EP1926974A2 - Laufzeitmessverfahren zur ermittlung der distanz - Google Patents

Laufzeitmessverfahren zur ermittlung der distanz

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Publication number
EP1926974A2
EP1926974A2 EP06793156A EP06793156A EP1926974A2 EP 1926974 A2 EP1926974 A2 EP 1926974A2 EP 06793156 A EP06793156 A EP 06793156A EP 06793156 A EP06793156 A EP 06793156A EP 1926974 A2 EP1926974 A2 EP 1926974A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
sampling
control
signal
oscillator
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Ceased
Application number
EP06793156A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bernhard Michalski
Dominik Buser
Stefan Scherr
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Endress and Hauser SE and Co KG
Original Assignee
Endress and Hauser SE and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Endress and Hauser SE and Co KG filed Critical Endress and Hauser SE and Co KG
Publication of EP1926974A2 publication Critical patent/EP1926974A2/de
Ceased legal-status Critical Current

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Classifications

    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01F—MEASURING VOLUME, VOLUME FLOW, MASS FLOW OR LIQUID LEVEL; METERING BY VOLUME
    • G01F23/00—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm
    • G01F23/22—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water
    • G01F23/28—Indicating or measuring liquid level or level of fluent solid material, e.g. indicating in terms of volume or indicating by means of an alarm by measuring physical variables, other than linear dimensions, pressure or weight, dependent on the level to be measured, e.g. by difference of heat transfer of steam or water by measuring the variations of parameters of electromagnetic or acoustic waves applied directly to the liquid or fluent solid material
    • G01F23/284—Electromagnetic waves

Definitions

  • the present invention relates to a device for detection and
  • Such devices for detection and monitoring of the level in a container are often used in the measuring devices of automation and process control technology.
  • the Applicants produce and distribute measuring instruments under the name Micropilot, Prosonic and Levelflex, which operate according to the transit time measuring method and serve to determine and / or monitor a level of a medium in a container.
  • microwaves or radar waves are transmitted via an antenna into the process space or guided along a surface waveguide which protrudes into the medium, and the reflected echo waves are received again by the antenna or transducers according to the distance-dependent transit time of the signals. From the time difference between the emission of the high-frequency signals and the reception of the reflected echo signals, the distance of the measuring device to the medium surface can be determined.
  • the transit time measurement method can essentially be divided into two basic determination methods: the time difference measurement, which requires a pulse-modulated high-frequency measurement signal for the distance covered; Another widespread method of determination is the determination of the flip-flop frequency difference of the emitted continuous high-frequency signal to the reflected, received high-frequency signal (FMCW - Frequency-Modulated Continuous Wave). Furthermore, no restriction is made to a special investigation procedure, but the generally valid transit time measurement method is used.
  • Measuring signals in the GHz range is that for the evaluation of the high-frequency total measurement signal, consisting of emitted measurement signals and reflected echo signals, high-frequency components must be used, which are designed for such high frequency ranges.
  • One solution to this problem is sequential sampling, which consists of a plurality of such high frequency sampled measurement signals, by sampling the sampled measurement signals taken at specific, periodic intervals, generating a time-expanded intermediate frequency signal.
  • This additional processing step of the high-frequency measurement signals is carried out because there are no correspondingly cost-effective data processing units, for example DSPs (Digital Signal Processors), which can reliably process high-frequency measurement signals.
  • DSPs Digital Signal Processors
  • a first approach for generating a time-extended intermediate frequency signal is the mixer principle, in which two oscillators produce two oscillations with slightly different frequencies. Due to the slight 'detuning' of the frequencies of the two oscillations, a phase shift increases linearly with each measurement period, which corresponds to a linearly increasing time delay.
  • the mixer principle is described for example in DE 31 07 444 Al by means of a high-resolution impulse radar method.
  • a generator generates first microwave pulses and emits them via an antenna at a predetermined transmission repetition frequency in the direction of the surface of the medium.
  • Another generator generates reference microwave pulses that are the same as the first microwave pulses, but slightly different from those in the retransmission frequency.
  • the echo signal and the reference signal are mixed, for example, by a frequency converter or mixer, whereby an intermediate frequency signal is produced.
  • the intermediate frequency signal has the same shape as the echo signal but is stretched by a translation factor equal to a quotient of the transmission repetition frequency and the frequency difference between the repetition frequency or pulse repetition frequency of the first microwave pulses and the repetition frequency or sampling frequency of the reference microwave pulses.
  • the frequency of the intermediate frequency signal is far below 100 kHz.
  • the advantage of the transformation to the intermediate frequency is that relatively slow and thus inexpensive electronic components are used for signal acquisition and / or signal evaluation can.
  • This sampling circuit has two oscillators, of which at least one is variable in frequency, with one oscillator controlling the transmitting generator and the other oscillator controlling the sampling pulse generator.
  • a frequency mixer forms the difference between the two frequencies, which is used to set or regulate the most constant time expansion factor possible to a desired value.
  • phase-locked loop Another device for time transformation of high-frequency measurement signals is shown in WO 2004/013584 Al.
  • the ramp principle the equidistant from sample point to sample time difference is generated with the aid of an RC element.
  • the RC element is biased by a step-shaped or linearly increasing ramp voltage, thus receives a certain offset, and is then charged and discharged in the rhythm of the transmitter repetition frequency.
  • the voltage offset increases in the RC elements, whereby the reaching of the switching threshold is delayed depending on the height of the ramp voltage.
  • the time expansion factor or the transformation factor depends largely on the ramp time principle of an RC element.
  • the dependence of the RC element on the temperature has a completely circuit-dependent effect on the scaling of the time transformation. To almost eliminate this problem, it is necessary to compensate for the temperature-induced changes via a control loop.
  • the object of the invention is to propose an apparatus and a method with a stabilized and cost-effective control circuit for generating an intermediate frequency signal with a transformation factor which can be determined with high precision.
  • an external clock input is provided, with a first Clock output of the sampling clock oscillator or is connected to a second clock output of the transmission - clock oscillator via a clock line, so that the clocking of the control / evaluation unit with the sampling signal in the sampling frequency or the pulse repetition signal with the pulse repetition frequency.
  • sampling clock oscillator is configured controllable. Due to the possibility of controlling the sampling oscillator, it is possible to establish a regulation of the difference frequency between the transmit clock oscillator and the sampling clock oscillator by, for example, the control / evaluation unit. By a control signal of the control / evaluation unit, the sampling frequency of the sampling clock oscillator is controlled so that sets the desired difference frequency between the frequencies of the transmission signal and the sampling signal.
  • a control output is provided to the control / evaluation unit, through which the control / evaluation unit controls or triggers the sampling clock oscillator via a control line with the aid of a control input to the sampling clock oscillator.
  • An expedient embodiment of the invention is that an integrating element is provided in the control line between the control input of the sampling clock oscillator and the control output of the control / evaluation unit, which forms a corresponding integral value from the digital control output signals of the control / evaluation.
  • this integrator in particular a low-pass filter, the digital control signals of the control / evaluation unit, for example, are converted into a corresponding DC voltage signal which can be used to drive a voltage-controlled oscillator VCO.
  • sampling clock oscillator is designed as a voltage-controlled oscillator.
  • VCO voltage controlled oscillators
  • a parallel to a quartz oscillator capacitance diode whose capacity can be adjusted by the applied DC voltage and thereby changes the oscillation frequency used.
  • the sampling clock oscillator is designed as a numerically controlled oscillator.
  • These types of controllable oscillators can be directly connected through the control the digital control signal of the control / evaluation unit.
  • a high-precision, stable oscillator is provided with a stable pulse repetition frequency as a send clock oscillator.
  • Time base for determining the distance which is determined from the transit time of the measuring signals and their propagation speed, created, whereby measurement accuracies of the distance in the millimeter range are possible.
  • the frequency converter is designed as an analog mixer.
  • a further advantageous embodiment of the device according to the invention is that the frequency converter is designed as a digital mixer.
  • a very advantageous variant of the device according to the invention is the fact that in the clock line between the clock input of the control / evaluation and the clock output of the sampling clock oscillator, a divider or a multiplier is configured, which changes the sampling frequency of the sampling signal according to the setting.
  • FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the inventive device for determining the level in a container
  • Fig. 3 is a block diagram showing the control circuit of the inventive device for generating the intermediate frequency with delay circuit and control / evaluation unit.
  • Fig. 1 an embodiment of a block diagram of the device 1 according to the invention for determining the distance d or the level e is shown on the basis of the running time t.
  • the device 1 has a transducer element 16 connected primarily to the transmitting / receiving unit 2, by means of which the high-frequency measuring signal or transmitting signal S ⁇ x is coupled into and emitted into a measuring volume 6 of the container 5 comprising the filling material 3.
