EP1487052A1

EP1487052A1 - Antennenanordnung in der Apertur einer elektrisch leitenden Fahrzeug-Karosserie

Info

Publication number: EP1487052A1
Application number: EP03001676A
Authority: EP
Inventors: Heinz Lindenmeier; Jochen Hopf; Leopold Reiter
Original assignee: Fuba Automotive GmbH and Co KG
Current assignee: Delphi Delco Electronics Europe GmbH
Priority date: 2003-01-25
Filing date: 2003-01-25
Publication date: 2004-12-15
Anticipated expiration: 2023-01-25
Also published as: DE50312708D1; ATE467922T1; EP1487052B1

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Antennenanordnung in der im wesentlichen rechteck- bzw. trapezförmigen Apertur (1) mit der Apertur-Länge L und der Apertur-Breite B mit B < L/3 einer elektrisch leitenden Fahrzeug-Karosserie (2) im Meterwellenbereich. Die Apertur-Länge L ist so klein gewählt, daß die Eigenresonanz-Frequenz fs der Apertur (1) größer ist als die Mittenfrequenz des Betriebsfrequenzbereichs. Es sind ein kapazitives Abstimmelement (5) zur Abstimmung der Apertur-Resonanz auf eine Resonanzfrequenz fo in der Nähe dieser Mittenfrequenz und ein Ankoppelelement (3) zur Ankopplung der Antennen-Anschlußstelle (4) an die resonanzartig überhöhten elektromagnetischen Felder in der Apertur (1) vorhanden. Das kapazitive Abstimmelement (5) ist als kapazitiv wirkende Verbindung zwischen Rändern der Apertur (1) eingebracht und derart induktivitätsarm gestaltet, daß die durch die verbleibende induktive Wirkung auftretende magnetische Blindleistung Pmp möglichst klein ist im Vergleich zur magnetischen, von den magnetischen Feldern in der Apertur (1) erzeugten Blindleistung Pma. <IMAGE>

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Antennenanordnung in der im wesentlichen rechteck-bzw. trapezförmigen Apertur 1 einer elektrisch leitenden Fahrzeugkarosserie im Meterwellenbereich z. B. für den UKW-Empfang.

Die Erfindung geht aus von einem Antennensystem, wie sie z.B. in der DE 195 35 250 A1 in Bild 4a am Beispiel eines Dachsegments für ein kleines Fahrzeug beschrieben ist. Die dort angegebenen Antennen (5,6) für Frequenzen bis zum Meterbereich sind vorzugsweise als Leiterstrukturen aus dünnem Draht ausgebildet. Aufgrund der im Fahrzeugbau beschränkt verfügbaren Bauräume kommen für die dort beschriebenen Segmente in erster Linie Dachsegmente oder Segmente im leitenden Kofferraumdeckel in Frage wobei die Aperturlänge L durch die Fahrzeugbreite und ihre Aperturbreite B durch andere fahrzeugtechnisch vorgegebene Rahmenbedingungen, wie z.B. das Schiebedach, die Überrollsicherheit etc. eingeschränkt ist. Dies führt insbesondere im Bereich der Meterwellen dazu, dass die Aperturlänge L oft kleiner als die halbe Betriebswellenlänge ist und die Aperturbreite B kleiner als 1/10 der Betriebswellenlänge gewählt werden muß. In diesem Fall kann mit den in der DE 195 35 250 A1 in Bild 4a vorgeschlagenen Antennen (5,6) die Aufgabe einer verlustarmen Anpassung bei größtmöglicher Bandbreite nicht realisiert werden. Auch bei größeren Personenkraftfahrzeugen steht für die Aperturlänge L mehr als 90 cm kaum zur Verfügung. Dies bedeutet im UKW-Bereich bei einer Mittenfrequenz von f_m = 97 MHz eine auf die Wellenlänge dieser Frequenz bezogene relative Aperturlänge L von L/λ, = 0,3 bei einer relativen Bandbreite des UKW-Bereichs von (f_max-f_min)/f_m = 0,211. Für das FM-Band in Japan mit seiner Mittenfrequenz von f_m = 83 MHz bedeutet dies eine auf die Wellenlänge dieser Frequenz bezogene relative Aperturlänge L von L/λ, = 0,25 bei einer relativen Bandbreite des UKW-Bereichs von (f_max- f_min)/f_m = 0,17. Die vorgeschlagenen Antennen haben bei Anpassung an die in der Antennentechnik üblichen Impedanzen den Nachteil der Schmalbandigkeit oder die Bandbreite der Anpassung kann nur über Verluste erzielt werden. Z.B. können die Betriebsfrequenzbereiche in Form der o.g. Frequenzbänder bei der vorgegebenen kleinen relativen Aperturlänge L von L/λ = 0,3 bzw von L/λ = 2,5 nicht hinreichend verlustarm abgedeckt werden; d.h. das Produkt aus Wirkungsgrad und Bandbreite ist zu klein

Aufgabe der Erfindung ist es deshalb, bei einer Antennenanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art den Nachteil der bei verlustarmer Anpassung der Antenne gegebenen Schmalbandigkeit zu vermeiden.

Diese Aufgabe wird für eine Antennenanordnung der im Oberbegriff des Anspruchs 1 angegebenen Art mit Hilfe des kennzeichnenden Teils des Hauptanspruchs bewirkt.

