EP0903960A1 - Antenne formée d'une pluralité de capteurs acoustiques - Google Patents

Antenne formée d'une pluralité de capteurs acoustiques Download PDF

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EP0903960A1
EP0903960A1 EP98460031A EP98460031A EP0903960A1 EP 0903960 A1 EP0903960 A1 EP 0903960A1 EP 98460031 A EP98460031 A EP 98460031A EP 98460031 A EP98460031 A EP 98460031A EP 0903960 A1 EP0903960 A1 EP 0903960A1
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EP
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sensors
antenna
antenna according
acoustic
sensor
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Wolfgang Tager
Grégoire Le Tourneur
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Orange SA
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France Telecom SA
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    • H04R3/005—Circuits for transducers for combining the signals of two or more microphones
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    • H04R2201/401—2D or 3D arrays of transducers
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    • H04R2201/405—Non-uniform arrays of transducers or a plurality of uniform arrays with different transducer spacing

Definitions

  • the present invention relates to an acoustic antenna formed from a plurality of discrete acoustic transducers, in particular an acoustic reception antenna, that is to say formed of a plurality of acoustic sensors or microphones. Being given the principle of reciprocity, the invention also applies to an antenna emission acoustics.
  • the main purpose of an acoustic receiving antenna is to reduce all defects in reception while retaining useful information, i.e. information issued by the speaker or by the useful source.
  • the acoustic signals received on the antenna sensors are damaged by: (1) other issuers; (2) multi-path propagation; (3) in some cases, a echo; (4) electronic noise from sensors and amplifiers; and (5) possibly, the quantization noise for digital processing.
  • the disturbances (1) to (3) will be say “spatially coherent” or simply “coherent” while the disturbances (4) and (5) are said to be “inconsistent”.
  • Antenna processing can be seen as a dot product in the frequency domain.
  • the signal at the end of the processing is expressed in the form:
  • a conventional antenna processing consists in putting the signal back in phase, possibly weighting the sensors to establish a compromise between the opening of the main lobe and the level of the secondary lobes, and in calculating this sum.
  • We can express it by a set of coefficients: w m (( f ) g m (( f ) e j 2 ⁇ f vs d 1, m with g m ( f ) real and positive
  • these equations are based on a propagation model which is very well adapted in free field without obstacles.
  • the propagation model can be replaced by measurements.
  • the vectors d 2 ( f ) represent measured propagation vectors.
  • the network Since we only use fractions of sensibilities of the sensors, the network produces a response which has a signal / noise ratio lower than it would be if we used the full sensitivity of each sensor. Else hand, if the distance between the sensors is too large or too small compared to the wavelength, antenna performance drops.
  • document FR-A-2 472 326 describes a method of optimization of a linear geometry of acoustic antenna, with conventional summation of the signals sensors. We can consider that it is a linear delay-sum antenna at variable spacing. This antenna only works well around a frequency in narrow band and the antenna is relatively large compared to the wavelength.
  • the document FR-A-2722637 describes a geometry antenna in which the sensors are distributed in a horizontal plane on a line concave towards a speaker. We add the signals from the sensors in phase.
  • the antenna is decomposed into sub-antennas each characterized by a specific spacing between sensors and each assigned to a part of the frequency band. In bass frequencies, we always encounter difficulties.
  • the treatments mentioned so far do not solve certain difficulties because, on the one hand, the sound signals to be processed belong to a frequency spectrum to broadband, occupying several octaves, for example from 100 to 8000 Hz and, on the other hand, there are near-field sound sources for which is not verified the propagation of sound waves by plane waves.
  • a small conventional antenna cannot be selective at low frequencies.
  • An object of the present invention is to provide an antenna processing which improves existing conventional treatment, starting with treatment of superdirective genre in which the module is processed so as not to distort useful signal from a near-field acoustic source which respects a number of constraints.
  • Another object of the invention consists in providing an antenna composed of a plurality of acoustic sensors whose output signals are processed, the signal processing output being higher in quality than the output signal from a state antenna of the technique when the useful acoustic source is in the near field.
  • Another object of the invention consists in providing, an antenna whose processing provides better selectivity at low frequencies.
  • said processing is carried out by an operator mathematical in a flowchart called superdirective-module-phase or SDMP whose the input data is the antenna geometry and model data propagation, weighting data and stress data mentioned above, and whose output data are, in the frequency domain, the coefficients of a plurality of digital filters as numerous as the sensors acoustic.
  • an antenna formed of a plurality acoustic sensors, a first part placed in front of a useful source close consists of sensors aligned in a first row and a second part placed behind the first row in relation to the near useful source consists of sensors aligned in at least a second row.
  • the common direction of the rows of sensors in the first and second parts are transverse to the mean direction of useful acoustic waves.
  • the common direction of the rows of sensors in the first and second parts are slightly oblique to the direction mean useful acoustic waves.
  • the sensors of the first part are distributed symmetrically in a logarithmic fashion around the median sensor.
  • the sensors of the first part are selectively assigned to several sub-antennas, each sub-antenna being associated with a determined band of frequencies and the sensors selectively assigned to this sub-antenna delivering output signals which are processed by conventional processing, the frequency bands being contiguous and the whole of them not falling below practically 1 kHz, each processing consisting of a specific filtering and the the output signals of each specific filter being summed.
  • each output signal of a sensor is filtered by a filter that performs, at the same time, the SDMP algorithm for bass frequencies, cutting into frequency bands according to the antenna method logarithmic, and classical channel formation for frequencies not processed by the SDMP algorithm.
  • a propagation model is used.
  • Fig. 1 symbolically shows the SDMP 10 organization chart which receives input data of a set 11 containing the digital data relating to the topographic location of the antenna sensors as well as the useful source, a set 12 containing the data relating to the linear constraints, of a set 13 containing the data relating to the spatial weighting, of a set 14 containing the data relating to the constraints on the chosen reduction of the inconsistent noise, and a set 15 containing the data relating to the definitions of the sub-antennas.
  • the flowchart 10 delivers output data to a set 16, the data of output being relative to a set of coefficients of M digital filters in the domain frequency, M being equal to the number of sensors of the antenna.
  • the antenna is formed by two acoustic sensors or microphones 21 and 22 placed one behind the other in relation to a useful speaker or acoustic source 23.
  • the sensors 21 and 22 and the useful source 23 are aligned.
  • the distance d between sensors is, for example, 30 cm and is equal to the distance from sensor 21 to the source 23.
  • This very simple antenna thus symbolizes sound pickup in the near field.
  • the two sensors have a omnidirectional directivity diagram.
