EP1454115A1 - Feldgeräteelektronik mit einer sensoreinheit für kapazitive füllstandsmessungen in einem behälter - Google Patents

Feldgeräteelektronik mit einer sensoreinheit für kapazitive füllstandsmessungen in einem behälter

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EP1454115A1
EP1454115A1 EP02804576A EP02804576A EP1454115A1 EP 1454115 A1 EP1454115 A1 EP 1454115A1 EP 02804576 A EP02804576 A EP 02804576A EP 02804576 A EP02804576 A EP 02804576A EP 1454115 A1 EP1454115 A1 EP 1454115A1
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EP
European Patent Office
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field device
device electronics
microprocessor
current
electronics according
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Withdrawn
Application number
EP02804576A
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English (en)
French (fr)
Inventor
Hans-Jörg Florenz
Clemens Heilig
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Endress and Hauser SE and Co KG
Original Assignee
Endress and Hauser SE and Co KG
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Filing date
Publication date
Application filed by Endress and Hauser SE and Co KG filed Critical Endress and Hauser SE and Co KG
Publication of EP1454115A1 publication Critical patent/EP1454115A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01D3/00—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups
    • G01D3/02—Indicating or recording apparatus with provision for the special purposes referred to in the subgroups with provision for altering or correcting the law of variation
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/26—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields
    • G01F23/263—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors
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    • G01F23/266—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring variations of capacity or inductance of capacitors or inductors arising from the presence of liquid or fluent solid material in the electric or electromagnetic fields by measuring variations in capacitance of capacitors measuring circuits therefor

Definitions

  • the invention relates to field device electronics with a sensor unit for capacitive fill level measurements in a container according to the preamble of claim 1.
  • a conventional rectifier circuit measures the amount of alternating current that flows at a certain frequency and voltage through the capacitor formed by the probe, medium and container wall.
  • the apparent current is not only dependent on the capacity but also on the conductivity of the medium to be measured, which in practice leads to inaccuracies in the measurement, since the conductivity of bulk materials in particular depends on various factors such as e.g. Temperature and humidity depends.
  • Another method is not to measure the apparent current, but the reactive current at a phase shift angle of 90 ° between current and voltage, which corresponds to a pure capacitance measurement. This can be achieved with the help of a synchronous rectifier circuit.
  • this method has the disadvantage that, for example, in media with a low dielectric constant and high conductivity, in those with a Apparent current measurement Measurements are possible without problems, due to the practically disappearing reactive current difficulties arise.
  • experience has shown that such conventional synchronous rectifier circuits are sensitive to electromagnetic interference.
  • the invention has for its object to propose a field device electronics with a sensor unit for capacitive level measurements in a container, which can be easily adapted to the existing field conditions and uses the most suitable measurement method depending on the specific application.
  • the main idea of the invention is to use a microprocessor for generating the voltage signal, for evaluating the measurement current, for compensating for disturbance variables and for determining the variables to be determined for the sensor-container arrangement, the associated programs being stored in a memory unit.
  • the analog measurement current is digitized using an analog / digital converter.
  • the use of the microprocessor makes it possible to generate different output signals which are dependent on the further use of the output signal or on the transmission protocol used. For example, a 4-20 mA signal, a 0-10V signal, a PFM signal (pulse frequency modulation signal), a binary switching signal ... etc. can be generated. But it is also conceivable that several output signals (4-20 mA, 0- 10V, PFM signal, binary switching signal ... etc.) are generated and output for different transmission protocols or purposes.
  • the microprocessor performs a generator function to generate the voltage signal, the measurement frequency of the voltage signal being set by the microprocessor.
  • the microprocessor performs a frequency switching function for generating voltage signals with different frequencies.
  • the generator function can be implemented, for example, by frequency division of the clock signal of the microprocessor, the frequency divider being controlled by the frequency switching function depending on the desired measuring frequency of the voltage signal.
  • the voltage signal can be generated practically at any measurement frequency below the processor clock.
  • the frequency changeover can thus be easily implemented using the program.
  • this has the advantage that the electronics can be adapted for different applications and, in addition, simple parallel compensation can be achieved by alternately measuring at two different measuring frequencies.
  • a low-pass filter is provided to generate a sinusoidal voltage, which converts the voltage signal into a sinusoidal voltage.
  • a sinusoidal voltage which converts the voltage signal into a sinusoidal voltage.
  • any other waveform with a defined harmonic content for the measurement.
  • the low-pass filter has adjustable cut-off frequencies for generating sinusoidal voltages with different frequencies, the current cut-off frequency of the low-pass filter being set by the frequency switching function depending on the set measurement frequency of the generator for generating the voltage signal.
  • the measurement current is converted by a current / voltage converter into a measurement voltage proportional to the measurement current before the evaluation.
  • the measuring voltage is rectified with a rectifier and fed to the microprocessor for evaluation via the analog / digital converter.
  • the rectifier comprises a charging capacitor and can be designed, for example, as a peak value rectifier or as a synchronous rectifier.
  • the microprocessor determines the value of the measurement current at a specific phase shift angle in relation to the voltage signal, the phase shift angle being adjustable by the microprocessor.
  • the microprocessor alternately generates two voltage signals with different frequencies and determines the sizes of the sensor-container arrangement to be determined from the associated measurement currents.
  • the microprocessor generates the required phase shift angle between the voltage signal and the measurement current by means of a phase shift generated by it between a synchronization signal and the voltage signal, the synchronization signal driving the synchronous rectifier.
  • phase shift angle at which the current through the probe is measured can be freely selected by software within wide limits, it is possible to switch between pure reactive current measurement (capacitance measurement), apparent current measurement (impedance measurement) and pure active current measurement (conductance measurement).