  • the frequency of the pulsed transmission signal S T ⁇ is in this case, as is usual with such microwaves operating devices 1, in a frequency range of a few gigahertz, in particular in the frequency range from 0.5 GHz to 30 GHz.
  • the transducer element 16 can, as shown in Fig. 1, as an antenna 16a and in particular as a horn antenna, a rod antenna, a parabolic antenna or a planar antenna, be configured, the transmission signal S ⁇ x in the measuring volume 6 of the container. 5 radiates.
  • antennas 16a radiating into the free space of the measuring volume 6, it is also possible to use transmit signals S ⁇ x guided on surface waveguides 16b in the level-measuring device 1, although this is not explicitly shown in FIG.
  • the time domain reflectometry or the TDR measurement method for example, a high-frequency pulse is emitted along a Sommerfeld or Goubauschen surface waveguide 16b or coaxial waveguide, which at a discontinuity of the DK value (dielectric constant) of the surface waveguide 16b surrounding filling material 3 is partially reflected back. Due to impedance jumps within the measuring volume 6 of the container 5, in particular at the boundary layer between free space and filling material 3 in the container 6, the transmission signal S TX is at least partially reflected back and thus a corresponding reflection signal S RX runs on the surface waveguide 16b in the opposite direction ,
  • transceiver unit 2 In the time difference measurement of pulsed high-frequency measurement signals coupled to the transducer element 16 transceiver unit 2 is used to mutually coherent wave packets of predeterminable pulse shape and pulse width, so-called bursts, to generate and process, and by means of the bursts of to generate the level e affected, analogue time-expanded Bacfre- frequency signal S ZF .
  • the pulse shape of a single burst usually corresponds to needle-shaped or sinusoidal, half-wave pulses of predeterminable pulse width; however, if necessary, other suitable pulse shapes may be used for the bursts.
  • the circuit structure of the device 1 is composed mainly of at least one transmitting / receiving unit 2, a control / evaluation unit 7, and a filter / amplifier unit 9 together.
  • the transmitting / receiving unit 2 can turn into an RF circuit part with transmit pulse generator 14, sampling pulse generator 15, sampling circuit 20, and send / receive switch 8, in which mainly RF signals are generated and processed, and a LF circuit part with Sendetaktoszillator 18, sampling clock oscillator 17, mixer 11 and optionally an integrator 10, in which mainly NF signals are generated and processed, divide.
  • the individual circuit elements in the RF circuit part are constructed according to experience in analog circuit technology, ie analog measurement signals are generated and processed.
  • the individual circuit elements in the LF circuit part can either be based on digital circuit technology and / or analog circuit technology. From the point of view of the rapid progress of digital signal processing, it is also conceivable to carry out the HF range with digital circuit elements. There are also a variety of variations of the individual circuit elements in digital and analog circuit technology conceivable that are not explicitly performed. Therefore, the following description of one embodiment is to be considered as an example of many possible embodiments.
  • the transmitting / receiving unit 2 comprises a transmission pulse generator 14 for generating a first burst sequence serving as a transmission signal S ⁇ x.
  • the transmission signal S ⁇ x is, as usual in such devices 1, supported with a mean high frequency f HF , which is approximately in the range between 0.5 and 30 GHz, and clocked with a pulse repetition frequency f PRF or shot rate, which has a frequency range of some Megahertz, in particular a frequency range of 1 MHz to 10 MHz is set.
  • This pulse repetition frequency f PRF for driving the transmit pulse generator 14 is generated by a transmit clock oscillator 18.
  • the high frequency f HF and / or pulse repetition frequency f PRF can also, if necessary, be above the respectively specified frequency ranges.
  • the transmission signal S TX applied to the signal output of the transmission pulse generator 14 is transmitted by means of a transmitting / receiving switch 8, in particular by means of a directional coupler or a hybrid coupler, the transmitting / receiving unit 2 into the at a first signal output of the transmitting / receiving switch 8 connected transducer element 16 coupled.
  • the transmission signal S ⁇ x is also applied to the second signal output of the transmission / reception switch 8.
  • the transmit pulse generator 14 and the sampling pulse generator 15 are designed as commercially available analog RF oscillators, such as quartz oscillators, phase-locked oscillator circuits or surface acoustic wave filters (SAW).
  • the reflection measurement signals S RX generated in the manner described above in the measurement volume 6 of the container 5 are, as already mentioned, received again by the device 1 by means of the transducer element 16 and coupled out at the second signal output of the transmission / reception switch 8. Accordingly, at the second signal output of the transmit / receive switch 8 may have an overall measurement signal S T ⁇ + S RX formed by means of the transmission signal S T x and the reflection measurement signal S RX are tapped.
  • the high frequency f HF and / or the pulse repetition frequency f PRF of the transmission signal S T ⁇ set so high that a direct evaluation of the second signal output of the transmitting / receiving switch 8 applied total measuring signals S TX + S RX , in particular a direct measurement of the transit time t, practically no longer or only with a high technical complexity, eg by Use of high-frequency electronic components, is possible.
  • the transmitting / receiving unit 2 further comprises a sampling circuit 20 and a delay circuit 21, which together serve to time stretch the high-frequency-carrying total measurement signal S T ⁇ + S R ⁇ , in such a way that the high frequency f HF and the pulse repetition frequency f PRF are transformed into a lower frequency range of a few hundred kilohertz.
  • sampling circuit 20 For temporally stretching the total measurement signal S TX + S RX , this is supplied to a first signal input of the sampling circuit 20 connected to the second signal output of the transmitting / receiving switch 8.
  • the sampling circuit is simultaneously ⁇ , the total measuring signal S T ⁇ S + R 20 applied serving as a sampling signal Ss amp i burst sequence of sampling oscillator 17 at a second signal input.
  • a sampling frequency f Samp i or clock rate at which the sampling signal Ss amp i is clocked is normally set slightly smaller than the pulse repetition frequency f PRF of the transmission signal S T ⁇ .
  • the total measurement signal S T ⁇ + S RX is mapped to an intermediate frequency signal S ZF , which is temporally stretched by a transformation factor K ⁇ relative to the total measurement signal S T ⁇ + S RX .
  • This sampling circuit 20 samples due to the frequency offset between the pulse repetition frequency f PRF and the sampling frequency f Samp i the total measurement signal S TX + S I «in each period at different phase, whereby a time-expanded intermediate frequency signal S ZF with the previously described transformation factor k ⁇ is formed.
  • sampling circuit 20 an RF frequency converter or RF mixer or a fast sampling switch can be used.
  • the sampling switches are used, for example, RF diodes or fast transistors.
  • the transformation factor k ⁇ or the time expansion factor with which the total measurement signal S T ⁇ + S RX is converted into a lower-frequency intermediate frequency signal S ZF corresponds to a quotient of the pulse repetition frequency f PRF of the transmission signal S ⁇ x divided by a difference of the pulse repetition frequency f PRF of the transmission signal S ⁇ x and the sampling frequency f Samp i of the sampling signal S Samp i.
  • An intermediate frequency f ZF of the thus generated intermediate frequency signal S ZF is in such devices 1 for determining the level e usually in a frequency range of 50 to 200 kHz; if necessary, the frequency range can be selected higher or lower.
  • Empirical in the measuring instruments of the Applicant the intermediate frequency f ZF set to about 160 kHz.
  • the dependence of the intermediate frequency f ⁇ on the ratio of the sampling frequency f Samp i and the pulse repetition frequency fp R p, as shown in equation (equation 2), can be derived from equation (equation 1). [0040]
  • the intermediate frequency signal S ZF which is time-expanded relative to the total measurement signals S TX + S RX by a transformation factor k ⁇ , is suitably amplified and filtered by a filter / amplifier unit 9 as a filtered intermediate frequency signal S gefZF before it is evaluated in the rule / evaluation unit 7 or other evaluation circuits as echo curve or envelope.
  • the difference frequency f Dlff as shown in Figures 1, 2 and 3, determined by a frequency converter 11 and mixer.
  • the frequency converter 11 or mixer can be embodied either as a digital mixer 12, in particular as an XOR logic module or a D flip-flop for mixing digital measurement signals, or as an analog mixer 13, in particular as a diode ring mixer or in general a multiplier Mixing of analog measuring signals to be configured.
  • This difference frequency f Dlff is determined for two reasons; Firstly, the instantaneous triggering and triggering of the sampling clock oscillator 17 and possibly also of the send clock oscillator 18 is checked by the control / evaluation unit 7 and secondly, a transformation factor k is calculated from the quotient of the known or measured pulse repetition frequency f PRF and the difference frequency f Dlff ⁇ determined in the rule / evaluation unit 7.
  • the transit time t of the measurement signals, as well as the fill level e can also be determined by echo signal evaluation of the filtered intermediate frequency signal S gefZF and knowledge of the transformation factor k ⁇ .
