EP2484183B1 - Elektronisches vorschaltgerät und verfahren zum betreiben mindestens einer entladungslampe - Google Patents

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EP2484183B1
EP2484183B1 EP10744908.4A EP10744908A EP2484183B1 EP 2484183 B1 EP2484183 B1 EP 2484183B1 EP 10744908 A EP10744908 A EP 10744908A EP 2484183 B1 EP2484183 B1 EP 2484183B1
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EP
European Patent Office
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electronic switch
electronic
switch
control device
coupled
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EP10744908.4A
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EP2484183A1 (de
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Arwed Storm
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Osram GmbH
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Osram GmbH
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Publication date
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/2825—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage
    • H05B41/2828—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices by means of a bridge converter in the final stage using control circuits for the switching elements

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for operating at least one discharge lamp having an input with a first and a second input terminal for coupling with a DC supply voltage, an output having a first and a second output terminal for coupling to the at least one discharge lamp, an inverter having a bridge circuit with at least a first and a second electronic switch and a control device for controlling at least the first and the second electronic switch such that the first and the second electronic switch are alternately turned on at a first frequency, the first and the second switch connected in series between the first and second input terminals are coupled, wherein the first electronic switch is coupled to the first input terminal and the second electronic switch is coupled to the second input terminal, wherein between the first and the second electronic switch, a first bridge center is formed, a current measuring device for measuring the current at least by the second electronic switch, a lamp inductor, which is serially coupled between the first bridge center and the first output terminal, at least one trapezoidal capacitor, which is parallel to a the two electronic switches is coupled and at least one coupling capacitor for coup
  • multi-lamp electronic ballasts electronic ballasts on the market, which are designed to operate different lamps, especially lamps of different power.
  • a problem in this context is to ensure a switch-relieved operation of the bridge circuit of the inverter at different loads.
  • switching during the conducting phase of the free-wheeling diode via the second electronic switch is ensured as follows: Using a half-bridge shunt resistor, the current in the lower bridge branch is measured. Falling below a negative threshold of this current is equated with the time at which the freewheeling diode of the lower switching element becomes conductive. This event triggers the switching on of the lower half-bridge switch and thus determines the dead time of the drive signals for the switches of the half-bridge.
  • the usually existing Resonant circuit can be designed with large resonance capacities.
  • this measure leads to increased reactive currents and thus to undesirably large losses in the inverter.
  • WO 2009/037613 A1 discloses an electronic ballast wherein the operating frequency is controlled.
  • the present invention is therefore based on the object of developing a generic electronic ballast or a generic method such that even with an operation of the electronic ballast in the vicinity of the phase jump at different connected loads a switch-unloaded operation can be provided with minimum losses.
  • the present invention is based on the finding that the above problem can be met if the frequency at which the switches of the half-bridge are operated is increased when a switching operation is detected after reaching the maximum dead time. By increasing this frequency, the operating frequency is shifted from inductive operation to a transient frequency between capacitive and inductive operation. This results in an increase of the negative current amplitude when taking over the current through the freewheeling diode of the lower switch. If the operating frequency of the two switches is increased so far that the specifiable negative threshold value of the current through the lower switch is exceeded again, so the known dead time control works again; a switch-unloaded operation of the switches of the inverter can be ensured.
  • Each of the two electronic switches comprises a control electrode, a working electrode and a reference electrode. It can now be provided that the path working electrode reference electrode is connected in parallel with a discrete diode as a freewheeling diode or that the freewheeling diode is a body diode of the electronic switch. The latter is the case, for example, when mosfet transistors are used as switches.
  • control device of an electronic ballast comprises a memory in which the predefinable period of time is stored. This opens up the possibility, in particular, of modifying these for specific lamps.
  • control device comprises a time-measuring device which is designed to determine the time duration after the blocking-end switching of the first electronic switch until the second electronic switch is turned on.
  • the control device is designed to carry out the following step: c1) If the measured time duration is equal to the predefinable time duration: Increase the first frequency by a predefinable step.
  • the control device is preferably designed to carry out the following step: c2) Repeat step c1) at any rate until the measured time duration is less than the predefinable time duration. This results in the sum that the operating frequency of the switches of the half-bridge is increased in predetermined stages until the dead time no longer corresponds to the maximum dead time. Since too much increase in the operating frequency of the switches of the half-bridge would reduce the power transferable to the lamp, this approach represents an optimal compromise between a switch-unloaded operation of the switches of the half-bridge and a maximum transmitted to the connected lamp power.
  • control device is designed to carry out the following step: d1) If the measured time duration is less than the predefinable time duration: decrease the first frequency by a predefinable step.
  • control device is preferably designed to carry out the following step: d2) Repeat step d1) until a predefinable value for the first frequency has been reached.
  • Fig. 1 shows a schematic representation of an embodiment of an electronic ballast according to the invention.
  • the invention is presented below using the example of an inverter with a half-bridge circuit, it will be obvious to a person skilled in the art that the principles according to the invention can also be applied to an inverter with a full-bridge circuit.
  • This in Fig. 1 illustrated electronic ballast has an input with a first E1 and a second input terminal E2 for coupling with a DC supply voltage.