  • the microprocessor adjusts the measurement frequency of the voltage signal and / or the phase shift angle for evaluating the measurement current depending on the variables to be determined and / or field conditions.
  • the sizes of the sensor container arrangement to be determined can be, for example, an impedance and / or a capacitance and / or a conductance.
  • the field conditions include, for example, the sensor / container geometry and / or the type of medium in the container and / or disturbance variables.
  • the microprocessor also takes on additional functions such as linearization and scaling of the measured signal and generates the sensor output signal.
  • measurements are not carried out continuously, but individual sine bursts with, for example, 1000 vibrations are generated and evaluated during a measurement cycle. There are pauses between the individual sine bursts, the length of the pauses being variable and being determined, for example, by a random generator. This enables increased insensitivity to electromagnetic interference, since there is no constant interference between the measurement signal and the interference signal.
  • the field device electronics are switched into an energy-saving mode by the microprocessor during the pauses between the individual measuring cycles. No current flows through the probe during these pause times. As a result, the power consumption can be reduced to a fraction of the usual power consumption for capacitive sensors. This is particularly interesting for NAMUR applications.
  • Fig. 1 Basic circuit diagram of a field device electronics for a first
  • FIG. 2 Basic circuit diagram of a field device electronics for a second
  • Fig. 4 time-dependent course of the voltages with mixed capacitive-ohmic load.
  • the field device electronics comprise a microprocessor 1, a sensor 2 for determining the fill level of a medium 3.1 in a container 3, a filter 4, a current / voltage converter 5, a storage unit 7 and a rectifier 6, the rectifier 6 comprising a charging capacitor 6.1.
  • the microprocessor 1 comprises the function blocks generator function 1.1, disturbance variable compensation 1.2, calculation function 1.3, scaling / linearization 1.4, generation of output signal 1.5 for carrying out a first measurement method.
  • the function block "Definition of the measuring cycles" 1.7 which determines the measuring cycle duration and the pause time between the measuring cycles. This makes it possible to reduce the power consumption by means of an energy-saving mode.
  • the microprocessor 1 In addition, changing the pause times can increase immunity to electromagnetic interference by means of the generator function 1.1, the microprocessor 1 generates a voltage signal sigi with the measurement frequency f, which is output via PORT 1 and converted into a sinusoidal voltage Ui by a subsequent low-pass filtering by the filter 4
  • the generator function 1.1 is implemented as a frequency divider or by means of a timer integrated in the microprocessor, so that the voltage signal is generated from the clock signal of the microprocessor.
  • the microprocessor 1 executes the function block “generation of synchronization signal” 1.8 and generates a synchronization signal sig 2 , which has an adjustable phase shift angle in relation to the voltage signal sigi.
  • the synchronization signal sig 2 is used to control the Rectifier 6 used and output via PORT 2.
  • a pure reactive current measurement ie a phase shift angle of 0 ° is set, or a pure active current measurement, ie a phase shift angle of 90 ° is set.
  • existing disturbance variables such as ohmic resistances with a capacitive measuring probe or capacitances with a conductive measuring probe can be eliminated.
  • the current / voltage converter 5 converts a current caused by the voltage signal Ui through the sensor unit 2 into a proportional voltage signal U 2 .
  • the rectifier 6 is designed as a synchronous rectifier for the first measurement method and, in addition to the charging capacitor 6.1, includes a controllable switch 6.2, which is designed, for example, as a MOSFET.
  • the switch 6.1 is controlled by the synchronization signal sig 2 .
  • the charging capacitor 6.1 is charged to the respective instantaneous value of the voltage U 2 via the switch 6.2.
  • the output voltage Uc of the rectifier 6 corresponds to the reactive current component of the current flowing through the sensor unit 2.
  • the output voltage U c is fed to the microprocessor 1 via an analog / digital converter 8, the analog / digital converter 8 being integrated in the microprocessor 1 in the exemplary embodiment shown.
  • the microprocessor 1 calculates from the rectified voltage Uc measured at the charging capacitor 6.1 the quantities of the sensor-container arrangement to be determined, for example the capacitance C 1 and / or the parallel resistance R 1 of the sensor-container arrangement.
  • the microprocessor 1 carries out scaling and linearization 1.4 of the calculated values.
  • the microprocessor 1 When generating the output signal 1.5, the microprocessor 1 generates the desired output signal, which depends on the further use of the Output signal or depends on the transmission protocol used. For example, a 4-20 mA signal, a 0-10V signal, a PFM signal (pulse frequency modulation signal), a binary switching signal ... etc. can be generated. But it is also conceivable that several output signals (4-20 mA, 0- 10V, PFM signal, binary switching signal ... etc.) are generated and output for different transmission protocols or purposes. To generate certain standardized output signals, a digital / analog converter 9 can be integrated in the microprocessor 1.
  • Fig. 4 also shows the signals Ui, U 2 and sig 2 as a function of time.
  • a parallel resistance Rides medium 3.1 is now taken into account.
  • the amount of current through the sensor unit 2 increases and thus the amount of the voltage U 2 representing the current.
  • the phase shift angle between Ui and U 2 is less than 90 °.
  • the value of the voltage U 2 changes only insignificantly in the time window defined by sig 2 compared to the case shown in FIG. 3, and the charging capacitor 6.1 is thus charged to the same voltage U c as with a purely capacitive load.
  • the set phase shift angle between the voltage signal sigi and the synchronization signal sig 2 is also 0 ° and a pure reactive current measurement is carried out.
  • the microprocessor 1 also includes the function blocks generator function 1.1, disturbance variable compensation 1.2, calculation function 1.3, scaling / linearization 1.4, generation of output signal 1.5 for carrying out a second measurement method.