Nachfolgend ist die Erfindung anhand einiger Ausführungsbeispiele in den Figuren weiter erläutert. Es zeigen:

Fig. 1a): Aussparung mit der Aperturlänge L und der Aperturbreite B im leitenden Dach eines Kfz zur Bildung einer Antenne nach der Erfindung
Fig. 1b): azimutales Strahlungsdiagramm bei Horizontalpölarisation bei Frequenzen unterhalb der Apertur-Eigenresonanz
Fig. 2a): Frequenzverlauf der Leerlauf-Empfangsspannung am Ankoppelelement 3 zum Nachweis der Eigenresonanzfrequenz f_s der Apertur
Fig. 2b): Anordnung zur Feststellung der Eigenresonanzfrequenz f_s
Fig. 2c): Frequenzverlauf der Leerlauf Empfangsspannung einer Antenne nach der Erfindung am Ankoppelelement 3 zum Nachweis der durch Verstimmung reduzierten Resonanzfrequenz f_o
Fig. 2b): Antenne nach der Erfindung mit einer auf die niedrigere Resonanzfrequenz f_o abgestimmten Apertur mit dem kapazitiven Abstimmelement 5
Fig. 3 a) und b): Ersatzschaltbilder zur Erläuterung der die Bandbreite reduzierenden Wirkung einer induktiven Komponente im kapazitiven Abstimmelement 5.
c) verlustlose Impedanztransformation auf das gewünschte Impedanzniveau bei Frequenzen unterhalb der Eigenresonanz der Apertur.
Fig. 4: Reduzierung der Bandbreite in Abhängigkeit von der Verstimmung fo/fs bei verschiedenen unerwünschten induktiven Effekten im kapazitiven Abstimmelement 5 als Parameter
a) Verhältnis von b_ro mit induktivem Effekt zu b_ropt ohne induktiven Effekt jeweils bei f_o
b) Verhältnis von b_ro bei f_o mit induktivem Effekt zu b_rs bei der Apertur-Eigenresonanz f_s
Fig. 5: a) Realisierung eines kapazitiven Abstimmelements 5 mit induktivitätsarmem Leiter 9 und Ankoppelelement 3 mit kapazitiver Ankopplung 23 und Parallelresonanzkreis 21 zur Gestaltung eines Zweikreis- Resonanzbandfilter -Verhaltens
b) Antennenimpedanz an der Antennenanschlußstelle 4 in a) für den FM-Bereich in Japan
c) Induktivitätsarmer Leiter 9 mit Unterbrechungsstellen zur Verminderung der Abschirmwirkung eines benachbarten LMK-Empfangsantennenelements 15 mit LMK-Anschlußstelle 16
Fig. 6: a) Realisierung eines kapazitiven Abstimmelements 5 mit kleinem Kapazitätswert 7 bei mittiger Anbringung in der Apertur 1
b) Nachweis der Gleichwertigkeit der Abstimmung auf die gleiche Resonanzfrequenz f_o der Apertur wie in.Fig. 5a zur Gestaltung des ähnlichen Impedanzverlaüfs wie in Fig.5b mit der Anordnung in a)
Fig. 7: a) Wie Fig. 6a jedoch mit breiterem kapazitätsarmen Leiter 9
b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) ähnlich wie in Fig. 6b
Fig. 8: Nachweis der Breitbandigkeit auch bei größerer Bedeckung der Aperturlänge L mit einem induktivitätsarmen Leiter
a) Anordnung des induktivitätsarmen Leiters 9 mit kapazitiven Bauelementen 12 und von ihm getrenntem kapazitiven Koppelelement 3 mit Antennenanschlussstelle 4
b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der, Antennenanschlussstelle 4
c) wannenartig ausgebildeter induktivitätsarmer Leiter 9 mit Dielektrikum ε_r zur Ausbildung der zur Abstimmung benötigten verteilten Kapazität zwischen Wannenrand 19 und Aperturrand 13. Die Mikrowellenantenne 24 nutzt die Wanne als Grundfläche
Fig. 9: a) Anordnung wie in Fig. 8a, jedoch mit kapazitivem Ankoppelelement 3 mit einer einfachen Transformationsschaltung
b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der Antennenanschlussstelle 4 für das UKW-Band als Betriebsfrequenzbereich
Fig. 10: a) Anordnung ähnlich wie in Fig. 7a jedoch mit galvanisch mit der Fahrzeugkarosserie verbundenen flächigem Leiter 22 als mögliche leitende Grundfläche 25 für eine Mikrowellenantenne bei einem kombinierten Antennensystem
b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) an der Antennenanschlussstelle 4 für das FM- Band in Japan als Betriebsfrequenzbereich
Fig. 11: Grundformen für die Ausbildung von Ankoppelelementen 3
a) als magnetischer Dipol 20
b) als elektrischer Dipol 26
Fig. 12: Nachweis der Breitbandigkeit auch bei nahezu über die gesamte Aperturlänge L eingebrachte leitende Fläche 17 als induktivitätsarmer Leiter 9 bei kombinierter Verwendung als Ankoppelelement 3 mit Antennenanschlussstelle 4
a) Anordnung
b) Impedanzverlauf für die Anordnung in a) zur anschließend breitbandigen Transformation für den UKW-Bereich

Die mit einer Antenne in einer Apertur der vorgegebenen Art verbundene Strahlung ist bei Aperturlängen merklich unter der Halbwellenresonanz in der Hauptsache durch die Ströme am. Aperturrand bestimmt. Mit einer Antenne dieser Art, z.B. im Dach eines Kraftfahrzeugs (Fig. 1a), ergibt sich deshalb für Frequenzen unterhalb der Aperturresonanz ein horizontales Strahlungsdiagramm, wie es in Bild 1b) dargestellt ist. Dieses für die Horizontalpolarisation zutreffende Richtdiagramm ist in seiner Form für beliebige Anregung der Apertur unabhängig von der Frequenz, sofern diese die Aperturresonanz nicht überschreitet. Antennenstrukturen, welche in die Apertur eingebracht sind, unterliegen somit bei diesen Frequenzen hinsichtlich ihres eigenen Strahlungsbeitrags der durch die Berandung der Apertur gegebenen Dominanz der Randströme. Aus diesem Grund ist es notwendig, die in die Apertur eingebrachten Antennenstrukturen derart zu gestalten, dass eine möglichst verlustarme und die mögliche Bandbreite so wenig wie möglich reduzierende Anregung der Randströme der Apertur gegeben ist.

