EP1820264A1 - Procede de commande pour un fonctionnement en mode courant continu d'un ensemble d'entrainement de vehicule a moteur thermique - Google Patents

Procede de commande pour un fonctionnement en mode courant continu d'un ensemble d'entrainement de vehicule a moteur thermique

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Publication number
EP1820264A1
EP1820264A1 EP05815699A EP05815699A EP1820264A1 EP 1820264 A1 EP1820264 A1 EP 1820264A1 EP 05815699 A EP05815699 A EP 05815699A EP 05815699 A EP05815699 A EP 05815699A EP 1820264 A1 EP1820264 A1 EP 1820264A1
Authority
EP
European Patent Office
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flow
torque
phase
value
machine
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP05815699A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Serge Loudot
Armando Fonseca
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Renault SAS
Original Assignee
Renault SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renault SAS filed Critical Renault SAS
Publication of EP1820264A1 publication Critical patent/EP1820264A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
    • H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
    • H02P25/08—Reluctance motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L50/00—Electric propulsion with power supplied within the vehicle
    • B60L50/10—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by engine-driven generators, e.g. generators driven by combustion engines
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P9/00—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output
    • H02P9/40—Arrangements for controlling electric generators for the purpose of obtaining a desired output by variation of reluctance of magnetic circuit of generator
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
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    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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    • Y02T10/7072—Electromobility specific charging systems or methods for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors

Definitions

  • the invention relates to vehicle drive assemblies comprising a heat engine, as well as methods for controlling such assemblies.
  • FIG. 1 shows an example of a conventional embodiment of such an assembly.
  • the assembly 2 constitutes a motor vehicle drive assembly.
  • This assembly comprises, in a manner known per se, a heat engine 4, such as a gasoline engine or a diesel engine. It comprises an alternator-starter formed by a variable reluctance machine 6 of a type known per se.
  • This machine 6 can be mechanically connected to the engine 4 to provide a torque to the latter, especially to start it when it is stopped.
  • This mechanical connection of a type known per se carries the reference 8 in FIG. 1.
  • the assembly comprises a control unit 10 comprising conventional computer means enabling it to control the various members of the assembly as will be seen hereinafter. after.
  • the assembly 2 also comprises an inverter 12 by means of which the control unit 10 controls the operation of the electronic machine 6.
  • the assembly 2 also comprises a position sensor and / or a speed sensor 14 enabling the unit 10 to know at each instant a measurement of the speed of the machine 6.
  • FIG. 2 shows a conventional inverter topology for controlling a motor phase.
  • V D c represents the DC supply voltage of the inverter
  • I 1 and I 2 two electrical switches switchable on opening and closing
  • D 1 and D 2 two diodes.
  • a method of controlling such a vehicle drive assembly (having as discussed a reluctance machine associated with an inverter) is generally used to control the torque delivered by this drive assembly. More precisely still, such a method of controlling a vehicle drive assembly has for objective, for a supply voltage given, and for a set inverter / machine reluctance, to deliver a torque as large as possible (both motor mode and generator mode) over the operating range of the machine, and mainly in high speeds. This is indeed to achieve the best compromise cost / weight / volume for the machine-inverter drive unit.
  • FIGS. 3 and 4 show the appearance of the currents and the phase voltages as represented in FIG. 2, respectively at low speed and at high speed, as a function of the electric angle of the rotor (this angle being zero when the rotor tooth is in conjunction with the stator tooth).
  • variable reluctance machine such as the machine 6 of FIG. 1 is driven essentially by three variables: the magnetization start angles ON and the end of magnetization
  • the conduction angle ⁇ p must be less than 180 °.
  • control parameters (ON, ⁇ p, l
  • the machine 6 is driven by the control unit 10 by means of control law coming from tables which give the initiation angles (ON), of conduction ( ⁇ p ) and the peak current (l
  • V D c of the inverter it will be possible to also take into account the DC supply voltage V D c of the inverter if it is likely to vary, as well as other parameters such as the temperature of the windings for example.
  • a pointer is defined according to these external parameters (speed, supply voltage, winding temperature, etc.) and the torque setpoint. This pointer then addresses the angle tables that provide the control parameters (ON, ⁇ p, l
  • the torque delivered by the machine 6 at constant speed is proportional to the energy transmitted by a phase of the engine. It is therefore proportional to the surface of the curves shown in FIGS. 5 and 6 which illustrate the evolution of the flux associated with a phase of the machine as a function of the phase current, for a machine operating respectively at high speed and at low speed.
  • the energy resulting from the electromechanical conversion is thus characterized by the area (or energetic cycle) delimited by the path traveled by the phase flow and the phase current during an electric period.
  • FIGS. 5 and 6 thus represent the energy transmitted during an electric period for a machine operating respectively at high speed and at low speed.
  • the energy cycle is very small compared to the amount of potentially usable energy, that is to say as delimited by the minimum phase inductances (opposing teeth), maximum conjunction), and the maximum permissible phase current l, im .
  • FIGS. 7 and 8 show the advantage of the direct current mode: for the same inverter-machine assembly and the same supply voltage, a high torque gain can be obtained at high speeds.
  • Figure 7 (respectively 8) compares the maximum torque
  • FIG. 9 shows the evolution, under the effect of the application of a conduction angle ⁇ p greater than 180 °, of the energy transmitted over several electrical periods with a constant rotation speed.
  • the progressive saturation from period to period produces an increase in the energy cycle (ie the surface traveled) and therefore the available torque on the motor shaft.
  • FIG. 10 illustrates the progressive increase of the average torque delivered by the machine over each electrical period, with respect to the first period, under the same operating conditions as those of FIG. 9.
  • the discontinuity of the torque growth represented on FIG. FIG. 10 comes from the action of a regulation law which acts on the control laws (blocking initiation angles, and limiting of the peak current) so as to keep the energy cycle and therefore the torque constant.
  • the direct current mode is advantageous in that it allows a high torque gain in the high speeds.
  • the DC mode is, however, an intrinsically unstable mode, in which the stability of the flow and the stability of the current are difficult to control.
  • the average torque increases over several electrical periods before reaching its set point (unlike a conventional operation, in discontinuous mode, for which the desired average torque is obtained from the first electrical period).
  • DC mode the response of the system to a desired target torque is therefore unreactive.
  • the document EP 0 534 761 envisages stabilizing a DC mode operation, obtained by means of an increase in the conduction time of the machine beyond half an electric period, in order to take advantage of the gain in torque. at high speeds offered by this mode of operation. This document shows that it is possible to regulate the flow, and thus indirectly the torque, by varying the conduction angle ⁇ p.
