige værdier 0. til eksempleringstidspunktet t = mT+T+T /2 har samme lave i s værdi som forskellen mellem de to mulige værdier 0. til 10 dette tidspunkt, hvor værdierne +1 eller -1 er symbolet b(m+2), således som det vil fremgå af fig. 11.

Hvis der til den praktiske implementering af koblingen 4/5 i fig. 10 benyttes et skifteregister 23 med kun tre elementer og dermed 8 karakteristiske faser 15 0(t), resulterer dette i en maksimal fejl på mindre end 2% i den kvantiserede tidsforsinkelse τ for nulgennemgangene ved anvendelse af de ovennævnte værdier q =8 og K = 32. I dette tilfælde har det første ROM-lager 21 en adresse på kun 8 bit, og^den samlede krævede lager-20 kapacitet andrager kun 6x2 =1536 bit, hvilket er en reduktion med en faktor 4 sammenlignet med det i det foregående afsnit D(5) beskrevne tilfælde.

Takket være anvendelsen af en forudindstillelig tæller som kredsen 42 til indførelse af tidsforsinkel-25 sen τ arbejder denne praktiske udførelse af koblingen 4/5 i fuld synkronisme med datasymbolhastigheden l/T, og der kan hermed uden nogen kredsløbsjustering behandles et bredt område af symbolhastigheder. Dette gør den digitale signalbehandlingssektion i denne kobling 4/5 30 særligt attraktiv for monolitisk integration.

Den højest tilladelige symbolhastighed l/T er bestemt ved frekvensen Kq/T for det (andet) taktsignal for den forudindstillelige tæller 42, hvilket signal i sig selv bestemmer den mindste underperiode t = T/(Kq)

O

35 for tidsforsinkelsen τ . Med værdierne K = 32 og q = 8 vil en symbolhastighed l/T =72 kHz da for tælleren 42

DK 163701 B

39 resultere i en taktfrekvens på 18.432 MHz, hvilket stadig er inden for mulighederne ved anvendelse af f.eks. n-MOS teknologi til monolitisk integration. Anvendelse af n-MOS teknologi er attraktiv som følge af det lave 5 effekttab.

En mulighed for at undgå, at tælleren i forsinkelseskredsen 42 tvinges til at arbejde med en høj taktfrekvens, opnås ved multipleksing af to eller flere tællere. Et eksempel på multipleksing af to tællere er 10 vist i blokdiagrammet i fig. 12 for en nulgennemgangs-generator 41. Forsinkelseskredsen 42 i fig. 12 indeholder to forudindstillelige (k-l)-bit nedtællere 42(1) og 42(2), som ved deres tælleindgange modtager taktsignal med en frekvens Kq/(2T), hvilket vil sige halvde-15 len af den oprindelige værdi Kq/T for det andet taktsignal i fig. 10, idet taktsignalet for nedtælleren 42(2) er en version af taktsignalet for nedtælleren 42(1), som er forsinkel med en tid τ = T/(Kq). De to forind- o stillingskredse 421(1) og 421(2) styres af første takt-20 signaler med en hastighed q/T til indstilling af de to tællere 42(1) og 42(2) til en tællerposition, som svarer til de (k-1) mest betydende bit i k-bit tidsindstillingssignalet TS. De respektive indstillingsimpulser SP(1) og SP(2) fra tællerne 42(1) og 42(2) føres til 25 en skiftekreds 51, der styres således af den mindst betydende bit i tidsindstillingssignalet TS, at indstillingsimpulsen SP(2) videreføres ved den logiske værdi 1 af denne bit, og indstillingsimpulsen SP(1) følgelig videreføres ved den logiske værdi 0. Skiftekredsen 51 30 dannes f.eks. af to OG-kredse 52 og 53, en ELLER-kreds 54 og en inverter 55, der er forbundet på kendt måde som vist i fig. 12.

Da τ er kvantiseringsenheden for tidsforsinkel-o sen τ , har tidsindstillingssignalet TS en mindst bety-35 dende bit med den logiske værdi 1, når t er et ulige multiplum af τ , og den logiske værdi 0, når er et

DK 163701 B

40 lige multiplum af x . I første tilfælde overføres ind- o stillings impulsen SP(2) til OG-kredsen 43, og i andet tilfælde er det indstillingsimpulsen SP(1). Takket være forsinkelsen på x af tælleren 42(2)'s taktsignal i o 5 forhold til tælleren 42(1)'s taktsignal og ovennævnte styring af skiftekredsen 51 ved hjælp af den mindst betydende bit i tidsindstillingssignalet TS optræder indstillingsimpulsen SP, som føres til OG-kredsen 43 altid til det korrekte tidspunkt. Dette beskrives nu i 10 detaljer ved hjælp af et eksempel. For K = 32 er TS et binært tal med k = 5 bit. For τ = 6x og τ = 7x har 1 o l o TS værdierne henholdsvis "00110" og "00111". I begge tilfælde indstilles tællerne 42(1) og 42(2) til en tælleposition med værdien 3 svarende til de fire mest 15 betydende bit "0011" i TS-signalet, og disse tællere 42(1), 42(2) frembringer en indstillingsimpuls efter tre taktimpulser (med en taktimpulsperiode 2x ), idet o SP(1) fremkommer til tiden t + 6x , og SP(2) fremkommer i o til tiden t + 7x . I det tilfælde, hvor x = 6x , har i o lo 20 TS en mindst betydende bit 0, og dermed overfører skiftekredsen 51 signalet SP(1) til tiden t + 6x ; i til- i o fældet x = 7x , har TS en lavest betydende bit 1, og 1 o følgelig overfører skiftekreds 51 signalet SP(2) til tiden t + 7x . i o 25 For den ovennævnte værdi på 18.432 MHz for en taktfrekvens, som stadig er acceptabel til monolitisk integration ved n-MOS teknologi, er det ved multipleks-ning af tællerne 42(1) og 42(2) muligt at forøge den højest tilladelige datasymbolfrekvens l/T fra 72 kHz til 30 144 kHz. Tilsvarende kan den tilladelige datasymbolfrek vens dobles endnu en gang ved at indsætte fire indstillelige (k-2)-bit nedtællere 42(..), som på deres tælleindgange modtager taktsignaler med frekvensen Kq/(4T) og med indbyrdes forsinkelser med x = T/(Kq), og som ind- o 35 stilles af de (k-2) mest betydende bit i tidsindstillingssignalet TS, og ved yderligere at bruge en

