EP1340319A2 - Beseitigung von durch einen kanalselektionsfilter verursachten verzerrrungen - Google Patents

Beseitigung von durch einen kanalselektionsfilter verursachten verzerrrungen

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Publication number
EP1340319A2
EP1340319A2 EP01989383A EP01989383A EP1340319A2 EP 1340319 A2 EP1340319 A2 EP 1340319A2 EP 01989383 A EP01989383 A EP 01989383A EP 01989383 A EP01989383 A EP 01989383A EP 1340319 A2 EP1340319 A2 EP 1340319A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
group delay
channel selection
digital
receiver circuit
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP01989383A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Markus Hammes
Andre Neubauer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Intel Deutschland GmbH
Original Assignee
Infineon Technologies AG
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Filing date
Publication date
Application filed by Infineon Technologies AG filed Critical Infineon Technologies AG
Publication of EP1340319A2 publication Critical patent/EP1340319A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
    • H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
    • H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
    • H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation

Definitions

  • the invention relates to a receiver circuit for a cordless communication system, in particular for a cordless telephone, and to a method for processing a received signal in a cordless communication system.
  • Cordless digital communication systems such as DECT, DCT, Bluetooth, S AP, LAN IEEE802.il require suitable receivers for wireless reception of the high-frequency signals sent via the air interface, which provide the demodulator with the most distortion-free baseband signal possible.
  • a high degree of integration, low costs, low power consumption and flexibility with regard to the applicability for various digital communication systems are desired.
  • Circuit technology no drifts, no aging, no temperature dependency, exact reproducibility
  • at least part of the receiver circuit is implemented in the form of digital signal processing elements.
  • analog signal processing section so-called analog receiver "front end”
  • digital signal processing section signal distortions can occur, the characteristics of which depend on the (analog and digital) signal processing elements used. Such signal distortions reduce the power efficiency of the receiver, i.e. they affect the sensitivity or the range of the receiver for a given bit error rate.
  • the invention has for its object to provide a receiver circuit of a cordless communication system, which has a high power efficiency especially for FSK (Frequency Shift Keying) modulated signals.
  • the invention aims to provide a method for processing a received signal in a cordless communication system, which enables signal processing in the sense of high power efficiency.
  • the group delay equalization contained in the digital signal processing section cancels or compensates for the group delay distortion caused by the (analog) channel selection filter. It is thereby achieved that the signal on which the further signal processing (in particular demodulation) is based is free from group delay distortions, which enables comparatively low-error signal demodulation.
  • the group delay equalizer is preferably an all-pass filter.
  • An advantageous embodiment of the invention is characterized in that a digital decimation filter stage is connected upstream of the group delay equalizer in the signal path, and that the group delay equalizer is also used for equalization of those caused by the digital decimation filter stage
  • an amplitude equalizer for equalizing the amplitude distortions caused by the channel selection filter is also contained in the digital signal processing section. Since a group delay equalizer has a constant absolute frequency response (ie no amplitude carries out the equalization), the amplitude distortion of the channel selection filter is only compensated in this way.
  • the conversion of the analog signal into a digital signal is preferably implemented via a limiter and a sampling stage operated in oversampling, in particular a one-bit sampler. This results in a low-cost digitization of the analog signal. High-frequency signal interference caused by the non-linearity of the limiter can be filtered out using the decimation filter stage already mentioned.
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of a receiver circuit according to the invention.
  • Fig. 2 is a schematic circuit diagram of an all-pass filter.
  • Fig. 1 shows an example of the structure of a receiving circuit according to the invention, which can be used for example in DECT, WDCT, Bluetooth, SWAP, WLAN IEEE802.il (frequency hopping method).
  • a radio signal is picked up by an antenna A and fed via an input filter F to a low-noise input amplifier LNA (Low Noise Amplifier).
  • the input amplifier LNA amplifies the high-frequency antenna signal with an adjustable gain. After the low-noise amplification, the amplified signal is converted to an intermediate frequency.
  • the output signal of the low-noise amplifier LNA is fed to two mixers M1 and M2.
  • the mixers M1 and M2 are operated in a known manner with a phase shift of 90 ° at a mixing frequency which is derived from a local oscillator (not shown).
  • the two signals used to operate the mixers M1 and M2 correspond in their time dependence to cos ( ⁇ 0 t) and sin ( ⁇ 0 t), where ⁇ 0 denotes the angular frequency assigned to the oscillator frequency and t denotes time.