  • this document merely uses preprogrammed control parameters stored in a correspondence table and does not specify how the conduction angle ⁇ p is varied. A fortiori, this document does not envisage any dynamic driving law of the conduction angle ⁇ p.
  • the aim of the invention is to propose a dynamic control of the variable reluctance machine capable of enabling the control of a set driving motor vehicle in the DC mode while ensuring the stability of the flow and current in the machine.
  • the invention aims to improve the reactivity of a vehicle drive assembly in DC mode to achieve a set torque in a minimum of electrical periods.
  • the invention proposes a method for controlling a vehicle drive assembly, characterized in that a reference value of a conduction angle is applied to a variable reluctance machine. greater than 180 ° for operation of the machine in continuous current mode, which is adjusted according to a measure of control of the stability of the operation of the machine in this continuous current mode.
  • the stability control measurement can be carried out using an estimation of the phase flow
  • the flow can be estimated by integrating the voltage applied to this phase during an electrical period according to
  • R phase denotes the resistance of the stator winding, U phase phase voltage and phase phase current;
  • phase voltage the latter being equal to the supply voltage V DC during the period of the magnetization, to -V D c during the demagnetization period, and at zero during freewheel phases or when the phase current is zero;
  • the flow estimate can be periodically updated using a measured flow value; the flow estimation is recalibrated at each electric period, during the passage in opposition, at the value L 0 .l Phase where L 0 is the inductance in Opposition and Pha are the current measured at the moment of passage into opposition;
  • the stability measure may be a flow control measure in which the difference between the value of the reference flow and the value of the estimated flow is measured;
  • the stability measurement may be a torque control measure according to which the difference between the value of the target torque and an estimated torque value obtained from said flow estimation is calculated;
  • the torque can be estimated, using the flow estimation, by calculating the difference between the energy transmitted during the magnetization phase and the energy returned during the demagnetization phase;
  • the difference can be treated by a corrector provided with a correction law adapted to change the conduction angle applied to the machine so as to make said gap zero;
  • the correction law can be proportional-integral type;
  • a conduction angle ⁇ p calculated from the estimated flow calculated at the preceding electrical period can be applied to the machine over an electrical period; the value of the estimation of the flux during the first period can be imposed at a predetermined value, such as that of the flux obtained for a conduction angle of 180 °.
  • the invention proposes a vehicle drive assembly comprising:
  • control unit is adapted to apply to the machine a conduction angle setpoint value greater than 180 ° for continuous mode operation of the machine which is adjusted as a function of a measure of control of the stability of the operation of the machine in this direct current mode.
  • control unit comprises means for calculating an estimate of the flux and for adjusting the conduction angle according to this estimate;
  • control unit comprises means for performing a flow control measurement by calculating the difference between the value of the reference flow and the value of the estimated flow, and for adjusting the conduction angle as a function of this measurement of flow control;
  • control unit comprises means for performing a torque control measurement by calculating the difference between the value of the setpoint torque and a value of the torque estimated from the estimation of the flux, and for adjusting the angle of conduction according to this torque control measure.
  • FIG. 11 shows a possible embodiment of the flow control by controlling the conduction angle applied to the machine according to a flow control measure
  • FIG. 12 represents a possible embodiment of a phase flow estimator
  • FIG. 13 illustrates the resetting of the estimated flow
  • FIG. 14 shows a possible embodiment of the torque control by controlling the conduction angle applied to the machine according to a torque control measure
  • FIG. 15 represents the sequencing of the calculation of a torque regulation
  • FIG. 16 represents the energy cycle over an electric period in a direct current mode
  • FIG. 17 represents the energy transmitted in the magnetization phase for the cycle of FIG. 16;
  • FIG. 18 represents the energy rendered in the demagnetization phase for the cycle of FIG. 16;
  • FIG. 20 represents the time evolution of the flow and the current with a torque control
  • FIG. 21 shows the evolution of the conduction angle and the torque gain at each period with a torque control.
  • the invention provides a method of controlling a vehicle drive assembly, characterized by applying to a variable reluctance machine a conduction angle setpoint ⁇ p adjusted according to a control measurement. stability of operation of the machine in continuous mode. In other words, the conduction angle setpoint ⁇ p is constantly adjusted as a function of possible disturbances. Such an adjustment then makes it possible to regulate the flow so as to ensure its stability, and therefore that of the energy cycle.
  • the stability control measurement is performed using an estimate of the phase flow.
  • the stability measurement is a flow control measure.
  • a value of the reference flow is compared to the flow estimate to obtain a flow control measure. There is then a measure of difference between the setpoint value and the estimated value, representative of a possible instability of the flow, that is to say of the instability of the operation of the machine in continuous current mode.
  • This flux control measure is then used to control the conduction angle ⁇ p (greater than 180 ° for DC mode operation). And thanks to such control, the flow can be regulated.
  • FIG. 11 represents a possible mode of implementation of the regulation of the flow by controlling the set value of the conduction angle applied to the machine as a function of a flow control measurement.
  • a comparator 15 makes it possible to calculate an error e on the flow, equal to the difference between the setpoint flow ⁇ ⁇ ⁇ s igne and the estimated flow ⁇ s t im e using flow estimation means (bearing the reference 17 in Fig. 11, and a possible embodiment of which will be discussed hereinafter with reference to Fig. 12).
  • This error e on the flow can be calculated for the maximum value of the flow or any other relative quantity (such as for example the average value).
  • This error e is processed by a corrector 16 adapted to integrate various correction laws (proportional - integral or other).
  • the conduction angle ⁇ p is then modified so as to make the error e zero (the estimated flux then being equal to the setpoint flow).
  • the corrector 16 can provide the additional conduction angle ⁇ p which, added to 180 °, makes it possible to obtain the conduction angle ⁇ p greater than 180 ° ensuring operation in a continuous current mode.
  • this estimator can be realized by a digital controller as well as an analog circuit.
  • the estimation of the flux of a phase is done by integrating the voltage applied to this phase: ⁇ estimé - R plmse - 1 phase ) dt, where R phase denotes the resistance of the stator winding, U phase and pha pha e respectively denote the voltage and the phase current (as indicated in Figures 3 and 4).
  • the phase voltage Up ha corresponds to the voltage of the supply V D c during the magnetization time, to the voltage -V D c during the demagnetization phase, and to 0 during the free-wheel phases or when the current is zero.