DK 163701 B

41 skiftekreds 51, som styres af de to mindst betydende bit i tidsindstillingssignalet TS.

(D7). Effekttæthedsspektrum 5 Fig 13 viser den spektrale effekttæthed P/T som funktion af den normaliserede frekvens |(f-f )T| for c udgangssignalerne fra forskellige typer TFM-sendere.

Kurven a i fig, 13 viser spektret P/T ved udgangen fra koblingen 4 i fig. i i det ideelle tilfælde, 10 hvor impulssvaret g(t) fra formodulationsfilteret 7 har uendelig varighed. Når koblingen 4 anvendes i fig.

2, må man acceptere en vis reduktion i varigheden af impulssvaret g(t), idet der gøres brug af det forhold, at dette impulssvar g(t) har sine mest betydende værdier 15 i et centralt interval af længden 3T, og at dets værdier uden for et centralt interval af længden 7T kun afviger lidt fra nul. Indflydelsen af disse reduktioner i varigheden af impulssvaret g (t) på spektret P/T ved udgangen af koblingen 4 i fig. 2 er vist i fig. 13 ved kurven b 20 med begrænsning til 7T og ved kurven c for det ekstensivt beskrevne tilfælde med begrænsning til 5T. Afvigelserne mellem kurverne b og c i forhold til kurven a får først virkelig betydning for frekvenser f, hvor |(f-f )T| overstiger 1. Imidlertid er niveauet for

C

25 P/T-spektret for kurverne b og c stadig henholdsvis ca.

30 dB og 70 dB lavere end niveauet for bærefrekvensen f ved frekvenser f, hvor |(f-f )T | er nær værdien 1,5.

c c

De forstyrrelser, som den resterende effekt uden for det spektrale hovedområdes aktuelle frekvensbånd giver i 30 nærliggende transmissionskanaler, har, også for kurven c, et niveau, som er lavt nok for det store flertal af praktiske anvendelser i radiokommunikationssystemer.

(For fuldstændighedens skyld skal det nævnes, at kurverne a, b og c i fig. 13 allerede kendes fra US patent-35 skrift nr. 4.229.821, jf. fig. 10).

Den praktiske udførelse af arrangementet 4/5 i fig. 10, som allerede er beskrevet i foregående afsnit » ’

DK 163701 B

42 (D6), gør brug af et skifteregister 23 med kun tre celler og af de syv forskellige former af de karakteristiske faser 0(t) for de otte mulige kombinationer af datasymbolerne b(m+l), b(m), b(m-l) i skifteregisteret 5 23, således som det er vist i fig. 11 for første vin kelkvadrant (0, π/2). Disse karakteristiske faser ø(t) fås ved at begrænse varigheden af impulssvaret g(t) til et centralt interval med længden 7T og fordele de 128 mulige former af fasen 0(t) over 8 hovedtrajektorier, 10 samt ved at fastlægge de karakteristiske faser 0(t) som gennemsnitsværdien af de 16 mulige former for fasen 0(t) langs hvert hovedtrajektorie. Hvis der nu i koblingen 4 i fig. 2 også gøres brug af et skifteregister med kun tre elementer og af de karakteristiske faser 0(t), dvs.

15 hvis der som modulationsparametre i sektionerne 21(1) og 21(2) i det første ROM-lager 21 lagres værdierne cos[ø(t)] og sin [ø(t)], resulterer dette i et spektrum P/T ved udgangen af koblingen 4 i fig. 2, som illustreres af kurven d i fig. 13. Følgelig resulterer bru-20 gen af denne karakteristiske fase 0(t) i et spektrum, der for frekvenser f, for hvilke | (f—f )T| har en værdi c over 0,6, begynder at afvige fra spektret i kurve a for det ideelle tilfælde, men som for værdier af | (f—f )T| c på ca. 1,5 stadig har et niveau, som er næsten 60 dB 25 lavere end niveauet fra bærefrekvensen f . Den tilbageværende effekt uden for det spektrale hovedområdes frekvensbånd kan så undertrykkes ved hjælp af et båndpas- filter med afskæringsfrekvenser ved de frekvenser f , I I c hvor I(f-f )T| ligger mellem 0,8 og 0,9, således som det c 30 fremgår af fig. 13. For at reducere mulige amplitudeudsving i det vinkelmodulerede signal som følge af indsættelsen af dette båndpasfilter skal filteret have en maksimalt flad overføringskarakteristik i gennemgangsfrekvensbåndet .