  • the outputs of sensors 21 and 22 are respectively connected to the inputs of low-pass filters 24 and 25 whose outputs are connected to the inputs of a summator 26 which outputs the antenna output signal at 27.
  • the useful signal is also added in phase, but the amplitude of the signal on the sensor 2 is two times smaller than on the sensor 1, which leads to an amplification of the power of the useful signal equal to:
  • the directivity factor tends to infinity if the frequency tends to zero.
  • the processing is less robust, because the useful signal is weak at the output.
  • FIG. 5 shows an embodiment of a processing - filtering, summation - at the output of sensors 21 and 22 in the field temporal.
  • the outputs of sensors 21 and 22 are respectively connected to the inputs microphone amplifiers 28 and 29 whose outputs are respectively connected at the inputs of analog-digital converters 30 and 31 whose outputs are respectively connected to the memory inputs 32 and 33 made up of registers with shift comprising, for example, thirty-two cells each.
  • the lateral exit of a memory cell 30, associated with sensor 24, is connected to a door input 34.1.n whose second input receives a signal of coefficient h.l.n.
  • the lateral exit of a memory cell 31, associated with sensor 25, is connected to a door entry 34.2.n whose second input receives a signal of coefficient h.2.n.
  • the parameters n mentioned above vary discreetly from one to thirty-two depending on the rank of the cell in the shift register.
  • the outputs of doors 34.1.n and 34.2.n are connected to the corresponding inputs of a digital summator 26 whose output delivers at 27 the antenna signal.
  • Fig. 6 the variation of the directivity factor as a function of the frequency, in hypothesis (a), is indicated by the curve al, which decreases from 25 dB to 5 dB below of 100 Hz, shows that we improve performance at low frequencies compared to those of a conventional antenna indicated by the curve Id.
  • the curve 2a indicates the variation of the reduction.
  • curve 1b shows that the low frequency performance up to 5 dB, i.e. where solutions classics don't work well.
  • Curve 2b corresponds to the variation of the minimum reduction imposed.
  • curve 1c shows that we can gain between 2 dB for low frequencies and 0.6 dB for high.
  • Line 2c identical to line 2d corresponds to the variation of the minimum reduction imposed.
  • a useful source 100 U-shaped antenna comprising thirteen sensors 101 to 113 which in the example described are forward directional cardioid pattern sensors, i.e. the region containing source 100 relative to the antenna.
  • the first nine sensors 101 at 109 are aligned symmetrically around the sensor 105 on a first straight line D1
  • the two following sensors 110 and 111 are arranged on a second straight line D2
  • the two last sensors 112 and 113 on a third straight line D3.
  • Lines D1, D2 and D3 are parallel and perpendicular to a straight line D4 passing through the sensor 105 and on which the useful source 100 is installed.
  • the distance from the source 100 to the right D1 is 60 cm and the lines D2 and D3 are respectively placed behind the right D1 at 15 and 30 cm.
  • the sensors 110 and 112 are aligned behind the sensor 101 and sensors 111 and 113 are aligned behind sensor 109 so that train the legs of the U.
  • the intervals between the sensors 105, 104, 103, 102 and 101 vary increasing logarithmically and symmetrically to intervals between sensors 105, 106, 107, 108 and 109.
  • the interval is 2.5 cm; between 104 and 103, it is 2.5 cm; between 103 and 102, 5 cm; and between 102 and 101, 10 cm
  • the sensor 110 is placed 15 cm behind sensor 101, like 111 behind 109, and sensor 112 is placed 15 cm behind the sensor 110, like 113 behind 112.
  • FIG. 8 illustrates the frequency implementation of the filtering output signals from sensors 101 to 113 in Fig. 7.
  • the sensor 101 supplies a amplifier A01 followed by an analog-digital converter B01 followed by a circuit C01 operating according to the Fast Fourier transformation algorithm (TFR with zero padding) connected to the serial input of a D01 filter whose output is connected to an input corresponding of an SOM adder.
  • TFR Fast Fourier transformation algorithm
  • the parallel input of filter D01 receives the clearance coefficients calculated by the SDMP flowchart for this filter.
  • Fig. 8 we have included the sensor 113 which supplies an amplifier A13 followed by an analog-digital converter B13 followed by a circuit c13, operating like circuit C01, connected to the serial input of a filter D13, the output of which is connected to a corresponding input of the SOM adder.
  • the parallel input of filter D13 receives also a set of coefficients calculated by the SDMP organization chart.
  • the output of the SOM adder is connected to a circuit E operating according to a Reverse Fast Fourier Transformation algorithm (TFRI with Overlap Add) followed by a digital analog converter F which delivers the output signal from the antenna. .
  • TFRI with Overlap Add Reverse Fast Fourier Transformation algorithm
  • the algorithm can be performed in real time using a DSP (Texas Instruments C50).
  • the antenna of FIG. 7 in four sub-antennas including the first three, in which the sensors 101 to 109 operate from the line D1, are used to cover three octaves at high frequencies and the fourth in which all the sensors 101 to 113 intervene is used for cover low frequencies from 0 to 1 kHz.
  • the sensors 101 to 109 are symmetrically distributed in a logarithmic manner, which allows in a way known per se to reduce the number of sensors, here to nine. A number of five sensors per octave band is sufficient.
  • the sensors 103 to 107 are used, constituting the first sub-antenna, for the band 4 to 7 kHz; sensors 102, 103, 105, 107 and 108, constituting the second sub-antenna, for the band 2 to 4 kHz; and the sensors 101, 102, 105, 108 and 109, constituting the third sub-antenna, for the band 1 to 2 kHz.
  • the processing involves all the sensors 101 to 113 using the algorithm of the invention, that is to say taking into account the module differences and phase differences on sensors 110 to 113, of a similar to the processing mentioned above for the antenna of FIG. 2.
  • the treatment according to the invention is useful for a wide band of frequencies, for example for speech a band going from 20 Hz to 7 kHz.
  • a variant of the antenna of FIG. 6 comprises, opposite a source useful 200, thirteen sensors 201 to 213 with directivity diagram in cardioid.
  • the nine first sensors 201 to 209 are symmetrically aligned around the sensor 205 on a first straight line D1, the two sensors along 210 and 211 are arranged on a second line D2 and the last two sensors 212 and 213 on a third line D3.
  • Lines D1 to D3 are parallel and perpendicular to a line D4 passing through the sensor 205 and the useful source 200.
  • the mutual distances between the lines D1 to D3 and the source 200 are identical to those mentioned in About the antenna of Fig. 6.
  • the mutual distances between the sensors 201 to 209 are identical to those that exist between sensors 101 to 109.