  • this is the so-called intermediate circuit voltage U Zw , which is usually obtained from an AC line voltage.
  • This intermediate circuit voltage U Zw is applied to an inverter 10, comprising a first S1 and a second electronic switch S2 in a half-bridge arrangement.
  • a control device 12 is provided for controlling the switches S1, S2, a control device 12 is provided.
  • the control device 12 controls the switches S1, S2 in particular such that the first and the second switches S1, S2 are alternately turned on with a first frequency.
  • control device 12 is coupled to a current measuring device, which in the present case comprises a shunt resistor R S , which is arranged in series with the first switch S1.
  • the current flowing through the shunt resistor R S is denoted by I S.
  • the switches S1, S2 are designed as Mosfet, wherein for simplification of the following explanations, the respective body diode D1, D2, which acts here in each case as a freewheeling diode, is located.
  • a first half-bridge center HBM is formed, wherein the voltage dropping at the half-bridge center is designated U HBM .
  • a trapezoidal capacitor C t is coupled.
  • a lamp inductor ELF is coupled between the first half-bridge center HBM and a first output terminal A1 of the electronic ballast.
  • an output voltage U R is provided to a load R L , which in the present case comprises at least one discharge lamp.
  • a coupling capacitor C C is coupled.
  • Parallel to the series connection of the load R L and the coupling capacitor C C is a resonant capacitor C R coupled.
  • Fig. 2 shows a schematic representation of the dependence of the provided between the output terminals A1, A2 voltage U R of the operating frequency f R , with which the control device 12 controls the switches S1, S2, for two different loads R L.
  • Curve 1) represents a low-impedance load 1) (low burning voltage, low output power) with a resonant frequency f R1 , curve 2) a higher-impedance load 2) with a resonant frequency f R2 .
  • the frequency f R2 is greater than the frequency f R1 .
  • the frequency f o of the resonant circuit with the first-mentioned load (curve 1)) would be operated inductively, with the second-mentioned load (curve 2)) capacitive.
  • Fig. 3 shows the time courses of different sizes of the embodiment of Fig. 1 , It shows in particular the time course of the on and off state of the switch S2 (curve a)), the voltage U HBM (curve b)) and the on and off state of the switch S1 (curve c)).
  • phase 1 the switch S2 is on, that is conductive. This is the reason Potential at the half-bridge center on the potential of the intermediate circuit voltage U Zw .
  • the switch S1 is off during this time.
  • the current through the shunt resistor R S is also zero. In phase 1, therefore, the current flows through the switch S2, the inductor L R to the load R L.
  • phase 2 The transition to phase 2 is characterized in that the switch S2 goes into the off state, while the switch S1 is not yet turned on.
  • the current driven by the inductor L R thus flows from the trapezoidal capacitor C t through the inductor L R to the load R L.
  • the potential at the half-bridge center is linearly reduced to zero.
  • the beginning of phase 2 corresponds to the beginning of the dead time t dead .
  • phase 2 to phase 3 The transition from phase 2 to phase 3 is characterized in that the trapezoidal capacitor is discharged.
  • the freewheeling diode D1 becomes conductive and clamps the voltage at the half-bridge center to approximately -0.7 V.
  • the current now flows through the freewheeling diode D1, the inductor L R to the load R L. With reference to curve d), therefore, a negative current I S flows from the time when the freewheeling diode D1 has become conductive. If this reaches a Threshold I Thres , then this is used according to the prior art to trigger the switch-on of the switch S1.
  • the switch-on operation of the switch S1 represents the beginning of the phase 4.
  • the period between the beginning of the phase 2 and the end of the phase 3 represents the dead time t dead .
  • the phase 3 designates the time interval within which the switch S1 can be switched switched-off ,
  • the voltage U HBM dropping across the switch S1 is equal to zero within this period.
  • phase 4 the current now begins to flow through the switch S1, as a result of which the current flow in phase 4, see curve d), runs approximately sinusoidally until the switch S1 is switched off.
  • Fig. 4 shows a schematic representation of a signal flow graph for controlling the dead time t dead .
  • the method starts in step 100.
  • step 120 it is checked whether the dead time t dead measured by the time measuring device is equal to the predefinable time period t timeout .
  • step 140 the frequency f R , with which the switches of the half-bridge are operated, increased. Subsequently, step 120 is repeated. By the action of step 140, see Fig. 2 , the resonant frequency again shifted into the inductive range. This results in a larger negative current amplitude when taken over by the freewheeling diode, whereby the dead time control works again.
  • step 160 it is checked in step 160 whether the current operating frequency f R is greater than a nominal operating frequency f nom .
  • the nominal operating frequency f nom represents a minimum operating frequency of the electronic ballast. If it is determined that the current operating frequency f R is above the nominal operating frequency f nom , the operating frequency f R is reduced in step 180 and then branched back to the start.
  • step 160 if it is determined in step 160 that the nominal operating frequency f nom has been reached, then without a change in the current operating frequency f R, it is branched back to the start.
  • steps 160, 180 is of particular importance when initially a lamp with a higher operating voltage has been operated on the electronic ballast and its burning voltage has subsequently dropped, for example due to thermal effects. Without regulation to the nominal operating frequency f nom , the lamp would in this case be operated permanently at increased frequency and thus at reduced power.