35 I den praktiske udførelse af koblingen 4/5 i fig. 10 gøres der også brug af denne karakteristiske fa-

DK 163701 B

43 se 0(t), men her for at bestemme tidsforsinkelsen τ for nulgennemgangene for toniveau-signalet ved udgangen fra den digitale signalbehandlingsdel 27(D). Spektret P/T for dette toniveau-signal ved udangen af delen 27(D)

5 har et støjminimum, som afhænger af nøjagtigheden i bestemmelsen af nulgennemgangene, en virkning som kan sammenlignes med den nedre støjgrænse, som forårsages af den begrænsede nøjagtighed i DAC-kredse. En større nøjagtighed for nulgennemgangene og dermed et lavere støj-10 minimum for P/T-spektret kan fås ved at øge antallet K

af de underinddelingsperioder τ , som tidsrummet T mel- o s lem de diskrete signalværdier inddeles i.

Da underinddelingsperioden τ udgør kvantise- o ringsenheden for bestemmelsen af tidsforsinkelsen τ , og 15 den største fejl for kvantiseringen af τ dermed er lig det halve af underinddelingsperioden τ /2 = T / (2K), o s gælder det alment, at støjminimet NF for effekttætheds-spektret P/T for et signal er givet ved formlen: 20 NF = C /(2K) (38) 2 hvor C er en proportionalitetsfaktor, som afhænger af arten af signalet. For TFM-signaler har denne konstant C værdien 0,5, når værdierne +1 og -1 for de datasymbo-25 ler, som skal sendes, optræder med lige store sandsynligheder (datasignal med tilfældige værdier) ifølge signalstatistikker over TFM, således at der fås NF = 1/(4K) (39)

TFM

30

Hvis der anvendes den føromtalte værdi K = 32, fås et

støjminimum NF , som er omtrent 42 dB mindre end ni-TFM

veauet for bærefrekvensen f . Denne værdi er også kendt c i praksis, og den er vist i fig. 13 ved en punkteret 35 linie.

Dette støjminimum på -42 dB kan yderligere reduceres ved at bruge et båndpasfilter 18 med passende i

DK 163701 B

44 båndbredde ved frekvensomsætningen i den analoge signalbehandlingsdel 27(A) i fig. 10. Hvis der anvendes et passende krystalfilter 18 med en båndbredde (ved 3 dB punkterne), som er ca. to gange datasymbolfrekvensen 5 1/T, ses i praksis, at støjminimet for TFM-signalet s (t) ved udgangen af koblingen 4/5 i fig. 10 er næ-o sten 65 dB lavere end niveauet for bærefrekvensen f .

c

Sidstnævnte værdi på -65 dB for støjminimet er også vist i fig. 13 som en punkteret linie.

10 (D8). Praktisk udførelse ved meget høje datasymbolfre-kvenser

Også ved meget høje datasymbolfrekvenser l/T, f.eks. 30-40 MHz, som det bruges i satellitkommunika-15 tion, er en kobling 4/5 af den i fig. 10 viste art meget attraktiv. Ved den praktiske udførelse af en sådan kobling 4/5 kan der stadig gøres brug af de foranstaltninger, som er beskrevet i de foregående afsnit (D6) og (D7), så som et skifteregister 23 med kun tre 20 elementer, tidsforsinkelser τ bestemt på basis af karakteristiske faser 0(t) og et filter 18 med en passende båndbredde til at reducere støjminimet for P/T-spektret. Med de givne høje frekvenser for de nødvendige taktsignaler udføres de logiske kredsløb (portkredse, 25 flip-flops, tællere) fortrinsvis ved hjælp af umættet, bipolær logik eksempelvis af ECL-typen (emitter-koblet-logik). Ved en sådan udførelse kan der med fordel gøres brug af de foranstaltninger, som er vist i blokdiagrammet i fig. 14, som adskiller sig fra fig. 10 i to hen-30 seender.

For det første indføres tidsforsinkelserne i fig.

14 ved hjælp af et kredsløb 42, hvori de allerede udførligt beskrevne tællemetoder er kombineret med faste forsinkelsesled. Til at indføre værdier af t i inter- 35 vallet 0-7x indeholder kredsløbet 42 en serieforbin-o delse af tre forsinkelsesled 56, 57 og 58, som frem-