  • Sensors 210 and 212 are aligned behind the middle of segment 201-202 and the sensors 211 and 213 aligned behind the middle of the segment 208-209. In depth, their mutual distances are the same as in FIG. 7. The offsets of the sensors 210 at 213 towards the center of the antenna earns it the antenna designation in Pi.
  • Pi antenna output signals are processed according to the flowchart superdirective-module-phase of the invention.
  • FIG. 10 another variant of the antenna of FIG. 6 has in front of a useful source 300, thirteen sensors 301 to 313 with a cardioid directivity diagram.
  • the first nine sensors 301 to 309 have, on the right Dl, the same arrangement as the first nine sensors of FIG. 6.
  • the last four sensors 310 to 313 are successively aligned according to the same line D4 in FIG. 6, behind 305 so as to form, with the sensors 301 to 309, a T-shaped antenna.
  • the distance between the sensors 310 and 305 is 10 cm, as between sensors 311 and 310, between 312 and 311, and between 313 and 312.
  • T-antenna output signals are processed according to the flowchart superdirective-module-phase of the invention.
  • a set 11 which contains the digital data relating to the topographic location of the antenna sensors as well as the useful source. This set 11 still contains data relating to the propagation and / or, as mentioned above, measures of responses impulse.

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Abstract

Les signaux de sortie des capteurs acoustiques de l'antenne sont soumis à un traitement du genre superdirectif, avec une contrainte en ce qui concerne le module et une contrainte non linéaire qui fixe la réduction du bruit incohérent. La formulation théorique de ces contraintes étant la suivante: g(f) a<H>1 (f)=e<-><j><2><πf><τ> et g(f)g<H>(f)< ((1) / (Rmin)) la première contrainte signifiant que la fonction de transfert totale est un retard pur τ, et la seconde contrainte signifiant qu'une limite est fixée pour la réduction du bruit incohérent. L'antenne est prévue pour améliorer la réception en champ proche. <IMAGE>

Description

La présente invention concerne une antenne acoustique formée d'une pluralité de transducteurs acoustiques discrets, en particulier une antenne acoustique de réception, c'est-à-dire formée d'une pluralité de capteurs acoustiques ou microphones. Etant donné le principe de réciprocité, l'invention s'applique également à une antenne acoustique d'émission.
L'objet principal d'une antenne acoustique de réception est de réduire tous les défauts de la réception tout en conservant l'information utile, c'est-à-dire l'information émise par le locuteur ou par la source utile.
Ci-après, pour mieux apprécier les difficultés que l'invention a pour objet de surmonter, on va développer une étude théorique classique des réseaux d'antennes acoustiques, en prenant le cas d'une antenne à géométrie arbitraire, composée de capteurs acoustiques qui ont des diagrammes de directivité arbitraires.
Les signaux acoustiques reçus sur les capteurs de l'antenne sont détériorés par: (1) d'autres émetteurs; (2) une propagation multi-trajets; (3) dans quelques cas, un écho; (4) le bruit électronique des capteurs et amplificateurs; et (5) éventuellement, le bruit de quantification pour un traitement numérique.
On suppose un modèle linéaire et additif c'est-à-dire que les dégradations non linéaires ne sont pas prises en compte. Dans la suite, les perturbations (1) à (3) seront dites "spatialement cohérentes" ou simplement "cohérentes" tandis que les perturbations (4) et (5) sont dites "incohérentes".
La performance d'une antenne vis-à-vis d'une perturbation cohérente est donnée par son diagramme de directivité. Le locuteur est supposé situé en champ proche, ce qui veut dire qu'au lieu de s'intéresser à une direction, on s'intéresse plutôt à un point dans l'espace. On suppose que les sources de perturbations cohérentes sont en champ lointain.
On a retenu une formule qui exprime l'amélioration du rapport signal à perturbations cohérentes, sous l'hypothèse d'un champ diffus en comparaison avec un capteur omnidirectionnel placé à l'endroit du capteur le plus proche de l'antenne. Les réflexions sont traitées comme des sources images. Il suffit donc de connaítre la loi de propagation en champ libre ainsi que le diagramme de directivité de chaque capteur.
Un modèle typique pour la propagation est:
Figure 00020001
où
xm
signal du capteur m, aussi nommé observation
t
temps
up,m
directivité du capteur m dans la direction de la source p
sp
signal émis par la source p
dp,m
distance source p - capteur m
c
vitesse de propagation
bm (t)
bruit incohérent (bruit électrique et de quantification) sur le capteur m
Pour simplifier le calcul, on passe dans le domaine fréquentiel:
Figure 00020002
où
   X, S, B observation, signal émis et bruit dans le domaine fréquentiel f    fréquence
Le traitement d'antenne peut être vu comme un produit scalaire dans le domaine fréquentiel. Le signal à la sortie du traitement s'exprime sous la forme :
Figure 00030001
Supposons que la source utile soit la source p=1. Un traitement d'antenne classique consiste à remettre le signal en phase, à éventuellement pondérer les capteurs pour établir un compromis entre ouverture du lobe principal et le niveau des lobes secondaires, et à calculer cette somme. On peut l'exprimer par un jeu de coefficients : wm (f) = gm (f)e j 2πf c d 1,m avec gm (f) réel et positif
A la sortie, on a donc :
Figure 00030002
Les trois termes de la somme ci-dessus correspondent respectivement au signal utile, aux perturbations cohérentes et au bruit incohérent. Cette équation peut être utilisée pour un traitement linéaire arbitraire si on permet des valeurs complexes pour gm (f). Pour obtenir le facteur de directivité, on doit faire varier la position d'une source perturbatrice, soit p=2, et calculer la moyenne du résidu du signal perturbateur. On introduit d'abord un facteur d'amplitude dont le dernier terme sert à obtenir un facteur indépendant de la distance si elle est suffisamment grande :
Figure 00030003
   et on obtient, avec λ = c / f:
   le gain complexe du signal utile :
Figure 00040001
   le gain complexe du signal perturbateur cohérent :
Figure 00040002
   le facteur de directivité :
Figure 00040003
Avec les notations vectorielles suivantes :
Figure 00040004
et d 2(f) = α2,1 e j2π d 1,1-d 2,1 λ ,...,α2,M e j2π d 1,M -d 2,M λ T    on obtient :
Figure 00040005
   et, finalement, avec les matrices A (f) = aH 1 (f) a1 (f)et
Figure 00040006
   on a : F(f)= g(f)A(f)gH (f) g(f)D(f)gH (f)
Comme déjà indiqué, ces équations sont basées sur un modèle de propagation qui est très bien adapté en champ libre sans obstacles. Pour adapter le calcul à une situation dans laquelle le modèle ne s'avère pas suffisamment précis, on peut remplacer le modèle de propagation par des mesures. Dans ce cas, les vecteurs d2 (f) représentent des vecteurs de propagations mesurés.