  • In-phase (I-) and quadrature (Q-) signals are available at the outputs of the mixers M1 and M2 in a reduced frequency position, hereinafter referred to as the intermediate frequency (IF).
  • IF intermediate frequency
  • the outputs of the two mixers M1 and M2 are fed to an I or a Q signal input of an analog channel selection filter KSF which is used to suppress image frequency.
  • KSF analog channel selection filter
  • a specific frequency channel is selected and thereby the desired useful signal is selected from the broadband signal / interference signal mixture present on the input side.
  • the two I and Q signal components with the bandwidth of the useful channel are output at two outputs AI, A2 of the channel selection filter KSF.
  • the output AI of the channel selection filter KSF is connected to an input of a first limiter L1 and the output A2 is connected to an input of a second, identical limiter L2.
  • the outputs of the limiters L1 and L2 are connected to respective inputs of a first and a second sampling stage AS1 or AS2. Digital signal processing begins in the signal path behind the sampling stages AS1 and AS2.
  • the combination of limiter (L1 or L2) and sampling stage (AS1 or AS2) represents an analog-to-digital converter of word width 1.
  • the mode of operation of this combination of limiter and sampling stage, i.e. Ll, AS1 or L2, AS2 is as follows:
  • the limiter L1, L2 cuts off all input levels above a predetermined limiter level threshold, i.e. it generates an output signal with a constant signal level in the clipping area. If the limiter L1, L2 has a high gain and / or a low limiter level threshold, as in the present case, it is practically operated continuously in the cut-off or limiter range. As a result, a value-discrete (binary), but still time-continuous signal is already present at the output of limiter L1, L2.
  • the useful information of the I and Q signal components at the outputs of the limiters L1 and L2 consists in the zero crossings of these signal components.
  • An advantage of this analog-digital conversion is that the limiter L1, L2 suppresses amplitude disturbances in the useful signal.
  • the digitized I and Q signal components are fed to a digital signal processing section, which is designated DIG in FIG. 1.
  • the digital signal processing section DIG comprises a complex digital mixer and on the output side of the digital mixer in each signal branch a decimation filter cascade DF1 or DF2 and in the signal path behind it an all-pass filter API or AP2.
  • the decimation filter cascades DF1 and DF2 as well as the allpass filters API and AP2 are identical in construction.
  • the I or Q signal outputs of the allpass filter API, AP2 are fed to corresponding inputs of a suitable demodulator DMOD.
  • the demodulator DMOD can be a CPM (Continuous Phase Modulation)
  • Act demodulator This estimates from the signal components supplied to its inputs, i.e. from the instantaneous phase or the instantaneous frequency of these signal components, the data symbols of the transmitted data symbol sequence.
  • the demodulator DMOD is connected to a filter NF, which carries out post-filtering of the estimated data symbols.
  • the digital mixer has four complex multipliers M and an adder AD and a subtractor SUB. Its task is to mix down the received I or Q intermediate frequency signal components into the baseband.
  • the multipliers M are operated with a periodic signal exp (i ⁇ 0 't) of a suitable angular frequency ⁇ 0 '. I denotes the imaginary unit.
  • Behind the subtractor SUB or the adder AD are signals with a word length greater than 1, for example with a word length of 6 or 8.
  • Group delay equalization is now carried out on the signals with reduced sampling rate using the allpass filter API, AP2.
  • the transfer function H eqU ai (z) of the all-pass filter API, AP2 is chosen such that the group delay distortion caused by the channel selection filter KSF (ie the distortion of the signal size which is given by the time derivative of the signal phase; this is known as the group delay) referred to) is compensated.
  • the group delay distortion caused by the digital decimation filters DF1, DF2 in the equalization by the allpass filter API or AP2.
  • an amplitude equalizer (not shown) can be arranged behind the all-pass filters API, AP2 for the purpose of amplitude equalization.
  • an amplitude equalizer (not shown) can be arranged behind the all-pass filters API, AP2 for the purpose of amplitude equalization.
  • distortions in the amount of the signal caused by the channel selection filter KSF can also be compensated for.
  • FIG. 2 shows a special embodiment of the allpass filter API, AP2.
  • This filter known as such, has an adder AD1, AD2 on the input and output side, with the signal path between the two adders AD1, AD2,
  • a delay element T is arranged with a signal delay of M sampling clocks (z "1 denotes the z-transformer delayed by one sampling clock).
  • the signal present at the output of the delay element T is fed back via a first multiplier MU1 with the multiplier g to the input-side adder AD1, and the signal provided at the output of the input-side adder AD1 is multiplied by a second multiplier MU2 by the multiplier -g and the output adder AD2 supplied.
  • the characteristics of the all-pass filter can be set as desired by selecting g and M.
  • the transfer function of this all-pass filter is:
  • cascade-shaped all-pass filters with a large number of filter coefficients can be used.

