EP2517199A2 - Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe - Google Patents

Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe

Info

Publication number
EP2517199A2
EP2517199A2 EP10801652A EP10801652A EP2517199A2 EP 2517199 A2 EP2517199 A2 EP 2517199A2 EP 10801652 A EP10801652 A EP 10801652A EP 10801652 A EP10801652 A EP 10801652A EP 2517199 A2 EP2517199 A2 EP 2517199A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
signal
block
gain
original
restored
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP10801652A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Frédéric AMADU
Thomas Esnault
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Arkamys SA
Original Assignee
Arkamys SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Arkamys SA filed Critical Arkamys SA
Publication of EP2517199A2 publication Critical patent/EP2517199A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G10—MUSICAL INSTRUMENTS; ACOUSTICS
    • G10L—SPEECH ANALYSIS TECHNIQUES OR SPEECH SYNTHESIS; SPEECH RECOGNITION; SPEECH OR VOICE PROCESSING TECHNIQUES; SPEECH OR AUDIO CODING OR DECODING
    • G10L19/00—Speech or audio signals analysis-synthesis techniques for redundancy reduction, e.g. in vocoders; Coding or decoding of speech or audio signals, using source filter models or psychoacoustic analysis
    • G10L19/008—Multichannel audio signal coding or decoding using interchannel correlation to reduce redundancy, e.g. joint-stereo, intensity-coding or matrixing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S1/00—Two-channel systems
    • H04S1/007—Two-channel systems in which the audio signals are in digital form
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S2420/00—Techniques used stereophonic systems covered by H04S but not provided for in its groups
    • H04S2420/03—Application of parametric coding in stereophonic audio systems
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S2420/00—Techniques used stereophonic systems covered by H04S but not provided for in its groups
    • H04S2420/07—Synergistic effects of band splitting and sub-band processing
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04S—STEREOPHONIC SYSTEMS 
    • H04S5/00—Pseudo-stereo systems, e.g. in which additional channel signals are derived from monophonic signals by means of phase shifting, time delay or reverberation 