Eine Apertur der beschriebenen Art besitzt hinsichtlich ihrer Strahlungseigenschaften einen hochpaßähnlichen Charakter, wobei bei Frequenzen oberhalb der Apertur-Eigenresonanz insbesondere auch bei größerer Breite der Apertur mit unterschiedlichen Antennenstrukturen und Positionierungen unterschiedliche Strahlungsdiagramme und auch relativ große Bandbreiten bei gutem Wirkungsgrad mit relativ schlanken Antennenleitern erreichbar sind. Dies wurde in der Vergangenheit anhand zahlreicher Formen von Fensterscheibenantennen in Kraftfahrzeugen gezeigt.

Zur Erläuterung der mit der Erfindung gegebenen Lehre wird in der folgenden Beschreibung das Beispiel einer Apertur mit der Länge L = 0,9 m und B = 0,2 m angenommen. In Fig. 2b wird diese Apertur mit der Ankoppelleitung 3 mit Anschlußstelle 4 betrachtet. Aufgrund der verteilten Wirkung aller Einflüsse treffen die im folgenden angegebenen mathematischen Beziehungen nicht genau zu. Sie beschreiben jedoch die auftretenden Phänomene mit hinreichender Genauigkeit und ermöglichen anhand der daraus ablesbaren Tendenzen die Umsetzung der angegebenen Lehre in die Praxis.

Zunächst wird die Frequenzabhängigkeit der Empfangsspannung bei Anstrahlung in Hauptempfangsrichtung als effektive Höhe h_eff im Fig. 2a betrachtet. Hierbei stellt sich die maximale Strombelegung bei der Eigenresonanzfrequenz f_s der Apertur ein, welche sich in einem Maximalwert der an der Ankoppelstelle gemessenen Leerlaufspannung - gemessen als effektive Höhe - ausdrückt. Hierbei wird eine durch die Strahlungsdämpfung und die Blindleistungsverhältnisse bestimmte relative Bandbreite b_rs gemäß folgender Beziehung b rs = f 1 - f 2 f 1 - f 2 = f 1 - f 2 f s festgestellt. Die Resonanzfrequenz ergibt sich bei Gleichheit der elektrischen, das ist die durch die elektrischen Felder in der Apertur verursachte Blindleistung mit der magnetischen, das ist die durch die magnetischen Felder in der Apertur hervorgerufenen Blindleistung. Bei Frequenzen unterhalb der Resonanzfrequenz, also bei den hier zutreffenden kurzen Aperturlängen, ist die elektrische Blindleistung in der Apertur zu klein, um die gewünschten resonanzartigen Randströme hervorzurufen. Erfindungsgemäß wird dieses Defizit an elektrischer Blindleistung durch ein kapazitives Abstimmelement 5 aufgehoben, so dass die resonanzartigen Ströme nunmehr bei einer niedrigeren Frequenz F_o erzeugt sind, welche durch die resonanzartige Überhöhung der effektiven Höhe in Fig. 2c nachgewiesen ist. Aufgrund der bei der niedrigeren Frequenz f_o kleineren auf die Blindleistung bezogenen Strahlungsdämpfung der Apertur ist die relative Aperturbandbreite b ro = f 1 - f 2 f 1 - f 2 = f 1 - f 2 f o kleiner als bei der Bigenresonanz f_s der Apertur. Bezeichnet man mit P_ma die magnetische Blindleistung bei der neuen Resonanzfrequenz f_o , so ist die für die Verstimmung notwendige elektrische Blindleistung ΔP_e gegeben durch: ΔP e P ma = 1 - f o f s 2 welche mit größer werdender Verstimmung anwächst. Die optimale relative Bandbreite, welche bei dieser Maßnahme für die Resonanzüberhöhung der Aperturströme bei f_o erreicht werden kann, ist gegeben durch das Verhältnis aus der gesamten magnetischen Blindleistung P_ma zur abgestrahlten Leistung P im Sendefall. b ropt = Pma P

Erfindungsgemäß wirkt das kapazitive Abstimmelement 5 mit seiner wirksamen Kapazität AC in Fig. 3a zwischen den Berandungspunkten A und A', wobei der an dieser Stelle gestrichelt angegebene Leitwert G_A die wirksame Strahlungsdämpfung der Anordnung repräsentiert. In Fig. 3b ist im Vergleich hierzu die Abstimmmaßnahme mit der wirksamen Kapazität ΔC_c nach der Erfindung zwischen den in der Mitte der Aperturlänge befindlichen Punkten C und C' angebracht. Der Zusammenhang zwischen den die Strahlungsdämpfung repräsentierenden Leitwerten ergibt sich aus dem Spannungsverhältnis U_C zu U_A wie folgt: G A ≈ G c U C U A 2 und der Zusammenhang zwischen den wirksamen Kapazitäten ist gegeben aus: ΔC = ΔC c G A G c

Mit größer werdendem Abstand d_A nimmt die Spannung U_A im Verhältnis zur Spannung U_C zum Ende der Apertur 1 hin stark ab, so dass sowohl die wirksame Kapazität ΔC als auch der die Strahlung an dieser Stelle repräsentierende Leitwert gemäß den Gleichungen (4) und (5) stark zunimmt. In den Anordnungen in Fig. 3 sind die wirksamen Kapazitäten jeweils durch die Serienschaltung einer Induktivität L_p bzw. L_pc und einer Kapazität C_P bzw. C_pc dargestellt.