  • the estimator 17 thus comprises means 18 adapted to calculate the phase voltage U pha se. These means 18 take as inputs either a direct measurement of the voltage of each stator winding, or even the phase current I P hase, the supply voltage V D c as well as the control signals ON and OFF. In fact, the control orders of start and end of magnetization and the measurement of the phase current make it possible to know the sign of the voltage applied to the winding (positive, negative or zero) thus replacing a direct measurement of the voltage of each stator winding.
  • phase I current ph ise ⁇ st obtained, in a manner known per se, as shown in FIG. 1, by electrical measurement at the output of the inverter 12.
  • An integrator 19 makes it possible to calculate the flux estimate according to FIG. the estimated equation - R plase - I phase ) dt presented above.
  • the estimated flux at the output of the integrator 19 is recalibrated at each electric period.
  • this adjustment is made during the passage in opposition because at this moment the inductance of the phase is the most constant (therefore independent of the phase current) which minimizes errors and simplifies the process. estimation of the flow.
  • opposition is thus such that ⁇ esrimé
  • opposition Lo.l P hase, where Lo is the inductance in opposition (which can be measured blocked rotor in opposition for example) and
  • Figure 13 provides a diagram illustrating such a resetting of the estimated flow.
  • the output of the integrator is thus forced at each electric period, during the passage in opposition, by updating the value of the flow
  • measurement of the flow control (that is to say here the calculation of the error e between the flux set value ⁇ rec ign e and the estimated flux ⁇ ⁇ is m e) is for example performed on the maximum value of the flux obtained at the end of the magnetization period.
  • the flux control parameter is thus the conduction angle ⁇ p calculated at each electrical period by the control law described above taking into consideration an estimation of the flux. It should be noted that the other control parameters of the machine
  • it is used to control the conduction angle ⁇ p, not a measure of flow control, but a measure of torque control.
  • This measurement of the torque control measures the error e between the setpoint torque C C onsign e and an estimate of the torque C est té, which is obtained from the estimation of the flow ⁇ is tem-
  • an estimate of the torque is determined using the estimation of the flux and then determining an estimate of the energy transmitted. Knowing the flow, the torque can actually be estimated by the difference between the energy transmitted during the magnetization phase and the energy returned during the demagnetization phase.
  • Emag and Edemag are of opposite signs.
  • the sum of these two quantities represents the converted energy and is therefore an image of the electromagnetic torque of the machine.
  • the average electromagnetic torque delivered is proportional to the area of the energy cycle represented by FIG. Knowing the flux at any time by means of the flow estimator 17 previously described, and having a measurement of the phase current as well as an image of the voltage applied to the winding (which, as already mentioned, can be measured directly or estimated via the control and the value of the current), it is possible to have an image of the electromagnetic torque by the direct calculation of the energy represented by this surface.
  • the energy exchanged during the demagnetization phase Edemag , as represented by the surface of FIG. 18.
  • the converted energy corresponds to the difference of the two surfaces represented in FIGS. 17 and 18, or to the algebraic sum of the values Emag and Edemag (these being of opposite signs).
  • FIG. 14 represents a possible mode of implementation of the regulation of the flow by controlling the set value of the conduction angle ⁇ p applied to the machine as a function of a torque control measurement.
  • the error e between the average setpoint torque and the estimated average torque is controlled by a corrector which, by virtue of an appropriate law (proportional - integral, for example), provides the additional conduction angle ⁇ p making it possible to provide a conduction angle ⁇ p beyond 180 ° and therefore a continuous mode operation.
  • an appropriate law proportional - integral, for example
  • the estimation of the average torque of a period is, however, known only at the end of this period.
  • the following period must integrate the calculation of the command ⁇ p to be applied for the current period (function of the calculation of the average torque estimated in the previous period). The result of this calculation to be ready before the end of the magnetization while performing the estimation of the pair of the present period, two options among others arise.
  • the computation of the command ⁇ p can be carried out in parallel with the estimation of the torque (and therefore of the flux) during the start of magnetization.
  • the lower timing diagram of Figure 15 illustrates this first option.
  • the beginning of the magnetization period can be devoted to calculating the command ⁇ p, the torque estimate then starting. Linear extrapolation is then performed over this period to estimate the torque and flux.
  • the upper chronogram of Figure 15 illustrates this option.
  • FIG. 19 shows the evolution of the energy cycle; in FIG. 20, the temporal evolution of the flow and the current; in FIG. 21, the evolution of the conduction angle and the relative gain in torque during several electrical periods.
  • Figure 19 illustrates the gradual increase in the energy cycle (i.e. of the surface traveled) and thus the available torque on the motor shaft.
  • Figure 20 illustrates the stability of the flux and phase current provided by the invention in DC mode.
  • Figure 21 illustrates the dynamic gain provided by the invention, the torque supplied reaching in a reduced number of periods the set value.
  • FIGS. 22 and 23 show an assembly 22, 23 according to the two possible embodiments of the invention described above, and in which the value of the conduction angle applied to the machine is adjusted respectively from a measure of flow control and from a torque control measure.
  • Phase current control The phase current control can be performed by limiting the current by acting on the control angles. This limitation can also be achieved by means of an active control of the peak current by switching of the switches which limits the current in case of divergence.
  • the invention finally makes it possible to use the continuous current mode while ensuring the stability of the flow and the current in the machine.
  • the dynamic control allows a rapid response to a requested torque step which has many advantages for the system.
  • the invention makes it possible to improve the services required by many applications, particularly in the automotive field.
  • the invention makes it possible, for the same load step, to reduce the duration and the depth of the voltage drop of the filtering capacitor, or to reduce the capacitance itself with equal disturbance of the voltage.
  • the gain in response dynamics of the electromagnetic torque makes it possible to reduce the filtering capacity with equal voltage mask, or it makes it possible to reduce the voltage mask with equal filtering capacity.

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Abstract

Dans le procédé de commande d'un ensemble d'entraînement (22) de véhicule, on applique à une machine (6) à réluctance variable une valeur de consigne d'angle de conduction supérieure à 180° pour un fonctionnement de la machine en mode courant continu qui est ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine dans ce mode courant continu.

Description

Procédé de commande pour un fonctionnement en mode courant continu d'un ensemble d'entraînement de véhicule à moteur thermique
L'invention concerne les ensembles d'entraînement de véhicule comprenant un moteur thermique, ainsi que les procédés de commande de tels ensembles.