  • the in Fig. 4 illustrated regulatory relationship on the one hand, a functioning of the dead time control, on the other hand, an operation of each connected to the electronic ballast lamp with the optimum operating frequency.
  • the increase of the half-bridge frequency can be digital, for example by digital PWM registers for the switch-on times of the switching elements, or analogously by an offset at the input of a VCO or CCO.
  • the trapezoidal capacitor C t and the coupling capacitor C C may also be located elsewhere.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Description

    Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe mit einem Eingang mit einem ersten und einem zweiten Eingangsanschluss zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung, einem Ausgang mit einem ersten und einem zweiten Ausgangsanschluss zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe, einem Wechselrichter mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten und einem zweiten elektronischen Schalter und einer Steuervorrichtung zur Ansteuerung zumindest des ersten und des zweiten elektronischen Schalters derart, dass der erste und der zweite elektronische Schalter abwechselnd mit einer ersten Frequenz leitend geschaltet werden, wobei der erste und der zweite Schalter seriell zwischen den ersten und den zweiten Eingangsanschluss gekoppelt sind, wobei der erste elektronische Schalter mit dem ersten Eingangsanschluss und der zweite elektronische Schalter mit dem zweiten Eingangsanschluss gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten und dem zweiten elektronischen Schalter ein erster Brückenmittelpunkt ausgebildet ist, einer Strommessvorrichtung zur Messung des Stroms zumindest durch den zweiten elektronischen Schalter, einer Lampendrossel, die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt und den ersten Ausgangsanschluss gekoppelt ist, zumindest einem Trapezkondensator, der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter gekoppelt ist und zumindest einem Koppelkondensator zum Ankoppeln der Last, wobei die Steuervorrichtung mit der Strommessvorrichtung gekoppelt ist und ausgelegt ist, den zweiten elektronischen Schalter leitend zu schalten und zwar entweder falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert des Stroms durch den zweiten elektronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters überschritten wird oder nach einer vorgebbaren Zeitdauer, falls der vorgebbare negative Schwellwert des Stroms durch den zweiten elektronischen Schalter nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters nicht überschritten wird. Sie betrifft überdies ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe.
    • Stand der Technik
  • Schon seit einiger Zeit sind unter der Bezeichung Multilampen-EVGs elektronische Vorschaltgeräte auf dem Markt, die zum Betrieb von unterschiedlichen Lampen, insbesondere von Lampen unterschiedlicher Leistung ausgelegt sind. Ein Problem in diesem Zusammenhang besteht darin, einen schaltentlasteten Betrieb der Brückenschaltung des Wechselrichters bei unterschiedlichen Lasten sicherzustellen.
  • In den nachfolgenden Ausführungen wird angenommen, dass der Wechselrichter mit einer Halbbrücke bestückt ist. Wie für den Fachmann ohne Weiteres erkennbar, sind die nachfolgenden Ausführungen auf Wechselrichter mit Schaltern in Vollbrückenanordnung übertragbar.
  • In einem aus dem Stand der Technik bekannten Controller für Entladungslampen der Firma Infineon wird ein Schalten während der Leitphase der Freilaufdiode über dem zweiten elektronischen Schalter wie folgt sichergestellt: Unter Verwendung eines Halbbrücken-Shunt-Widerstands wird der Strom im unteren Brückenzweig gemessen. Das Unterschreiten einer negativen Schwelle dieses Stroms wird dem Zeitpunkt gleichgesetzt, an dem die Freilaufdiode des unteren Schaltelements leitend wird. Dieses Ereignis triggert das Einschalten des unteren Halbbrückenschalters und bestimmt somit die Totzeit der Ansteuersignale für die Schalter der Halbbrücke.
  • Problematisch ist diese Regelung bei einem Betrieb der Brückenschaltung mit einer Frequenz unmittelbar oberhalb des Phasensprungs, das heißt oberhalb des Übergangs vom induktiven Betrieb zum kapazitiven Betrieb bei hohen Lasten. In dieser Betriebsart kann der verfügbare Strom für die Umladung des Trapezkondensators sehr gering sein. Dadurch besteht die Gefahr, dass die negative Schwelle des Stroms durch den Halbbrücken-Shunt-Widerstand nicht erreicht wird. Die aus dem Stand der Technik bekannte Totzeitregelung stellt in diesem Fall die maximale Totzeit, d.h. eine maximal vorgebbare Zeitdauer, ein. Dadurch wird der Schaltvorgang des unteren Halbbrückenschalters ausgeführt, nachdem der Stromfluss durch die Freilaufdiode bereits beendet wurde. Da zu diesem Zeitpunkt die Spannung über dem unteren Halbbrückenschalter ungleich Null ist, schaltet der untere Schalter der Halbbrücke nicht mehr schaltentlastet. Dies führt zu unerwünschten Schaltverlusten sowie zu einer Überbeanspruchung der beteiligten Transistoren. Letzteres resultiert unter anderem in einer Verkürzung der Lebensdauer derartiger elektronischer Vorschaltgeräte.