Landscapes

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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

Eine Empfängerschaltung eines schnurlosen Kommunikationssystems weist einen analogen Signalverarbeitungsabschnitt mit einem Kanalselektionsfilter (KSF) und einen diesem nachgeschalteten digitalen Signalverarbeitungsabschnitt (DIG) mit einem Gruppenlaufzeitentzerrer (AP1, AP2) auf. Der Gruppenlaufzeitentzerrer (AP1, AP2) dient zur Entzerrung der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signalverzerrung.

Description

Beschreibung
Empfängerschaltung
Die Erfindung betrifft eine Empfängerschaltung für ein schnurloses Kommunikationssystem, insbesondere für ein schnurloses Telefon, sowie ein Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommunikations- system.
Schnurlose digitale KommunikationsSysteme wie beispielsweise DECT, DCT, Bluetooth, S AP, LAN IEEE802.il benötigen zum drahtlosen Empfang der über die Luftschnittstelle gesendeten hochfrequenten Signale geeignete Empfänger, die in aufwands- günstiger Weise dem Demodulator ein möglichst verzerrungsfreies Basisbandsignal liefern. Neben einer hohen Empfindlichkeit sind hierbei ein hoher Integrationsgrad, geringe Kosten, niedrige Stromaufnahme sowie Flexibilität hinsichtlich der Anwendbarkeit für verschiedene digitale Kommunikationssy- steme erwünscht. Zur Ausnutzung der Vorteile der digitalen
Schaltungstechnik (keine Drifts, keine Alterung, keine Temperaturabhängigkeit, exakte Reproduzierbarkeit) wird dabei zumindest ein Teil der Empfängerschaltung in Form digitaler Signalverarbeitungselemente realisiert. Sowohl im analogen Si- gnalverarbeitungsabschnitt (sogenanntes analoges Empfänger- "Frontend") als auch im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt können dabei Signalverzerrungen auftreten, deren Charakteristik von den verwendeten (analogen und digitalen) Signalverarbeitungselementen abhängen. Derartige Signalverzer- rungen reduzieren die Leistungseffizienz des Empfängers, d.h. sie beeinträchtigen die Empfindlichkeit bzw. die Reichweite des Empfängers bei vorgegebener Bitfehlerrate.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Empfänger- Schaltung eines schnurlosen KommunikationsSystems zu schaffen, welche eine hohe Leistungseffizienz insbesondere für FSK- (Frequency Shift Keying-) modulierte Signale aufweist. Darüber hinaus zielt die Erfindung darauf ab, ein Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommunikationssystem anzugeben, welches eine Signalverarbeitung im Sinne einer hohen Leistungseffizienz ermöglicht.
Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabenstellung wird durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche gelöst.
Durch den im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt enthalte- nen Gruppenlaufzeitentzerrer wird die durch das (analoge) Kanalselektionsfilter bewirkte Gruppenlaufzeitverzerrung rückgängig gemacht bzw. kompensiert. Dadurch wird erreicht, daß das der weiteren Signalverarbeitung (insbesondere Demodula- tion) zugrundeliegende Signal befreit von Gruppenlaufzeitver- Zerrungen ist, wodurch eine vergleichsweise fehlerarme Signaldemodulation ermöglicht wird.
Bei dem Gruppenlaufzeitentzerrer handelt es sich vorzugsweise um ein Allpassfilter.
Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung kennzeichnet sich dadurch, daß dem Gruppenlaufzeitentzerrer im Signalweg eine digitale Dezimationsfilterstufe vorgeschaltet ist, und daß der Gruppenlaufzeitentzerrer auch zur Entzerrung von durch die digitale Dezimationsfilterstufe hervorgerufenen
SignalVerzerrungen ausgelegt ist. In diesem Fall werden also auch zusätzliche, im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt durch die Dezimationsfilterstufe bewirkte Gruppenlaufzeitver- zerrungen berücksichtigt und vom Gruppenlaufzeitentzerrer kompensiert.
Eine vorteilhafte Weiterbildung der Empfängerschaltung wird dadurch realisiert, daß im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt ferner ein Amplitudenentzerrer zur Entzerrung der durch das Kanalselektionsfilter bewirkten Amplitudenverzerrungen enthalten ist. Da ein Gruppenlaufzeitentzerrer einen konstanten Betragsfrequenzgang aufweist (d.h. keine Amplitu- denentzerrung durchführt) , wird erst auf diese Weise auch die Amplitudenverzerrung des Kanalselektionsfilters kompensiert.
Die Wandlung des analogen Signals in ein digitales Signal wird vorzugsweise über einen Limiter und einer in Überabtastung betriebenen Abtaststufe, insbesondere einem Ein-Bit- Abtaster, realisiert. Hierdurch wird eine aufwandsarme Digitalisierung des analogen Signals erreicht. Die Herausfilterung von durch die Nichtlinearität des Limiters hervorgerufe- nen hochfrequenten SignalStörungen kann dabei durch die bereits erwähnte Dezimationsfilterstufe erfolgen.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Ausführungsbei- spiels unter Bezugnahme auf die Zeichnung erläutert; in dieser Zeichnung zeigt :
Fig. 1 ein schematisches Schaltungsbild einer erfindungsgemäßen Empfängerschaltung; und
Fig. 2 ein schematisches Schaltungsbild eines Allpassfilters .
Fig. 1 zeigt in beispielhafter Weise den Aufbau einer erfindungsgemäßen Empfangsschaltung, welche beispielsweise in DECT, WDCT, Bluetooth, SWAP, WLAN IEEE802.il (Frequenzsprungverfahren) eingesetzt werden kann.
Ein Funksignal wird von einer Antenne A aufgefangen und über ein Eingangsfilter F einem rauscharmen Eingangsverstärker LNA (Low Noise Amplifier) zugeführt. Der Eingangsverstärker LNA verstärkt das hochfrequente Antennensignal mit einer ein- stellbaren Verstärkung. Nach der rauscharmen Verstärkung erfolgt eine Umsetzung des verstärkten Signals auf eine Zwischenfrequenz. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal des rauscharmen Verstärkers LNA zwei Mischern Ml und M2 zugeführt. Die Mischer Ml und M2 wer- den in bekannter Weise unter einem Phasenversatz von 90° mit einer Mischfrequenz betrieben, welche von einem lokalen Oszillator (nicht dargestellt) abgeleitet ist. Die beiden zum Betreiben der Mischer Ml und M2 verwendeten Signale entsprechen in ihrer Zeitabhängigkeit cos(ω0t) bzw. sin(ω0t) , wobei ω0 die der Oszillatorfrequenz zugeordnete Kreisfrequenz und t die Zeit bezeichnen.
An den Ausgängen der Mischer Ml bzw. M2 stehen Inphase (I-) und Quadratur- (Q-) Signale in einer herabgesetzten Frequenzla- ge, im folgenden als Zwischenfrequenz (ZF) bezeichnet, bereit .
Die Ausgänge der beiden Mischer Ml und M2 werden einem I- bzw. einem Q-Signaleingang eines analogen, zur Spiegelfre- quenzunterdrückung dienenden Kanalselektionsfilters KSF zugeführt. Mittels des Kanalselektionsfilters KSF. wird ein bestimmter Frequenzkanal ausgewählt und dadurch das gewünschte Nutzsignal aus dem eingangsseitig anliegenden, breitbandigen Signal-Störsignal-Gemisch ausgewählt .