On a représenté à la figure 1 un exemple de réalisation classique d'un tel ensemble. L'ensemble 2 constitue un ensemble d'entraînement de véhicule automobile. Cet ensemble comprend de façon connue en soi un moteur thermique 4, tel qu'un moteur à essence ou un moteur diesel. Il comprend un altemo-démarreur formé par une machine 6 à réluctance variable d'un type connu en soi. Cette machine 6 peut être reliée mécaniquement au moteur 4 pour fournir un couple à ce dernier, notamment en vue de le faire démarrer lorsqu'il est à l'arrêt. Cette liaison mécanique d'un type connu en soi porte la référence 8 sur la figure 1. L'ensemble comporte une unité de commande 10 comportant des moyens informatiques classiques lui permettant de commander les différents organes de l'ensemble comme on le verra ci-après. L'ensemble 2 comporte également un onduleur 12 au moyen duquel l'unité de commande 10 pilote le fonctionnement de la machine électronique 6.
L'ensemble 2 comporte par ailleurs un capteur de position et/ou un capteur de vitesse 14 permettant à l'unité 10 de connaître à chaque instant une mesure de la vitesse de la machine 6.
On a représenté sur la figure 2 une topologie d'onduleur classique pour la commande d'une phase moteur. Sur cette figure 2, VDc représente la tension continue d'alimentation de l'onduleur, I1 et I2 deux interrupteurs électriques commutables à l'ouverture et à la fermeture et D1 et D2 deux diodes.
Un procédé de commande d'un tel ensemble d'entraînement de véhicule (comportant comme on l'a vu une machine à réluctance associé à un onduleur) est généralement utilisé pour contrôler le couple délivré par cet ensemble d'entraînement. Plus précisément encore, un tel procédé de commande d'un ensemble d'entraînement de véhicule a pour objectif, pour une tension d'alimentation donnée, et pour un ensemble onduleur/machine à réluctance donné, de délivrer un couple le plus important possible (tant en mode moteur qu'en mode générateur) sur la plage de fonctionnement de la machine, et ce principalement dans les hautes vitesses. II s'agit effectivement de parvenir au meilleur compromis coût/poids/volume pour l'ensemble d'entraînement machine-onduleur.
On a illustré sur les figures 3 et 4 l'allure des courants et des tensions de phase tels que représentés sur la figure 2, respectivement à basse vitesse et à haute vitesse, en fonction de l'angle électrique du rotor (cet angle étant nul lorsque la dent du rotor est en conjonction avec la dent du stator).
On sait qu'une machine à réluctance variable telle que la machine 6 de la figure 1 se pilote essentiellement par trois variables : - les angles de début de magnétisation ON et de fin de magnétisation
OFF ; - et, dans les basses vitesses, le courant de phase crête qui est régulé
(ihm) ;
La magnétisation de la phase de la machine se fait dans l'intervalle de temps constitué par l'angle de conduction Θp=OFF-ON.
On notera que pour obtenir une démagnétisation complète, l'angle de conduction Θp doit être inférieur à 180°.
Afin de piloter la machine à réluctance variable, on utilise comme paramètres d'entrée de l'unité de commande 10 les paramètres de commande (ON, Θp, l|im) à basse vitesse et (ON, Θp) à haute vitesse ; ces paramètres étant optimisés pour chaque point de fonctionnement couple- vitesse.
Comme illustré à la figure 1 , et de façon connue en soi, la machine 6 est pilotée par l'unité de commande 10 au moyens de loi de commande issues de tables qui donnent les angles d'amorçage (ON), de conduction (Θp) et le courant crête (l|im) en fonction de la vitesse de la machine obtenue à partir du capteur 14. Ces grandeurs sont également déterminées en fonction du couple à délivrer par la liaison 8. Eventuellement, on pourra également prendre en compte la tension d'alimentation continue VDc de l'onduleur si celle-ci est susceptible de varier, ainsi que d'autres paramètres tels que la température des bobinages par exemple.
A chaque période électrique, un pointeur est défini en fonction de ces paramètres externes (vitesse, tension d'alimentation, température des bobinages, etc.) et de la consigne du couple. Ce pointeur adresse alors les tables d'angle qui fournissent les paramètres de commande (ON, Θp, l|im) à basse vitesse et (ON, Θp) à haute vitesse.
Le couple délivré par la machine 6 à vitesse constante est proportionnel à l'énergie transmise par une phase du moteur. Il est donc proportionnel à la surface des courbes représentées sur les figures 5 et 6 qui illustrent l'évolution du flux associé à une phase de la machine en fonction du courant de phase, pour une machine fonctionnant respectivement à haute vitesse et à basse vitesse. L'énergie issue de la conversion électromécanique est ainsi caractérisée par la surface (ou cycle énergétique) délimitée par la trajectoire parcourue par le flux de phase et le courant de phase au cours d'une période électrique. Les figures 5 et 6 représentent ainsi l'énergie transmise lors d'une période électrique pour une machine fonctionnant respectivement à haute vitesse et à basse vitesse.
On constate qu'à haute vitesse le cycle énergétique est très réduit par rapport à la quantité d'énergie potentiellement utilisable, c'est-à-dire telle que délimitée par les inductances de phases minimum (dents en opposition), maximum (dents en conjonction), et le courant phase maximum admissible l,im.
A basse vitesse en revanche, on constate que le cycle énergétique est mieux utilisé, la trajectoire parcourue délimitant la quasi-totalité de la surface maximale.
Afin de pallier au rendement réduit à haute vitesse limitant de fait le couple disponible sur l'arbre moteur, il a été proposé un mode de fonctionnement dit mode de courant continu selon lequel un angle de conduction Θp supérieur à 180° électrique (la durée de fluxage étant supérieure à la durée de défluxage) est appliqué.
Un tel angle de conduction Θp supérieur à 180° pour un fonctionnement en mode courant continu peut s'écrire Θp= ΔΘp + 180°, où ΔΘp est dénommé angle de conduction supplémentaire.
On a représenté sur les figures 7 et 8 l'intérêt du mode courant continu : pour un même ensemble onduleur-machine et une même tension d'alimentation, un gain de couple important peut être obtenu dans les hautes vitesses. La figure 7 (respectivement 8) permet de comparer le couple maximum
(resp. la puissance) en fonction de la vitesse pouvant être obtenu avec la loi de commande classique (traits pointillés) et avec la loi de commande du mode courant continu (traits pleins).
On constate l'obtention d'un net gain en couple (resp. en puissance) lorsque le mode courant continu est utilisé.