  • the function block "Definition of the measuring cycles" 1.7 which determines the measuring cycle duration and the pause time between the measuring cycles. This makes it possible to reduce the power consumption by means of an energy-saving mode.
  • changing the pause times can increase immunity to electromagnetic interference, since there is no constant interference between the measurement signal and the interference signal.
  • the disturbance variable compensation 1.2 includes a frequency switch 1.6, which determines the measurement frequency f of the voltage signal sigi generated by the generator function 1.1.
  • the voltage signal sigi is alternated with the frequencies
  • Subsequent low-pass filtering converts the voltage signal sigi to a sinusoidal measuring voltage Ui (i / f 2), the cut-off frequency of the filter 4 being set appropriately for the frequencies fi and f 2 in accordance with the time intervals specified by the signal generation.
  • the limit frequencies of the filter 4 are set by a control signal generated by the frequency switch 1.6, which is output via PORT 3. As a result, an optimal rectangle / sine waveform is achieved for the frequencies ⁇ and f2.
  • the current / voltage converter 5 converts a current caused by the voltage signal Ui (fi / f2) through the sensor unit 2 into a proportional voltage signal U 2 .
  • the rectifier 6 comprises a charging capacitor 6.1 and generates a direct voltage Uc proportional to U 2 and can be more conventional Peak value rectifier or also as a synchronous rectifier, as described under FIG. 1.
  • the output voltages Uc ( f i ) and Uc (t 2 ) of the charging capacitor 6.1 are fed to the microprocessor 1 via an analog / digital converter, the analog / digital converter being integrated in the microprocessor 1 in the exemplary embodiment shown.
  • the microprocessor 1 calculates from the voltages Uc (ti) and Uc ( f2 ) measured and rectified on the charging capacitor 6.1 the quantities of the sensor-container arrangement to be determined, for example the capacitance Ci and / or the parallel resistance Ri.
  • the calculation of the values from Ci and Ri from the voltages Uc ( f i) and Uc ( f2 ) - happens in the following way:
  • the total apparent current flowing through the sensor unit 2 results from:
  • the disturbance variable compensation 1.2 thus takes place by generating voltage signals with different frequencies and eliminating the respective disturbance variable in the calculation.
  • Scaling and linearization 1.4 of the measured or calculated values and the generation and output of the desired output signal 1.5 is carried out analogously to the explanations for FIG. 1.
  • a particularly advantageous field device electronics combines the two measurement methods, in which both the function blocks for the first measurement method and the function blocks for the second measurement method are implemented in the microprocessor 1.
  • the user selects the measurement method to be carried out and enters the necessary parameters (frequency, phase shift), depending on the sensor / container arrangement and the medium 3.1 to be measured, and can be carried out using a corresponding input dialog using input means (not shown).
  • the selection can also be made by a control center via appropriate communication connections.
  • the required parameters (frequency, phase shift) and settings can be changed using exchangeable memory units.

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Feldgeräteelektronik mit einer Sensoreinheit (2) für kapazitive Füllstandsmessungen in einem Behälter (3), wobei die Feldgeräteelektronik über entsprechende Signalwege mit der Sensoreinheit (2) verbunden ist, wobei die Feldgeräteelektronik ein Spannungssignal zur Ansteuerung der Sensoreinheit (2) erzeugt und einen Messstrom von der Sensoreinheit (2) empfängt und auswertet. Erfindungsgemäss ist ein Analog/Digitalwandler (8) zur Digitalisierung des analogen Messstroms, ein Mikroprozessor (1) und eine Speichereinheit (7) vorhanden, wobei der Mikroprozessor (1) die Erzeugung des Spannungssignals und die Auswertung des Messstroms und eine Kompensation von Störgrössen und eine Ermittlung der zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung gemäß vorgegebener Programmabläufe durchführt, wobei die zugehörigen Programme in der Speichereinheit (7) gespeichert sind.

Description

Feldgeräteelektronik mit einer Sensoreinheit für kapazitive Füllstandsmessungen in einem Behälter
Die Erfindung bezieht sich auf eine Feldgeräteelektronik mit einer Sensoreinheit für kapazitive Füllstandsmessungen in einem Behälter gemäß Oberbegriff des Anspruchs 1.
Feldgeräte zur kapazitiven Füllstandsmessung sind seit vielen Jahren bekannt. Dabei bilden eine in den Behälter ragende Sonde und die Behälterwand einen Kondensator. Die Kapazität des so entstandenen Kondensators ist abhängig vom Füllstand und der Dielektrizitätskonstante des zu messenden Mediums.
Eine Möglichkeit zur Messung dieser Kapazität ist die sogennante Scheinstrommessung. Dabei wird mittels einer konventionellen Gleichrichterschaltung der Betrag des Wechselstromes gemessen, der bei einer bestimmten Frequenz und Spannung durch den aus Sonde, Medium und Behälterwand gebildeten Kondensator fliesst. Der Scheinstrom ist allerdings nicht nur von der Kapazität sondern auch von der Leitfähigkeit des zu messenden Mediums abhängig, was in der Praxis zu Ungenauigkeiten der Messung führt, da die Leitfähigkeit vor allem bei Schüttgütern von unterschiedlichen Faktoren wie z.B. Temperatur und Luftfeuchtigkeit abhängt.
Eine Methode, den Einfluss dieser Parallelleitfähigkeit zu unterdrücken ist die Messung bei relativ hohen Frequenzen. Da der durch die Kapazität fliessende Anteil (Blindstrom) des Scheinstromes sich proportional zur Frequenz vergrössert, während der durch die Leitfähigkeit verursachte Anteil konstant bleibt, überwiegt bei hohen Frequenzen praktisch immer der kapazitive Anteil. Die Messung bei hohen Frequenzen (>100 kHz) führt allerdings erfahrungsgemäss zu Schwierigkeiten bei langen Sonden mit grossen parasitären Induktivitäten.