Ein wesentliches Element der vorliegenden Erfindung besteht darin, die wirksame Kapazität an der gewählten Stelle in der Apertur extrem induktionsarm, das heißt, mit möglichst kleinem induktiven Einfluss zu gestalten. Ist der Einfluss der Serieninduktivität vernachlässigbar, so ist die Bandbreite der Resonanzüberhöhung der elektrischen und magnetischen Felder in der Apertur in weiten Grenzen praktisch unabhängig von der Position d_A für die Anbringung des kapazitiven Abstimmelements. In diesem Fall ergibt sich bei der Frequenz f_o die maximale relative Bandbreite b_ropt Kann die induktive Blindleistung P_mp im Element L_p nicht vernachlässigt werden im Vergleich zu der von den Randströmen der Apertur erzeugten magnetischen Blindleistung P_ma, so reduziert sich die relative Bandbreite bei der Frequenz f_o auf den Wert b_ro annähernd nach folgendem Zusammenhang:

Mit P mp P ma = ΔP e P ma P mp ΔP e ergibt sich zusammen mit Gleichung (2) eingesetzt in Gleichung (6) für die relative Bandbreite

Damit reduziert sich die Bandbreite durch den Einfluss von L_p beträchtlich, wobei dieser Eintluss mit wachsender Verstimmung anwächst. Je näher die Resonanzfrequenz f_p f p = 1 C p L p des aus L_p und C_p bestehenden Resonanzkreises der Frequenz f_o kommt, umso stärker wird die Bandbreite bei f_o eingeengt. Damit gilt ferner:

In Fig. 4a ist die Bandbreitenreduktion in Abhängigkeit vom Einfluss der in L_p auftretenden unerwünschten magnetischen Blindleistung in Abhängigkeit vom Frequenzverhältnis f_o/f_s für verschiedene Werte von C_p/ΔC bzw. P_mp/P_ma dargestellt. Zusätzlich ist in Fig. 4b der Einfluss der unerwünschten magnetischen Blindleistung auf das Verhältnis der relativen Bandbreite b_ro bei der Frequenz f_o zur relativen Aperturbandbreite b_rs bei Eigenresonanzfrequenz f_s dargestellt, wobei berücksichtigt ist, dass bei niedrigen Frequenzen die optimal erreichbare Bandbreite für die Stromresonanz mit der dritten Potenz der Frequenz kleiner wird. Umso wichtiger ist es, die Bandbreite der Antennenanordnung nicht durch weitere nachteilige Ankopplung an die Apertur zu verringern. Mit größer werdendem Abstand d_A von der Mitte ist die Einhaltung der Bedingung P_mp/ΔP_e << 1 immer schwieriger. Dies geht aus der folgenden Gleichung (11) in Verbindung mit Gleichung (4) hervor. Denn für gleich großen Einfluss der Induktivität L_p gilt: L p = L pc · G c G

Aus diesem Grund muss das kapazitive Abstimmelement insbesondere bei Abstimmung außerhalb der Aperturmitte erfindungsgemäß besonders induktionsfrei gestaltet sein. Aus den obigen Ausführungen geht klar hervor, dass ein in die Apertur eingelegter dünner Antennenleiter nicht geeignet ist um der Apertur 1 die für die Abstimmung notwendige Blindleistung ΔP_e zuzuführen da dies aufgrund seiner Eigeninduktivität ohne die Bandbreite reduzierende magnetische Blindleistung P_mp nicht möglich ist.

Die Erfindung wird am Beispiel einer Apertur 1 in einer Fahrzeugkarosserie 2 mit einer Aperturlänge L von 90 cm und einer Aperturbreite B von 20 cm weiter erläutert. Ziel ist es in diesem Beispiel dabei, eine Antenne für einen Betriebsfrequenzbereich gemäß dem UKW-Bereich, in Europa bzw. gemäß dem FM-Frequenzbereich in Japan zu schaffen. Wird das kapazitive Abstimmelement 5 wie in Fig. 2d in der Mitte der Aperturlänge L in die Apertur 1 eingebracht, so genügt an dieser hochohmigen Stelle eine Kapazität C_pc von 5 pF, um die Eigenresonanzfrequenz f_s = 116 MHz der Apertur 1 auf f_o = 90 MHz herabzusetzen. Dies geht aus Fig. 2c hervor. Dabei reduziert sich die relative Bandbreite der Aperturresonanz von b_rs = 0,2 auf b_ro = 0,08. Der an dieser Stelle wirksame Leitwert G_o (Fig. 3b) beträgt ohne kapazitive Verstimmung im Falle der Apertureigenresonanz f_s ca. 1 mS und wird mit der betrachteten Verstimmung auf die Resonanzfrequenz f₀ auf ca. 0,54 mS reduziert. Zusammen mit den bei der niedrigeren Frequenz geänderten Blindleistungsverhältnissen ergibt sich für die angegebene Verstimmung die relativ starke Reduzierung der relativen Bandbreite b_ro der Aperturresonanz. Für die Positionierung des Ankoppelelements 3 mit Antennenanschlußstelle 4 ist der Leitwert von 0,54 mS entsprechend einem Widerstand von 1,86 kΩ ein zu hoher Wert, um eine einfache verlustlose Anpassschaltung zu realisieren. Aus diesem Grund ist es technisch wesentlich günstiger, das Ankoppelelement 3 derart zu positionieren, dass das dort verfügbare Impedanzniveau in der Größenordnung der gewünschten Antennenimpedanz liegt, wobei mit wachsendem Abstand d_D von der Mittellinie der Apertur 1 der Leitwert G in den Figuren 3a und 3b stark zunimmt. Dieses Impedanzniveau wird durch den Leitwert G in Fig. 3c bestimmt, welcher an den Punkten D und D' die gesamte Strahlungsdämpfung der Apertur repräsentiert, wobei in Analogie zu Gleichung (3) gilt, dass das Impedanzniveau gemäß folgender Beziehung zum Aperturende hin stark abnimmt und durch Wahl eines geeigneten Abstands d_D auf den gewünschten Wert eingestellt werden kann. Für den Leitwert G ergibt sich angenähert: G ≈ G c U c U D 2