  • the Sendetaktoszillator 18 is designed to determine a highly accurate exact transit time t of the measurement signals or distance d as a very stable stable stable quartz oscillator. Nevertheless, the sampling clock oscillator 17 and, under certain circumstances, the transmit clock oscillator 18 are designed to be controllable.
  • the controllable or tunable oscillators 17, 18 are in the LF circuit part of the transmitting / receiving unit 2, for example, as a voltage-controlled oscillators VCO or digitally or numerically controlled oscillators, eg NCO executed.
  • control input 29 to the voltage-controlled oscillators VCO, they can be controlled by the built-in control line 30 integrator 10, which forms the digital signal sequences a corresponding DC voltage value of the control output 28 of the control / evaluation unit 7.
  • the digital or numerically controlled oscillators, for example NCO, are controlled directly by an existing control input 29 by means of a control line 30 or a parallel control bus 30 from the control output 28 of the control / evaluation unit 7 with digital values.
  • the determination of the difference frequency f Dlff is not mandatory, since the digital generation of frequencies, for example via a counter in a phase-locked loop, via an integer divisor ratio of the input signals to the feedback signals or pulse-pause ratio of the digital signal is set. Since these digital control circuits regulate themselves and the stable desired frequency is known, the determination of the difference frequency f Dlff can be dispensed with in principle by a sequential sampling.
  • phase-locked loop An example of a digital phase-locked loop is a phase-locked loop.
  • VCO Freewheeling voltage-controlled oscillator
  • Fig. 2 and 3 a partial section of the block diagram of Fig. 1 is shown, which shows the control circuit of the device for generating the intermediate frequency with delay circuit 21 and control / off value unit 7.
  • the control loop according to the prior art is shown.
  • the differential frequency f Dlff is determined in the delay circuit 21 by the sequential scanning of the pulse repetition frequency f PRF with the sampling frequency f Samp i by means of a frequency converter 11.
  • This difference frequency f Dlff is processed as described above in the control / evaluation unit 7 and controlled according to the controllable sampling oscillator 17.
  • a control loop has been created, which sets the difference frequency f Dlff largely on the desired setpoint, for example 21.74 Hz.
  • the control / evaluation unit 7 is according to the prior art, as in Fig. 2 shown, predetermined by its own clock or processor oscillator 19 of the power stroke.
  • This clock or processor oscillator 19 can be designed as an integral part of the control / evaluation unit 7 or as an external component, for example a quartz oscillator. Due to this structure, different temperature influences or other influences on the oscillators (17, 18, 19) cause different fluctuations in the periodicity or frequency of the processor oscillator 19 and the difference frequency f Dlff of the sampling oscillator 17 and the transmit clock oscillator 18 , which leads to errors in the determination of the difference frequency f Dlff and consequently the transformation factor K x . These errors due to different changes in sampling or sampling time periods are referred to as jitter errors.
  • jitter is the phase fluctuations and thus the temporal changes of signal frequencies. This can affect both the amplitude and the frequency.
  • An example of jitter is the flaws that arise when converting analog signals into digital signals or when sequentially sampling signals through inaccurate or equal periodicity.
  • a fixed period is used in which the amplitude values are read out.
  • jitter errors arise due to differences or inaccuracies in the period duration, which results in falsified amplitude values, for example in the case of a sequential sampling of measurement signals.
  • the control circuit according to the invention for controlling the difference frequency f Dlff between two oscillators (17, 18) is shown, which overcomes the problem of different changes of the time bases in the control / evaluation unit 7 and the delay circuit 21.
  • the difference from the control circuits described above is that the control / evaluation unit 7 is clocked by means of the sampling signal S sampl provided at the first clock output 26 of the sampling clock oscillator 17 on the time base of the sampling frequency f Samp i.
  • the first clock output 26 of the sampling clock oscillator 17 via a clock line 24 to the clock input 25 of the control / evaluation unit 7 is electrically connected. Thanks to this structure can be dispensed with an external or internal processor oscillator 19, whereby a power-consuming component is saved.
  • control / evaluation unit 7 operates isochronous to the sampling clock oscillator 17, which is readjusted by this also in accordance with the determined difference frequency f Dlff via a control signal.
  • the Samp i due to external influences, such as by temperature changes or modulations of the supply voltage, or component-related statistical fluctuations, such a change in frequency affects equally the generation of the difference frequency f Dlff in the delay circuit 21 and the determination of the difference frequency f Dlff or Transformation factor k ⁇ in the control / evaluation unit 7 off.
  • the difference frequency f Dlff and the transformation factor k ⁇ is always determined correctly in the control / evaluation unit 7.
  • This Sendetaktoszillator 18 generating the pulse repetition frequency f PRF is usually executed as a highly stable clock or oscillator, since this as a reference clock for the exact determination of the distance d from the product of the transit time t and the propagation speed of the transmission signal S T ⁇ or reflection signals S RX used becomes.
  • Voltage controlled SAW oscillators VCSO - Voltage Controlled SAW Oscillators
  • Delay circuit 21 as well as by using a frequency-stable Sendetak- oscillator 18 with low jitter behavior, these properties have a positive effect on the performance, accuracy and reliability of the entire device 1 from.
  • a divider 22 or multiplier 23 can optionally be integrated into the clock line 24, which constantly changes the sampling frequency f Samp i according to a set ratio.
  • digital frequency converter digital mixer 13 analogue frequency converter, analogue mixer

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Abstract

Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung (1) zur Ermittlung und Überwachung des Füllstands (e) mit einer Sende-/Empfangseinheit (2), mit einer Verzögerungsschaltung (21), die zumindest aus einem Abtasttaktoszillator (17), der ein Abtastsignal (Ssampl) mit einer Abtastfrequenz (fsampl) erzeugt, einem Sendetaktoszillator (18), der ein Pulsrepetiersignal (SPRF) mit einer Pulsrepetierfrequenz (fPRF) erzeugt, und einem Frequenzumsetzer (11), der mittels sequentieller Abtastung ein Differenzsignal (SDiff) erzeugt, besteht und mit einer Regel-/Auswerteeinheit (7), die anhand der Laufzeit den Füllstand (e) bestimmt, wobei an der Regel-/Auswerteeinheit (7) ein externer Takteingang (25) vorgesehen ist, der mit einem ersten Taktausgang (26) des Abtasttaktoszillators (17) oder mit einem zweiten Taktausgang (27) des Sendetaktoszillators (18) über eine Taktleitung (24) verbunden ist. Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, einen stabilisierten und kostengünstigen Regelkreis zur Erzeugung eines Zwischenfrequenzsignals mit einem hochgenau bestimmbarem Transformationsfaktor vorzuschlagen.

Description

Beschreibung Laufzeitmessverfahren zur Ermittlung der Distanz
[0001] Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Ermittlung und
Überwachung des Füllstands eines Füllguts in einem Behälter gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
[0002] Derartige Vorrichtungen zur Ermittlung und Überwachung des Füllstandes in einem Behälter werden häufig in den Messgeräten der Automations- und Prozesssteuerungstechnik eingesetzt. Von der Anmelderin werden beispielsweise Messgeräte unter dem Namen Micropilot, Prosonic und Levelflex produziert und vertrieben, welche nach dem Laufzeit-Messverfahren arbeiten und dazu dienen, einen Füllstand eines Mediums in einem Behälter zu bestimmen und/oder zu überwachen. Bei der Laufzeitmessmethode werden beispielsweise Mikrowellen bzw. Radarwellen über eine Antenne in den Prozessraum ausgesendet oder an einem Oberflächenwellenleiter, der in das Füllgut hineinragt, entlang geführt, und die reflektierten Echowellen werden nach der abstandsabhängigen Laufzeit der Signale wieder von der Antenne bzw. Messumformer empfangen. Aus der Zeitdifferenz zwischen dem Aussenden der Hochfrequenzsignale und dem Empfang der reflektierten Echosignale lässt sich der Abstand des Messgerätes zu der Mediumsoberfläche ermitteln. Vorrichtungen und Verfahren zur Bestimmung des Füllstandes über die Laufzeit von Messsignalen nutzen die physikalische Gesetzmäßigkeit aus, wonach die Laufstrecke gleich dem Produkt aus Laufzeit und Ausbreitungsgeschwindigkeit ist. Unter Berücksichtigung der Geometrie des Behälterinnern wird dann der Füllstand des Mediums als relative oder absolute Größe ermittelt. Die Laufzeit-Messmethode lässt sich im wesentlichen in zwei grundlegende Ermittlungsverfahren aufteilen: Die Zeitdifferenzmessung, die ein impulsmoduliertes hochfrequentes Messsignal für die zurückgelegte Wegstrecke benötigt; ein weiteres weit verbreitetes Ermittlungsverfahren ist die Bestimmung der Kippfrequenzdifferenz des ausgesendeten kontinuierlichen Hochfrequenzsignals zum reflektierten, empfangenen Hochfrequenzsignal (FMCW - Frequency-Modulated Continuous Wave). Es wird im Weiteren wird keine Beschränkung auf ein spezielles Ermittlungsverfahren vorgenommen, sondern die allgemein gültige Laufzeit- messmethode verwendet.