On peut généraliser ce résultat en introduisant une pondération U(f,ϕ, ) de l'erreur quadratique de l'intégrale selon la direction :
Figure 00050001
et F U (f) = g(f)A(f)gH (f) g(f)DU (f)g H (f)
On suppose que le bruit incohérent est non corrélé d'un capteur à l'autre et que sa puissance est égale à σ 2 / b(f) pour tous les capteurs. La réduction du bruit incohérent s'écrit dans ce cas :
Figure 00050002
De cette étude, on peut déduire le traitement classique retard-pondération-sommation en focalisant en champ lointain. Pour une antenne rectiligne à espacement uniforme d des capteurs, le gain complexe du signal perturbateur cohérent G2 devient :
Figure 00050003
   et on peut tracer le diagramme de directivité Ωf,ϕ0 (ϕ) pour une fréquence donnée en faisant varier ϕ:
Figure 00050004
Ce traitement classique a fait depuis 1946 l'objet de nombreuses études. On connaít la méthode de C.L. Dolph décrite dans la revue technique "Proceedings of the I.R.E. on Waves and Electrons", Vol. 34, n° 6, juin 1946, pp. 335-348. Dans cette méthode, on espace les capteurs de façon équidistante et on règle leurs sensibilités conformément aux coefficients des polynômes de Tchebycheff de manière à obtenir une réponse comportant un lobe principal d'un niveau donné et plusieurs lobes secondaires de niveaux inférieurs, pratiquement égaux. Comme on n'utilise que des fractions des sensibilités des capteurs, le réseau produit une réponse qui a un rapport signal/bruit inférieur à celui qu'il serait si on utilisait la pleine sensibilité de chaque capteur. D'autre part, si la distance entre les capteurs est trop grande ou trop petite comparée à la longueur d'onde, les performances de l'antenne chutent.
Plus récemment, le document FR-A-2 472 326 décrit une méthode d'optimisation d'une géométrie linéaire d'antenne acoustique, avec sommation classique des signaux des capteurs. On peut considérer qu'il s'agit d'une antenne linéaire retard-somme à espacement variable. Cette antenne ne fonctionne bien qu'aux alentours d'une fréquence en bande étroite et l'antenne est relativement grande par rapport à la longueur d'onde.
Encore plus récemment, le document FR-A-2722637 décrit une géométrie d'antenne dans laquelle les capteurs sont répartis dans un plan horizontal sur une ligne concave vers un locuteur. On somme les signaux des capteurs en phase. L'antenne est décomposée en sous-antennes caractérisées chacune par un espacement spécifique entre capteurs et chacune affectée à une partie de la bande de fréquence. En basses fréquences, on rencontre toujours des difficultés.
Les traitements classiques de ce type ont été étudiés par d'autres chercheurs qui ont choisi différents coefficients de pondération pour modifier l'ouverture du lobe principal et le niveau des lobes secondaires du diagramme de directivité. A noter que, dans ces traitements, on n'exploite pas les diagrammes de directivité des capteurs.
Quand l'antenne doit recevoir des signaux acoustiques à large bande, c'est-à-dire comprenant des fréquences aussi basses que 20 Hz, on rencontre, avec les traitements classiques, deux difficultés : un nombre obligatoirement élevé des capteurs de l'antenne et une grande dimension de l'antenne. Les traitements classiques entraínent donc une solution chère et encombrante.
On a proposé, en variante, un traitement d'antenne dite "superdirective" dans lequel le facteur de directivité est optimisé. On pourra, à ce sujet, se reporter à l'ouvrage "Antenna Handbook" édité par Y.T. Lo et S.W. Lee en 1993, Vol. II, chapitre 11 intitulé "Array Theory" et notamment aux pages 11-61 à 11-79 de ce chapitre 11. D'après la présente étude exposée ci-dessus, la maximisation du facteur de directivité (relation 5) pour une source en champ lointain (les α sont tous égaux à 1) s'exprime en partant des relations 4 et 5 par: gopt (f)= arg max g(f)D(f)gH (f) g(f)A(f)gH (f) et, en fixant une fonction de transfert égale à l'unité dans la direction du signal utile, par la contrainte: g(f)aH 1 (f) = 1
Par ce traitement, on peut réduire la distance entre capteurs qui devient plus petite comparée à la longueur d'onde. On obtient ainsi une bonne sélectivité spatiale avec une antenne de petite dimension. Les inconvénients de cette antenne superdirective sont la faible robustesse, c'est-à-dire une décroissance rapide des performances si l'optimisation n'est pas parfaite ou si l'on s'écarte des conditions optimales d'utilisation; l'amplification du bruit incohérent; et la chute des performances quand l'information ne provient pas de la direction "end-fire".
Parmi les travaux récents relatifs aux antennes acoustiques "end-fire", on peut citer l'article intitulé "Practical supergain" par H. Cox et al, paru dans "IEEE Transactions on Acoustic Speech and Signal Processing", Vol. ASSP-34, n° 3, juin 1986, pp. 393-398. Cette antenne superdirective est toujours optimisée pour viser en champ lointain, car on n'exploite pas le module. De plus, il n'y a pas de contraintes linéaires possibles et la directivité des capteurs n'entre toujours pas en ligne de compte. La pondération n'est soumise qu'à une contrainte sur le gain par rapport au bruit blanc non corrélé.
On a encore essayé d'améliorer les performances en utilisant des algorithmes adaptatifs qui permettent d'estimer le champ et de suivre son évolution. Les résultats sont satisfaisants si les trois conditions suivantes sont remplies : (1) le nombre de sources doit être petit par rapport au nombre de capteurs ; (2) le bruit d'ambiance est plus énergétique que les trajets indirects de la source utile ; et (3) la variation du champ n'est pas trop rapide. Si la première condition n'est pas remplie, il est difficile d'analyser le champ à cause des ambiguïtés. La deuxième condition est nécessaire pour ne pas confondre le signal perturbateur à minimiser avec le signal utile. La troisième condition est nécessaire pour que l'algorithme puisse suivre avec un pas d'adaptation assez petit pour éviter un comportement instable.
Partant de ces traitements de base, tous valables en champ lointain : traitements classiques, superdirectif, à algorithmes adaptatifs, on a cherché à développer un traitement de formation de lobe par retard-pondération-sommation en focalisant en champ proche. Au lieu d'égaliser les retards pour une direction, on égalise les retards pour un point en champ proche. Mais, alors que les traitements connus, mentionnés précédemment, sont bien compris, car le diagramme de directivité peut être exprimé par la transformée de Fourier de la pondération, peu de résultats satisfaisants ont été publiés pour la focalisation en champ proche.