Diese als praktisch verlustfreie Maßnahme anzusehende Transformation ermöglicht z.B. die Gestaltung eines äquivalenten Resonanzbandfilters mit zwei Resonanzkreisen, wie dies in Fig. 6a dargestellt ist. Hierbei wirkt die Apertur 1 als ein auf die Frequenz f_o abgestimmter Resonanzkreis. Mit Hilfe der in Fig. 6a dargestellten Ankoppelkapazität 23 im Ankoppelelement 3 zusammen mit den verlustarmen Blindelementen 21, welche als zweiter Resonanzkreis der Antennenanschlussstelle 4 parallel geschaltet sind, lässt sich die in Fig. 6b dargestellte breitbandige Impedanzkurve verlustarm erzeugen.

Diese überdeckt mit einer breitbandigen Schleife in der Umgebung der für Rauschanpassung an einen Transistor optimalen Impedanz das im Vergleich zur Eigenresonanzfrequenz der Apertur 1 niedrige FM-Band in Japan (76 bis 90 MHz, Betriebsfrequenzbereich). Im folgenden wird gezeigt, dass die Aperturresonanz auf unterschiedliche Weise gleichwertig hergestellt werden kann, ohne dass hierbei das Ankoppelelement 3, abgesehen von Feinabstimmungsmaßnahmen, geändert werden müsste. In der in Fig. 7a dargestellten Anordnung ist der induktivitätsarme Leiter 9 als flächiger Leiter mit einer hinreichend großen Leiterbreite 11 ausgeführt. Hierbei können zur Überbrückung der Unterbrechungsstelle 6 konzentrierte kapazitive Bauelemente 12 eingesetzt werden, wobei es zur Vermeidung von unerwünschter induktiver Wirkung vorteilhaft ist, mehrere solcher kapazitiver Bauelemente 12 verteilt über die Leiterbreite 11 einzusetzen.

Eine weitere Möglichkeit der Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements 5 mit der gewünschten wirksamen Kapazität ΔC ist die Ausgestaltung der Unterbrechungsstelle 6 als eine Schlitzkapazität, welche durch Wahl einer geeigneten Leiterschlitzweite 14 eingestellt werden kann. Mit der Anordnung gemäß Fig. 7a lässt sich eine zu Fig. 6b vollständig äquivalente Impedanzkurve für den vorgegebenen Frequenzbereich mit praktisch unveränderter Ausgestaltung des Ankoppelelements 3 erzielen. Bei Anbringung der Abstimmmaßnahme in der Mittellinie wie in Fig. 3b ist dabei der Einfluss der Leiterinduktivität L_pc klein genug, um auch Leiter mit aus Platzgründen vorteilhaft kleinem Querschnitt wie in Fig. 6a äquivalent verwenden zu können. Dies geht aus der Äquivalenz der Impedanzkurven in Fig. 6b und 7b hervor.

Eine weitere vorteilhafte Möglichkeit der Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements 5 ist in Fig. 5a dargestellt. Hierbei ist das kapazitive Abstimmelement 5 in einem nennenswerten Abstand d_A in die Apertur 1 eingebracht. Dort ist aus Gründen der wesentlich größeren Kapazität C_p als der bei Mittenanbringung erforderlichen Kapazität C_pc der Einfluss der Induktivität L_p wesentlich größer als die einer Induktivität L_pc gleicher Größe bei Mittenanbringung (sh. Gl. 11). Deshalb ist eine flächige Ausgestaltung des induktivitätsarmen Leiters 9 vorteilhaft. Bei geeigneter Wahl des kapazitiven Bauelements 7 bei Einbringung von konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12 bei vorgegebenem Randabstand 10 bzw. bei geeigneter Wahl einer Leiterschlitzweite 14 bei der hinreichend groß gewählten Leiterbreite 11 lässt sich die in Fig. 5b dargestellte Impedanzkurve erzielen. Der Vergleich der Impedanzkurven in den Figuren 6b, 7b und 5b zeigt, dass sämtliche in den Figuren 6a, 7a und 5a dargestellten Möglichkeiten zur Abstimmung der Aperturresonanz praktisch gleichwertig sind.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung wird das kapazitive Abstimmelement 5 als eine größere leitende Fläche 17 mit einer Längsabmessung bis zu einer halben Aperturlänge L als induktivitätsarmer Leiter 9 in die Apertur 1, wie in Fig. 8a, eingebracht. Die gewünschte kapazitive Gesamtwirkung wird durch den Randabstand 10 zwischen der Berandung dieser leitenden Fläche 17 und den Aperturrändern 13 in Verbindung mit geeigneten verteilt angeordneten konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12 gestaltet. Insbesondere für die Gestaltung von kombinierten Antennensystemen in der Apertur 1 ist es vorteilhaft, die leitende Fläche 17 des kapazitiven Abstimmelements 5 zur Aufnahme weiterer Antennen für andere Frequenzbereiche wannenartig auszubilden Diese Wanne kann vorteilhaft als leitende Grundfläche 25 von Mikrowellenantennen 24 gestaltet werden (Fig. 8c). Zur Herausführung der Anschlussleitungen aus der Apertur 1 werden diese für den Meterwellenfrequenzbereich durch Verdrosselung hochohmig gestaltet.