Eine andere Methode besteht darin, nicht den Scheinstrom zu messen, sondern den Blindstrom bei einem Phasenverschiebungswinkel von 90° zwischen Strom und Spannung, was einer reinen Kapazitätsmessung entspricht. Dies lässt sich mit Hilfe einer Synchrongleichrichterschaltung realisieren. Bei diesem Verfahren besteht allerdings der Nachteil, dass z.B. in Medien mit kleiner Dielektrizitätskonstante und grosser Leitfähigkeit, in denen mit einer Scheinstrommessung Messungen problemlos möglich sind, aufgrund des praktisch verschwindenden Blindstromes Schwierigkeiten auftreten. Ausserdem sind derartige konventionelle Synchrongleichrichterschaltungen erfahrungsgemäss empfindlich gegenüber elektromagnetischen Störungen.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Feldgeräteelektronik mit einer Sensoreinheit für kapazitive Füllstandsmessungen in einem Behälter vorzuschlagen, die einfach an die vorliegenden Feldbedingungen angepaßt werden kann und je nach konkretem Einsatzfall die geeigneteste Messmethode anwendet.
Die Aufgabe wird erfindungsgemass durch die Merkmale des Anspruchs 1 gelöst. Die abhängigen Ansprüche betreffen vorteilhafte Aus- und Weiterbildungen der Erfindung.
Der Hauptgedanke der Erfindung besteht darin, einen Mikroprozessor für eine Erzeugung des Spannungssignals, für eine Auswertung des Messstroms, für eine Kompensation von Störgrössen und für eine Ermittlung der zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung einzusetzen, wobei die zugehörigen Programme in einer Speichereinheit gespeichert sind. Zur Auswertung durch den Mikroprozessor wird der analoge Messstrom mittels eines Analog/Digitalwandlers digitalisiert.
Durch die Verwendung eines Mikroprozessors ist es auf einfache Weise möglich, die für die vorliegenden Feldbedingungen optimale Messmethode auszuwählen und anzuwenden. Es wird nur das für die Messmethode notwendige Programm aus der Speichereinheit ausgewählt und ausgeführt.
Zudem ist es durch die Verwendung des Mikroprozessors möglich, unterschiedliche Ausgangssignale, welche von der weiteren Verwendung des Ausgangssignals bzw. vom verwendeten Übertragungsprotokoll abhängig sind, zu erzeugen. So kann beispielsweise ein 4-20 mA-Signal, ein 0-10V-Signal, ein PFM- Signal (Pulsfrequenzmodulations-Signal), ein binäres Schaltsignal... usw. erzeugt werden. Es ist aber auch vorstellbar, das mehrere Ausgangssignale (4-20 mA, 0- 10V, PFM Signal, binäres Schaltsignal... usw.) für verschiedene Übertragungsprotokolle bzw. Verwendungszwecke erzeugt und ausgegeben werden. Bei einer Ausführungsform der Erfindung führt der Mikroprozessor zur Erzeugung des Spannungssignals eine Generatorfunktion aus, wobei die Messfrequenz des Spannungssignals durch den Mikroprozessor eingestellt wird.
Bei einer vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung führt der Mikroprozessor eine Frequenzumschaltfunktion zur Erzeugung von Spannungssignalen mit unterschiedlichen Frequenzen aus.
Die Generatorfunktion kann beispielsweise durch Frequenzteilung des Taktsignals des Mikroprozessors realisiert werden, wobei der Frequenzteiler abhängig von der gewünschten Messfrequenz des Spannungssignals durch die Frequenzumschaltfunktion angesteuert wird.
Durch Teilen des Prozessortaktes kann das Spannungssignal praktisch mit jeder beliebigen Messfrequenz unterhalb des Prozessortaktes erzeugt werden. Die Frequenzumschaltung ist somit problemlos per Programm realisierbar. Dies hat einerseits den Vorteil, dass die Elektronik für unterschiedliche Anwendungsfälle angepasst werden kann und es kann ausserden durch abwechselndes Messen bei zwei unterschiedlichen Messfrequenzen eine einfache Kompensation der Paralleleitfähigkeit erreicht werden.
Zur Erzeugung einer Sinusspannung ist bei einer Weiterbildung der Erfindung ein Tiefpassfilter vorgesehen, dass das Spannungssignal in eine Sinusspannung umwandelt. Es ist allerdings auch möglich, zur Messung beliebige andere Signalformen mit definiertem Oberwellengehalt zu verwenden.
Zur Erzeugung von Sinusspannungen mit unterschiedlichen Frequnzen verfügt das Tiefpassfilter bei einer vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung über einstellbare Grenzfrequenzen, wobei die aktuelle Grenzfrequenz des Tiefpassfilters durch die Frequenzumschaltfunktion abhängig von der eingestellten Messfrequenz des Generators zur Erzeugung des Spannungssignals eingestellt wird.
Bei einer Weiterbildung der Erfindung wird der Messstrom vor der Auswertung durch einen Strom/Spannungswandler in eine zum Messtrom proportionale Messspannung umwandelt. Bei einer besonders vorteilhafte Weiterbildung der Erfindung wird die Messspannung mit einem Gleichrichter gleichgerichtet und über den Analog/Digitalwandler dem Mikroprozessor zur Auswertung zugeleitet.
Der Gleichrichter umfaßt bei einer Ausführungsform einen Ladekondensator und kann beispielsweise als Spitzenwertgleichrichter oder als Synchrongleichrichter ausgeführt sein.