On a représenté sur la figure 9 l'évolution, sous l'effet de l'application d'un angle de conduction Θp supérieur à 180°, de l'énergie transmise sur plusieurs périodes électriques à vitesse de rotation constante. La saturation progressive de période en période produit un accroissement du cycle énergétique (ie. de la surface parcourue) et donc du couple disponible sur l'arbre moteur.
La figure 10 illustre l'augmentation progressive du couple moyen délivré par la machine sur chaque période électrique, par rapport à la première période, dans les mêmes conditions d'opération que celles de la figure 9. La discontinuité de la croissance du couple représentée sur la figure 10 provient de l'action d'une loi de régulation qui agit sur les lois de commande (angles d'amorçage de blocage, et limitation du courant crête) de façon à maintenir constant le cycle énergétique et donc le couple.
On précise ici que le gain en couple dépend : - de la vitesse de la machine,
- de la conception même de la machine, - de la commande appliquée (angles, limitation du courant, roue libre). Comme cela a été vu ci-dessus, en particulier au regard des figures 7 et 8, le mode courant continu s'avère avantageux en ce qu'il permet un gain de couple important dans les hautes vitesses. Le mode courant continu est cependant un mode intrinsèquement instable, dans lequel la stabilité du flux et la stabilité du courant sont difficilement maîtrisées.
Par ailleurs, comme on l'a vu ci-dessus, lorsque l'on utilise le mode courant continu, le couple moyen croît sur plusieurs périodes électriques avant d'atteindre son niveau de consigne (à la différence d'un fonctionnement classique, en mode discontinu, pour lequel le couple moyen désiré est obtenu dès la première période électrique). En mode courant continu, la réponse du système à un couple de consigne souhaité est donc peu réactive. Le document EP 0 534 761 envisage de stabiliser un fonctionnement en mode courant continu, obtenu au moyen d'une augmentation de la durée de conduction de la machine au-delà de la moitié d'une période électrique, afin de profiter du gain de couple à hautes vitesses offert par ce mode de fonctionnement. Ce document montre qu'il est possible de réguler le flux, et donc indirectement le couple, en faisant varier l'angle de conduction Θp.
Mais ce document se contente d'utiliser des paramètres de contrôle préprogrammés et stockés dans une table de correspondance et ne précise aucunement comment l'angle de conduction Θp est varié. A fortiori, ce document n'envisage aucune loi de pilotage dynamique de l'angle de conduction Θp.
Par ailleurs, ce document n'aborde aucunement la problématique de la faible réactivité du système en mode courant continu pour atteindre un couple de consigne.
L'invention a pour objectif de proposer un pilotage dynamique de la machine à réluctance variable apte à permettre la commande d'un ensemble d'entraînement de véhicule automobile dans le mode courant continu tout en assurant la stabilité du flux et du courant dans la machine.
Plus spécifiquement, l'invention vise à améliorer la réactivité d'un ensemble d'entraînement de véhicule en mode courant continu pour atteindre un couple de consigne en un minimum de périodes électriques.
A cet effet, l'invention propose, selon un premier aspect, un procédé de commande d'un ensemble d'entraînement de véhicule, caractérisé en ce qu'on applique à une machine à réluctance variable une valeur de consigne d'angle de conduction supérieure à 180° pour un fonctionnement de la machine en mode courant continu, qui est ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine dans ce mode courant continu.
Certains aspects préférés, mais non limitatifs, de ce procédé sont les suivants : - la mesure de contrôle de stabilité peut être réalisée à l'aide d'une estimation du flux de phase ;
- le flux peut être estimé par intégration de la tension appliquée à cette phase lors d'une période électrique selon
Φestimέ ≈ - RpUme - Iphase)dt , où Rphase désigne la résistance du bobinage statorique, Uphase la tension de phase et lphase le courant de phase ;
- on réalise une mesure directe de la tension de phase ;
- les ordres de commande de début et de fin de magnétisation et le courant de phase sont utilisés pour déterminer la tension de phase, celle- ci étant égale à la tension d'alimentation VDc pendant la durée de la magnétisation, à -VDc pendant la durée de la démagnétisation, et à zéro durant les phases de roue libre ou lorsque le courant de phase est nul ;
- l'estimation du flux peut être périodiquement mise à jour à l'aide d'une valeur du flux mesurée ; - l'estimation du flux est recalée à chaque période électrique, lors du passage en opposition, à la valeur L0.lPhase où L0 est l'inductance en opposition et lPhase le courant mesuré à l'instant du passage en opposition ;
- la mesure de stabilité peut être une mesure de contrôle du flux selon laquelle on mesure l'écart entre la valeur du flux de consigne et la valeur du flux estimé ;
- la mesure de stabilité peut être une mesure de contrôle du couple selon laquelle on calcule l'écart entre la valeur du couple de consigne et une valeur de couple estimé obtenue à partir de ladite estimation du flux ;
- le couple peut être estimé, à l'aide de l'estimation du flux, en calculant la différence entre l'énergie transmise lors de la phase de magnétisation et l'énergie renvoyée lors de la phase de démagnétisation ;
- l'écart peut être traité par un correcteur pourvu d'une loi de correction adaptée pour modifier l'angle de conduction appliqué à la machine de manière à rendre ledit écart nul ; - la loi de correction peut être de type proportionnel-intégral ;
- on peut appliquer à la machine sur un période électrique, un angle de conduction Θp calculé à partir de l'estimation du flux calculée à la période électrique précédente ; la valeur de l'estimation du flux lors de la première période peut être imposée à une valeur prédéterminée, telle que celle du flux obtenu pour un angle de conduction de 180°.
Selon un deuxième aspect, l'invention propose un ensemble d'entraînement pour véhicule comprenant :
- un moteur thermique ; - une machine à réluctance variable ; et une unité de commande caractérisé en ce que l'unité de commande est adaptée pour appliquer à la machine une valeur de consigne d'angle de conduction supérieur à 180° pour un fonctionnement de la machine en mode courant continu qui est ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine dans ce mode courant continu. Certains aspects préférés, mais non limitatifs, de cet ensemble d'entraînement sont les suivants :
- l'unité de commande comporte des moyens pour calculer une estimation du flux et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette estimation ;
- l'unité de commande comporte des moyens pour réaliser une mesure de contrôle du flux en calculant l'écart entre la valeur du flux de consigne et la valeur du flux estimé, et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette mesure de contrôle du flux ; - l'unité de commande comporte des moyens pour réaliser une mesure de contrôle du couple en calculant l'écart entre la valeur du couple de consigne et une valeur du couple estimé à partir de l'estimation du flux, et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette mesure de contrôle du couple. On prévoit enfin selon l'invention un véhicule comprenant un ensemble selon le deuxième aspect de l'invention.