Hierbei ist zu berücksichtigen, dass aufgrund des verbleibenden kleinen Randabstands 10 der Beitrag des mit der Wanne überbrückten Bereichs der Apertur zur Bildung der Eigeninduktivität weniger beiträgt und der Kapazitätsbelag entsprechend erhöht werden muß; dass jedoch die grundsätzlichen Eigenschaften der abgestimmten Apertur erhalten bleiben. Ähnlich wie die als leitende Wanne ausgeprägte leitende Fläche 17 ist es selbstverständlich nicht notwendig, das Ankoppelelement 3 in der Ebene der die Apertur 1 umgebenden Fahrzeugkarosserie anzubringen. Dieses kann vielmehr ebenso vertieft auf einem dielektrischen Trägermaterial in der Apertur 1 platziert sein.

Das Ankoppelelement 3 mit ihrer Antennenanschlußstelle 4 zur Ankopplung an das resonanzartig überhöhte magnetische Feld bzw. an das resonanzartig überhöhte elektrische Feld in der Apertur 1, kann mit einem Ankoppelelement 3 mit dem Charakter eines magnetischen Dipols 20 bzw. mit einem Ankoppelelement 3 mit dem Charakter eines elektrischen Dipols 26 erfolgen (Fig. 11 a, Fig. 11b). Magnetisch wirkende Ankoppelelement 3 zur Auskopplung der starken magnetischen Felder am Ende der Apertur 1 sind zusätzlich in den Figuren 2b, 2d und 3a, 3b, 3c dargestellt. Die Auskopplung mit einem elektrischen Monopol geht aus Fig. 8a hervor. Die zugehörige Impedanzkurve in Fig. 8a zeigt die Breitbandigkeit dieser Anordnung an der Antennenanschlussstelle 4, welche vorteilhaft die Transformation in die gewünschte Impedanzkurve in Fig. 9b mit den in Fig. 9a angedeuteten einfachen verlustarmen Blindelementen zulässt.

Eine besonders vorteilhafte Ankopplung an die Apertur 1 ist die oben erwähnte kapazitive Ankopplung zur Gestaltung eines äquivalenten Resonanzbandfilters mit zwei Kreisen, wie dies in den Figuren 5a, 6a und 7a dargestellt ist. Eine besonders vorteilhafte Variante der Ausgestaltung des Ankoppelelements 3 im Hinblick auf die Gestaltung von Kombinationsantennen ist in Fig. 10a dargestellt. Dort ist der im wesentlichen gestreckte Leiter 22 an seinem einen Ende mit dem Aperturrand 13 galvanisch verbunden. Bei flächiger Ausgestaltung des gestreckten Leiters 22 kann dieser vorteilhaft als leitende Grundfläche 25 von Mikrowellenantennen 24 in einem kombinierten Antennensystem verwendet sein. Aufgrund der galvanischen Kopplung kann dabei die Herausführung der Anschlussleitungen der Mikrowellenantennen 24 problemlos erfolgen.

Soll das kombinierte Antennensystem in der Apertur 1 auch noch eine Antenne für den LMK-Frequenzbereich aufnehmen, so kann zur Vermeidung von Abschirmwirkungen das kapazitive Abstimmelement 5 vorteilhaft im Bereich der Mitte der Apertur 1 angebracht werden und der induktivitätsarmer Leiter 9 mehrere Unterbrechungsstellen 6, wie in Fig. 5c angedeutet, enthalten. Dadurch wird die Abschirmwirkung auf ein benachbartes LMK-Empfangsantennenelement 15 mit seiner LMK Anschlussstelle 16 merklich verringert.

In einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Erfindung ist das kapazitive Abstimmelement 5 mit dem Ankoppelelement 3 dadurch kombiniert, dass in die Apertur 1 über einen großen Teil der Aperturlänge L eine leitende Fläche 17 als induktivitätsarmer Leiter 9 eingebracht ist. Die Abstimmung erfolgt durch geeignete Gestaltung des Randabstands 10 in Verbindung mit der verteilten Einbringung von konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12. Aufgrund der erhöhten Konzentration der magnetischen Felder in unmittelbarer Randnähe ist bei nicht zu kleinem Randabstand 10 kaum eine nachteilige Abnahme der Eigeninduktivität als magnetischer Energiespeicher der Apertur verbunden. Die gewünschte Antennenimpedanz kann bei geeigneter Positionierung der Antennenanschlussstelle 4 eingestellt werden. Diese Impedanz ist in Fig. 12b dargestellt und zeigt eine breitbandige Schleife im Frequenzbereich von 80 bis 110 MHz. Durch übliche Schaltungsmaßnahmen kann eine derart breitbandige Impedanz in eine gewünschte Impedanzkurve z.B. für den UKW-Bereich transformiert werden.