Bei einer ersten Messmethode ermittelt der Mikroprozessor den Wert des Messstroms bei einem bestimmten Phasenverschiebungswinkel im Bezug auf das Spannungssignal, wobei der Phasenverschiebungswinkel durch den Mikroprozessor einstellbar ist.
Bei einer zweiten Messmethode erzeugt der Mikroprozessor abwechselnd zwei Spannungssignale mit unterschiedlichen Frequenzen und ermittelt aus den zugehörigen Messströmen die zu bestimmenden Größen der Sensor- Behälteranordnung.
Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung erzeugt der Mikroprozessor den benötigten Phasenverschiebungswinkel zwischen Spannungssignal und Messstrom durch eine von ihm erzeugte Phasenverschiebung zwischen einem Synchronisationssignal und dem Spannungssignal, wobei das Synchronisationssignal den Synchrongleichrichter ansteuert.
Da der Phasenverschiebungswinkel, bei dem der Strom durch die Sonde gemessen wird, in weiten Grenzen beliebig per Software wählbar ist, kann zwischen reiner Blindstrommessung (Kapazitätsmessung), Scheinstrommessung (Impedanzmessung) und reiner Wirkstrommessung (Leitwertmessung) umgeschaltet werden.
Da das Synchronisationssignal für die Synchrongleichrichtung unabhängig im Mikroprozessor generiert wird und nicht, wie bei konventionellen Synchrongleichrichterschaltungen, aus dem Signal eines Analog-Oszillators abgeleitet wird, ist diese Art der Messung unempfindlicher gegen elektromagnetische Störungen. Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung stellt der Mikroprozessor abhängig von den zu bestimmenden Größen und/oder von Feldbedingungen die Messfrequenz des Spannungssignals und/oder den Phasenverschiebungswinkel zur Auswertung des Messstromes ein.
Die zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung könne beispielsweise eine Impedanz und/oder eine Kapazität und/oder ein Leitwert sein.
Die Feldbedingungen umfassen beispielsweise die Sensor/Behältergeometrie und/oder die Art des Mediums im Behälter und/oder Störgrößen.
Der Mikroprozessor übernimmt zudem zusätzliche Funktionen wie Linearisierung und Skalierung des gemessenen Signals und generiert das Ausgangssignal des Sensors.
Bei einer besonders vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung wird nicht ständig gemessen, sondern es werden während eines Messzyklus einzelne Sinus-Bursts mit beispielsweise 1000 Schwingungen erzeugt und ausgewertet. Zwischen den einzelnen Sinus-Bursts liegen Pausen, wobei die Länge der Pausen variabel ist und beispielsweise durch einen Zufallsgenerator festgelegt werden. Dadurch lässt sich eine erhöhte Unempfindlichkeit gegen elektromagnetische Einstreuungen erreichen, da keine ständigen Interferenzen zwischen Messignal und Störsignal auftreten können.
Bei einer weiteren besonders vorteilhaften Ausführungsform der Erfindung, wird die Feldgeräteelektronik durch den Mikroprozessor in den Pausenzeiten zwischen den einzelnen Messzyklen in einen Energiesparmodus umgeschaltet. Während dieser Pausenzeiten fliesst auch kein Strom durch die Sonde. Dadurch lässt sich der Stromverbrauch auf einen Bruchteil des bei kapazitiven Sensoren üblichen Stormverbrauchs senken. Dies ist besonders für NAMUR- Anwendungen interessant.
Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt:
Fig. 1 : Prinzipschaltbild einer Feldgeräteelektronik für eine erste
Messmethode; Fig. 2: Prinzipschaltbild einer Feldgeräteelektronik für eine zweite
Messmethode;
Fig. 3: zeitabhängiger Spannungsverlauf bei rein kapazitiver Belastung;
Fig. 4: zeitabhängiger Verlauf der Spannungen bei gemischt kapazitiv- ohmscher Belastung.
Wie aus Fig. 1 und Fig. 2 ersichtlich ist, umfasst die Feldgerätelektronik einen Mikroprozessor 1 , einen Sensor 2 zur Ermittlung des Füllstandes eines Mediums 3.1 in einem Behälter 3, einen Filter 4, einen Strom/Spannungswandler 5, eine Speichereinheit 7 und einen Gleichrichter 6, wobei der Gleichrichter 6 einen Ladekondensator 6.1 umfasst.
Wie aus Fig. 1 ersichtlich ist, umfasst der Mikroprozessor 1 zur Durchführung einer ersten Messmethode die Funktionsblöcke Generatorfunktion 1.1 , Störgrößenkompensation 1.2, Berechnungsfunktion 1.3, Skalierung/Linearisierung 1.4, Erzeugung Ausgangssignal 1.5. Zusätzlich ist ein Funktionsblock „Festlegung der Messzyklen" 1.7 vorhanden, der die Messzyklusdauer und die Pausenzeit zwischen den Messzyklen bestimmt. Dadurch ist es möglich mittels eines Energiespar-Modes den Stromverbrauch zu senken. Zusätzlich kann durch Verändern der Pausenzeiten eine erhöhte Unempfindlichkeit gegen elektromagnetische Einstreuungen erreicht werden, da keine ständigen Interferenzen zwischen dem Messignal und dem Störsignal auftreten können. Mittels der Generatorfunktion 1.1 erzeugt der Mikroprozessor 1 ein Spannungssignal sigi mit der Messfrequenz f, das über PORT 1 ausgegeben und durch eine anschliessende Tiefpassfilterung durch den Filter 4 in eine Sinusspannug Ui umgeformt wird. Die Generatorfunktion 1.1 ist dabei als Frequenzteiler oder mittels eines im Mikroprozessor integrierten Timers realisiert, so dass das Spannungssignal aus dem Taktsignal des Mikroprozessors erzeugt wird.