Dans l'article intitulé "Near-Field Beamforming for Microphone Arrays" par J.G. Ryan et R.A. Goubran, paru dans "Procceedings of IEEE ICASSP", 1997, pp. 363-366, on tient compte du terme 1/R pour l'affaiblissement et donc on exploite le module des signaux. On utilise encore une géométrie rectiligne d'antennes classiques uniformément espacées. Mais on n'intègre pas le diagramme de directivité des capteurs. De plus, comme on le verra par la suite, on optimise une fonction qui dépend des signaux à traiter et on n'intègre pas de contraintes linéaires supplémentaires.
En effet, les traitements mentionnés jusqu'ici ne résolvent pas certaines difficultés car, d'une part, les signaux sonores à traiter appartiennent à un spectre de fréquences à large bande, occupant plusieurs octaves, par exemple de 100 à 8000 Hz et, d'autre part, il existe des sources sonores en champ proche pour lesquelles n'est pas vérifiée l'hypothèse de propagation des ondes sonores par ondes planes. En particulier, une petite antenne classique ne peut être sélective en basses fréquences.
Un objet de la présente invention consiste à prévoir un traitement d'antenne qui permet d'améliorer les traitement classiques existants, en partant d'un traitement du genre superdirectif dans lequel le module est traité pour ne pas apporter de distorsion du signal utile provenant d'une source acoustique en champ proche et qui respecte un certain nombre de contraintes.
Un autre objet de l'invention consiste à prévoir une antenne composée d'une pluralité de capteurs acoustiques dont les signaux de sortie sont traités, le signal de sortie du traitement étant supérieur en qualité au signal de sortie d'une antenne de l'état de la technique quand la source acoustique utile se trouve en champ proche.
Un autre objet de l'invention consiste à prévoir, une antenne dont le traitement apporte une meilleure sélectivité en basses fréquences.
Un autre objet de l'invention consiste à prévoir une antenne ayant:
  • un facteur de directivité élevé,
  • un signal utile peu distordu, et
  • une réduction élevée du bruit incohérent.
Suivant une caractéristique de la présente invention, il est prévu une antenne formée d'une pluralité de capteurs acoustiques dont les signaux de sortie des capteurs sont soumis à un traitement du genre superdirectif, avec une contrainte en ce qui concerne le module et une contrainte non linéaire qui fixe la réduction du bruit incohérent, la formulation théorique de ces contraintes étant la suivante: g(f)a H 1(f) = e-j2πfτ et g(f)gH (f) < 1 Rmin la première contrainte signifiant que la fonction de transfert totale est un retard pur τ, et la seconde contrainte signifiant qu'une limite est fixée pour la réduction du bruit incohérent.
Suivant une autre caractéristique, le traitement de ladite antenne est encore soumis à une autre contrainte signifiant, par exemple, la présence d'un ou de plusieurs zéros du diagramme de directivité dans une ou des directions données, c'est-à-dire: C(f)gH (f) = p(f)
   où C(f) est une matrice de vecteurs de propagation,
   et
      p(f) est un vecteur de gaiin complexe pour chaque vecteur de propagation.
Suivant une autre caractéristique, ledit traitement est concrétisé par un opérateur mathématique dans un organigramme dit superdirectif-module-phase ou SDMP dont les données d'entrée sont les données de géométrie de l'antenne et de modèle de propagation, les données de pondération et les données relatives aux contraintes mentionnées ci-dessus, et dont les données de sorties sont, dans le domaine fréquentiel, les coefficients d'une pluralité de filtres numériques aussi nombreux que les capteurs acoustiques.
Suivant une autre caractéristique, il est prévu une antenne formée d'une pluralité de capteurs acoustiques dont une première partie placée en face d'une source utile proche se compose de capteurs alignés dans une première rangée et une seconde partie placée derrière la première rangée par rapport à la source utile proche se compose de capteurs alignés dans au moins une deuxième rangée.
Suivant une autre caractéristique, la direction commune des rangées de capteurs dans les première et seconde parties sont transversales à la direction moyenne des ondes acoustiques utiles.
Suivant une autre caractéristique, la direction commune des rangées de capteurs dans les première et seconde parties sont légèrement obliques par rapport à la direction moyenne des ondes acoustiques utiles.
Suivant une autre caractéristique, les capteurs de la première partie sont répartis symétriquement d'une manière logarithmique autour du capteur médian.
Suivant une autre caractéristique, les capteurs de la première partie sont sélectivement affectés à plusieurs sous-antennes, chaque sous-antenne étant associée à une bande déterminée de fréquences et les capteurs sélectivement affectés à cette sous-antenne délivrant des signaux de sortie qui sont traités par un traitement classique, les bandes de fréquences étant jointives et leur ensemble ne descendant pas au-dessous de pratiquement 1 kHz, chaque traitement consistant en un filtrage spécifique et les signaux de sortie de chaque filtre spécifique étant sommés.
Suivant une autre caractéristique, dans l'antenne, chaque signal de sortie d'un capteur est filtré par un filtre qui réalise, à la fois, l'algorithme SDMP pour les basses fréquences, la découpe en bandes de fréquences selon la méthode d'antenne logarithmique, et la formation de voie classique pour les fréquences non traitées par l'algorithme SDMP.
Suivant une autre caractéristique, on utilise un modèle de propagation.
Suivant une autre caractéristique, on utilise une mesure des vecteurs de propagation.
Les caractéristiques de la présente invention mentionnées ci-dessus, ainsi que d'autres, apparaítront plus clairement à la lecture de la description ci-après d'exemples de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints, parmi lesquels:
  • la Fig. 1 est un schéma illustrant le traitement des signaux de sortie des capteurs acoustiques d'une antenne quelconque de l'invention,
  • la Fig. 2 est une vue schématique d'un premier exemple d'antenne suivant l'invention,
  • les Figs. 3 et 4 représentent respectivement deux diagrammes de modules et deux diagrammes de différence de phase concernant les filtres utilises dans l'antenne de la Fig. 2,
  • la Fig. 5 est un schéma synoptique d'un circuit de traitement des signaux de sortie des capteurs de l'antenne de la Fig. 2,
  • la Fig. 6 représente schématiquement trois courbes de réponse en fonction de la fréquence qui sont obtenues suivant trois hypothèses différentes,
  • la Fig. 7 est une vue schématique d'un deuxième exemple de réalisation d'une antenne en U suivant l'invention,
  • la Fig. 8 est le schéma synoptique d'un circuit de traitement des signaux de sortie des capteurs de l'antenne de la Fig. 7,
  • la Fig. 9 est une vue schématique d'un troisième exemple de réalisation d'une antenne en Pi suivant l'invention, et
  • la Fig. 10 est une vue schématique d'un quatrième exemple de réalisation d'une antenne en T suivant l'invention.