Liste der Bezeichnungen

Apertur 1

Fahrzeugkarosserie 2

Ankoppelelement 3

Antennenanschlußstelle 4

kapazitive Abstimmelement 5

Unterbrechungsstelle 6

kapazitives Bauelement 7

Distanz 8

induktivitätsarmer Leiter 9

Randabstand 10

Leiterbreite 11

kapazitive Bauelemente 12

Aperturrand 13

Leiterschlitzweite 14

LMK-Empfangsantennenelement 15

LMK-Anschlußstelle 16

leitende Fläche 17

isolierter Spalt 18

Wannenrand 19

magnetischer Dipol 20

verlustarme Blindelemente 21

gestreckter Leiter 22

Ankoppelkapazität 23

Mikrowellenantennen 24

leitende Grundfläche 25

elektrischer Dipol 26

Serieninduktivität 27

wirksame Kapazität ΔC

Aperturlänge L

Eigenresonanzfrequenz fs

Blindleistung Pmp

erzeugten Blindleistung Pma

Resonanzfrequenz fo

Abstand dA

Abstand dD

Claims

Antennenanordnung in der im wesentlichen rechteck-bzw. trapezförmigen Apertur (1) mit der Aperturlänge L und der Aperturbreite B mit B < L/3 einer elektrisch leitenden Fahrzeugkarosserie (2) im Meterwellenbereich
dadurch gekennzeichnet, dass
die Aperturlänge L so klein gewählt ist, dass die Eigenresonanzfrequenz (fs) der Apertur (1) größer ist als die Mittenfrequenz des Betriebsfrequenzbereichs und ein kapazitives Abstimmelement (5) zur Abstimmung der Aperturresonanz auf eine Resonanzfrequenz fo in der Nähe dieser Mittenfrequenz und ein Ankoppelelement (3) zur Ankopplung der Antennenanschlussstelle (4) an die resonanzartig überhöhten elektromagnetischen. Felder in der Apertur (1) vorhanden sind und das kapazitive Abstimmelement (5) als kapazitiv wirkende Verbindung zwischen Rändern der Apertur (1) eingebracht ist und derart induktivitätsarm gestaltet ist, dass die durch die verbleibende induktive Wirkung auftretende magnetische Blindleistung (P_mp) möglichst klein ist im Vergleich zur magnetischen, von den magnetischen Feldern in der Apertur (1) erzeugten Blindleistung (P_ma).
Antennenanordnung nach Anspruch 1
dadurch gekennzeichnet, dass
ein kapazitives Abstimmelement (5) als kapazitiv wirkende Verbindung zwischen einander gegenüberliegenden Punkten (A, A') auf den Längsrändem der Apertur (1) in einem ersten Abstand (d_A) eingebracht ist und die Distanz (8) zwischen diesen Punkten mit einem induktivitätsarmen Leiter (9) überbrückt ist, welcher mindestens an einer Unterbrechungsstelle (6) aufgetrennt ist und an jeder Unterbrechungsstelle (6) zur Überbrückung derselben jeweils ein kapazitives Bauelement (7) vorhanden ist, dessen Kapazitätswert so groß gewählt ist, dass in der Gesamtwirkung die Lieferung der zur Abstimmung der Apertur (1) auf die gewünschte Resonanzfrequenz fo notwendigen elektrische Blindleistung Pe gegeben ist.
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 2
dadurch gekennzeichnet, dass
insbesondere für größere Werte des ersten Abstand (d_A) der induktivitätsarme Leiter (9) als flächiger Leiter mit einer hinreichend großen Leiterbreite (11) ausgeführt ist und zur induktionsarmen kapazitiven Überbrückung der Unterbrechungsstelle (6) bzw. der Unterbrechungsstellen (6) jeweils eines bzw. mehrere über die Leiterbreite (11) verteilte, konzentrierte kapazitive Bauelemente (12) verwendet sind (Fig. 5a).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3
dadurch gekennzeichnet, dass
nur eine Unterbrechungsstelle (6) vorhanden ist, welche an einem der Aperturränder (13)gegeben ist, sodass die gesamte Fläche des induktivitätsarmen Leiters (9) galvanisch mit der Fahrzeugkarosserie (2) verbunden ist (Fig. 5a).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4
dadurch gekennzeichnet, dass
die Unterbrechungsstelle (6) bzw. die Unterbrechungsstellen (6) des flächenhaft ausgebildeten induktivitätsarmen Leiters (9) als Schlitze mit einer geeigneten Leiterschlitzweite (14) im Hinblick auf die zwischen den Schlitzrändern wirksame Schlitzkapazität derart gestaltet sind, dass bei der gewählten Leiterbreite (11) die geforderte kapazitive Wirkung gegeben ist (Fig. 5a,c)
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements (5) der induktivitätsarme Leiter (9) als eine leitende Fläche 17 über einen größeren Teil der Aperturlänge L in die Apertur 1 eingebracht ist und die Abstimmung durch geeignete Gestaltung des Randabstand 10 in Verbindung mit verteilten konzentrierten kapazitiven Bauelementen 12 gegeben ist und der induktivitätsarme Leiter (9) kombiniert als Ankoppelelement 3 verwendet ist (Fig. 12b).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements (5) mit einem im Sinne der Erfindung induktivitätsarmen Leiter (9) mit kleinen Querschnittsabmessungen in der Nähe der Mitte der Aperturlänge L eingebracht ist und die kapazitive Wirkung durch die Einbringung eines konzentrierten kapazitiven Bauelements (7) bzw. durch die Einbringung mehrerer konzentrierter kapazitiver Bauelemente (7) bei Vorhandensein mehrerer Unterbrechungsstellen gegeben ist (Fig. 6a).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4
dadurch gekennzeichnet, dass