Zur Störgrößenkompensation 1.2 führt der Mikroprozessor 1 den Funktionsblock „Erzeugung Synchronisationssignal" 1.8 aus und erzeugt ein Synchronisationssignal sig2, das einen einstellbaren Phasenverschiebungswinkel bezogen auf das Spannungssignal sigi hat. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel wird das Synchronisationssignal sig2 zur Ansteuerung des Gleichrichters 6 verwendet und über PORT 2 ausgegeben. Abhängig von dem zwischen dem Spannungssignal sigi und dem Synchronisationssignal sig2 eingestellten Phasenverschiebungswinkel ist es nun möglich, eine reine Blindstrommessung, d. h. es wird ein Phasenverschiebungswinkel von 0° eingestellt, oder eine reine Wirkstrommessung, d. h. es wird ein Phasenverschiebungswinkel von 90° eingestellt, durchzuführen. Somit können vorhandene Störgrößen wie ohmsche Widerstände bei einer kapazitiven Messsonde oder Kapazitäten bei einer konduktiven Messsonde eliminiert werden.
Der Strom/Spannungswandler 5 wandelt einen von dem Spannungssignal Ui verursachten Strom durch die Sensoreinheit 2 in ein proportionales Spannungssignal U2 um.
Der Gleichrichter 6 ist für die erste Messmethode als Synchrongleichrichter ausgeführt und umfasst zusätzlich zum Ladekondensator 6.1 einen steuerbaren Schalter 6.2, der beispielsweise als MOSFet ausgeführt ist. Der Schalter 6.1 wird durch das Synchronisationssignal sig2 angesteuert. Bei Anliegen des High-Pegels vom Synchronisationssignal sig2 wird der Ladekondensator 6.1 über den Schalter 6.2 auf den jeweiligen Momentanwert der Spannung U2 aufgeladen. Bei einem zwischen dem Spannungssignal sigi und dem Synchronistationssignal sig2 eingestellten Phasenverschiebungswinkel von 0°, entspricht die Ausgangsspannung Uc des Gleichrichters 6 dem Blindstromanteil des durch die Sensoreinheit 2 fließenden Stromes. Die Ausgangsspannung Uc wird über einen Analog/Digitalwandler 8 dem Mirkoprozessor 1 zugeführt, wobei der Analog/Digitalwandler 8 beim dargestellten Ausführungsbeispiel im Mikroprozessor 1 integriert ist.
Mit der Berechnungsfunkttion 1.3 berechnet der Mikroprozessor 1 aus der am Ladekondensator 6.1 gemessenen gleichgerichteten Spannung Uc die zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung, beispielsweise die Kapazität C1 und/oder den Parallelwiderstand R1 der Sensor-Behälteranordnung.
Als weitere Funktion führt der Mikroprozessor 1 eine Skalierung und Linearisierung 1.4 der berechneten Werte aus.
Bei der Erzeugung des Ausgangssignals 1.5 erzeugt der Mikroprozessor 1 das gewünschte Ausgangssignal, welches von der weiteren Verwendung des Ausgangssignals bzw. vom verwendeten Übertragungsprotokoll abhängig ist. So kann beispielsweise ein 4-20 mA-Signal, ein 0-10V-Signal, ein PFM-Signal (Pulsfrequenzmodulations-Signal), ein binäres Schaltsignal... usw. erzeugt werden. Es ist aber auch vorstellbar, das mehrere Ausgangssignale (4-20 mA, 0- 10V, PFM Signal, binäres Schaltsignal... usw.) für verschiedene Übertragungsprotokolle bzw. Verwendungszwecke erzeugt und ausgegeben werden. Zur Erzeugung von bestimmten standardisierte Ausgangssignalen, kann ein Digital/Analogwandler 9 im Mikroprozessor 1 integriert sein.
Fig.3 zeigt die Signale U-ι, U und sig2 in Abhängigkeit der Zeit. Nimmt man ein rein kapazitives Verhalten der Anordnung Sensor/Medium/Behälter mit der Kapazität Ci an, dann ist die Spannung U2, die proportional zum durch die Sensoreinheit 2 fliessenden Strom ist, um 90° zur Spannung Ui phasenverschoben. Der Ladekondensator 6.1 wird innerhalb des durch sig2 definierten Zeitfensters auf den Spitzenwert von U2 in diesem Zeitfenster, also auf die Spannung Uc aufgeladen. Der eingestellte Phasenverschiebungswinkel zwischen dem Spannungssignal sigi und dem Synchronistationssignal sig2 ist dabei 0°.
Fig. 4 zeigt ebenfalls die Signale Ui, U2 und sig2 in Abhängigkeit der Zeit. Es wird aber nun zusätzlich zur Kapazität Ci ein Parallelwiderstand Rides Mediums 3.1 berücksichtigt. Wie aus dem Diagramm ersichtlich ist, erhöht sich der Betrag des Stromes durch die Sensoreinheit 2 und somit der Betrag der den Strom repräsentierenden Spannung U2. Der Phasenverschiebungswinkel zwischen Ui und U2 ist kleiner als 90°. Dabei ändert sich der Wert der Spannung U2 im durch sig2 definierten Zeitfenster gegenüber dem in Fig.3 dargestellten Fall nur unwesentlich und somit wird der Ladekondensator 6.1 auf die gleiche Spannung Uc aufgeladen wie bei einer rein kapazitiven Belastung. Der eingestellte Phasenverschiebungswinkel zwischen dem Spannungssignal sigi und dem Synchronistationssignal sig2 ist ebenfalls 0° und es wird eine reine Blindstrommessung durchgeführt.