An zwei Ausgängen AI, A2 des Kanalselektionsfilters KSF werden die beiden I- und Q-Signalkomponenten mit der Bandbreite des Nutzkanals ausgegeben.
Der Ausgang AI des Kanalselektionsfilters KSF ist mit einem Eingang eines ersten Limiters Ll verbunden und der Ausgang A2 steht mit einem Eingang eines zweiten, baugleichen Limiters L2 in Verbindung.
Die Ausgänge der Limiter Ll und L2 sind verbunden mit jeweiligen Eingängen einer ersten und einer zweiten Abtaststufe AS1 bzw. AS2. Im Signalweg hinter den Abtaststufen AS1 und AS2 beginnt die digitale Signalverarbeitung.
Die Kombination aus Limiter (Ll bzw. L2) und Abtaststufe (AS1 bzw. AS2) repräsentiert einen Analog-Digital-Wandler der Wortbreite 1. Die Wirkungsweise dieser Kombination aus Limiter und Abtaststufe, d.h. Ll, AS1 bzw. L2, AS2, ist wie folgt :
Der Limiter Ll, L2 schneidet alle Eingangspegel oberhalb einer vorgegebenen Limiter-Pegelschwelle ab, d.h. er erzeugt im Abschneidebereich ein Ausgangssignal mit konstantem Signalpegel. Weist der Limiter Ll, L2, wie im vorliegenden Fall, eine hohe Verstärkung und/oder eine niedrige Limiter-Pegelschwelle auf, wird er praktisch ständig im Abschneide- oder Limiter- Bereich betrieben. Dadurch liegt am Ausgang des Limiters Ll, L2 bereits ein wertediskretes (binäres) , aber noch zeitkontinuierliches Signal vor. Die Nutzinformation der I- und Q- Signalkomponenten an den Ausgängen der Limiter Ll und L2 be- steht in den Nulldurchgängen dieser Signalkomponenten.
Durch die beiden als Ein-Bit-Abtaster realisierten Abtaststufen AS1, AS2 werden diese wertediskreten analogen Signalkomponenten mit einer Rate fs abgetastet . Die Abtastung erfolgt in Überabtastung bezogen auf die Kanalbandbreite (d.h. die
Bandbreite des Signals hinter dem Kanalselektionsfilter KSF) .
Beispielsweise kann die Kanalbandbreite 1 MHz betragen und die Abtastung mit fs = 104 MHz erfolgen, d.h. es kann eine Überabtastung um den Faktor 104 vorgenommen werden.
Ein Vorteil dieser Analog-Digital-Umsetzung besteht darin, daß durch den Limiter Ll, L2 Amplitudenstδrungen des Nutzsignals unterdrückt werden. Die digitalisierten I- und Q-Signalkomponenten werden einem digitalen Signalverarbeitungsabschnitt zugeführt, welcher in Fig. 1 mit DIG bezeichnet ist.
Der digitale Signalverarbeitungsabschnitt DIG umfaßt einen komplexen digitalen Mischer und ausgangsseitig des digitalen Mischers in jedem Signalzweig eine Dezimationsfilterkaskade DF1 bzw. DF2 sowie im Signalweg dahinter ein Allpassfilter API bzw. AP2. Die Dezimationsfilterkaskaden DF1 und DF2 sowie die Allpassfilter API und AP2 sind jeweils baugleich.
Die I- bzw. Q-Signalausgänge der Allpassfilter API, AP2 werden entsprechenden Eingängen eines geeigneten Demodulators DMOD zugeführt. Im allgemeinen Fall kann es sich bei dem De- modulator DMOD um einen CPM- (Continuous Phase Modulation-)
Demodulator handeln. Dieser schätzt aus den seinen Eingängen zugeführten Signalkomponenten, d.h. aus der Augenblicksphase oder der Augenblicksfrequenz dieser Signalkomponenten, die Datensymbole der übertragenen Datensymbolfolge.