[0003] Ein generelles Problem bei allen Laufzeit-Messmethoden mit hochfrequenten
Messsignalen im GHz-Bereich ist, dass zur Auswertung des hochfrequenten Gesamtmesssignals, bestehend aus ausgesendeten Messsignalen und reflektierten Echosignalen, Hochfrequenzbauteile verwendet werden müssen, die für solch hohe Frequenzbereiche ausgelegt sind. Eine Lösung dieses Problems ist die sequentielle Abtastung, die aus einer Vielzahl solcher hochfrequenten abgetasteten Messsignale, indem die aufgenommenen abgetasteten Messsignale in bestimmten, periodischen Abständen abgetastet werden, ein zeitgedehntes Zwischenfrequenzsignal erzeugt. Dieser zusätzliche Verarbeitungsschritt der hochfrequenten Messsignale wird durchgeführt, weil es keine entsprechend kostengünstigen Datenverarbeitungseinheiten, z.B. DSPs (Digitale Signal Prozessoren), gibt, welche hochfrequente Messsignale zuverlässig verarbeiten können.
[0004] Nach heutigem Stand der Technik gibt es mehrere Ansätze, ein niederfrequentes Zwischenfrequenzsignal aus einer Vielzahl von abgetasteten Messsignalen durch ein Verfahren der sequentiellen Abtastung bzw. ein Sampling- Verfahren zu erzeugen. Die Zeitdehnung bzw. Zeitverzögerung mittels sequentieller Abtastung setzt voraus, dass die Zeitdifferenz zwischen zwei Abtastpunkten im hohen Maße konstant ist. Bislang sind zwei Verfahren bekannt geworden, die zur Realisierung dieser Forderung geeignet sind: das Mischerprinzip und das Rampenprinzip, wobei das Rampenprinzip quantisiert und nur näherungsweise kontinuierlich arbeitet.
[0005] Ein erster Ansatz zur Erzeugung eines zeitgedehnten Zwischenfrequenzsignals ist das Mischerprinzip, bei dem zwei Oszillatoren zwei Schwingungen mit geringfügig unterschiedlichen Frequenzen erzeugen. Durch die geringfügige 'Verstimmung' der Frequenzen der beiden Schwingungen entsteht eine linear mit jeder Messperiode ansteigende Phasenverschiebung, was einer linear ansteigenden Zeitverzögerung entspricht.
[0006] Das Mischerprinzip wird beispielsweise in der DE 31 07 444 Al mittels eines hochauflösenden Impulsradar- Verfahrens beschrieben. Ein Generator erzeugt erste Mikrowellenpulse und strahlt sie über eine Antenne mit einer vorgegebenen Sendewieder- holfrequenz in Richtung der Oberfläche des Füllguts aus. Ein weiterer Generator erzeugt Referenz-Mikrowellenpulse, die gleich den ersten Mikrowellenpulsen sind, sich jedoch von diesen in der Sendewiederholfrequenz geringfügig unterscheiden. Das Echosignal und das Referenzsignal werden beispielsweise durch einen Frequenzumsetzer bzw. Mischer gemischt, wodurch ein Zwischenfrequenzsignal entsteht. Das Zwischenfrequenzsignal hat den gleichen Verlauf wie das Echosignal, ist gegenüber diesem jedoch um einen Translationsfaktor gestreckt, der gleich einem Quotienten aus der Sendewiederholfrequenz und der Frequenzdifferenz zwischen der Wiederholfrequenz bzw. Pulsrepetierfrequenz der ersten Mikrowellenpulse und der Wiederholfrequenz bzw. Abtastfrequenz der Referenz-Mikrowellenpulse ist. Bei einer Sendewiederholfrequenz von einigen Megahertz, einer Frequenzdifferenz von wenigen Hertz und einer Mikrowellenfrequenz von einigen Gigahertz liegt die Frequenz des Zwischenfrequenzsignals weit unterhalb von 100 kHz. Der Vorteil der Transformation auf die Zwischenfrequenz ist, dass relativ langsame und damit kostengünstige elektronische Bauteile zur Signalerfassung und/oder Signalauswertung verwendet werden können. Verwiesen wird in diesem Zusammenhang auch auf das Deutsche Gebrauchsmuster DE 29815069 Ul, das die bekannte Transformationstechnik bei einem TDR - Füllstandsmessgerät beschreibt. Diese Abtastschaltung besitzt zwei Oszillatoren, von denen wenigstens einer in der Frequenz variierbar ausgestaltet ist, wobei ein Oszillator den Sendegenerator und der andere Oszillator den Abtastpulsgenerator steuert. Ein Frequenzmischer bildet aus den beiden Frequenzen die Differenz, welche zur Einstellung bzw. Regelung des möglichst konstanten Zeitdehnungsfaktors auf einen Sollwert verwendet wird.
[0007] Eine weitere Vorrichtung zur Zeittransformation von hochfrequenten Messsignalen wird in der WO 2004/013584 Al aufgezeigt. Hier wird der Frequenz vers atz zwischen der Pulsrepetierfrequenz und der Abtastfrequenz durch zwei phasengekoppelte Regelkreise mit unterschiedlich eingestellten Vor- und Rückwärtsteilern, so genannte Phase-locked Loop, erzeugt.
[0008] Beim zweiten Ansatz - dem Rampenprinzip - wird die von Abtastpunkt zu Abtastpunkt äquidistante Zeitdifferenz unter Zuhilfenahme eines RC-Gliedes erzeugt. Das RC- Glied wird von einer stufenförmigen oder linear ansteigenden Rampenspannung vorgespannt, erhält also einen gewissen Offset, und wird dann im Rhythmus der Sen- dewiederholfrequenz aufgeladen und entladen. Mit zunehmender Rampenspannung erhöht sich der Spannungsoffset in den RC-Gliedern, wodurch sich das Erreichen der Schaltschwelle in Abhängigkeit von der Höhe der Rampenspannung verzögert. Der Zeitdehnungsfaktor bzw. der Transformationsfaktor ist nach dem Rampenprinzip maßgeblich von der Zeitkonstanten eines RC-Gliedes abhängig. Die Abhängigkeit des RC-Gliedes von der Temperatur wirkt sich schaltungstechnisch bedingt voll auf die Skalierung der Zeittransformation aus. Um dieses Problem annähernd zu beseitigen, ist es erforderlich, die temperaturbedingten Änderungen über einen Regelkreis zu kompensieren. Aber auch mit dieser Maßnahme verändert sich die Skalierung der Zeittransformation über die Temperatur derart, dass Anforderungen für hochgenaue Messungen nicht erfüllt werden. Dieses Rampen-Prinzip ist in der US 5,563,605 offenbart. Der darin offenbarte Aufbau des Phasenverzögerungsschaltkreises hat den Nachteil, dass erhebliche Phasen - Jitter oder Instabilitäten in den Taktfrequenzen auftreten. Ein weiterer allgemeiner Nachteil gegenüber dem Rampenprinzip ist der hohe Aufwand, der zur Erzeugung der Rampenspannung betrieben werden muss.
[0009] Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung und ein Verfahren mit einem stabilisierten und kostengünstigen Regelkreis zur Erzeugung eines Zwischenfre- quenzsignals mit einem hochgenau bestimmbarem Transformationsfaktor vorzuschlagen.
[0010] Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, dass an der Regel-
/Auswerteeinheit ein externer Takteingang vorgesehen ist, der mit einem ersten Taktausgang des Abtasttaktoszillators oder mit einem zweiten Taktausgang des Sende - taktoszillators über eine Taktleitung verbunden ist, so dass die Taktung der Regel- /Auswerteeinheit mit dem Abtastsignal in der Abtastfrequenz oder dem Pulsrepetiersignal mit der Pulsrepetierfrequenz erfolgt. Durch die erfindungsgemäße Vorrichtung wird die Messgenauigkeit erhöht, indem der Mikrokontroller taktsynchron zum geregelten Oszillator betrieben wird. Dies hat zur Folge, dass somit weniger Fehlerquellen im Regelsystem enthalten sind und durch den Wegfall des Prozessoroszillators Energie, Kosten, und Platz auf der Leiterplatte eingespart werden.
[0011] Eine vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Lösung ist darin zu sehen, dass der Abtasttaktoszillator steuerbar ausgestaltet ist. Aufgrund der Steuerungsmöglichkeit des Abtastoszillators, ist es möglich eine Regelung der Differenzfrequenz zwischen dem Sendetaktoszillator und dem Abtasttaktoszillator durch beispielsweise die Regel-/Auswerteeinheit aufzubauen. Durch ein Ansteuerungssignal der Regel-/Auswerteeinheit wird das Abtastfrequenz des Abtasttaktoszillators so geregelt, dass sich die gewünschte Differenzfrequenz zwischen den Frequenzen des Sendesignals und des Abtastsignals einstellt.