Auf diese Weise ist es möglich, die Kapazität Ci unabhängig vom vorhandenen Parallelwiderstand R1 zu messen. Da viele Probleme bei kapazitiven Messungen durch leitfähigen Ansatz und durch Feuchtigkeitsschwankungen, welche die Leitfähigkeit des zu messenden Mediums 3.1 verändern, verursacht werden, bringt dies deutliche Vorteile für den Anwender. Zur Durchführung einer Scheinstrommessung ist der Schalter 6.2 im Gleichrichter 6 ständig geschlossen, d. h. das Synchronistationssignal sig2 ist ein ständiges High-Signal, oder es wird ein einfacher Spitzenwertgleichrichter verwendet.
Wie aus Fig.2 ersichtlich ist, umfasst der Mikroprozessor 1 zur Durchführung einer zweiten Messmethode ebenfalls die Funktionsblöcke Generatorfunktion 1.1 , Störgrössenkompensation 1.2, Berechnungsfunkttion 1.3, Skalierung/Linearisierung 1.4, Erzeugung Ausgangssignal 1.5. Zusätzlich ist ein Funktionsblock „Festlegung der Messzyklen" 1.7 vorhanden, der die Messzyklusdauer und die Pausenzeit zwischen den Messzyklen bestimmt. Dadurch ist es möglich mittels eines Energiesparmodus den Stromverbrauch zu senken. Zusätzlich kann durch Verändern der Pausenzeiten eine erhöhte Unempfindlichkeit gegen elektromagnetische Einstreuungen erreicht werden, da keine ständigen Interferenzen zwischen dem Messignal und dem Störsignal auftreten können.
Die Störgrößenkompensation 1.2 umfasst aber bei der zweiten Messmethode einen Frequenzumschalter 1.6, der die Messfrequenz f des von der Generatorfunktion 1.1 erzeugten Spannungssignals sigi bestimmt. Zur Störgrößenkompensation 1.2 wird das Spannungssignal sigi in vorgegebenen Zeitintervallen abwechselnd mit den Frequenzen | und f2 über das PORT 1 ausgegeben. Durch eine anschliessende Tiefpassfilterung wird das Spannungssignal sigi zu einer sinusförmigen Messpannug Ui( i/f2) umgeformt, wobei die Grenzfrequenz des Filters 4 gemäß der durch die Signalerzeugung vorgegebenen Zeitintervalle, passend für die Frequenzen fi bzw. f2 eingestellt wird. Die Einstellung der Grenzfrequenzen des Filters 4 erfolgt durch ein von dem Frequenzumschalter 1.6 erzeugten Steuersignal, das über PORT 3 ausgegeben wird. Dadurch wird für die Frequenzen ι und f2 jeweils eine optimale Rechteck/Sinusumformung erreicht.
Der Strom/Spannungswandler 5 wandelt einen von dem Spannungssignal Ui(fi/f2) verursachten Strom durch die Sensoreinheit 2 in ein proportionales Spannungssignal U2 um.
Der Gleichrichter 6 umfaßt einen Ladekondensator 6.1 und erzeugt eine zu U2 proportionale Gleichspannung Uc und kann als konventioneller Spitzenwertgleichrichter oder auch als Synchrongleichrichter, wie unter Fig. 1 beschrieben, ausgeführt sein.
Die Ausgangsspannungen Uc(fi) und Uc(t2) des Ladekondensators 6.1 werden über einen Analog/Digitalwandler dem Mikroprozessor 1 zugeführt, wobei der Analog/Digitalwandler beim dargestellten Ausführungsbeispiel im Mikroprozessor 1 integriert ist.
Mit der Berechnungsfunkttion 1.3 berechnet der Mikroprozessor 1 aus den am Ladekondensator 6.1 gemessenen und gleichgerichteten Spannungen Uc(ti) und Uc(f2) die zu bestimmende Größen der Sensor-Behälteranordnung, beispielsweise die Kapazität Ci und/oder den Parallelwiderstand Ri. Die Berechnung der Werte von Ci und Ri aus den Spannungen Uc(fi) und Uc(f2)- geschieht auf folgende Weise:
Der gesamte durch die Sensoreinheit 2 fliessende Scheinstrom ergibt sich aus:
wobei der durch den Kondensator fliessende Strom Ici frequenzabhängig ist:
Icι(f) = Uι -2-π -f - ι [2]
Misst man nun bei zwei unterschiedlichen Frequenzen fi und f2, dann gilt:
wobei die Ströme lS(fi> und Is(f2) durch die Strom/Spannungswandlung und die Gleichrichtung proportional zu U2(fi) und U2(f2) und somit bekannt sind. Damit hat man mit den Gleichungen [3] und [4] zwei Gleichungen mit zwei Unbekannten, aus denen sich Ci und Ri berechnen lassen.
Auf diese Weise ist es möglich, die Kapazität Ci unabhängig vom Parallelwiderstand Ri zu messen. Da viele Probleme bei kapazitiven Messungen durch leitfähigen Ansatz und durch Feuchtigkeitsschwankungen, welche die Leitfähigkeit des zu messenden Mediums 3.1 verändern, verursacht werden, bringt dies deutliche Vorteile für den Anwender.
Die Störgrößenkompensation 1.2 erfolgt somit durch das Erzeugen von Spannungssignalen mit unterschiedlichen Frequenzen und das Eliminieren der jeweiligen Störgröße bei der Berechnung.
Skalierung und Linearisierung 1.4 der gemessenen bzw. berechneten Werte und die Erzeugung und Ausgabe des gewünschten Ausgangssignals 1.5 erfolgt analog zu den Ausführungen zu Fig. 1.