DK 163701 B

45 bringer forsinkelser på henholdsvis τ , 2t og 4t , der o o o kan indsættes eller udelades ved hjælp af tilknyttede kontaktkredse 561, 571 og 581, som styres af de tre mindst betydende bit i tidsindstillingssignalet TS, idet 5 den logiske værdi 1 for en sådan bit åbner den pågældende kontaktkreds, hvorved det tilsvarende forsinkelsesled indkobles. Til indføring af værdier af τ , som er multipla af 8t , indeholder kredsen 42 en forindstillelig o (k-3)-bit nedtæller 59, som ved sin tælleindgang over 10 serieforbindelsen af forsinkelsesleddene 56, 57 og 58 modtager et taktsignal med frekvensen Kq/8T, hvilket er en faktor 8 lavere end den oprindelige værdi Kq/T for det andet taktsignal i fig. 10. Til denne nedtæller 59 hører et indstillingskredsløb 591, som styres af det 15 første taktsignal med frekvensen q/T og indstiller nedtælleren 59 til en tælleposition svarende til de (k-3) mest betydende bit i tidsindstillingssignalet TS. På basis af et eksempel vil det nu blive vist, at kredsen 42 i fig. 14 altid fører indstillingsimpulsen SP til 0G-20 kredsen 43 til det korrekte tidspunkt t^ + τ^. For K = 32 er tidsindstillingssignalet TS et binært tal med k = 5 bit, og for forsinkelserne τ = 23τ , t = 191 og 1 o 1 o τ = 4τ har værdierne 10111, 10011 og 00100. I første lo og andet tilfælde indstilles tælleren 59 til en tælle- 25 position, som svarer til de k-3 = 2 mest betydende bit "10" i TS, og efter to taktimpulser (med taktperioden 8T/Kq = 8x ) frembringer tælleren en indtillingsimpuls o SP- I første tilfælde åbner de tre mindst betydende bit 111 i TS alle kontaktkredsene 561, 571 og 581, således 30 at tælleren 59 modtager et taktsignal med forsinkelsen 7t , og SP følgelig fremkommer til tiden t + 7τ + o i o 2(8τ ) = t + 23τ ; i andet tilfælde åbner de tre mindst o i o betydende bit 011 i TS kun kontaktkredsene 561 og 571, så tælleren 59 modtager taktsignalet med forsinkelsen 35 3τ , og SP følgelig fremkommer til tiden t + 3τ + o i o 2(8τ ) = t +19T.I tredje tilfælde indstiller de to o i o

DK 163701 B

46 mest betydende bit 00 i TS tælleren 59 til tællepositionen 0, og de tre mindst betydende bit 100 i TS åbner kun kontaktkredsen 581, så tælleren 59 modtager taktsignalet med en forsinkelse på 4τ , og SP følgelig o 5 fremkommer til tiden t + 4τ .

i o

Takket være disse foranstaltninger resulterer en datasymbolfrekvens 1/T = 40 MHz og værdierne K = 32 og k = 8 i en taktfrekvens på 1,28 GHz for tælleren 59 i stedet for de 10,24 GHz, som ville have været nødvendigt 10 ved tælleren 42 i fig. 10. I dette tilfælde har τ = o T/(Kg) en værdi på ca. 0,1 ns, således at forsinkelsesleddene 56, 57 og 58 kan udføres som enkle forsinkelsesled formet som bånd med passende længder.

I dette eksempel har den første taktfrekvens g/T 15 værdien 320 MHz, og i fig. 10 medfører dette en cyklustid for det første ROM-lager 21 på 3,125 ns. For det andet viser fig. 10 en mulighed for at forebygge problemer, som kan opstå på grund af de nødvendige, meget korte tilgangstider i størrelsesordenen få ns. Til dette 20 formål udgøres det første ROM-lager 21 i fig. 14 af r ROM-lagre 21(1) ... 21(r), som alle har samme indhold, og som hver har sin adresseringsindgang forbundet til en separat udgang fra en adressefordelerkreds 60. Denne styres af det første taktsignal med frekvensen q/T og 25 fordeler cyklisk de 8-bit-adresser, som adresseringskredsløbet 22 danner ved denne frekvens g/T på sine r udgange, således at hvert af de r ROM-lagre 21(1) ...

21(r) adresseres med den r-gange lavere frekvens q/(rT). værdierne af styresignalerne TS og ZI, som udlæses fra 30 ROM-lagrene 21(1) — 21(r), føres til nulgennemgangsgeneratoren 41 med den nødvendige frekvens q/T ved hjælp af en multipleks-kreds 61, som også styres af det første taktsignal med frekvensen q/T, og hvis r indgange er forbundet til udlæsningsudgangene fra de 35 tilsvarende ROM-lagre 21(1) ___ 21(r). Værdien af r bestemmes som forholdet mellem de i praksis eksisterende

DK 163701 B

47 ROM-lagres cyklustid, og den nødvendige cyklustid på 3,125 ns.

(D9). Anvendelse af koblingen til signaler med ikke-5 konstant amplitude

De hidtil beskrevne udførelsesformer for opfindelsen angår alle frembringelse af et analogt, vinkelmoduleret bæresignal med konstant amplitude som svar på datasignaler med givne datasymbolfrekvenser. Opfindelsen 10 er imidlertid også egnet til brug i apparater til frem- i bringelse af et analogt, amplitudemoduleret eller amplitude- og fasemoduleret bæresignal som svar på datasignaler, når det således modulerede bæresignal opnås ved at addere to fasemodulerede bæresignaler med samme bære-15 frekvens og samme, konstante amplitude. Det grundlæggende kredsløbsdiagram for en sådan sender kendes fra GB offentliggørelsesskrift nr. 2.095.492A (offentliggjort 29. september 1982) og vil nu blive beskrevet under henvisning til fig. 15.

20 For at kunne danne et amplitude- og fasemoduleret signal S(t) af formen: S(t) = A(t) · cos[oa t + 0(t)] (40) c 1 2 3 4 5 6 35 indeholder senderen i fig. 15 to kilder 62 og 63, som 2 frembringer signaler, der repræsenterer henholdsvis den 3 informationsbærende amplitude A(t) og den informations 4 bærende fase 0(t), hvor A(t) er normaliseret så 5 |A(t)| ύ 1. Yderligere omfatter denne sender et modula- 6 tionstrin 64 med to fasemodulatorer 65 og 66, i hvilke et bæresignal sin(a t) fra en oscillator 67 c fasemoduleres af to forskellige signaler a(t) og β(t).