D'autres aspects, buts et avantages de l'invention apparaîtront mieux à la lecture de la description détaillée suivante de formes de réalisation préférées de celle-ci, donnée à titre d'exemple non limitatif et faite en référence aux dessins annexés.
Sur les dessins, outre les figures 1 à 10 déjà présentées plus haut :
- la figure 11 représente une réalisation possible de la régulation du flux par pilotage de l'angle de conduction appliqué à la machine en fonction d'une mesure de contrôle du flux ; - la figure 12 représente une réalisation possible d'un estimateur de flux de phase ;
- la figure 13 illustre le recalage du flux estimé ;
- la figure 14 représente un mode de réalisation possible de la régulation du couple par pilotage de l'angle de conduction appliqué à la machine en fonction d'une mesure de contrôle du couple ; - la figure 15 représente le séquencement du calcul d'une régulation de couple ;
- la figure 16 représente le cycle énergétique sur une période électrique en mode courant continu ; - la figure 17 représente l'énergie transmise en phase de magnétisation pour le cycle de la figure 16 ;
- la figure 18 représente l'énergie rendue en phase de démagnétisation pour le cycle de la figure 16 ;
- la figure 19 montre l'évolution du cycle énergétique avec un contrôle du couple ;
- la figure 20 représente l'évolution temporelle du flux et du courant avec un contrôle du couple ;
- la figure 21 représente l'évolution de l'angle de conductions et du gain en couple à chaque période avec un contrôle du couple. L'invention propose un procédé de commande d'un ensemble d'entraînement de véhicule, caractérisé en ce qu'on applique à une machine à réluctance variable une valeur de consigne d'angle de conduction Θp ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine en mode courant continu. En d'autres termes, la valeur de consigne d'angle de conduction Θp est constamment ajustée en fonction d'éventuelles perturbations. Un tel ajustement permet alors de réguler le flux de manière à assurer sa stabilité, et donc celle du cycle énergétique.
Dans le cadre de l'invention, la mesure de contrôle de stabilité est réalisée à l'aide d'une estimation du flux de phase. Contrôle du flux
Selon un premier mode de réalisation possible, la mesure de stabilité est une mesure de contrôle du flux.
Ainsi, une valeur du flux de consigne est comparée à l'estimation du flux pour obtenir une mesure de contrôle du flux. On dispose alors d'une mesure d'écart entre la valeur de consigne et la valeur estimée, représentative d'une éventuelle instabilité du flux, c'est-à-dire de l'instabilité du fonctionnement de la machine en mode courant continu.
Cette mesure de contrôle du flux est alors utilisé pour piloter l'angle de conduction Θp (supérieur à 180° pour un fonctionnement en mode courant continu). Et grâce à un tel pilotage, le flux peut être régulé.
La figure 11 représente un mode de mise en œuvre possible de la régulation du flux par pilotage de la valeur de consigne de l'angle de conduction appliqué à la machine en fonction d'une mesure de contrôle du flux. Un comparateur 15 permet de calculer une erreur e sur le flux, égale à la différence entre le flux de consigne Φ∞πsigne et le flux estimé Φestime à l'aide de moyens d'estimation du flux (portant la référence 17 sur la figure 11 , et dont un mode de réalisation possible sera discuté ci-après en référence à la figure 12). Cette erreur e sur le flux peut être calculée pour la valeur maximale du flux ou tout autre grandeur relative (telle que par exemple la valeur moyenne).
Cette erreur e est traitée par un correcteur 16 adapté pour intégrer diverses lois de corrections (proportionnel - intégral ou autres). L'angle de conduction Θp est alors modifié manière à rendre l'erreur e nulle (le flux estimé étant alors égal au flux de consigne).
Plus précisément, le correcteur 16 peut fournir l'angle de conduction supplémentaire ΔΘp qui, additionné à 180°, permet d'obtenir l'angle de conduction Θp supérieur à 180° assurant un fonctionnement en mode courant continu.
On détaille ci-après, en référence à la figure 12, un mode de réalisation possible de l'estimateur 17 du flux de phase.
On notera que cet estimateur peut être réalisé aussi bien par un contrôleur numérique que par un circuit analogique. L'estimation du flux d'une phase se fait par intégration de la tension appliquée à cette phase : Φestimé - Rplmse - 1 phase )dt , où Rphase désigne la résistance du bobinage statorique, Uphase et lphase désignent respectivement la tension et le courant de phase (comme cela est indiqué sur les figures 3 et 4).
La tension de phase Uphase correspond à la tension de l'alimentation VDc pendant la durée de magnétisation, à la tension -VDc durant la phase de démagnétisation, et à 0 durant les phases de roue libres ou lorsque le courant est nul.
L'estimateur 17 comporte ainsi des moyens 18 adaptés pour calculer la tension de phase Uphase- Ces moyens 18 prennent comme paramètres d'entrée soit une mesure directe la tension de chaque bobinage statorique, soit encore le courant de phase lPhase, la tension d'alimentation VDc ainsi que les signaux de commande ON et OFF. En effet, les ordres de commande de début et de fin de magnétisation et la mesure du courant de phase permettent de connaître le signe de la tension appliquée sur le bobinage (positif, négatif ou nul) remplaçant ainsi une mesure directe de la tension de chaque bobinage statorique.
La valeur du courant de phase Iphase βst obtenue, de manière connue en soi, comme cela est représentée sur la figure 1 , par mesure électrique en sortie de l'onduleur 12. Un intégrateur 19 permet de calculer l'estimation du flux selon l'équation Φestimé - Rplιase - Iphase)dt présentée ci-dessus.
En pratique cependant, les mesures présentent toujours des erreurs et surtout, la résistance du bobinage d'une phase RPhase est fortement variable
(notamment avec la température). Selon un mode de réalisation avantageux de l'estimateur 17, on recale à chaque période électrique le flux estimé en sortie de l'intégrateur 19.
Selon un mode de réalisation possible de l'invention, ce recalage est réalisé lors du passage en opposition car à ce moment l'inductance de la phase est la plus constante (donc indépendante du courant de phase) ce qui minimise les erreurs et simplifie l'estimation du flux. Le flux estimé lors du passage en opposition Φestimé |opposition est donc tel que Φesrimé |opposition=Lo.lPhase, où Lo est l'inductance en opposition (qui peut être mesurée rotor bloqué en opposition par exemple) et
'phase le courant de phase mesuré à cet instant. La figure 13 fournit un schéma illustrant un tel recalage du flux estimé.