  • Um dennoch eine zuverlässige Schaltentlastung der Halbbrücke zu gewährleisten, kann der üblicherweise vorhandene Resonanzkreis mit großen Resonanz-Kapazitäten ausgelegt werden. Diese Maßnahme führt jedoch zu erhöhten Blindströmen und damit zu unerwünscht großen Verlusten im Wechselrichter.
  • WO 2009/037613 A1 offenbart ein elektronisches Vorschaltgerät, wobei die Betriebsfrequenz gesteuert wird.
    • Darstellung der Erfindung
  • Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde ein gattungsgemäßes elektronisches Vorschaltgerät beziehungsweise ein gattungsgemäßes Verfahren derart weiterzubilden, dass auch bei einem Betrieb des elektronischen Vorschaltgeräts in der Nähe des Phasensprungs bei unterschiedlichen angeschlossenen Lasten ein schaltentlasteter Betrieb bei möglichst geringen Verlusten bereitgestellt werden kann.
  • Diese Aufgabe wird gelöst durch ein elektronisches Vorschaltgerät mit den Merkmalen von Patentanspruch 1 sowie durch ein Verfahren mit den Merkmalen von Patentanspruch 11.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass dem obigen Problem begegnet werden kann, wenn bei Feststellung eines Schaltvorgangs nach Erreichen der maximalen Totzeit die Frequenz, mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht wird. Durch Erhöhen dieser Frequenz wird die Betriebsfrequenz ausgehend von einer Übergangsfrequenz zwischen kapazitivem und induktivem Betrieb in Richtung induktivem Betrieb verschoben. Dies resultiert in einer Vergrößerung der negativen Stromamplitude bei Übernahme des Stroms durch die Freilaufdiode des unteren Schalters. Wird die Betriebsfrequenz der beiden Schalter soweit erhöht, dass der vorgebbare negative Schwellwert des Stroms durch den unteren Schalter wieder überschritten wird, so funktioniert die bekannte Totzeitregelung wieder; ein schaltentlasteter Betrieb der Schalter des Wechselrichters kann sichergestellt werden.
  • Diese Lösung funktioniert ohne eine Vergrößerung der Kapazität des Resonanzkondensators und geht daher mit nahezu keinen zusätzlichen Verlusten einher.
  • Jeder der beiden elektronischen Schalter umfasst eine Steuerelektrode, eine Arbeitselektrode und eine Bezugselektrode. Es kann nun vorgesehen werden, dass der Strecke Arbeitselektrode-Bezugselektrode eine diskrete Diode als Freilaufdiode parallel geschaltet ist oder dass die Freilaufdiode eine Bodydiode des elektronischen Schalters darstellt. Letzteres ist beispielsweise der Fall, wenn als Schalter Mosfet-Transistoren verwendet werden.
  • Bevorzugt umfasst die Steuervorrichtung eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts einen Speicher, in dem die vorgebbare Zeitdauer abgelegt ist. Dies eröffnet insbesondere die Möglichkeit, diese ggf. lampenspezifisch zu modifizieren.
  • Weiterhin ist bevorzugt, wenn die Steuervorrichtung eine Zeitmessvorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die Zeitdauer nach dem Sperrend-Schalten des ersten elektronischen Schalters bis zum Leitend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters zu bestimmen.
  • Bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: c1) Falls die gemessene Zeitdauer gleich der vorgebbaren Zeitdauer ist: Erhöhe die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: c2) Wiederhole Schritt c1) jedenfalls solange, bis die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeitdauer ist. Dies resultiert in der Summe darin, dass die Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke in vorgebbaren Stufen solange erhöht wird, bis die Totzeit nicht mehr der maximalen Totzeit entspricht. Da eine zu weite Erhöhung der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke die auf die Lampe übertragbare Leistung reduzieren würde, stellt diese Vorgehensweise einen optimalen Kompromiss zwischen einem schaltentlasteten Betrieb der Schalter der Halbbrücke sowie einer maximal an die angeschlossene Lampe übertragenen Leistung dar.
  • Weiterhin bevorzugt ist die Steuervorrichtung zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: d1) Falls die gemessene Zeitdauer kleiner als die vorgebbare Zeitdauer ist: Erniedrige die erste Frequenz um einen vorgebbaren Schritt. Bevorzugt ist in diesem Zusammenhang die Steuervorrichtung weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt: d2) Wiederhole Schritt d1) solange, bis ein vorgebbarer Wert für die erste Frequenz erreicht ist. Diese Maßnahmen tragen insbesondere der Situation Rechnung, wenn zunächst eine Entladungslampe mit höherer Leistung bzw. höherer Brennspannung an den Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts angeschlossen wird, deren Brennspannung während des Betriebs infolge von Temperatureffekten wieder abnimmt. Würde die Betriebsfrequenz für die Schalter der Halbbrücke beibehalten, die sich beim Betrieb der Lampe mit höherer Leistung eingestellt hat, so würde weniger Leistung an die Lampe mit niedrigerer Brennspannung übertragen als tatsächlich möglich wäre. Durch das stufenweise Absenken der Betriebsfrequenz der Schalter der Halbbrücke kann sichergestellt werden, dass einerseits die Schalter schaltentlastet betrieben werden und dass andererseits eine maximale Leistung an die am Ausgang des elektronischen Vorschaltgeräts angeschlossene Entladungslampe übertragen wird. In diesem Zusammenhang können Algorithmen zur Wahl der Schrittweite implementiert sein, die ein nicht-schaltentlastetes Schalten der Schalter der Halbbrücke lediglich sehr selten provozieren, beispielsweise jeden 100sten oder 1000sten Schaltvorgang. Derart seltenes nicht-schaltentlastetes Schalten führt lediglich zu unrelevanten Verlusten, ermöglicht jedoch einen hinsichtlich der Leistungsübertragung optimierten Betrieb des elektronischen Vorschaltgeräts.