    • La Fig. 1 montre symboliquement l'organigramme SDMP 10 qui reçoit des données d'entrée d'un ensemble 11 contenant les données numériques relatives à l'implantation topographique des capteurs de l'antenne ainsi que de la source utile, d'un ensemble 12 contenant les données relatives aux contraintes linéaires, d'un ensemble 13 contenant les données relatives à la pondération spatiale, d'un ensemble 14 contenant les données relatives aux contraintes sur la réduction choisie du bruit incohérent, et d'un ensemble 15 contenant les données relatives aux définitions des sous-antennes. L'organigramme 10 délivre des données de sortie à un ensemble 16, les données de sortie étant relatives à un jeu des coefficients de M filtres numériques dans le domaine fréquentiel, M étant égal au nombre de capteurs de l'antenne.
    Un énoncé de l'organigramme SDMP de l'invention qui concrétise l'opérateur mathématique mentionné ci-dessus est indiqué dans l'annexe à la fin de la présence description. Cet organigramme est décrit en langage MATLAB, bien connu de l'homme du métier.
    Disposant du jeu de M filtres dans le domaine fréquentiel, on peut procéder soit à un filtrage dans le domaine fréquentiel avec multiplication, soit transformer par un algorithme classique de conception de filtres, par exemple l'algorithme du type "moindre carrés généralisés", pour obtenir un jeu de filtres dans le domaine temporel, puis de procéder à un filtrage dans le domaine temporel avec convolution.
    A la Fig. 2, l'antenne est formée de deux capteurs acoustiques ou microphones 21 et 22 placés l'un derrière l'autre par rapport à un locuteur ou source acoustique utile 23. Les capteurs 21 et 22 et la source utile 23 sont alignés. La distance d entre les capteurs est, par exemple, de 30 cm et est égale à la distance du capteur 21 à la source 23. Cette antenne, très simple, symbolise ainsi une prise de son en champ proche. De plus, toujours dans un but de simplicité, on suppose que les deux capteurs ont un diagramme de directivité omnidirectionnel.
    Les sorties des capteurs 21 et 22 sont respectivement reliées aux entrées de filtres passe-bas 24 et 25 dont les sorties sont reliées aux entrées d'un sommateur 26 qui délivre le signal de sortie de l'antenne en 27.
    Avec un traitement classique - "égalisation du retard dû à la propagation, puis sommation" - aux très basses fréquences, les perturbations cohérentes provenant de toutes les directions sont sommées en phase, ce qui quadruple la puissance, soit avec la formule (2) ci-dessus: |G 2|2 = (1+1)2 = 4
    Le signal utile s'ajoute aussi en phase, mais l'amplitude du signal sur le capteur 2 est deux fois plus petite que sur le capteur 1, ce qui entraíne une amplification de la puissance du signal utile égale à: |G 1|2 = (1 + 0,5)2 = 2,25 et un facteur de directivité - formule (3) ci-dessus - égal à:
    Figure 00130001
    Si on effectue une soustraction, au lieu d'une sommation comme dans le traitement classique, on a: |G 2|2 = (1-1)2 = 0 un signal utile: |G 1|2= (1 - 0,5)2 = 2,25
    Ainsi, le facteur de directivité tend vers l'infini si la fréquence tend vers zéro. En contrepartie, le traitement est moins robuste, car le signal utile est faible à la sortie. L'amplification du signal amplifie tout ce qui n'est identique sur les deux capteurs 1 et 2, c'est-à-dire le bruit incohérent qui s'ajoute en puissance: 12 + 12 = 2    ce qui signifie une amplification du bruit incohérent par rapport au signal utile égale à:
    Figure 00130002
    Cette amplification reste petite comparée au facteur de directivité infini. Il apparaít que le traitement de l'invention permet de trouver un compromis entre le facteur de directivité et l'amplification du bruit incohérent.
    On a examiné trois traitements suivant l'invention dans des cas hypothétiques différents:
    • avec l'hypothèse (a), il n'y a pas de contrainte pour l'amplification du bruit incohérent,
    • avec l'hypothèse (b), on accepte une amplification du bruit incohérent compris entre 0 et 5 dB, et
    • avec l'hypothèse (c), on prend une réduction du bruit incohérent égale à la solution classique, c'est-à-dire
      Figure 00140001
      .
    Dans l'hypothèse (a), on utilise des filtres passe-bas 24 et 25 dont les diagrammes des modules en fonction de la fréquence sont respectivement indiqués à la Fig. 3. On peut voir que pour f=0, les amplitudes des deux modules sont égaux, ce que justifie les égalités ci-dessus. Au-delà de 400 Hz, les amplitudes décroissent sensiblement de -4 dB pour atteindre -12 dB pour le filtre 24 et -18 dB pour le filtre 25.
    Toujours dans l'hypothèse (a), pour mettre en évidence les composantes du signal utile les diagrammes de différences de phase en fonction de la fréquence, Fig. 4, en tenant compte du fait des retards, indiquent que les réponses des filtres 24 et 25 sont en opposition de phase pour f=0, mais sont pratiquement de même valeur au-delà de 400 Hz.
    Le schéma synoptique de la Fig. 5 montre un exemple de réalisation d'un traitement - filtrage, sommation - à la sortie des capteurs 21 et 22 dans le domaine temporel. Les sorties des capteurs 21 et 22 sont respectivement reliées aux entrées d'amplificateurs microphoniques 28 et 29 dont les sorties sont respectivement reliées aux entrées de convertisseurs analogiques-numériques 30 et 31 dont les sorties sont respectivement reliées aux entrées de mémoires 32 et 33 constituées de registres à décalage comportant, par exemple, trente-deux cellules chacun. La sortie latérale d'une cellule de la mémoire 30, associée au capteur 24, est reliée à une entrée de porte 34.1.n dont la seconde entrée reçoit un signal de coefficient h.l.n. La sortie latérale d'une cellule de la mémoire 31, associée au capteur 25, est reliée à une entre de porte 34.2.n dont la seconde entrée reçoit un signal de coefficient h.2.n. Les paramètres n mentionnés ci-dessus varient discrètement de un à trente-deux suivant le rang de la cellule dans le registre à décalage. Les sorties des portes 34.1.n et 34.2.n sont reliées aux entrées correspondantes d'un sommateur numérique 26 dont la sortie délivre en 27 le signal de l'antenne.