[0012] In einer besonders bevorzugten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, dass ein Regelausgang an der Regel-/Auswerteeinheit vorgesehen ist, durch den die Regel-/ Auswerteeinheit über eine Ansteuerungsleitung den Abtasttaktoszillator mit Hilfe eines Regeleingangs an dem Abtasttaktoszillator ansteuert oder triggert.
[0013] Eine zweckmäßige Ausgestaltung der Erfindung ist, dass ein Integrierglied in der Ansteuerungsleitung zwischen dem Regeleingang des Abtasttaktoszillators und dem Regelausgang der Regel-/ Auswerteeinheit vorgesehen ist, das aus den digitalen Regelausgangssignalen der Regel-/Auswerteeinheit einen entsprechenden Intergralwert bildet. Durch dieses Integrierglied, insbesondere ein Tiefpaß, werden beispielsweise die digitalen Ansteuerungssignale der Regel-/Auswerteeinheit ein entsprechendes Gleichspannungssignal gewandelt, das zur Ansteuerung eines spannungsgesteuerten Oszillators VCO verwendet werden kann.
[0014] Eine vorteilhafte Ausführungsform der Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist darin zu sehen, dass der Abtasttaktoszillator als ein spannungsgesteuerter Oszillator ausgestaltet ist. Beispielsweise werden als steuerbare Oszillatoren handelsübliche spannungsgesteuerte Oszillatoren VCO verwendet oder es wird eine zu einem Quarz-Oszillator parallele Kapazitätsdiode, deren Kapazität sich durch die angelegte Gleichspannung einstellen lässt und dadurch die Schwingungsfrequenz ändert, verwendet.
[0015] Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist vorgesehen, dass der Abtasttaktoszillator als ein numerisch gesteuerter Oszillator ausgestaltet ist. Diese Art von steuerbaren Oszillatoren lassen sich direkt durch das digitale Ansteuerungssignal der Regel-/ Auswerteeinheit ansteuern.
[0016] Weiterhin wird vorgeschlagen, dass ein hochgenauer, stabiler Oszillator mit einer stabilen Pulsrepetierfrequenz als Sendetaktoszillator vorgesehen ist.
[0017] Durch die Verwendung eines hochgenauen Sendetaktoszillators ist eine exakte
Zeitbasis zur Ermittlung der Distanz, die aus der Laufzeit der Messsignale und deren Ausbreitungsgeschwindigkeit bestimmt wird, geschaffen, wodurch Messgenauigkeiten der Distanz im Millimeterbereich möglich sind.
[0018] Gemäß einer vorteilhaften Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist vorgesehen, dass der Frequenzumsetzer als ein analoger Mischer ausgestaltet ist.
[0019] Eine weitere vorteilhafte Ausführungsform der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist, dass der Frequenzumsetzer als ein digitaler Mischer ausgestaltet ist.
[0020] Eine sehr vorteilhafte Variante der erfindungsgemäßen Vorrichtung ist darin zu sehen, dass in der Taktleitung zwischen dem Takteingang der Regel-/Auswerteeinheit und dem Taktausgang des Abtasttaktoszillators ein Teiler oder ein Vervielfacher ausgestaltet ist, der entsprechend der Einstellung die Abtastfrequenz des Abtastsignals verändert.
[0021] Die Erfindung wird anhand der nachfolgenden Zeichnungen näher erläutert. Zur Vereinfachung sind in den Zeichnungen identische Teile mit dem gleichen Bezugszeichen versehen worden. Es zeigt:
[0022] Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Ermittlung des Füllstandes in einem Behälter,
[0023] Fig. 2 ein Teilausschnitt aus dem Blockschaltbild aus Fig. 1, das den Regelkreis der Vorrichtung zur Erzeugung der Zwischenfrequenz mit Verzögerungs Schaltung und Regel-/ Auswerteeinheit nach dem Stand der Technik zeigt, und
[0024] Fig. 3 ein Blockschaltbild, das den Regelkreis der erfindungsgemäßen Vorrichtung zur Erzeugung der Zwischenfrequenz mit Verzögerungsschaltung und Regel- /Auswerteeinheit zeigt.
[0025] In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel eines Blockschaltbilds der erfindungsgemäßen Vorrichtung 1 zur Ermittlung der Distanz d bzw. des Füllstands e anhand der Laufzeit t aufgezeigt. Dazu weist die Vorrichtung 1 ein vornehmlich mit der Sende- /Empfangseinheit 2 verbundenes Wandlerelement 16 auf, mittels dem das hochfrequente Messsignal bzw. Sendesignal Sτx in ein das Füllgut 3 umfassendes Messvolumen 6 des Behälters 5 eingekoppelt und ausgesendet wird. Die Frequenz des gepulsten Sendesignals STχ liegt hierbei, wie bei derartigen mit Mikrowellen arbeitenden Vorrichtungen 1 üblich, in einem Frequenzbereich von einigen Gigahertz, insbesondere im Frequenzbereich von 0.5 GHz bis 30 GHz. Es sind auch höhere Frequenzbereiche, z.B. von etwa 76 GHz, zum Betrieb solcher mit Mikrowellen arbeitenden Messsysteme zur Ermittlung des Füllstands einsetzbar. [0026] Das Wandlerelement 16 kann, wie in Fig. 1 dargestellt, als eine Antenne 16a und insbesondere als eine Hornantenne, eine Stabantenne, eine Parabolantenne oder auch eine Planarantenne, ausgestaltet sein, die das Sendesignal Sτx in das Messvolumen 6 des Behälters 5 abstrahlt. Anstelle solcher in den Freiraum des Messvolumens 6 abstrahlender Antennen 16a können auch auf Oberflächen Wellenleitern 16b geführte Sendesignale Sτx in der Vorrichtung 1 zur Füllstandsmessung verwendet werden, was jedoch nicht explizit in der Figur 1 gezeigt ist.
[0027] Bei der Methode der geführten Mikrowelle, der Zeitbereichsreflektometrie bzw. der TDR - Messmethode (Time Domain Reflection) wird beispielsweise ein Hochfrequenzimpuls entlang eines Sommerfeldschen oder Goubauschen Oberflächenwellenleiters 16b oder Koaxial Wellenleiters ausgesendet, welcher bei einer Diskontinuität des DK- Wertes (Dielektrizitätskonstanten) des den Oberflächen Wellenleiter 16b umgebenden Füllguts 3 teilweise zurückreflektiert wird. Aufgrund von Impedanzsprüngen innerhalb des Messvolumens 6 des Behälters 5, insbesondere an der Grenzschicht zwischen Freiraum und Füllgut 3 im Behälter 6, wird das Sendesignal S TX zumindest teilweise zurück reflektiert und somit läuft ein entsprechendes Reflexionssignal SRX an dem Oberflächen Wellenleiter 16b in entgegengesetzter Richtung zurück.
[0028] Bei der Zeitdifferenzmessung von gepulsten hochfrequenten Messsignalen wird eine an das Wandlerelement 16 angekoppelte Sende-/ Empfangseinheit 2 dazu eingesetzt, zueinander kohärente Wellenpakete von vorgebbarer Pulsform und Pulsweite, so genannte Bursts, zu erzeugen und zu verarbeiten, sowie mittels der Bursts ein von dem Füllstand e beeinflusstes, analoges zeitgedehntes Zwischenfre- quenzsignal SZF zu generieren. Die Pulsform eines einzelnen Bursts entspricht üblicherweise nadeiförmigen oder sinusoiden, halbwellenförmigen Impulsen von vorgebbarer Pulsweite; es können hier aber auch, falls erforderlich, andere geeignete Pulsformen für die Bursts verwendet werden.
[0029] Der Schaltungsaufbau der Vorrichtung 1 setzt sich hauptsächlich aus zumindest einer Sende-/Empfangseinheit 2, einer Regel-/ Auswerteeinheit 7, und einer Filter- /Verstärkereinheit 9 zusammen. Die Sende-/Empfangseinheit 2 lässt sich wiederum in einen HF-Schaltungsteil mit Sendeimpuls generator 14, Abtastimpulsgenerator 15, Abtastschaltung 20, und Send-/Empfangsweiche 8, in dem hauptsächlich HF-Signale erzeugt und verarbeitet werden, und einen NF-Schaltungsteil mit Sendetaktoszillator 18, Abtasttaktoszillator 17, Mischer 11 und gegebenenfalls einem Integrierglied 10, in dem hauptsächlich NF-Signale erzeugt und verarbeitet werden, einteilen. Die einzelnen Schaltungselemente im HF-Schaltungsteil sind erfahrungsgemäß in analoger Schaltungstechnik aufgebaut, d.h. es werden analoge Messsignale erzeugt und verarbeitet. Dahingegen können die einzelnen Schaltungselemente im NF-Schaltungsteil entweder auf der Basis von digitaler Schaltungstechnik und/oder analoger Schaltungstechnik aufgebaut sein. Unter dem Gesichtspunkt des rasanten Fortschritts der digitalen Signalverarbeitung ist es auch denkbar, den HF-Bereich mit digitalen Schaltungselementen auszuführen. Es sind auch die verschiedensten Variationen der einzelnen Schaltungselemente in digitaler und analoger Schaltungstechnik denkbar, die nicht explizit ausgeführt werden. Deshalb ist die nachfolgende Beschreibung einer Ausführungsform nur als ein Beispiel aus vielen möglichen Ausführungsmöglichkeiten anzusehen.