  • Weitere vorteilhafte Ausführungsformen ergeben sich aus den Unteransprüchen.
  • Die mit Bezug auf das erfindungsgemäße elektronische Vorschaltgerät vorgestellten bevorzugten Ausführungsformen und deren Vorteile gelten entsprechend, soweit anwendbar, für das erfindungsgemäße Verfahren.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
  • Im Nachfolgenden wird nunmehr ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
    • Fig. 1
    in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts;
    Fig. 2
    in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der Ausgangsspannung von der Betriebsfrequenz der Schalter des Wechselrichters für zwei unterschiedliche Lasten;
    Fig. 3
    den zeitlichen Verlauf verschiedener elektrischer Größen für das Ausführungsbeispiel von Fig. 1; und
    Fig. 4
    in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen eines Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Totzeitregelung.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Fig. 1 zeigt in schematischer Darstellung ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemäßen elektronischen Vorschaltgeräts. Wenngleich im Nachfolgenden die Erfindung am Beispiel eines Wechselrichters mit einer Halbbrückenschaltung vorgestellt wird, so ist für den Fachmann offensichtlich, dass die erfindungsgemäßen Prinzipien auch bei einem Wechselrichter mit Vollbrückenschaltung anwendbar sind.
  • Das in Fig. 1 dargestellte elektronische Vorschaltgerät weist einen Eingang mit einem ersten E1 und einem zweiten Eingangsanschluss E2 auf zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung. Vorliegend ist dies die so genannte Zwischenkreisspannung UZw, die üblicherweise aus einer Netzwechselspannung gewonnen wird. Diese Zwischenkreisspannung UZw wird an einen Wechselrichter 10 angelegt, der einen ersten S1 und einen zweiten elektronischen Schalter S2 in Halbbrückenanordnung umfasst. Zur Ansteuerung der Schalter S1, S2 ist eine Steuervorrichtung 12 vorgesehen. Die Steuervorrichtung 12 steuert die Schalter S1, S2 insbesondere derart, dass der erste und der zweite Schalter S1, S2 abwechselnd mit einer ersten Frequenz leitend geschaltet werden. Zu diesem Zweck ist die Steuervorrichtung 12 mit einer Strommessvorrichtung gekoppelt, die vorliegend einen Shunt-Widerstand RS umfasst, der seriell zum ersten Schalter S1 angeordnet ist. Der durch den Shunt-Widerstand RS fließende Strom ist mit IS bezeichnet. Die Schalter S1, S2 sind als Mosfet ausgebildet, wobei zur Vereinfachung der nachfolgenden Erklärungen die jeweilige Bodydiode D1, D2, die hier jeweils als Freilaufdiode wirkt, eingezeichnet ist.
  • Zwischen den Schaltern S1, S2 ist ein erster Halbbrückenmittelpunkt HBM ausgebildet, wobei die am Halbbrückenmittelpunkt abfallende Spannung mit UHBM bezeichnet ist. Parallel zum unteren Halbbrückenzweig ist ein Trapezkondensator Ct gekoppelt. Zwischen den ersten Halbbrückenmittelpunkt HBM und einen ersten Ausgangsanschluss A1 des elektronischen Vorschaltgeräts ist eine Lampendrossel ELF gekoppelt. Zwischen den ersten Ausgangsanschluss A1 und einen zweiten Ausgangsanschluss A2, der hier einen zweiten Halbbrückenmittelpunkt darstellt, wird eine Ausgangsspannung UR an eine Last RL bereitgestellt, die vorliegend mindestens eine Entladungslampe umfasst. Zwischen den zweiten Ausgangsanschluss A2 und das Bezugspotenzial, dargestellt durch den Anschluss E2, ist ein Koppelkondensator CC gekoppelt. Parallel zur Serienschaltung der Last RL und dem Koppelkondensator CC ist ein Resonanzkondensator CR gekoppelt.
  • Fig. 2 zeigt in schematischer Darstellung die Abhängigkeit der zwischen den Ausgangsanschlüssen A1, A2 bereitgestellten Spannung UR von der Betriebsfrequenz fR, mit der die Steuervorrichtung 12 die Schalter S1, S2 ansteuert, für zwei unterschiedliche Lasten RL. Kurvenzug 1) repräsentiert eine niederohmige Last 1) (geringe Brennspannung, geringe Ausgangsleistung) mit einer Resonanzfrequenz fR1, Kurvenzug 2) eine höherohmige Last 2) mit einer Resonanzfrequenz fR2. Wie deutlich zu erkennen, ist die Frequenz fR2 größer als die Frequenz fR1. Im Betrieb mit der Frequenz fo würde der Resonanzkreis mit der erstgenannten Last (Kurvenzug 1)) induktiv betrieben, mit der zweitgenannten Last (Kurvenzug 2)) kapazitiv.