De tilsvarende udgangssignaler Z^(t) og Z^(t) fra disse fasemodulatorer 65 og 66 er givet ved:

DK 163701 B

48 Z (t) = sin[co t + a(t) ] 1 Γ c 1 Z (t) = sin[« t + β(t)] (41)

2 C

De modulerende signaler a(t) og β(t) udledes af signa-5 lerne A(t) og 0(t) fra kilderne 62 og 63 ved hjælp af et signaltransformeringstrin 68, i hvilket signalet A(t) føres til en arcsinus-generator 69 til dannelse af signalet arcsin A(t), som henholdsvis adderes til og subtraheres fra signalet 0(t) ved hjælp af en additions-10 kreds 70 og en subtraktionskreds 71. Signalet a(t) fremkommer så ved udgangen af additionskredsen 70, og signalet 8(t) ved udgangen af subtraktionskredsen 71, hvor: 15 a(t) = 0(t) + arcsin A(t) β(t) = 0(t) - arcsin A(t) (42) På basis af formlerne (42) kan de fasemodulerede signaler Z (t) og Z (t) skrives som: 1 2 20 Z (t) = sin[<a t + 0(t) + arcsin A(t)] Z (t) = sin[oo t + 0(t) - arcsin A(t)] (43) 2 c

Disse signaler Z (t) og z^(t) summeres i et udgangstrin 25 72 ved at subtrahere Z (t) fra Z (t), hvor man ved en 2 1 simpel trigonometrisk omformning af formel (43) kan skrive differenssignalet Z^(t) - z^(t) som: Z (t) - z (t) = 2sin[arcsin A(t)] · cos[© T + 0(t)] (44) 12 c 30 og dermed som: Z (t) - Z (t) = 2 A(t) · cos[eo t + 0(t)] (45) 12 c 35 således at der ved udgangen af trinnet 72, bortset fra

DK 163701 B

49 en konstant faktor 2, faktisk opnås det ønskede amplitude- og fasemodulerede signal S(t) givet ved formel (40).

For at opnå en høj effektvirkningsgrad kan trinnet 72 have en opbygning som vist i fig. 15. Signaler-5 ne Z (t) og Z (t) føres til klasse-D-forstærkere 73 og 74, så toniveau-signalerne ved disses udgange kan fremstilles ved sgn[z^(t)] og sgn[z^(t)], hvis nulgennemgange svarer til nulgennemgangene for de fasemodulerede signaler Z^(t) °9 Z (t) som * formel (43). Disse 10 toniveau-signaler summeres i en subtraktionskreds 75, som giver et treniveau-signal sgn[z (t)] - sgn[z (t)] (46) 1 2 15 der føres til et båndpasfilter 76 med en centerfrekvens lig bærefrekvensen f . Under de samme betingelser,

C

som nævnt under udledningen af formel (10) i afsnit (D2), kan det vises, at treniveau-signalet fra formel (46) indeholder leddet: 20 C [Z (t) - Z (t)] = 2C A(t) · cos[® t + 0(t)] (47)

112 1 C

som kan skilles ud ved hjælp af filteret 76 og svarer til det ønskede signal S(t) fra formel (40) på nær en 25 faktor 2C , hvor C = 4/π er samme konstant som i formel 1 1 (10), dvs. konstanten er uden betydning.

Efter overvejelserne i afsnittene (D1)-(D6) vil det være indlysende, at senderen i fig. 15 stiller meget strenge krav til styringen af de analoge kredsløbsfunk-30 tioner, og at der derfor med fordel kan gøres brug af koblingerne ifølge opfindelsen til at danne hvert af de fasemodulerede signaler Z^(t) og Z^it), når en sådan sender anvendes til transmission af datasignaler.

Sammenhængen mellem de datasignaler, som skal 35 transmitteres, og formerne af amplituden A(t) og fasen 0(t) for det ønskede, modulerede signal S(t) bestemmes 50

DK 163701 B

af den valgte modulationsmetode. Denne form for modulation karakteriseres sædvanligvis ved en todimensional signalkonstellation, hvori et diskret antal punkter repræsenterer værdierne af amplitude-fase-parret A(t),0(t) 5 til datasymbol-tidspunkterne t = mT, under antagelse af at de ved modulationsmetoden benyttede filtre opfylder Nyquist første kriterium. I fig. 16 ses to kendte 16-punkts konstellationer for transmissionen af binære datasignaler med bitfrekvensen 4/T, hvor datasymbolerne 10 dannes af grupper på fire efter hinanden følgende bit (quadbits), som transmitteres med en datasymbolfrekvens 1/T. Diagram a i fig. 16 viser den kendte AM-PM-konstel-lation i overensstemmelse med CCITT anbefalingen V.29 for transmission af data med en frekvens på 9600 bit pr.