[0030] Die Sende -/Empfangseinheit 2 umfasst gemäß Fig. 1 einen Sendeimpulsgenerator 14 zum Erzeugen einer als ein Sendesignal Sτx dienenden ersten Burstfolge. Das Sendesignal Sτx ist, wie bei derartigen Vorrichtungen 1 üblich, mit einer mittleren Hochfrequenz fHF geträgert, die in etwa im Bereich zwischen 0.5 und 30 GHz liegt, und mit einer Pulsrepetierfrequenz fPRF bzw. Schussrate getaktet, die auf einen Frequenzbereich von einigen Megahertz, insbesondere einen Frequenzbereich von 1 MHz bis 10 MHz, eingestellt ist. Diese Pulsrepetierfrequenz fPRF zum Ansteuern des Send- eimpulsgenerators 14 wird von einem Sendetaktoszillator 18 erzeugt. Die Hochfrequenz fHF und/oder Pulsrepetierfrequenz fPRF können aber auch, falls erforderlich, oberhalb der jeweils angegebenen Frequenzbereiche liegen.
[0031] Das an dem Signalausgang des Sendeimpulsgenerators 14 anliegende Sendesignal S TX wird mittels einer Sende-/Empfangsweiche 8, insbesondere mittels eines Richtkopplers oder eines Hybrid - Kopplers, der Sende-/ Empfangseinheit 2 in das an einem ersten Signalausgang der Sende -/Empfangsweiche 8 angeschlossene Wandlerelement 16 eingekoppelt. Praktisch gleichzeitig liegt das Sendesignal Sτx außerdem an dem zweiten Signalausgang der Sende-/Empfangsweiche 8 an. Der Sendeimpulsgenerator 14 und der Abtastimpuls generator 15 sind als handelsübliche analoge HF- Oszillatoren, z.B. Quarz-Oszillatoren, phasengekoppelte Oszillatorschaltungen oder Akustische Oberflächenwellenfilter (SAW), ausgeführt.
[0032] Die in der oben beschriebenen Art und Weise im Messvolumen 6 des Behälters 5 erzeugten Reflexionsmesssignale SRX werden, wie bereits erwähnt, von der Vorrichtung 1 mittels des Wandlerelements 16 wieder empfangen und am zweiten Signalausgang der Sende-/Empfangsweiche 8 ausgekoppelt. Dementsprechend kann am zweiten Signalausgang der Sende-/Empfangsweiche 8 eine mittels des Sendesignals S Tx und des Reflexionsmesssignals SRX gebildete Gesamtmesssignal STχ+SRX abgegriffen werden.
[0033] Wie bei solchen Vorrichtungen 1 üblich, ist die Hochfrequenz fHF und/oder die Pulsrepetierfrequenz fPRF des Sendesignals STχ so hoch eingestellt, dass ein direktes Auswerten der am zweiten Signalausgang der Sende-/Empfangsweiche 8 anliegenden Gesamtmesssignale STX+SRX, insbesondere ein direktes Messen der Laufzeit t, praktisch nicht mehr oder nur mit einem hohen technischen Aufwand, z.B. durch Einsatz von Hochfrequenzelektronik-Bauteilen, möglich ist. Aufgrund dessen umfasst die Sende-/Empfangseinheit 2 ferner eine Abtastschaltung 20 und eine Verzögerungsschaltung 21, die gemeinsam dazu dienen, das hochfrequent geträgerte Gesamtmesssignal STχ+SRχ zeitlich zu dehnen, und zwar so, dass die Hochfrequenz fHF und die Pulsrepetierfrequenz fPRF in einen niedrigeren Frequenzbereich von ein paar hundert Kilohertz transformiert werden.
[0034] Zum zeitlichen Dehnen des Gesamtmesssignals STX+SRX wird dieses einem mit dem zweiten Signalausgang des Sende-/Empfangsweiche 8 verbundenen ersten Signaleingang der Abtastschaltung 20 zugeführt. Gleichzeitig mit dem Gesamtmesssignal STχ+SRχ ist an einem zweiten Signaleingang der Abtastschaltung 20 eine als ein Abtastsignal Ssampi dienende Burstfolge des Abtastoszillators 17 angelegt. Eine Abtastfrequenz fSampi bzw. Taktrate, mit der das Abtastsignal Ssampi getaktet ist, ist im Normalfall dabei etwas kleiner eingestellt als die Pulsrepetierfrequenz fPRF des Sendesignals STχ.
[0035] Mittels der Abtastschaltung 20 wird das Gesamtmesssignal STχ+SRX auf ein Zwi- schenfrequenzsignal SZF abgebildet, das um einen Transformationsfaktor Kτ gegenüber dem Gesamtmesssignal STχ+SRX zeitlich gedehnt ist. Diese Abtastschaltung 20 tastet aufgrund des Frequenzversatzes zwischen der Pulsrepetierfrequenz fPRF und der Abtastfrequenz fSampi das Gesamtmesssignal STX+SI« in jeder Periode bei unterschiedlicher Phasenlage ab, wodurch ein zeitgedehntes Zwischenfrequenzsignal SZF mit dem zuvor beschriebenen Transformationsfaktor kτ entsteht.
[0036] Als Abtastschaltung 20 kann ein HF-Frequenzumsetzer bzw. HF-Mischer oder ein schneller Abtastschalter verwendet werden. Die Abtastschalter kommen beispielsweise HF-Dioden oder schnelle Transistoren zum Einsatz.
[0037] Der Transformationsfaktor kτ bzw. der Zeitdehnungsfaktor, mit dem das Gesamtmesssignal STχ+SRX in ein niederfrequenteres Zwischenfrequenzsignal SZF umgewandelt wird, entspricht dabei einem Quotienten der Pulsrepetierfrequenz fPRF des Sendesignals Sτx geteilt durch eine Differenz der Pulsrepetierfrequenz fPRF des Sendesignal Sτx und der Abtastfrequenz fSampi des Abtastsignals SSampi.
[0038]
K J PRF J FRF ~ J HF
Aj = = =
JDiff J PRF ~ JSampl J ZT
(Gl. 1)
[0039] Eine Zwischenfrequenz fZF des so erzeugten Zwischenfrequenzsignals SZF liegt bei derartigen Vorrichtungen 1 zur Ermittlung des Füllstands e üblicherweise in einem Frequenzbereich von 50 bis 200 kHz; falls erforderlich kann der Frequenzbereich aber auch höher oder niedriger gewählt werden. Empirisch wird in den Messgeräten der Anmelderin die Zwischenfrequenz fZF auf ca. 160 kHz eingestellt. Die Abhängigkeit der Zwischenfrequenz f^ von dem Verhältnis von Abtastfrequenz fSampi und Pulsrepetierfrequenz fpRp, wie in Gleichung (Gl. 2) gezeigt, lässt sich aus Gleichung (Gl. 1) herleiten. [0040]
(Gl. 2)
[0041] Falls erforderlich, wird das Zwischenfrequenzsignal SZF, das gegenüber der Gesamtmesssignale STX+SRX um einen Transformationsfaktor kτ zeitgedehnt ist in geeigneter Weise durch eine Filter-/Verstärkereinheit 9 als ein gefiltertes Zwischenfrequenzsignal SgefZF verstärkt und gefiltert, bevor es in der Regel-/ Auswerteeinheit 7 oder weiteren Auswertungsschaltungen als Echokurve oder Hüllkurve ausgewertet wird.