  • Fig. 3 zeigt die zeitlichen Verläufe verschiedener Größen des Ausführungsbeispiels von Fig. 1. Sie zeigt insbesondere den zeitlichen Verlauf des Ein- und Ausschaltzustands des Schalters S2 (Kurvenzug a)), der Spannung UHBM (Kurvenzug b)) sowie des Ein- und Ausschaltzustands des Schalters S1 (Kurvenzug c)). Darüber hinaus ist der Verlauf des Stroms IS dargestellt und zwar zunächst für einen induktiven Betrieb (fR=fR2) bei Last 1) (Kurvenzug d)), für einen kapazitiven Betrieb im Phasensprung bei Last 2) (fR=fR2) (Kurvenzug e)), sowie für dieselbe Last wie Kurvenzug e), jedoch nunmehr bei Betrieb mit einer Frequenz fR größer fR2 (Kurvenzug f)).
  • Die jeweiligen zeitlichen Verläufe sind gegliedert in vier unterschiedliche Phasen. In der Phase 1 ist der Schalter S2 ein, also leitend. Dadurch befindet sich das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf dem Potenzial der Zwischenkreisspannung UZw. Der Schalter S1 ist während dieser Zeit aus. Der Strom durch den Shunt-Widerstand RS ebenfalls Null. In Phase 1 fließt demnach der Strom über den Schalter S2, die Drossel LR zur Last RL.
  • Der Übergang zur Phase 2 ist dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter S2 in den Aus-Zustand übergeht, während der Schalter S1 jedoch noch nicht eingeschaltet wird. Der von der Drossel LR weiterhin getriebene Strom fließt demnach aus dem Trapezkondensator Ct durch die Drossel LR zur Last RL. Das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt wird linear auf Null abgebaut. Der Beginn der Phase 2 entspricht dem Beginn der Totzeit tdead.
  • Der Übergang von Phase 2 auf Phase 3 ist dadurch gekennzeichnet, dass der Trapez-Kondensator entladen ist. Die Freilaufdiode D1 wird leitend und klemmt die Spannung am Halbbrückenmittelpunkt auf circa -0,7 V. Der Strom fließt nunmehr über die Freilaufdiode D1, die Drossel LR zur Last RL. Mit Bezug auf Kurvenzug d) fließt demnach ein negativer Strom IS ab dem Zeitpunkt, ab dem die Freilaufdiode D1 leitend geworden ist. Erreicht dieser eine Schwelle IThres, so wird dies gemäß dem Stand der Technik verwendet, um den Einschaltvorgang des Schalters S1 auszulösen. Der Einschaltvorgang des Schalters S1 stellt den Beginn der Phase 4 dar. Der Zeitraum zwischen dem Beginn der Phase 2 und dem Ende der Phase 3 stellt die Totzeit tdead dar. Die Phase 3 bezeichnet das Zeitintervall, innerhalb dessen der Schalter S1 schaltentlastet geschaltet werden kann. Die über dem Schalter S1 abfallende Spannung UHBM ist innerhalb dieses Zeitraums gleich Null.
  • In der Phase 4 beginnt nun der Strom durch den Schalter S1 zu fließen, wodurch der Stromfluss in der Phase 4, siehe Kurvenzug d), bis zum Abschalten des Schalters S1 näherungsweise sinusförmig verläuft.
  • Die mit jeweiligem hochgestellten Strich gekennzeichneten Kurvenverläufe ergeben sich bei einer Vergrößerung der Last RL, d.h. mit Bezug auf Fig. 2 bei Last 2). Demnach fällt nach einem Ausschaltvorgang des Schalters S2 das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt deutlich langsamer, siehe U'HBM in Kurvenzug b). Zum Zeitpunkt, zu dem die Spannung U'HBM das Massepotenzial erreicht, ist der negative Strompeak des Stroms I's, siehe Kurvenzug e), jedoch nicht negativ genug, um den Schwellwert IThres zu erreichen. Dadurch wird ein Schaltvorgang des Schalter S1, siehe den Verlauf S1' in Kurvenzug c), erst nach Erreichen der maximalen vorgebbaren Zeitdauer ttimeout ausgelöst.
  • Beim Einschalten des Schalters S1, siehe Verlauf S1', tritt nun ein nadelförmiger Strom I'S auf, der aus der Entladung des Trapezkondensators Ct herrührt. Da zu diesem Zeitpunkt U'HBM nicht mehr gleich Null ist, wird der Schalter S1 nicht schaltentlastet geschaltet.