15 sekund, og diagram b viser som alternativ den kendte QAM-konstellation (Kvadratur-Amplitude Modulation) beskrevet i artiklen af Toschini, Gi tlin og Weinstein i The Bell System Technical Journal, bind 52, nr. 6, juliaugust 1973, side 927-965. De numeriske værdier af A(t) 20 i diagrammerne a og b er realtive amplituder, idet A(t) normaliseres, så at |A(t) | έ 1. Formen af amplitude-fase-parret A(t),0(t) til tidspunkter t i et datasymbol-interval (mT, mT+T) afhænger af det specifikke valg af filterkarakteristik, som opfylder Nyquist første kri-25 terium, hvor der i vid udstrækning gøres brug af klassen af Racos-karakteristikker (Racos = Raised-cosine), se f.eks. bogen "Principles of Data Communication", side 50-51, af Lucky, Saltz og Weldon Jr., New Your, Mc-Graw Hiil, 1968. Hvis der også i dette tilfælde anvendes 30 digitale signalbehandlingsteknikker til filtreringen, benyttes kun de mest betydende værdier for det ønskede impulssvar og igen i et centralt interval af længden pT, hvor p = 3 eller p = 5.

Blokdiagrammet i fig. 17 viser, hvordan opfin-35 delsen kan anvendes i en datasender, som frembringer et moduleret signal S (t) med AM-PM-konstellation, som vist

DK 163701 B

51 i diagram a i fig. 16, og som gør brug af principperne fra diagrammet i fig. 15. Enheder i fig. 17, som svarer til enheder i fig. 4 og 5, som allerede er beskrevet i det foregående, har fået samme henvisningstal.

5 I senderen i fig. 17 synkroniserer taktsignalkil den 2 datasignalkilden 1, således at de binære datasignaler føres til en kodekreds 77 med bitfrekvensen 4/T. Kodekredsen 77 omfatter et 4-bit skifteregister 78, som tager imod denne serielle bit-strøm og opdeler 10 den i quadbit a(m), som stilles til rådighed parallelt med datasymbolfrekvensen 1/T og er tilgængelige på udgangene af de fire celler i skifteregisteret. Imidlertid er disse quadbit a(m) stadig ikke repræsentative for signalpunkterne a(mT), Ø(mT) i diagram a i fig. 16, ef-7 5 tersom kodningsreglen fra V.29 anbefalingen indebærer, at anden, tredje og fjerde bit i hver quadbit a(m) fastlægger faseforandringen i forhold til den absolutte faseværdi Ø(mT-T) til tidspunktet t « mT-T for det foregående datasymbol. For at opnå sæt af quadbit b(m), hvis 20 anden, tredje og fjerde bit repræsenterer den absolutte faseværdi Ø(mT) i diagrammet i fig. 16, og hvis første bit repræsenterer den relative amplitude A(mT), som er sammenhørende med denne absolutte fase Ø(mT), omfatter kodekredsen 77 også en konverter 79, der som svar på 25 quadbit a(m) akkumulerer de følgende faseforandringer og fremviser resultatet πκ^υ1ο-2π som en absolut faseværdi Ø(mT) med anden, tredje og fjerde bit i quadbit-sættene a(m).

Adresserne til det første ROM-lager 21 udledes 30 nu fra disse sæt af quadbit b(m) ved hjælp af et adresseringskredsløb 22, hvis opbygning allerede er beskrevet i detaljer. I fig. 17 er valgt en længde ρτ = 3T for det centrale interval, hvortil det ønskede impulssvar begrænses, således at skifteregisteret 23 har en læng-35 de på tre elementer,og hvert element en bredde på 4 bit.

Kvadranttælleren 24, som blev brugt i de beskrevne

DK 163701 B

52 TFM-sendere, er imidlertid ikke med i fig. 17, da fasen 0(t) mellem tidspunkterne t * mT og t = mT+T ikke altid forbliver i sammen vinkelkvadrant, hvilket ses af diagram a i fig. 16, hvori et af de mulige trajektorier for 5 amplitude-fase-parret A(t),0(t) i tidsintervallet 3T er vist ved en punkteret kurve. Indholdet i skifteregisteret 23 (12 bit) og tællepositionen for modulo-g-tælleren 26 (3 bit ved interpolationsfaktoren q = 8) danner adressen til det første ROM-lager 21, hvorfra der ud-10 læses med en eksempleringsfrekvens på f = q/τ. Til det

S

første ROM-lager 21 er forbundet to signalbehandlings-kredse 27(Dl) og 27(D2) til behandling af de udlæste værdier med henblik på at danne toniveau-signalerne sgn[z^(t)] og sgn[z (t)], som igen behandles i en ud-15 gangskreds 27(A) pi? samme måde som ved kredsen 72 i fig. 15.

De i det første ROM-lager 21 oplagrede værdier kan repræsentere forskellige typer modulations-parametre afhængig af arten af signalbehandlingskredsene 27(Dl) 20 og 27(D2), som anvendes i fig. 17. Når disse signalbehandlingskredse i fig. 17 er af en lignende opbygning som signalbehandlingskredsen 27(D) i fig. 4, udledes de to styresignaler TS og ZI til nulgennemgangsgeneratoren 41 fra diskrete signalværdier Z (t ) og Z (t ) af de li 2 i 25 fasemodulerede signaler Z (t) og Z (t) givet ved formel (43), hvilke fås fra styresignalgeneratoren 45 ved hjælp af den digitalé kvadraturmodulationskreds 35, som er forbundet til det første ROM-lager 21. I nærværende tilfælde lagres der i det første ROM-lager 21 i 30 fig. 17 digitale, numeriske værdier, som repræsenterer modulationsparametrene cos[a(t,)] og sin[a(t,)] for signalbehandlingskredsen 27(Dl), og modulationsparametrene cos[3(t )] og sin[6(t )] for signalbehandlingskredsen i i 27(D2), hvor a(t) og β(t) er faserne for signalerne 35 Z (t) og z (t) udregnet ud fra værdierne af amplitude-fase-parret A(t),0(t) ved hjælp af formel (42).