La sortie de l'intégrateur est ainsi forcée à chaque période électrique, lors du passage en opposition, par la mise à jour de la valeur du flux
(LO. Iphase)-
Revenant à la description de la figure 11 , la mesure du contrôle du flux (c'est-à-dire ici le calcul de l'erreur e entre le flux de consigne Φconsigne et le flux estimé Φestιmé) est par exemple réalisée sur la valeur maximale du flux obtenue en fin de période de magnétisation.
En appliquant à la machine une valeur de consigne d'angle de conduction Θp fonction de cette mesure de contrôle du flux, on évite ainsi toute divergence du flux et du courant de phase avec un gain sensible sur le couple.
Le paramètre de contrôle du flux est ainsi l'angle de conduction Θp calculé à chaque période électrique par la loi de pilotage décrite ci-dessus prenant en considération une estimation du flux. II faut noter que les autres paramètres de commande de la machine
(angle de début de magnétisation ON, limitation du courant de phase lι,m) restent inchangés. En particulier, ces paramètres (ON, l|im) peuvent être dérivés, de manière connue en soi et comme déjà mentionné précédemment, de tables d'angles. L'estimation de flux n'étant effective qu'après la première période électrique (la consigne Θp étant en effet calculée à partir du flux estimé à la période électrique précédente), il est prévu, en présence d'un échelon de couple, d'imposer le flux estimé à la première période à une valeur prédéterminée (telle que la valeur du flux obtenu à Θp=180° par exemple, l'erreur e étant ainsi initialisée à zéro) Le contrôle du flux tel que décrit précédemment permet de stabiliser le fonctionnement en mode courant continu. Toutefois, le contrôle du couple supplémentaire apporté par le mode courant continu peut ne pas s'avérer suffisamment précis. Contrôle du couple
Selon un autre mode de réalisation possible de l'invention, on utilise pour piloter l'angle de conduction Θp, non pas une mesure du contrôle du flux, mais une mesure du contrôle du couple.
Cette mesure du contrôle du couple mesure l'erreur e entre le couple de consigne CConsigne et une estimation du couple Cestιmé, laquelle est obtenue à partir de l'estimation du flux Φestιmé-
A vitesse fixe, on détermine une estimation du couple à l'aide de l'estimation du flux puis en déterminant une estimation de l'énergie transmise. Connaissant le flux, le couple peut effectivement être estimé par la différence entre l'énergie transmise lors de la phase de magnétisation et l'énergie renvoyée lors de la phase de démagnétisation.
£ FF I p!ιasedφ , où Φ est le flux de phase estimé. II faut noter que le flux est strictement croissant durant cette phase ; il atteint son maximum à la fin de la magnétisation (OFF).
Lors de la démagnétisation, l'énergie renvoyée vaut
Edemag = . Dans cette phase, le flux est strictement décroissant.
Algébriquement, Emag et Edemag sont de signes opposés. La somme de ces deux grandeurs (ou la différence de leurs valeurs absolues) représente l'énergie convertie et est donc une image du couple électromagnétique de la machine.
Sur une période électrique, le couple électromagnétique moyen délivré est proportionnel à la surface du cycle énergétique représenté par la figure 16. Connaissant le flux à chaque instant grâce à l'estimateur 17 de flux précédemment décrit, et disposant d'une mesure du courant de phase ainsi qu'une image de la tension appliquée au bobinage (qui comme cela a déjà été mentionné peut être mesurée directement ou estimée via la commande et la valeur du courant), il est possible d'avoir une image du couple électromagnétique par le calcul direct de l'énergie représentée par cette surface.
Le calcul de cette énergie peut ainsi s'opérer en deux phases.
Au cours d'une première phase, on calcule l'énergie échangée lors de la phase de magnétisation Emag - J~ I phasedφ , telle que représenté par la surface de la figure 17.
Au cours d'une deuxième phase, on calcule l'énergie échangée lors de la phase de démagnétisation Edemag = , telle que représentée par la surface de la figure 18. L'énergie convertie correspond à la différence des deux surfaces représentées aux figures 17 et 18, ou encore à la somme algébrique des valeurs Emag et Edemag (celles-ci étant de signes opposés).
La figure 14 représente un mode de mise en œuvre possible de la régulation du flux par pilotage de la valeur de consigne de l'angle de conduction Θp appliqué à la machine en fonction d'une mesure de contrôle du couple.
On rapprochera cette figure 14 de la figure 11 déjà discutée précédemment.
L'erreur e entre le couple moyen de consigne et le couple moyen estimé est contrôlée par un correcteur qui grâce à une loi appropriée (proportionnel - intégral par exemple) fournit l'angle de conduction supplémentaire ΔΘp permettant d'assurer un angle de conduction Θp au delà de 180° et donc un fonctionnement en mode courant continu. Dans un tel cas de figure, suivant le schéma de la figure 14, la loi de pilotage de l'angle de conduction permet de contrôler directement le couple de la machine.
L'estimation du couple moyen d'une période n'est toutefois connue qu'à la fin de cette période. La période suivante doit intégrer le calcul de la commande Θp à appliquer pour la période en cours (fonction du calcul du couple moyen estimé lors de la période précédente). Le résultat de ce calcul devant être prêt avant la fin de la magnétisation tout en effectuant l'estimation du couple de la présente période, deux options parmi d'autres se présentent.
Selon une première option, le calcul de la commande Θp peut être réalisé en parallèle à l'estimation du couple (et donc du flux) durant le début de magnétisation. Le chronogramme inférieur de la figure 15 illustre cette première option. Selon une deuxième option, le début de la période de magnétisation peut être consacré au calcul de la commande θp, l'estimation de couple commençant ensuite. Une extrapolation linéaire est alors réalisée sur cette période de manière à estimer le couple et de flux. Le chronogramme supérieur de la figure 15 illustre cette option. Dans le cadre d'un contrôle du couple réalisé conformément au mode de réalisation possible de l'invention discuté ci-dessus, on a représenté : sur la figure 19, l'évolution du cycle énergétique ; sur la figure 20, l'évolution temporelle du flux et du courant ; sur la figure 21 , l'évolution de l'angle de conduction et du gain relatif en couple au cours de plusieurs périodes électriques.
La figure 19 illustre l'accroissement progressif du cycle énergétique (i.e. de la surface parcourue) et donc du couple disponible sur l'arbre moteur.