Ausgangsseitig steht der Demodulator DMOD mit einem Filter NF in Verbindung, welches eine Nachfilterung der geschätzten Datensymbole durchführt.
Nachfolgend wird die Funktionsweise des in Fig. 1 dargestellten digitalen Signalverarbeitungsabschnitts DIG näher erläutert :
Der digitale Mischer weist vier komplexe Multiplizierer M so- wie einen Addierer AD und einen Subtrahierer SUB auf. Seine Aufgabe besteht darin, die empfangenen I- bzw. Q-Zwischen- frequenz-Signalkomponenten in das Basisband herunterzumi- schen. Hierzu werden die Multiplizierer M mit einem periodischen Signal exp(iω0't) geeigneter Kreisfrequenz ω0' betrie- ben. Dabei bezeichnet i die imaginäre Einheit. Hinter dem Subtrahierer SUB bzw. dem Addierer AD liegen jeweils Signale mit eine Wortbreite größer 1, z.B. mit einer Wortbreite von 6 oder 8, vor.
In der Dezimationsfilterkaskade DF1, DF2 werden die durch die Nichtlinearität des Limiters Ll bzw. L2 verursachten hochfrequenten Störungen herausgefiltert (hierzu weist jede Dezimationsfilterkaskade DF1 bzw. DF2 mindestens ein Tiefpassfilter TP1 bzw. TP2 auf) sowie die Abtastrate um den Faktor R auf fs/R reduziert. Beispielsweise kann R = 8 sein.
An den Signalen mit reduzierter Abtastrate wird nun mittels der Allpassfilter API, AP2 jeweils eine Gruppenlaufzeitent- zerrung vorgenommen. Die Übertragungsfunktion HeqUai(z) der Allpassfilter API, AP2 wird dabei so gewählt, daß die von dem Kanalselektionsfilter KSF hervorgerufene Gruppenlaufzeitver- zerrung (d.h. die Verzerrung derjenigen Signalgröße, welche durch die zeitliche Ableitung der Signalphase gegeben ist; diese wird bekanntlich als Gruppenlaufzeit bezeichnet) kom- pensiert wird. Zusätzlich ist es möglich, durch Einstellen einer entsprechend geänderten Übertragungsfunktion Hequai.z) auch die von dem digitalen Dezimationsfiltern DF1, DF2 bewirkte Gruppenlaufzeitverzerrung bei der Entzerrung durch die Allpassfilter API bzw. AP2 mit zu berücksichtigen.
Optional können zum Zwecke einer Amplitudenentzerrung hinter den Allpassfiltern API, AP2 jeweils ein Amplitudenentzerrer (nicht dargestellt) angeordnet sein. Dadurch können auch durch das Kanalselektionsfilter KSF bewirkte Verzerrungen im Betrag des Signals kompensiert werden.
Fig. 2 zeigt ein spezielles Ausführungsbeispiel des Allpass- filters API, AP2. Dieses als solches bekannte Filter weist eingangs- und ausgangsseitig jeweils einen Addierer ADl, AD2 auf, wobei im Signalweg zwischen den beiden Addierern ADl,
AD2 ein Verzögerungsglied T mit einer Signalverzögerung von M Abtasttakten angeordnet ist (z"1 bezeichnet die z-Transfor- mierte einer Verzögerung um einen Abtasttakt) . Das am Ausgang des Verzögerungsglieds T anliegende Signal wird über einen ersten Multiplizierer MU1 mit dem Multiplikator g zu dem ein- gangsseitigen Addierer ADl zurückgeführt und das am Ausgang des eingangsseitigen Addierers ADl bereitgestellte Signal wird von einem zweiten Multiplizierer MU2 mit dem Multiplikator -g multipliziert und dem ausgangsseitigen Addierer AD2 zugeleitet. Die Charakteristik des Allpassfilters kann durch die Wahl von g und M in gewünschter Weise eingestellt werden. Die Übertragungsfunktion dieses Allpassfilters lautet:
Hequaι(z) = (z"M - g)/(l-gz-M)
Darüber hinaus können kaskadenförmige Allpassfilter mit einer Vielzahl von Filterkoeffizienten eingesetzt werden.