    A la Fig. 6, la variation du facteur de directivité en fonction de la fréquence, dans l'hypothèse (a), est indiqué par la courbe al, qui décroít de 25 dB jusqu'à 5 dB au-dessous de 100 Hz, montre que l'on améliore les performances en basses fréquences par rapport à celles d'une antenne classique indiquée par la courbe Id. La courbe 2a indique la variation de la réduction.
    Toujours à la Fig. 6, dans l'hypothèse (b) où on accepte une amplification du bruit incohérent compris entre 0 et 5 dB, la courbe 1b montre que l'on améliore les performances en basses fréquences jusqu'à 5 dB, c'est-à-dire là où les solutions classiques ne fonctionnent pas bien. La courbe 2b correspond à la variation de la réduction minimale imposée.
    Enfin, dans l'hypothèse (c) où on a pris une réduction du bruit incohérent égale à la solution classique, la courbe 1c montre que l'on peut gagner entre 2 dB pour les basses fréquences et 0,6 dB pour les hautes. La droite 2c identique à la droite 2d correspond à la variation de la réduction minimale imposée.
    On constate, dans ces trois hypothèses, que l'antenne est d'autant moins directive que la réduction du bruit incohérent est plus forte, que l'algorithme de l'invention donne de meilleurs résultats que la solution classique 1d et 2d en comparant les courbes 1c et 1d, et que le facteur de directivité peut être élevé pour les basses fréquences.
    On peut donc choisir un compromis entre réduction du bruit incohérent et facteur de directivité.
    A la Fig. 7, on a représenté, en face d'une source utile 100, schématiquement une antenne en U comprenant treize capteurs 101 à 113 qui dans l'exemple décrit sont des capteurs à diagramme de directivité en cardioïde dirigé vers l'avant, c'est-à-dire la région contenant la source 100 par rapport à l'antenne. Les neuf premiers capteurs 101 à 109 sont alignés symétriquement autour du capteur 105 sur une première droite D1, les deux capteurs suivants 110 et 111 sont disposés sur une deuxième droite D2 et les deux derniers capteurs 112 et 113 sur une troisième droite D3. Les droites D1, D2 et D3 sont parallèles et perpendiculaires à une droite D4 passant par le capteur 105 et sur laquelle est installée la source utile 100. A titre d'exemple, la distance de la source 100 à la droite D1 est de 60 cm et les droites D2 et D3 sont respectivement placées derrière la droite D1 à 15 et 30 cm. Les capteurs 110 et 112 sont alignés derrière le capteur 101 et les capteurs 111 et 113 sont alignés derrière le capteur 109 de manière à former les jambes du U.
    Sur la droite D1, les intervalles entre les capteurs 105, 104, 103, 102 et 101 varient en croissant d'une manière logarithmique et d'une manière symétrique aux intervalles entre les capteurs 105, 106, 107, 108 et 109.
    Entre 105 et 104, l'intervalle est de 2,5 cm; entre 104 et 103, il est de 2,5 cm; entre 103 et 102, de 5 cm; et entre 102 et 101, de 10 cm Le capteur 110 est placé 15 cm derrière le capteur 101, comme 111 derrière 109, et le capteur 112 est placé 15 cm derrière le capteur 110, comme 113 derrière 112.
    Le schéma synoptique de la Fig. 8 illustre la réalisation fréquentielle du filtrage des signaux de sortie des capteurs 101 à 113 de la Fig.7. Le capteur 101 alimente un amplificateur A01 suivi d'un convertisseur analogique-numérique B01 suivi d'un circuit C01 fonctionnant suivant l'algorithme de transformation de Fourier Rapide (TFR avec zéro padding) relié à l'entrée série d'un filtre D01 dont la sortie est reliée à une entrée correspondante d'un additionneur SOM. L'entrée parallèle du filtre D01 reçoit le jeu de coefficients calculé par l'organigramme SDMP pour ce filtre.
    A la Fig. 8, on a fait figurer le capteur 113 qui alimente un amplificateur A13 suivi d'un convertisseur analogique-numérique B13 suivi d'un circuit c13, fonctionnant comme le circuit C01, relié à l'entrée série d'un filtre D13 dont la sortie est reliée à une entrée correspondante de l'additionneur SOM. L'entrée parallèle du filtre D13 reçoit également un jeu de coefficients calculé par l'organigramme SDMP.
    La sortie de l'additionneur SOM est reliée à un circuit E fonctionnant suivant un algorithme de Transformation de Fourier Rapide Inverse (TFRI avec Overlap Add) suivi d'un convertisseur numérique analogique F qui délivre le signal de sortie de l'antenne. .
    En pratique, l'algorithme peut être réalisé en temps réel en utilisant un DSP (Texas Instruments C50).
    Pratiquement, pour le traitement, on divise l'antenne de la Fig. 7 en quatre sous-antennes, dont les trois premières, dans lesquelles interviennent les capteurs 101 à 109 de la droite D1, sont utilisées pour couvrir trois octaves en hautes fréquences et la quatrième dans laquelle interviennent tous les capteurs 101 à 113 est utilisée pour couvrir les basses fréquences de 0 à 1 kHz.
    Comme mentionné ci-dessus, sur la droite D1, les capteurs 101 à 109 sont distribués symétriquement d'une manière logarithmique, ce qui permet d'une manière connue en soi de réduire le nombre de capteurs, ici à neuf. Un nombre de cinq capteurs par bande d'octave s'avère suffisant. On utilise les capteurs 103 à 107, constituant la première sous-antenne, pour la bande 4 à 7 kHz; les capteurs 102, 103, 105, 107 et 108, constituant la deuxième sous-antenne, pour la bande 2 à 4 kHz; et les capteurs 101, 102, 105, 108 et 109, constituant la troisième sous-antenne, pour la bande 1 à 2 kHz.
    Dans la quatrième sous-antenne, le traitement fait intervenir tous les capteurs 101 à 113 en utilisant l'algorithme de l'invention, c'est-à-dire en tenant compte des différences de modules et des différences de phase sur les capteurs 110 à 113, d'une manière similaire au traitement mentionné ci-dessus pour l'antenne de la Fig. 2.
    Ainsi le traitement suivant l'invention est utile pour une large bande de fréquences, par exemple pour la parole une bande allant de 20 Hz à 7 kHz.