Claims (9)

1. Kobling til frembringelse af et analogt, vin kelmoduleret bæresignal med en i det væsentlige konstant amplitude som svar på datasignaler med en given symbolfrekvens 1/T, hvilken kobling omfatter: - en taktgiverkreds (20), som synkroniseres af 30 symbolfrekvensen 1/T til frembringelse af et første taktsignal med frekvensen q/T, hvor q er et helt tal større end 1, - et første ROM-lager (21) til i adresserbare pladser at lagre digitale, numeriske værdier, som repræ- 35 senterer modulationsparametre for det vinkelmodulerede bæresignal, DK 163701 B 54 - et af det første taktsignal styret adresseringskredsløb (22) til som svar på et forudbestemt antal af efter hinanden følgende datasymboler at frembringe adresser med en hastighed på q/T til udlæsning af de 5 lagrede værdier fra pladserne i det første ROM-lager (21), og - en til det første ROM-lager (21) forbundet signalbehandlingskreds (27) til behandling af de udlæste værdier for at generere det analoge, vinkelmodulerede 10 bæresignal, kendetegnet ved, at der i signalbehandlingskredsen (27) for vinkelmodulerede bæresignaler, hvis samlede fasevariation i en periode T/q for det første taktsignal højest er π rad, indgår en nulgennemgangsgenerator (41), omfattende 15 - en af det første taktsignal styret forsinkel seskreds (42), der som svar på et numerisk tidsindstillingssignal frembringer en indstillings impuls med en forudindstillelig tidsforsinkelse på maksimalt T/q i forhold til det første taktsignal, 20 -en af det første taktsignal styret port-kreds (43) til kun at videreføre de af forsinkelseskredsen (42) frembragte indstillingsimpulser som svar på et nulgennemgangsindikeringssignal, og - en til port-kredsen (43) forbundet bistabil im-25 pulsgenerator (44) til frembringelse af et toniveau-sig- nal, hvis niveauskift kun sker til tidspunkterne for de fra port-kredsen (43) til impulsgeneratoren (44) overførte indstillingsimpulser, hvorhos signalbehandlingskredsen (27) omfatter yderligere et båndpasfilter (18), 30 som er tilkoblet impulsgeneratoren og har en centerfrekvens svarende til bærefrekvensen i det vinkelmodulerede bæresignal.

2. Kobling ifølge krav 1, kendetegnet ved, at de i det første ROM-lager (21) oplagrede værdi-35 er repræsenterer modulationsparametrene cos[ø(t)] og sin[ø(t)], hvor 0(t) er fasen af det analoge, vinkelmo- DK 163701 B 55 dulerede bæresignal, og at signalbehandlingskredsen (27) desuden omfatter en styregenerator (45) til frembringelse af tidsindstillings- og nulgennemgangsindikeringssig-nalerne, hvilken styregenerator omfatter: 5. en digital kvadraturmodulationskreds (35), som er tilsluttet direkte til det første ROM-lager (21) til med eksempleringsfrekvensen q/T at frembringe et digitalt signal, der repræsenterer det analoge, vinkelmodulerede bæresignal, 10. et andet ROM-lager (47) til i adresserbare i pladser at lagre digitale, numeriske værdier for tidsindstillingssignalet , - en fortegnsdetektor (48) til frembringelse af nulgennemgangssignalet, og 15. en forsinkelseskreds (46) til forsinkelse af det af kvadraturmodulationskredsen (35) frembragte digitale signal med en eksempleringsperiode T/q, hvorved de til hinanden svarende størrelsesbit i en eksemplerings-prøve af det digitale signal og den samtidigt optrædende 20 eksempleringsprøve af det forsinkede digitale signal tilsammen udgør adressen for det andet ROM-lager (47), og respektive fortegnsbit for de to eksempleringsprøver udgør indgangssignalet til fortegnsdetektoren (48).

3. Kobling ifølge krav 1, kendetegnet 25 ved, at de i det første ROM-lager (21) lagrede værdier repræsenterer modulationsparameteren 0(t), hvor Θ(t) = ω t + 0(t) er argumentet for det analoge, vinkelmodule- C rede bæresignal med bærefrekvensen ω og fasen 0(t), og c at signalbehandlingskredsen (27) også omfatter en styre-30 generator (45) til frembringelse af tidsindstillings- og nulgennemgangsindikeringssignalerne, hvilken styregenerator omfatter: - et andet ROM-lager (47) til i adresserbare pladser at lagre digitale, numeriske værdier for tids- 35 indstillingssignalet, - en fortegnsdetektor (48) til frembringelse af nulgennemgangs ind ikerings s ignalet, DK 163701 B 56 - en forsinkelseskreds (42) til forsinkelse af det digitale udgangssignal fra det første ROM-lager (21) med en periode T/q, og - en additionskreds (43) til frembringelse af et 5 digitalt sumsignal som svar på de respektive størrelsesbit i en eksempleringsprøve af det digitale udgangssignal og den samtidigt optrædende eksempleringsprøve af det forsinkede digitale udgangssignal, hvilke størrelsesbit i nævnte eksempleringsprøver tilsammen udgør 10 adressen for det andet ROM-lager (47), medens de respektive fortegnsbit i samtidigt optrædende eksempleringsprøver af de ikke-forsinkede og forsinkede digitale udgangssignaler udgør indgangssignalet til fortegnsdetektoren (48).