zur Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements (5) eine größere leitende Fläche (17) mit einer Längsabmessung bis zu einer halben Aperturlänge L als induktivitätsarmer Leiter (9) in die Apertur (1) eingebracht ist und die Unterbrechungsstellen (6) durch den Abstand zwischen der Berandung dieser leitenden Fläche (17) und den Aperturrändem (13) gegeben ist und die geeignete kapazitive Gesamtwirkung durch induktionsarme Überbrückung mit mehreren verteilt angeordnete konzentrierten kapazitive Bauelementen (12) gegeben ist (Fig.8a).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6
dadurch gekennzeichnet, dass
die leitende Fläche (17) zur Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements (5) wannenartig ausgebildet ist und die Unterbrechungsstellen (6) als laufender dielektrisch isolierter Spalt (18) zwischen dem Wannenrand (19) und dem Aperturrand (13) gegeben ist und der Spalt (18) durch Formgebung und durch Ausfüllung mit einem geeigneten dielektrischen Material derart ausgebildet ist, daß die Abstimmung der Aperturresonanz auf die gewünschte Resonanzfrequenz fo gegeben ist (Fig.8c).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9
dadurch gekennzeichnet, dass
das Ankoppelelement (3) zur vorwiegenden Ankopplung an das resonanzartig überhöhte magnetische Feld als ein Antennenelement mit dem Charakter eines magnetischen Dipols (20) derart gestaltet und in der Apertur derart positioniert ist, dass an der Antennenanschlussstelle (4) im vorgegebenen Betriebsfrequenzbereich ein Antennenimpedanzverlauf mit einem auf den gewünschten Impedanzwert bezogenen ausreichend kleinen Betrag des Reflexionsfaktors vorliegt, sodass dieser Antennenimpedanzverlauf praktisch verlustfrei und ohne die Bandbreite einschränkende Wirkung mit Hilfe konzentrierter Blindelemente an den gewünschten Impedanzwert angepasst werden kann. (Fig. 11a, 3a, 3b)
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9
dadurch gekennzeichnet, dass das Ankoppelelement (3) zur vorwiegenden Ankopplung an das resonanzartig überhöhte elektrische Feld als ein Antennenelement mit dem Charakter eines elektrischen Dipols (26) derart gestaltet und in der Apertur derart positioniert ist, dass an der Antennenanschlussstelle (4) im vorgegebenen Betriebsfreqüenzbereich ein Antennenimpedanzverlauf mit einem auf den gewünschten Impedanzwert bezogenen ausreichend kleinen Betrag des Reflexionsfaktors vorliegt, sodass dieser Antennenimpedanzverlauf praktisch verlustfrei und ohne die Bandbreite einschränkende Wirkung mit Hilfe konzentrierter Blindelemente an den gewünschten Impedanzwert angepasst werden kann.
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 9
dadurch gekennzeichnet, dass
das Ankoppelelement (3) im wesentlichen als gestreckter Leiter ausgeführt ist und mit seiner Antennenanschlussstelle (4) zwischen zwei einander gegenüberliegenden Punkten der Aperturränder (13) im Abstand d_D von der Mitte der Aperturlänge L eingebracht ist und dieser Abstand d_D zur Erreichung eines hinreichend niedrigen Impedanzniveaus entsprechend groß gewählt ist und das Ankoppelelement (3) eine serielle Ankoppelkapazität enthält zur Ankopplung an die Apertur (1) als ersten Resonanzkreis eines kapazitiv gekoppelten. Zweikreisbandfilters und der zweite Resonanzkreis des Zweikreisbandfilters durch verlustarme Blindelemente (21) parallel zur Antennenanschlussstelle (4) gebildet ist (Fig.5a, 6a, 7a).
Antennenanordnung nach Anspruch 12
dadurch gekennzeichnet, dass
im Ankoppelelement (3) zusätzlich eine Serieninduktivität (26) enthalten ist, mit deren Induktivitätswert in Verbindung mit der Ankoppelkapazität (23) und den verlustarmen Blindelementen (21) ein die Bandbreite vergrößerndes Dreikreisbandfilter gegeben ist.
Antennenanordnung nach Anspruch 12
dadurch gekennzeichnet, dass
der im wesentlichen gestreckte Leiter (22) im Ankoppelelement (3) an seinem einen Ende mit einem Aperturrand (13) galvanisch verbunden und zum Zwecke der Verwendung als leitende Grundfläche (25) von Mikrowellenantennen (24) für um Größenordnungen höhere Frequenzen flächenhaft gestaltet sind (Fig. 10).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 6 und 8 bis 14
dadurch gekennzeichnet, dass
die leitende Fläche (17) zur Gestaltung des kapazitiven Abstimmelements (5) zum Zwecke der zusätzlichen Verwendung als leitende Grundfläche (25) von Mikrowellenantennen (24) für um Größenordnungen höhere Frequenzen gestaltet ist und die Anschlussleitungen der Mikrowellenantennen (24) zur Herausführung aus der Apertur (1) für den Meterwellenfrequenzbereich durch Verdrosselung hochohmig gestaltet ist (Fig.9).
Antennenanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, 5, 6 und 8 bis 14
dadurch gekennzeichnet, dass
in der Apertur (1) ein kapazitives LMK-Empfangsantennenelement (15) vorhanden ist und die abschirmende Wirkung des induktivitätsarmen Leiters (9) bezüglich des Empfangs der niedrigen LMK-Frequenzen durch die Ausgestaltung mit mehreren Unterbrechungsstellen (6) weitgehend aufgehoben ist (Fig. 5c).