    A la Fig. 9, une variante de l'antenne de la Fig. 6 comporte, en face d'une source utile 200, treize capteurs 201 à 213 à diagramme de directivité en cardioïde. Les neuf premiers capteurs 201 à 209 sont alignés symétriquement autour du capteur 205 sur une première droite D1, les deux capteurs suivant 210 et 211 sont disposés sur une deuxième droite D2 et les deux derniers capteurs 212 et 213 sur une troisième droite D3. Les droites D1 à D3 sont parallèles et perpendiculaires à une droite D4 passant par le capteur 205 et la source utile 200. Dans l'exemple montré, les distances mutuelles entre les droites D1 à D3 et la source 200 sont identiques à celles mentionnées à propos de l'antenne de la Fig. 6.
    Sur la droite D1, les distances mutuelles entre les capteurs 201 à 209 sont identiques à celles qui existent entre les capteurs 101 à 109.
    Les capteurs 210 et 212 sont alignés derrière le milieu du segment 201-202 et les capteurs 211 et 213 alignés derrière le milieu du segment 208-209. En profondeur, leurs distances mutuelles sont les mêmes qu'à la Fig. 7. Les décalages des capteurs 210 à 213 vers le centre de l'antenne lui valent la désignation d'antenne en Pi.
    Les signaux de sortie de l'antenne en Pi sont traités suivant l'organigramme superdirectif-module-phase de l'invention.
    A la Fig. 10, une autre variante de l'antenne de la Fig. 6 comporte en face d'une source utile 300, treize capteurs 301 à 313 à diagramme de directivité en cardioïde. Les neuf premiers capteurs 301 à 309 ont, sur la droite Dl, la même disposition que les neuf premiers capteurs de la Fig. 6.
    Les quatre derniers capteurs 310 à 313 sont successivement alignés suivant la même droite D4 de la Fig. 6, derrière 305 de manière à former, avec les capteurs 301 à 309, une antenne en T. La distance entre les capteurs 310 et 305 est égale à 10 cm, comme entre les capteurs 311 et 310, entre 312 et 311, et entre 313 et 312.
    Les signaux de sortie de l'antenne en T sont traités suivant l'organigramme superdirectif-module-phase de l'invention.
    Dans des variantes, au lieu de donner aux antennes en U, en Pi ou en T, décrites ci-dessus en relation avec les Figs. 7, 8 ou 9, une structure droite, on peut leur donner une structure oblique, c'est-à-dire que les droites Dl, D2, D3 ne sont plus perpendiculaires à la droite D4, mais font avec elle un certain angle, la position de la source utile étant toujours alignée avec la droite D4.
    A la Fig. 1, on a représenté un ensemble 11 qui contient les données numériques relatives à l'implantation topographique des capteurs de l'antenne ainsi que de la source utile. Cet ensemble 11 contient encore des données relatives au modèle de propagation et/ou, comme il a été mentionné ci-dessus, des mesures des réponses impulsionnelles.
    En annexe ci-après, est indiqué, comme on l'a déjà mentionné, un organigramme SDMP écrit en langage MATLAB.
    Figure 00200001
    Figure 00210001
    Figure 00220001
    Figure 00230001
    Figure 00240001
    Figure 00250001
    Figure 00260001
    Figure 00270001
    Figure 00280001
    Figure 00290001

    Claims (11)

    1. Antenne formée d'une pluralité de capteurs acoustiques caractérisée en ce que les signaux de sortie des capteurs sont soumis à un traitement du genre superdirectif, avec une contrainte en ce qui concerne le module et une contrainte non linéaire qui fixe la réduction du bruit incohérent, la formulation théorique de ces contraintes étant la suivante: g(f)aH 1 (f)= e-j2πfτ
      et g(f)gH (f)< 1 Rmin la première contrainte signifiant que la fonction de transfert totale est un retard pur τ, et la seconde contrainte signifiant qu'une limite est fixée pour la réduction du bruit incohérent.
    2. Antenne suivant la revendication 1, caractérisé en ce que ledit traitement est encore soumis à une autre contrainte signifiant la présence d'un ou de plusieurs zéros du diagramme de directivité dans une ou des directions données, c'est-à-dire: C(f)gH (f) = p(f) où C(f) est une matrice de vecteurs de propagation,
      et
         p(f) est un vecteur de gain complexe pour chaque vecteur de propagation.
    3. Antenne suivant la revendication 1 ou 2, caractérisée en ce que ledit traitement est concrétisé par un opérateur mathématique dans un organigramme dit superdirectif-module-phase ou SDMP dont les données d'entrée sont les données de géométrie de l'antenne et de modèle de propagation, les données de pondération et les données relatives aux contraintes mentionnées ci-dessus, et dont les données de sorties sont, dans le domaine fréquentiel, les coefficients d'une pluralité de filtres numériques aussi nombreux que les capteurs acoustiques.
    4. Antenne suivant une revendication 1 à 3, caractérisée en ce qu'elle est formée d'une pluralité de capteurs acoustiques dont une première partie placée en face d'une source utile proche se compose de capteurs alignés dans une première rangée et une seconde partie placée derrière la première rangée par rapport à la source utile proche se compose de capteurs alignés dans au moins une deuxième rangée.
    5. Antenne suivant la revendication 4, caractérisée en ce que la direction commune des rangées de capteurs dans, les première et seconde parties sont transversales à la direction moyenne des ondes acoustiques utiles.
    6. Antenne suivant la revendication 4, caractérisée en ce que la direction commune des rangées de capteurs dans les première et seconde parties sont légèrement obliques par rapport à la direction moyenne des ondes acoustiques utiles.
    7. Antenne suivant une des revendications de 4 à 6, caractérisée en ce que les capteurs de la première partie sont répartis symétriquement d'une manière logarithmique autour du capteur médian.
    8. Antenne suivant la revendication 7, caractérisée en ce que les capteurs de la première partie sont sélectivement affectés à plusieurs sous-antennes, chaque sous-antenne étant associée à une bande déterminée de fréquences et les capteurs sélectivement affectés à cette sous-antenne délivrant des signaux de sortie qui sont traités par un traitement classique, les bandes de fréquences étant jointives et leur ensemble ne descendant pas au-dessous de pratiquement 1 kHz, chaque traitement consistant en un filtrage spécifique et les signaux de sortie de chaque filtre spécifique étant sommés.
    9. Antenne suivant la revendication 8, caractérisée en ce que chaque signal de sortie d'un capteur est filtré par un filtre qui réalise, à la fois, l'algorithme SDMP pour les basses fréquences, la découpe en bandes de fréquences selon la méthode d'antenne logarithmique, et la formation de voie classique pour les fréquences non traitées selon l'algorithme SDMP.
    10. Antenne suivant l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisée en ce qu'on utilise un modèle de propagation.
    11. Antenne suivant l'une quelconque des revendications 1 à 9, caractérisée en ce qu'on utilise une mesure des vecteurs de propagation
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