  • Während Kurvenzug d) und e), wie erwähnt, bei einer ersten Betriebsfrequenz fR gleich fR2 für die Schalter der Halbbrücke aufgezeichnet wurden, wird nunmehr für Kurvenzug f) eine zweite Betriebsfrequenz fR größer fR2 gewählt. Durch die Erhöhung der Frequenz fR steigt der negative Stromimpuls zu dem Zeitpunkt, zu dem das Potenzial am Halbbrückenmittelpunkt auf Null geht, an, vergleiche Kurvenzug f) mit Kurvenzug e). Die Schwelle IThres wird wieder erreicht und ein schaltentlastetes Einschalten des Schalters S1 ermöglicht.
  • Fig. 4 zeigt in schematischer Darstellung einen Signalflussgrafen zur Regelung der Totzeit tdead. Das Verfahren startet im Schritt 100. Im Schritt 120 wird geprüft, ob die mittels der Zeitmessvorrichtung gemessene Totzeit tdead gleich der vorgebbaren Zeitdauer ttimeout ist.
  • Ist dies der Fall, so wird im Schritt 140 die Frequenz fR, mit der die Schalter der Halbbrücke betrieben werden, erhöht. Anschließend wird Schritt 120 wiederholt. Durch die Maßnahme von Schritt 140 wird, siehe Fig. 2, die Resonanzfrequenz wieder weiter in den induktiven Bereich verschoben. Dies resultiert in einer größeren negativen Stromamplitude bei einer Übernahme durch die Freilaufdiode, wodurch die Totzeitregelung wieder funktioniert.
  • Wird im Schritt 120 jedoch festgestellt, dass die Totzeit tdead kleiner als die vorgegebene Zeitdauer ttimeout ist, so wird in Schritt 160 geprüft, ob die aktuelle Betriebsfrequenz fR größer als eine nominale Betriebsfrequenz fnom ist. Die nominale Betriebsfrequenz fnom stellt eine minimale Betriebsfrequenz des elektronischen Vorschaltgeräts dar. Wird festgestellt, dass die aktuelle Betriebsfrequenz fR über der nominalen Betriebsfrequenz fnom liegt, so wird im Schritt 180 die Betriebsfrequenz fR reduziert und anschließend zum Start zurückverzweigt.
  • Wird in Schritt 160 jedoch festgestellt, dass die nominale Betriebsfrequenz fnom erreicht wurde, so wird ohne eine Änderung der aktuellen Betriebsfrequenz fR zum Start zurückverzweigt.
  • Die Ausführung der Schritte 160, 180 ist insbesondere von Bedeutung, wenn zunächst eine Lampe mit einer höheren Brennspannung an dem elektronischen Vorschaltgerät betrieben wurde und deren Brennspannung anschließend, beispielsweise durch thermische Effekte, abgesunken ist. Ohne eine Regelung auf die nominale Betriebsfrequenz fnom würde die Lampe in diesem Fall dauerhaft bei erhöhter Frequenz und somit bei reduzierter Leistung betrieben werden. So ermöglicht der in Fig. 4 dargestellte Regelungszusammenhang zum einen ein Funktionieren der Totzeitregelung, zum anderen einen Betrieb jeder an das elektronische Vorschaltgerät angeschlossenen Lampe mit der optimalen Betriebsfrequenz.
  • Das jeweilige Erreichen der vorgebbaren Zeitdauer ttimeout lässt sich besonders einfach digital erfassen. Die Erhöhung der Halbbrückenfrequenz kann je nach Implementation digital erfolgen, beispielsweise durch digitale PWM-Register für die Einschaltzeiten der Schaltelemente, oder analog durch einen Offset am Eingang eines VCO oder CCO.
  • Der in Fig. 4 dargestellt Ablauf sollte allerdings ausschließlich im Brennbetrieb und nicht während der Vorheizung oder der Zündung der Entladungslampe aktiviert werden, um ungewollte Wechselwirkungen mit anderen Schutzund Regelmechanismen zu vermeiden.
  • Wie für den Fachmann offensichtlich, kann der Trapezkondensator Ct und der Koppelkondensator CC auch an anderer Stelle angeordnet sein. Überdies können auch mehrere Trapezkondensatoren und Koppelkondensatoren, wie für den Fachmann offensichtlich, vorgesehen sein.

Claims (11)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät zum Betreiben mindestens einer Entladungslampe (RL), mit
    - einem Eingang mit einem ersten (E1) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung (UZw);
    - einem Ausgang mit einem ersten (A1) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (RL);
    - einem Wechselrichter (10) mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (S1) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2) und einer Steuervorrichtung (12) zur Ansteuerung zumindest des ersten (S1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) derart, dass der erste (S1) und der zweite elektronische Schalter (S2) abwechselnd mit einer ersten Frequenz (fR) leitend geschaltet werden, wobei der erste (S1) und der zweite Schalter (S2) seriell zwischen den ersten (E1) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt sind, wobei der zweite elektronische Schalter (S2) mit dem ersten Eingangsanschluss (E1) und der erste elektronische Schalter (S1) mit dem zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (E2) und dem zweiten elektronischen Schalter (E1) ein erster Brückenmittelpunkt (HBM) ausgebildet ist;
    - einer Strommessvorrichtung (RS) zur Messung des Stroms (IS) zumindest durch den ersten elektronischen Schalter (S1);
    - einer Lampendrossel (LR), die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (A1) gekoppelt ist;
    - zumindest einem Trapezkondensator (Ct), der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter (S1; S2) gekoppelt ist; und
    - zumindest einem Koppelkondensator (CC) zum Ankoppeln der Last;
    wobei die Steuervorrichtung (12) mit der Strommessvorrichtung (RS) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den ersten elektronischen Schalter (S1) leitend zu schalten,
    a) falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den ersten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (S2) überschritten wird; oder
    b) falls der vorgebbare negative Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den ersten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (S2) nicht überschritten wird: nach einer vorgebbaren Zeitdauer (ttimeout);
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) ausgelegt ist, im Fall b) die erste Frequenz (fR) zu erhöhen.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass jeder der beiden elektronischen Schalter (S1, S2) eine Steuerelektrode, eine Arbeitselektrode und eine Bezugselektrode umfasst, wobei der Strecke Arbeitselektrode - Bezugselektrode eine Freilaufdiode (D2, D1) parallel geschaltet ist.