[0042] Zur Ermittlung des Transformationsfaktors kτ ist die Kenntnis der Differenzfrequenz fDlff bzw. der Frequenzversatz der Pulsrepetierfrequenz fPRF zur Abtastfrequenz fSampi notwendig. Die Differenzfrequenz fDlff, wird wie in den Figuren 1, 2 und 3 ersichtlich, durch einen Frequenzumsetzer 11 bzw. Mischer ermittelt. Der Frequenzumsetzer 11 bzw. Mischer kann entweder als digitaler Mischer 12, insbesondere als ein XOR - Logikbaustein oder ein D - FlipFlop zum mischen digitaler Messsignale ausgeführt sein, oder als ein analoger Mischer 13, insbesondere als ein Dioden- ringmischer oder allgemein ein Multiplizierer, zum Mischen von analogen Messsignalen ausgestaltet sein. Diese Differenzfrequenz fDlff wird aus zwei Gründen bestimmt; erstens wird durch diesen Regelkreis die momentane Ansteuerung und Triggerung des Abtasttaktoszillator 17 und möglicherweise auch des Sendetakto- szillator 18 durch die Regel-/Auswerteeinheit 7 überprüft und zweitens wird aus dem Quotienten der bekannten oder gemessenen Pulsrepetierfrequenz fPRF und der Differenzfrequenz fDlff ein Transformationsfaktor kτ in der Regel-/ Auswerteeinheit 7 ermittelt. In der Regel-/Auswerteeinheit 7 kann ferner auch schon die Laufzeit t der Messsignale, sowie der Füllstand e, durch Echosignalauswertung des gefilterten Zwi- schenfrequenzsignals SgefZF und Kenntnis des Transformationsfaktors kτ ermittelt werden. Der Sendetaktoszillator 18 wird zur Bestimmung einer hochgenauen exakten Laufzeit t der Messsignale bzw. Distanz d als ein sehr störungs stabiler stabiler Quarz- Oszillator ausgelegt. Dessen ungeachtet sind der Abtasttaktoszillator 17 und unter bestimmten Umständen auch der Sendetaktoszillator 18 steuerbar ausgeführt. Die steuerbaren bzw. abstimmbaren Oszillatoren 17, 18 sind im NF-Schaltungsteil der Sende-/Empfangseinheit 2 beispielsweise als spannungsgesteuerte Oszillatoren VCO oder digital bzw. numerisch gesteuerte Oszillatoren, z.B. NCO, ausgeführt. Mittels eines Regeleingangs 29 an den spannungsgesteuerten Oszillatoren VCO, können diese über ein in der Ansteuerungsleitung 30 eingebautes Integrierglied 10, das aus den digitalen Signalfolgen einen entsprechenden Gleichspannungswert bildet, von dem Regelausgang 28 der Regel-/ Auswerteeinheit 7 angesteuert werden. Die digitalen bzw. numerisch gesteuerten Oszillatoren, z.B. NCO, werden durch einen vorhandenen Regeleingang 29 mittels einer Ansteuerungsleitung 30 oder einem parallelen An- steuerungsbus 30 von dem Regelausgang 28 der Regel-/Auswerteeinheit 7 direkt mit digitalen Werten angesteuert. Bei einem Einsatz von digital arbeitenden Abtasttaktoszillatoren 17 und/oder digital arbeitenden Sendetaktoszillatoren 18 ist die Ermittlung der Differenzfrequenz fDlff nicht zwingend notwendig, da die digitale Erzeugung von Frequenzen beispielsweise über einen Zähler in einem phasengekoppelten Regelkreis erfolgt, der über ein ganzzahliges Teilerverhältnis der Eingangssignale zu den Rückkoppelsignalen oder über Puls-Pausen- Verhältnis des Digitalsignals eingestellt wird. Da diese digitalen Regelkreise sich selbst regeln und die stabile gewünschte Frequenz bekannt ist, kann auf die Ermittlung der Differenzfrequenz fDlff durch eine sequentielle Abtastung prinzipiell verzichtet werden. Bei Verwendung von digitalen oder numerischen Oszillatoren, die auch in der Regel-/Auswerteeinheit 7 bzw. dem Mikro- controller integriert sein können, kann auf die Ermittlung der Differenzfrequenz fDlff der beiden Zweige, dem Sendezweig mit dem Pulsrepetiersignal SPRF und dem Abtastzweig mit dem Abtastsignal SSamPi, durch den Einsatz eines digitalen Frequenzumsetzers bzw. digitalen Mischers 12 verzichtet werden.
[0043] Als Beispiel für einen digitalen phasengekoppelten Regelkreis ist ein Phase-
Locked-Loop zu nennen, dessen z.B. freilaufender spannungsgeregelter Oszillator (VCO) wird durch einen meist einstellbaren Teiler auf eine feste erste Ver gleichsfrequenz heruntergeteilt. Diese PLL - Schaltungsteile haben den Nachteil, dass deren Stromverbrauch sehr hoch ist und somit für ein Niederenergie - Zweileitergerät nicht verwendet werden können.
[0044] In Fig. 2 und 3 ist ein Teilausschnitt aus dem Blockschaltbild aus Fig. 1 gezeigt, das den Regelkreis der Vorrichtung zur Erzeugung der Zwischenfrequenz mit Verzögerungsschaltung 21 und Regel-/ Aus werteeinheit 7 zeigt. In Fig. 2 ist der Regelkreis nach dem Stand der Technik gezeigt. In dieser Ausgestaltung wird in der Verzögerungsschaltung 21 durch das sequentielle Abtasten der Pulsrepetierfrequenz fPRF mit der Abtastfrequenz fSampi mittels eines Frequenzumsetzers 11 die Differenzfrequenz fDlff ermittelt. Diese Differenzfrequenz fDlff wird wie zuvor beschrieben in der Regel- /Auswerteeinheit 7 verarbeitet und dem entsprechend der steuerbare Abtastoszillator 17 angesteuert. Durch diesen Aufbau ist ein Regelkreis geschaffen worden, der die Differenzfrequenz fDlff weitgehend auf dem gewünschten Sollwert, z.B. 21,74 Hz, einstellt. Der Regel-/Auswerteeinheit 7 wird nach dem Stand der Technik, wie in Fig. 2 gezeigt, durch einen eigenen Taktgeber bzw. Prozessoroszillator 19 der Arbeitstakt vorgegeben. Dieser Taktgeber oder Prozessoroszillator 19 kann als ein integraler Bestandteil der Regel-/ Auswerteeinheit 7 oder als ein externes Bauelement, z.B. ein Quarz-Oszillator, ausgebildet sein. Aufgrund dieses Aufbaus kommt es durch unterschiedliche Temperatureinflüsse oder andere Einflüsse auf die Oszillatoren (17, 18, 19) vor, dass unterschiedliche Fluktuationen in der Periodizität bzw. Frequenz des Prozessoroszillators 19 und der Differenzfrequenz fDlff des Abtastoszillators 17 und des Sen- detaktoszillators 18 auftreten, wodurch es zu Fehlern bei der Ermittlung der Differenzfrequenz fDlff und folglich des Transformationsfaktors Kx kommt. Diese Fehler durch unterschiedliche Änderungen der zeitlichen Perioden bei Abtastungen oder Sampling wird als Jitter - Fehler bezeichnet. Im Allgemeinen bezeichnet man als Jitter die Phasenschwankungen und damit die zeitlichen Änderungen von Signalfrequenzen. Dies kann sowohl die Amplitude als auch die Frequenz betreffen. Ein Beispiel für Jitter sind die Fehlerscheinungen, die beim Wandeln von analogen Signalen in digitale Signale oder die beim sequentiellen Abtasten von Signalen durch eine nicht exakte oder gleiche Periodizität entstehen. Beim Sampling oder auch Abtasten von analogen Signalen benutzt man, wie zuvor beschrieben, eine feste Periodendauer, bei der die Amplitudenwerte ausgelesen werden. Zusammenfassend lässt sich feststellen, dass Jit- terfehler aufgrund von Differenzen bzw. Ungenauigkeiten in der Periodendauer entstehen, woraus sich verfälschte Amplitudenwerte, beispielsweise bei einer sequentiellen Abtastung von Messsignalen, ergeben. In Fig. 3 ist der erfindungsgemäße Regelkreis zur Regelung der Differenzfrequenz f Dlff zwischen zwei Oszillatoren (17, 18) aufgezeigt, der das Problem der unterschiedlichen Änderungen der Zeitbasen in der Regel-/ Auswerteeinheit 7 und der Verzögerungsschaltung 21 umgeht. Der Unterschied zu den zuvor beschriebenen Regelkreisen liegt darin, dass die Regel-/Auswerteeinheit 7 mittels des Abtastsignals S sampl, das am ersten Taktausgang 26 des Abtasttaktoszillators 17 bereitgestellt wird, auf der Zeitbasis der Abtastfrequenz fSampi getaktet wird. Hierzu ist der erste Taktausgang 26 des Abtasttaktoszillators 17 über eine Taktleitung 24 mit dem Takteingang 25 der Regel-/ Auswerteeinheit 7 elektrisch verbunden. Dank dieses Aufbaus kann auf einen externen oder internen Prozessoroszillator 19 verzichtet werden, wodurch ein Energie verbrauchendes Bauteil eingespart wird. Außerdem können durch diesen Aufbau somit keine Unterschiede in den Zeitbasen für die Berechnung der Differenzfrequenz fDlff in die Regel-/Auswerteeinheit 7 und die Erzeugung der Differenzfrequenz fDlff in der Verzögerungsschaltung 21 entstehen, da für beides dieselbe Zeitbasis bzw. derselbe Takt verwendet wird. Die Regel-/Auswerteeinheit 7 arbeitet taktsynchron zum Abtasttaktoszillator 17, der von dieser auch entsprechend der ermittelten Differenzfrequenz fDlff über ein Steuersignal nachgeregelt wird. Ändert sich dessen ungeachtet die Ab- tastfrequenz fSampi aufgrund von äußeren Einflüssen, wie beispielsweise durch Temperaturänderungen oder Modulationen der Versorgungsspannung, oder bauteilbedingte statistische Fluktuationen, wirkt sich eine solche Frequenzänderung gleichermaßen auf die Erzeugung der Differenzfrequenz fDlff in der Verzögerungs Schaltung 21 und die Ermittlung der Differenzfrequenz fDlff oder des Transformationsfaktors kτ in der Regel- /Auswerteeinheit 7 aus. Somit wird die Differenzfrequenz fDlff und der Transformationsfaktor kτ immer korrekt in der Regel-/Auswerteeinheit 7 bestimmt.