4. Kobling ifølge krav 1, kendetegnet ved, at de i det første ROM-lager (21) lagrede værdier repræsenterer tidsindstillings- og nulgennemgangsindike-ringssignalerne som modulationsparametre for det analoge, vinkelmodulerede bæresignal, og at nulgennemgangs-20 generatoren (41) i signalbehandlingskredsen (27) er direkte forbundet til det første ROM-lager (21).

5. Kobling ifølge krav 1, hvor tidsindstillingssignalet er kvantiseret med k bit, kendetegnet ved, at forsinkelseskredsen (42) i nulgennem-25 gangsgeneratoren (41) er en forudindstillelig k-bit-ned-tæller med et af det første taktsignal styret forindstillingskredsløb (421) til indstilling af nedtælleren til en tælleposition, der svarer til de k-bit i tidsindstillingssignalet, hvilken nedtæller på sin tælleindgang 30 modtager et andet, af taktgiverkredsen (20) frembragt taktsignal med frekvensen Kq/T, hvor K = 2 og ved indtagelse af tællepositionen nul frembringer en udgangsimpuls, der føres til port-kredsen (43) som indstillingsimpuls .

6. Kobling ifølge krav 1, hvor tidsindstillings signalet er kvantiseret med k bit, kendeteg- DK 163701 B 57 net ved, at forsinkelseskredsen (42) i nulgennem- . n gangsgeneratoren (41) udgøres af et antal på 2 forud- indstillelige (n-n)-bit nedtællere (42(1), 42(2)) samt n af en skiftekreds (51) med 2 indgange, hvor n er et 5 helt tal mellem 1 og k, hvilke nedtællere hver omfatter et af det første taktsignal styret forindstillingskredsløb (421(1), 421(2)) til indstilling af hver nedtæller til en tælleposition svarende til de (k-n) mest betydende bit i tidsindstillingssignalet og på deres tælleind- 10 gange modtager andre af taktgiverkredsen (20) frembragte n taktsignaler med frekvensen Kq/(2 T) og indbyrdes forsinkelser på T/Kq, hvor K = 2 , hvorhos nedtællerne (42(1), 42(2)) ved indtagelse af deres tællepositioner sender udgangsimpulser til tilsvarende indgange på 15 skiftekredsen (51), der samtidigt er styret af de n lavest betydende bit i tidsindstillingssignalet på en sådan måde, at kun ud gangs impuls en på den indgang, som modsvarer disse n bit, føres til port-kredsen (43) som indstillingsimpuls.

7. Kobling ifølge krav 1, hvor tidsindstillings signalet er kvantiseret med k bit, kendetegnet ved, at forsinkelseskredsløbet (42) i nulgennemgangsgeneratoren (41) omfatter en forudindstillelig (k-n)-bit nedtæller (59), hvis tælleindgang modtager et 25 andet af taktgiverkredsen (20) frembragt taktsignal med n frekvensen Kq/(2 T) over en seriekobling af n indkoblelige forsinkelsesledninger (56, 57, 58) med tidsforsinkelser tiltagende fra værdien T/Kq en faktor 2 for hver ledning op til værdien 2 ^T/Kq, hvor n er et helt tal 30 og 1 < n = k, medens K = 2 , hvilken nedtæller (59) omfatter et af det første taktsignal styret indstillingskredsløb (591) til indstilling af nedtælleren til en tælleposition svarende til de (k-n) mest betydende bit i tidsindstillingssignalet, medens nævnte seriekobling om-35 fatter skiftekredsløb til indføjelse af en tidsforsinkelse svarende til de n mindst betydende bit i tidsind- DK 163701 Β V* 58 » stillingssignalet, og nedtælleren (59) ved indtagelse af sin nulposition frembringer en udgangsimpuls, der føres til port-kredsen (43) som indstillingsimpuls.

8. Kobling ifølge krav 4, kendetegnet 5 ved, at det første ROM-lager (21) er sammensat af r ROM-lagre alle med samme indhold og hvert med sin adresseringsindgang sluttet til en adressefordelerkreds (60) med r udgange og med sin udlæsningsudgang sluttet til en multiplekser (61) med r indgange, hvilken adresseforde-1 o lerkreds og hvilken multiplekser begge styres af det første taktsignal til cyklisk fordeling af læseadresser-ne til henholdsvis multipleksering af de udlæste værdier fra de r ROM-lagre.

9. Kobling til frembringelse af et amplitude- og 15 fasemoduleret bæresignal som svar på datasignaler med en given symbolfrekvens 1/T ved summation af to forskellige, fasemodulerede bæresignaler med ens bærefrekvenser og ens, i det væsentlige konstante amplituder, kendetegnet ved, at hver af de to fasemodulerede 20 bæresignaler frembringes af en kobling ifølge ethvert af kravene 1-7, hvilke koblinger har taktgiverkredsen (20), adresseringskredsløbet (22) og båndpasfilteret (76) til fælles.