Eine besonders vorteilhafte Feldgeräteelektronik kombiniert die beiden Messmethoden, in dem sowohl die Funktionsblöcke für die erste Messmethode als auch die Funktionsblöcke für die zweite Messmethode im Mikroprozessor 1 realisiert sind. Die Auswahl der durchzuführenden Messmethode und die Eingabe der notwendigen Parameter (Frequenz, Phasenverschiebung) erfolgt dann durch den Benutzer, abhängig von der Sensor/Behälteranordnung und dem zu messenden Medium 3.1 und kann durch einen entsprechenden Eingabedialog über nicht dargestellte Eingabemittel durchgeführt werden. Die Auswahl kann aber auch von einer Leitstelle über entsprechende Kommunikationsverbindungen erfolgen. Zudem können die benötigten Parameter (Frequenz, Phasenverschiebung) und Einstellungen durch austauschbare Speichereinheiten verändert werden.

Claims

Patentansprüche
1. Feldgeräteelektronik mit einer Sensoreinheit (2) für kapazitive Füllstandsmessungen in einem Behälter (3), wobei die Feldgeräteelektronik über entsprechende Signalwege mit der Sensoreinheit (2) verbunden ist, wobei die Feldgeräteelektronik ein Spannungssignal (sigi) zur Ansteuerung der Sensoreinheit (2) erzeugt und einen Messstrom von der Sensoreinheit (2) empfängt und auswertet, dadurch gekennzeichnet, dass ein Analog/Digitalwandler (8) zur Digitalisierung des analogen Messstroms, ein Mikroprozessor (1) und eine Speichereinheit (7) vorhanden sind, wobei der Mikroprozessor (1) die Erzeugung des Spannungssignals (sig und die Auswertung des Messstroms und eine Kompensation von Störgrössen und eine Ermittlung der zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung gemäß vorgegebener Programmabläufen durchführt, wobei die zugehörigen Programme in der Speichereinheit (7) gespeichert sind.
2. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (1) das Spannungssignal (sigi) mit einer Generatorfunktion (1.1) erzeugt, wobei die Messfrequenz des Spannungssignals (sigi) durch den Mikroprozessor (1) einstellbar ist.
3. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (1) eine Frequenzumschaltfunktion (1.6) zur Erzeugung von Spannungssignalen mit unterschiedlichen Frequenzen ausführt, wobei die aktuelle Messfrequenz der Generatorfunktion (1.1) durch die Frequenzumschaltfunktion (1.6) eingestellt wird.
4. Feldgeräteelektronik nach Anspruch einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpassfilter (4) vorgesehen ist, wobei das Tiefpassfilter (4) das Spannungssignal (sigi) in eine Sinusspannung (Ui) umwandelt.
5. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Tiefpassfilter (4) über einstellbare Grenzfrequenzen verfügt, wobei die aktuelle Grenzfrequenz des Tiefpassfilters (4) durch die Frequenzumschaltfunktion (1.6) eingestellt wird.
6. Feldgeräteelektronik nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Strom-/Spannungswandler (5) vorhanden ist, der den Messstrom vor der Auswertung in eine zum Messtrom proportionale Messspannung (U2) umwandelt.
7. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Messspannung (U2) mit einem Gleichrichter (6) gleichgerichtet und über den Analog-/Digitalwandler (8) dem Mikroprozessor (1) zur Auswertung zugeleitet wird.
8. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (6) einen Ladekondensator (6.1) umfasst.
9. Feldgeräteelektronik nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (1) abwechselnd zwei Spannungssignale mit unterschiedlichen Frequenzen erzeugt und aus den zugehörigen Messströmen die zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung ermittelt.
10. Feldgeräteelektronik nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (1) den Wert des Messstrom bei einem bestimmten Phasenverschiebungswinkel im Bezug auf das Spannungssignal (sigi) ermittelt und auswertet, wobei der Phasenverschiebungswinkel durch den Mikroprozessor (1) einstellbar ist.
11. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Gleichrichter (6) ein Synchrongleichrichter ist, wobei der Mikroprozessor (1) das Synchronisationssignal (sig2)des Synchrongleichrichters erzeugt, und wobei der benötigten Phasenverschiebungswinkel zwischen Spannungssignal (sigi) und Messstrom durch eine vom Mikroprozessor (1) erzeugte Phasenverschiebung des Synchronisationssignals (sig2) zum Spannungssignal (sigι)eingestellt wird.
12. Feldgeräteelektronik nach einem der Ansprüche 10 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass abhängig vom eingestellten Phasenverschiebungswinkel eine Scheinstrommessung oder eine reine Blindstrommessung oder eine reine Wirkstrommessung durchgeführt wird.
13. Feldgeräteelektronik nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Mikroprozessor (1) abhängig von den zu bestimmenden Größen und/oder von Feldbedingungen die Frequenz des Spannungssignals (sigi) und/oder den Phasenverschiebungswinkel zur Auswertung des Messstromes einstellt.
14. Feldgeräteelektronik nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die zu bestimmenden Größen der Sensor-Behälteranordnung eine Impedanz und/oder eine Kapazität und/oder ein Leitwert sind.
15. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Feldbedingungen die Sensor-/Behältergeometrie und/oder Art des Mediums (3.1) im Behälter (3) und/oder Störgrößen umfassen.
16. Feldgeräteelektronik nach einem der vorherigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Messzyklen eine variable Pausenzeit vorgesehen ist, wobei die Länge der Pausenzeit vom Mikroprozessor (1) eingestellt wird.
17. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge der Pausenzeiten ständig verändert wird.
18. Feldgeräteelektronik nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Länge der Pausenzeiten durch eine Zufallsgeneratorfunktion eingestellt werden.
19. Feldgeräteelektronik nach einem der Ansprüche 16 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass während der Pausenzeit die Feldgeräteelektronik in einen Energiesparmodus umgeschaltet wird.
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