[0046] Darüber hinaus ist vorgesehen, den Takteingang 25 der Regel-/ Auswerteeinheit 7 mit der Pulsrepetierfrequenz fPRF des Pulsrepetiersignals SPRF anzusteuern, was in den Figuren jedoch nicht explizit ausgeführt ist. Dieser die Pulsrepetierfrequenz fPRF erzeugende Sendetaktoszillator 18 wird meist als ein hochstabiler Taktgeber bzw. Oszillator ausgeführt, da dieser als Referenztakt für die exakte Bestimmung der Distanz d aus dem Produkt der Laufzeit t und der Ausbreitungsgeschwindigkeit der Sendesignale STχ bzw. Reflexionssignale SRX verwendet wird. Als sehr frequenzstabile Oszillatoren mit einem geringen Jitter-Fehlerverhalten sind beispielsweise spannungsgesteuerte SAW - Oszillatoren (VCSO - Voltage-Controlled-SAW-Oscillators) bekannt geworden.
[0047] Durch die erfindungsgemäße Ausgestaltung der Regel-/Auswerteeinheit 7 mit der
Verzögerungs Schaltung 21, sowie durch Verwendung eines frequenzstabilen Sendetak- toszillators 18 mit geringem Jitterverhalten wirken sich diese Eigenschaften positiv auf die Performance, Genauigkeit und Zuverlässigkeit der gesamte Vorrichtung 1 aus.
[0048] Ist die Frequenz des Abtasttaktoszillators 17 für die Regel-/Auswerteeinheit 7 zu groß oder zu klein, kann gegebenenfalls in die Taktleitung 24 ein Teiler 22 oder Vervielfacher 23 integriert werden, der die Abtastfrequenz fSampi entsprechend einem eingestellten Verhältnis konstant verändert.
[0049] Bezugszeichenliste
1. Vorrichtung
2. Sende -/Empfangseinheit,
3. Füllgut
4. Oberfläche
5. Behälter
6. Messraum; Messvolumen
7. Regel-/Auswerteeinheit
8. Sende -/Empfangs weiche
9. Filter-/Verstärkereinheit
10. Integrierglied, Tiefpass
11. Frequenzumsetzer, Mischer
12. digitaler Frequenzumsetzer, digitaler Mischer 13 analoger Frequenzumsetzer, analoger Mischer
14 Sendeimpulsgenerator
15 Abtastimpulsgenerator
16 Wandlerelement
[0050] 16a Antenne
[0051] 16b Oberflächen Wellenleiter
1. Abtasttaktoszillator, RXO
2. Sendetaktoszillator, TXO
3. Prozes soroszillator
4. Abtastschaltung
5. Verzögerungs Schaltung
6. Teiler
7. Vervielfacher
8. Taktleitung
9. Takteingang
10 erster Taktausgang
11 zweiter Taktausgang
12 Regelausgang
13 Regeleingang
14 Ansteuerungsleitung; Ansteuerungsbus
[0052] Sτx Sendesignal
[0053] SRX Reflexions signal
[0054] SRX+STX Gesamtmesssignal
[0055] S2F Zwischenfrequenzsignal
[0056] Ssampi Abtastsignal
[0057] SPRF Pulsrepetiersignal
[0058] SgefZF gefiltertes Zwischenfrequenzsignal
[0059] Sdlff Differenzsignal
[0060] fdlff Differenzfrequenz
[0061] fPRF Pulsrepetierfrequenz
[0062] fzp Zwischenfrequenz
[0063] fsampi Abtastfrequenz
[0064] fHF Hochfrequenz
[0065] kτ Transformationsfaktor
[0066] d Distanz
[0067] h Höhe
[0068] e Füllstand
[0069] t Laufzeit

Claims

Ansprüche
[0001] 1. Vorrichtung (1) zur Ermittlung und Überwachung des Füllstands (e) eines
Füllguts (3) in einem Behälter (5) mit einer Sende-/Empfangseinheit (2), die hochfrequente Sendesignale (STχ) in Richtung der Oberfläche (4) des Füllguts (3) entsendet, und die reflektierte Reflexionssignale (SRX) empfängt, mit einer Verzögerungsschaltung (21), die die hochfrequenten Reflexionssignale (SRX) und die hochfrequenten Sendesignale (Sτx) in ein Zwischenfrequenzsignal (SZF) transformiert, wobei die Verzögerungsschaltung (21) zumindest aus einem Abtasttaktoszillator (17), der ein Abtastsignal (Ssampi) mit einer Abtastfrequenz (fsampi ) erzeugt, einem Sendetaktoszillator (18), der ein Pulsrepetiersignal (SPRF) mit einer Pulsrepetierfrequenz (fPRF) erzeugt, einem Frequenzumsetzer (11), der mittels sequentieller Abtastung aus dem Pulsrepetiersignal (SPRF) und dem Abtastsignal (Ssampi) ein Differenzsignal (SDlff) mit einer Differenzfrequenz (fDlff) erzeugt, besteht und mit einer Regel-/ Auswerteeinheit (7), die anhand der Laufzeit der ausgesendeten hochfrequenten Sendesignale (Sτx) und der empfangenen hochfrequenten Reflexionssignale (SRX) den Füllstand (e) des Füllguts (3) im Behälter (4) bestimmt, dadurch gekennzeichnet, dass an der Regel-/Auswerteeinheit (7) ein externer Takteingang (25) vorgesehen ist, der mit einem ersten Taktausgang (26) des Abtasttaktoszillators (17) oder mit einem zweiten Taktausgang (27) des Sendetaktoszillators (18) über eine Taktleitung (24) verbunden ist, so dass die Taktung der Regel-/Auswerteeinheit (7) mit dem Abtastsignal (Ssampi) in der Abtastfrequenz (fsampi) oder dem Pulsrepetiersignal (S PRF) mit der Pulsrepetierfrequenz (fPRF) erfolgt.
[0002] 2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtasttaktoszillator (17) steuerbar ausgestaltet ist.
[0003] 3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Regelausgang (28) an der Regel-/ Auswerteeinheit (7) vorgesehen ist, durch den die Regel-/Auswerteeinheit (7) über eine Ansteuerungsleitung (30) den Abtasttaktoszillator (17) mit Hilfe eines Regeleingangs (29) an dem Abtasttaktoszillator (17) ansteuert oder triggert.
[0004] 4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass ein Integrierglied (10) in der Ansteuerungsleitung (30) zwischen dem Regeleingang (29) des Abtasttaktoszillators (17) und dem Regelausgang (28) der Regel- /Auswerteeinheit (7) vorgesehen ist, das aus den digitalen Regelausgangssignalen der Regel-/ Auswerteeinheit (7) einen entsprechenden In- tergralwert bildet.
[0005] 5. Vorrichtung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtasttaktoszillator (17) als ein spannungsgesteuerter Oszillator (VCO) ausgestaltet ist.
[0006] 6. Vorrichtung nach Anspruch 2, 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der
Abtasttaktoszillator (17) als ein numerisch gesteuerter Oszillator (NCO) ausgestaltet ist.
[0007] 7. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein hochgenauer, stabiler Oszillator mit einer stabilen Pulsrepetierfrequenz (fPRF) als Sendetaktoszillator (18) vorgesehen ist.
[0008] 8. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumsetzer (11) als ein analoger Mischer (12) ausgestaltet ist.
[0009] 9. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzumsetzer (11) als ein digitaler Mischer (13) ausgestaltet ist.
[0010] 10. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in der
Taktleitung (24) zwischen dem Takteingang (25) der Regel-/Auswerteeinheit (7) und dem ersten Taktausgang (26) des Abtasttaktoszillators (17) ein Teiler (22) oder ein Vervielfacher (23) ausgestaltet ist, der entsprechend der Einstellung die Abtastfrequenz (fsampi) des Abtastsignals (Ssampi) verändert.
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