  3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Freilaufdiode (D2, D1) eine Bodydiode des elektronischen Schalters (S2, S1) darstellt.
  4. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Freilaufdiode (D2, D1) eine diskrete Diode darstellt.
  5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) einen Speicher umfasst, in dem die vorgebbare Zeitdauer (ttimeout) abgelegt ist.
  6. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) eine Zeitmessvorrichtung umfasst, die ausgelegt ist, die Zeitdauer nach dem Sperrend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (S2) bis zum Leitend-Schalten des ersten elektronischen Schalters (S1) zu bestimmen.
  7. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 6,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
    c1) falls die gemessene Zeitdauer (tdead) gleich der
    vorgebbaren Zeitdauer (ttimeout) ist (Schritt 120) :
    Erhöhe die erste Frequenz (fR) um einen vorgebbaren Schritt (Schritt 140).
  8. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 7,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
    c2) Wiederhole Schritt c1) jedenfalls solange, bis die
    gemessene Zeitdauer (tdead) kleiner als die vorgebbare Zeitdauer (ttimeout) ist.
  9. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 7 oder 8,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
    d1) falls die gemessene Zeitdauer (tdead) kleiner als
    die vorgebbare Zeitdauer (ttimeout) ist (Schritt 160):
    Erniedrige die erste Frequenz (fR) um einen vorgebbaren Schritt (Schritt 180).
  10. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 9,
    dadurch gekennzeichnet,
    dass die Steuervorrichtung (12) weiterhin zur Durchführung des folgenden Schritts ausgelegt ist:
    d2) Wiederhole Schritt d1) solange, bis ein vorgebbarer Wert für die erste Frequenz (fR) erreicht ist.
  11. Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (RL) an einem elektronischen Vorschaltgerät mit einem Eingang mit einem ersten (E1) und einem zweiten Eingangsanschluss (E2) zum Koppeln mit einer Versorgungsgleichspannung (UZw); einem Ausgang mit einem ersten (A1) und einem zweiten Ausgangsanschluss (A2) zum Koppeln mit der mindestens einen Entladungslampe (RL); einem Wechselrichter (10) mit einer Brückenschaltung mit mindestens einem ersten (S1) und einem zweiten elektronischen Schalter (S2) und einer Steuervorrichtung (12) zur Ansteuerung zumindest des ersten (S1) und des zweiten elektronischen Schalters (S2) derart, dass der erste (S1) und der zweite elektronische Schalter (S2) abwechselnd mit einer ersten Frequenz (fR) leitend geschaltet werden, wobei der erste (S1) und der zweite Schalter (S2) seriell zwischen den ersten (E1) und den zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt sind, wobei der zweite elektronische Schalter (S2) mit dem ersten Eingangsanschluss (E1) und der erste elektronische Schalter (S1) mit dem zweiten Eingangsanschluss (E2) gekoppelt ist, wobei zwischen dem ersten (S1) und dem zweiten elektronischen Schalter (S2) ein erster Brückenmittelpunkt (HBM) ausgebildet ist; einer Strommessvorrichtung (RS) zur Messung des Stroms (IS) zumindest durch den ersten elektronischen Schalter (S1); einer Lampendrossel (LR), die seriell zwischen den ersten Brückenmittelpunkt (HBM) und den ersten Ausgangsanschluss (A1) gekoppelt ist; zumindest einem Trapezkondensator (Ct), der parallel zu einem der beiden elektronischen Schalter (S1; S2) gekoppelt ist; und zumindest einem Koppelkondensator (CC), zum Ankoppeln der Last; wobei die Steuervorrichtung (12) mit der Strommessvorrichtung (RS) gekoppelt ist und ausgelegt ist, den ersten elektronischen Schalter (S1) leitend zu schalten,
    a) falls ein vorgebbarer negativer Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den ersten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (S2) überschritten wird; oder
    b) falls der vorgebbare negative Schwellwert (IThres) des Stroms (IS) durch den ersten elektronischen Schalter (S1) nach dem Sperrend-Schalten des zweiten elektronischen Schalters (S2) nicht überschritten wird: nach einer vorgebbaren Zeitdauer (ttimeout);
    gekennzeichnet durch folgenden Schritt:
    Erhöhen der ersten Frequenz (fR) im Fall b) (Schritt 140).
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