Claims

Patentansprüche
1. EmpfängersSchaltung eines schnurlosen Kommunikationssystems, mit einem analogen Signalverarbeitungsabschnitt und einem diesen nachgeschalteten digitalen Signalverarbeitungs- abschnitt (DIG) , wobei
- im analogen Signalverarbeitungsabschnitt ein Kanalselektionsfilter (KSF) enthalten ist, und
- im digitalen Signalverarbeitungsabschnitt (DIG) ein Grup- penlaufzeitentzerrer (API, AP2) zur Entzerrung zumindest der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signal- Verzerrung vorgesehen ist .
2. Empfängersschaltung nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c hn e t,
- daß der Gruppenlaufzeitentzerrer (API, AP2) ein Allpassfilter ist.
3. Empfängersschaltung nach Anspruch 1 oder 2, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß dem Gruppenlaufzeitentzerrer (API, AP2) im Signalweg eine digitale Dezimationsfilterstufe (DF1, DF2) vorgeschaltet ist, und
- daß der Gruppenlaufzeitentzerrer (API, AP2) auch zur Ent- zerrung von durch die digitale Dezimationsfilterstufe (DF1,
DF2) hervorgerufenen Signalverzerrungen ausgelegt ist.
4. Empfängersschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß in dem digitalen Signalverarbeitungsabschnitt (DIG) ferner ein Amplitudenentzerrer zur Entzerrung der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signalverzerrung enthalten ist.
5. Empfängersschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß der analoge und der digitale Signalverarbeitungsabschnitt über einen Limiter (Ll, L2) und einer in Überabtastung betriebenen Abtaststufe (ASl, AS2) gekoppelt sind.
6. Empfängersschaltung nach Anspruch 5, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß die Abtaststufe (ASl, AS2) ein digitales Ausgangssignal der Wortbreite 1 erzeugt .
7. EmpfängersSchaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß das Kommunikationssystem eine FSK-Modulation einsetzt.
8. Verfahren zum Verarbeiten eines empfangenen Signals in einem schnurlosen Kommunikationssystem, mit den Schritten:
- Durchführen einer Kanalselektion mittels eines analogen Kanalselektionsfilters (KSF) , und - Entzerren der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signalverzerrung mittels eines digitalen Gruppenlauf- zeitentzerrers (API, AP2) .
9. Verfahren nach Anspruch 8 , d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß im Signalweg vor der Gruppenlaufzeitentzerrung eine Filterung und Dezimation vorgenommen wird, und
- daß die Gruppenlaufzeitentzerrung auch eine Entzerrung von durch die Filterung und Dezimation hervorgerufenen Signal- Verzerrungen berücksichtigt.
10. Verfahren nach Anspruch 8 oder 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß zur Entzerrung der durch das Kanalselektionsfilter (KSF) bewirkten Signalverzerrung ferner eine Amplitudenentzerrung vorgenommen wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß zur Digitalisierung des empfangenen Signals eine Sig- nallimitierung und eine Überabtastung des limitierten Sig- nals vorgenommen wird.
12. Verfahren nach Anspruch 11, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß bei der Überabtastung ein Signal der Wortbreite 1 er- zeugt wird.
13. Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 12, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t,
- daß das empfangene Signal FSK-moduliert ist.
EP01989383A 2000-12-05 2001-12-03 Beseitigung von durch einen kanalselektionsfilter verursachten verzerrrungen Withdrawn EP1340319A2 (de)

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PCT/DE2001/004613 WO2002047279A2 (de) 2000-12-05 2001-12-03 Beseitigung von durch einen kanalselektionsfilter verursachten verzerrungen

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EP1340319A2 true EP1340319A2 (de) 2003-09-03

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Application Number Title Priority Date Filing Date
EP01989383A Withdrawn EP1340319A2 (de) 2000-12-05 2001-12-03 Beseitigung von durch einen kanalselektionsfilter verursachten verzerrrungen

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US (1) US7010063B2 (de)
EP (1) EP1340319A2 (de)
DE (1) DE10060425A1 (de)
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