La figure 20 illustre la stabilité du flux et du courant de phase procurée par l'invention en mode courant continu. La figure 21 illustre le gain en dynamique procurée par l'invention, le couple fourni atteignant en un nombre réduit de périodes la valeur de consigne.
On a représenté sur les figures 22 et 23, un ensemble 22, 23 selon les deux modes de réalisation possible de l'invention exposés précédemment, et dans lesquels la valeur de l'angle de conduction appliqué à la machine est ajusté respectivement à partir d'une mesure de contrôle du flux et à partir d'une mesure de contrôle du couple. Contrôle du courant de phase Le contrôle du courant de phase peut quant à lui être réalisé par limitation du courant en venant agir sur les angles de commande. Cette limitation peut également être réalisée à l'aide d'un contrôle actif du courant crête par commutation des interrupteurs qui limite le courant en cas de divergence. L'invention permet finalement d'utiliser le mode courant continu tout en assurant la stabilité du flux et du courant dans la machine. D'autre part, le contrôle de la dynamique permet une réponse rapide à un échelon de couple demandé ce qui présente de nombreux avantages pour le système.
Ainsi en mode moteur, l'invention permet d'améliorer les prestations requises par de nombreuses applications, notamment dans le domaine automobile.
En mode générateur, l'invention permet, pour un même échelon de charge, de réduire la durée et la profondeur de la chute de tension de la capacité de filtrage, ou encore de réduire la capacité elle-même à perturbation égale sur la tension. En d'autres termes, en mode générateur, le gain en dynamique de réponse du couple électromagnétique permet de réduire la capacité de filtrage à gabarit de tension égal, ou encore permet de réduire le gabarit de tension à capacité de filtrage égale.
Bien entendu, les contrôles discutés précédemment peuvent être utilisés indépendamment sur chacune des phases de la machine. Il est également possible d'appliquer les mêmes commandes (ON, l|im, Θp) sur les trois phases durant une même période électrique.
On mentionne qu'il est en outre possible d'utiliser une loi de régulation (pour la correction de l'erreur e) quelconque, adaptée en fonction de l'application choisie de manière à obtenir le meilleur compromis dynamique/stabilité du mode courant continu.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de commande d'un ensemble d'entraînement (22, 23) de véhicule, caractérisé en ce qu'on applique à une machine (6) à réluctance variable une valeur de consigne d'angle de conduction (Θp) supérieure à 180° pour un fonctionnement de la machine (6) en mode courant continu, qui est ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine dans ce mode courant continu.
2. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la mesure de contrôle de stabilité est réalisée à l'aide d'une estimation du flux de phase.
3. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le flux est estimé par intégration de la tension appliquée à cette phase lors d'une période électrique selon Φestimé = - R≠ase • Iphιm )dt , où RphaSe désigne la résistance du bobinage statorique, Uphase la tension de phase et Iphase le courant de phase.
4. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'on réalise une mesure directe de la tension de phase.
5. Procédé selon la revendication 3, caractérisé en ce que les ordres de commande de début et de fin de magnétisation et le courant de phase sont utilisés pour déterminer la tension de phase, celle-ci étant égale à la tension d'alimentation VDc pendant la durée de la magnétisation, à -VDC pendant la durée de la démagnétisation, et à zéro durant les phases de roue libre ou lorsque le courant de phase est nul.
6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que l'estimation du flux est périodiquement mise à jour à l'aide d'une valeur du flux mesurée.
7. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'estimation du flux est recalée à chaque période électrique, lors du passage en opposition, à la valeur L0.lPhase où U est l'inductance en opposition et Iphase 'e courant mesuré à l'instant du passage en opposition.
8. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que ladite mesure de stabilité est une mesure de contrôle du flux selon laquelle on mesure l'écart entre la valeur du flux de consigne et la valeur du flux estimé.
9. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que ladite mesure de stabilité est une mesure de contrôle du couple selon laquelle on calcule l'écart entre la valeur du couple de consigne et une valeur de couple estimé obtenue à partir de ladite estimation du flux.
10. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que le couple peut être estimé, à l'aide de l'estimation du flux, en calculant la différence entre l'énergie transmise lors de la phase de magnétisation et l'énergie renvoyée lors de la phase de démagnétisation.
1 1 . Procédé selon l'une des revendications 8 à 10, caractérisé en ce que ledit écart est traité par un correcteur pourvu d'une loi de correction adaptée pour modifier l'angle de conduction (Θp) appliqué à la machine de manière à rendre ledit écart nul.
12. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la loi de correction peut être de type proportionnel-intégral.
13. Procédé selon l'une des deux revendications précédentes, caractérisé en ce qu'on peut appliquer à la machine sur un période électrique, un angle de conduction (Θp) calculé à partir de l'estimation du flux calculée à la période électrique précédente.
14. Procédé selon la revendication précédente, caractérisé en ce que la valeur de l'estimation du flux lors de la première période peut être imposée à une valeur prédéterminée, telle que celle du flux obtenu pour un angle de conduction de 180°.
15. Ensemble d'entraînement (22, 23) pour véhicule comprenant :
- un moteur thermique (4) ;
- une machine (6) à réluctance variable ; - et une unité de commande (10), caractérisé en ce que l'unité de commande est adaptée pour appliquer à la machine (6) une valeur de consigne d'angle de conduction (Θp) supérieure à 180° pour un fonctionnement de la machine en mode courant continu qui est ajustée en fonction d'une mesure de contrôle de la stabilité du fonctionnement de la machine dans ce mode courant continu.
16. Ensemble selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'unité de commande comporte des moyens (17, 15, 16, 18) pour calculer une estimation du flux et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette estimation.
17. Ensemble selon la revendication précédente, caractérisé en ce que l'unité de commande comporte des moyens (15, 16) pour réaliser une mesure de contrôle du flux en calculant l'écart entre la valeur du flux de consigne et la valeur du flux estimé, et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette mesure de contrôle du flux. 18. Ensemble selon la revendication 16, caractérisé en ce que l'unité de commande comporte des moyens (15,
18) pour réaliser une mesure de contrôle du couple en calculant l'écart entre la valeur du couple de consigne et une valeur du couple estimé à partir de l'estimation du flux, et pour ajuster l'angle de conduction en fonction de cette mesure de contrôle du couple.
19. Véhicule caractérisé en ce qu'il comporte un ensemble (22, 23) selon l'une quelconque des revendications 15 à 18.
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