Definitions

  • the invention relates to a method for encoding / decoding a digital stream of stereo sound as well as the device consisting of an encoder and an associated decoder.
  • the object of the invention is in particular to improve a standard encoder / decoder (coded) type system for coding and decoding a stereo digital audio stream.
  • the invention finds a particularly advantageous application in the field of codecs for the compression of stereo audio signals such as, for example, MP3-type codecs.
  • codecs for the compression of stereo audio signals
  • MP3-type codecs such as, for example, MP3-type codecs.
  • the invention could also be used with any type of codec adapted for encoding and decoding two digital sound signals.
  • MP3 or other type digital codecs formed by a standard encoder which makes it possible to encode, according to a known encoding protocol, digital stereo sound signals, for example in the WAVE format, to transform them into encoded stereo signals.
  • a standard decoder that decodes, according to a known decoding protocol, the encoded stereo signals to transform them into digital stereo signals, for example in the WAVE format.
  • the encoding consists of a compression of the stereo signals
  • the decoding consists of a decompression of the compressed stereo signals.
  • N is generally 64 or 128).
  • N is generally 64 or 1228.
  • the device comprises a so-called pre-processing module associated with the standard encoder acting before the encoding which combines the stereo signals to transform them into a single combined signal.
  • the invention also comprises a post-processing module associated with the decoder acting after decoding of the compressed signal which makes it possible to generate the two audio signals from the single combined signal created by the preprocessing module.
  • This post-processing module has the function of generating two sound signals (right and left) decorrelated with respect to one another from the decompressed combined signal.
  • the decoder can detect whether it is a stream encoded by the method according to the invention or a standard stream not encoded by the invention, we add a metadata in the frame encoder encoded data that indicates the activation or not of the method according to the invention.
  • the location of this metadata in the frame encoded by the encoder may vary depending on the standard encoding used.
  • the invention therefore relates to a method of encoding and decoding a digital audio signal composed of a signal of its original right and a signal of its original left, characterized in that it comprises the steps following:
  • the signal of its original right and the signal of its original left are combined to obtain a single combined signal
  • the combined signal is encoded by means of a standard encoder to obtain a compressed combined signal
  • the compressed combined signal is decoded by means of a standard decoder to obtain a decompressed combined signal
  • a signal of its restored right is generated and a signal of its left restored uncorrelated one relative to the other corresponding respectively to the signal of its original right and to the signal of its original left.
  • a point-to-point weighted sum of the samples of the signal of its original right is performed in the time domain. signal from his original left.
  • the combined decompressed signal is input to a first and a second elementary block, the output signal of these blocks respectively corresponding to the electrical signal of its restored right and the electrical signal of its left restored, the output signal of each block being the combination of the input signal of the block weighted by a first gain, and the combination of the output signal of the weighted block by a second gain and input signals of the delayed block by a delay line.
  • s1 (n) e1 (n) .g1 + s1 (n-D1) .g2 + e1 (n-D1)
  • g1, g2 being respectively the values of the first gain and the second gain of the first block
  • D1 being the value of the number of delay samples introduced by the delay line
  • s2 (n) e2 (n) .g3 + s2 (n-D2) .G4 + e2 (n-D2)
  • s2 being the output signal of the second block corresponding to the other signal of its output (right if s1 corresponds to the left or left if s1 corresponds to the right), g3, g4 being respectively the values of the first gain and the second gain of the second block,
  • the gain values within a block are opposite to each other, the value of the first gain being opposite to the value of the second gain.
  • the gain values of the first block are opposite with respect to the gain values of the second block, the value of the first gain of the first block being opposite to the value of the first gain of the second block; while the value of the second gain of the first block is opposite to the value of the second gain of the second block.
  • the gain values of the first and second elementary blocks have the same absolute value.
  • the first gain of the first block and the second gain of the second block are equal to g; while the second gain of the first block and the first gain of the second block are worth -g.
  • the delay introduced by the line of the first block and the delay by the line of the second block are equal, [018] According to one implementation, the combined uncompressed signal is first filtered. using a high-pass filter and only apply the filtered high-frequency part to the input of the elementary blocks.
  • the low frequency part of the decompressed combined signal is filtered
  • the low frequency part thus filtered is delayed by a third delay with the aid of a third delay line
  • the low frequency part thus delayed is summed with the output signals of the elementary blocks obtained from the high frequency part in order to obtain the signal of its restored right and the signal of its left restored.
  • the output signals of each elementary block are filtered in gain and phase by means of parametric filtering cells to modify the sound perception of these output signals.
  • a metadata is added to the encoded data frame by the encoder which indicates whether or not the step of combining the original right and left signals into a single combined signal.
  • the isolated part is frequently duplicated using a non-linear processor which creates the high frequency harmonics of the isolated signal to obtain a duplicated signal,
  • a second band pass filter is applied to the duplicated signal to obtain a high frequency component
  • the high frequency component thus created is combined with the signal of its restitution previously delayed by a delay cell, and
  • an augmented restituted signal comprising a low frequency component and a recreated high frequency component
  • the invention furthermore relates to a digital flow encoder used with the decoder according to the invention for implementing the method of encoding and decoding a digital audio signal composed of a signal of its original right. and a signal of its left original according to the invention, characterized in that it comprises:
  • pre-processing means able to combine, before encoding, the signal of its original right and the signal of its original left to obtain a single combined signal, and a standard encoder capable of encoding the combined signal to obtain a compressed combined digital signal.
  • the invention also relates to a digital flow decoder used with the encoder according to the invention for implementing the method of encoding and decoding a digital audio signal composed of a signal of its original right and of a signal of its left original according to the invention, characterized in that it comprises:
  • a post-processing module capable of generating, after decoding, from the decompressed combined signal, a signal of its restored right and a signal of its left restored uncorrelated with respect to the other respectively corresponding to the signal of its original right and the signal of his original left.
  • an acute generation module comprising:
  • a first bandpass-type filter for isolating the part of the highest frequency of the signal from its output
  • a non-linear processor which creates the high frequency harmonics of the isolated signal to duplicate the isolated part frequently to obtain a duplicated signal
  • the upper and lower terminals of the bandpass filter are a function of the compression ratio applied by the method.
  • Figure 1 a schematic representation of a coding / decoding device according to the invention
  • Figure 2 a graphical representation of the original stereo signals and the signal from a particular non-limiting combination of these signals by the preprocessing module
  • Figure 3 a schematic representation of the blocks forming the post-processing module according to the invention
  • Figure 4 a schematic representation of the blocks forming the post-processing module in an improvement of the invention
  • Figure 5 a schematic representation of a frame encoded by a standard encoder showing a metadata introduced by the method according to the invention
  • Figure 6 a schematic representation of a high frequency component generation module for the decoded stereo signals to be broadcast
  • FIGS. 7a-7e very schematic representations of the signals observable during use of the high frequency component generation module of FIG. 6.
  • Figure 1 shows a coding / decoding device 1 according to the invention comprising an encoder 2 according to the invention formed by a preprocessing module 3 associated with a standard encoder 5.
  • the encoder 5 may for example be an mp3 type digital audio encoder such as for example the LAME encoder or an encoder for encoding sound streams for digital television.
  • the device 1 according to the invention comprises a decoder 7 according to the invention formed by a standard decoder 8 and a 9 postprocessing module associated therewith.
  • the decoder 8 may for example be an MP3-type decoder integrated with a digital music player or an audio decoder integrated into a digital set-top box.
  • a stereo signal formed by an SDO signal of its original right and a signal S G o of its original left is applied to the input of the preprocessing module 3.
  • the signals of its right S D o and left S G o originals are sampled and quantized signals.
  • the module 3 performs the combination of the SDO signal and the SGO signal, so as to obtain at its output a combined signal Se only.
  • the signals S D o and S G o are weighted by a coefficient 0.5 and then summed sample by sample to generate Se-
  • the combined signal Se is applied to the input of the encoder 5 which compresses the signal S G according to a known compression protocol so as to obtain a combined compressed signal Sec- This Sec signal may for example be transmitted on any type of signal. wired media, radio, or other or even saved on a digital storage medium such as a CD or USB type memory.
  • a digital storage medium such as a CD or USB type memory.
  • the compressed combined signal S C c is applied to the input of the decoder 8 which decompresses it, according to a known decompression protocol, so as to obtain a decompressed combined signal S C D-
  • the signal SCD is then applied to the input of the post-processing module 9 comprising, as shown in FIG. 3, a signal decorrelation module 11 which makes it possible to create, from the signal SCD, two decorrelated signals. one with respect to the other: the signal of his right reconstituted SD and the signal of his left reconstituted S G R corresponding to the signal of his right and left original S D o and SQO-
  • the decorrelation module 1 1 is formed of two elementary input units 13.1-13.2 from which the decompressed combined signal S C D is applied, the output of these blocks 13.1, 13.2 respectively corresponding to the signal of its right. restored SDR and the signal of his left restored SGR.
  • the output signal if (resp. S 2) of each block 13.1 (resp. 13.2) is a function of the combination of the input signal ei (resp. E 2) of the block weighted by a first gain gi (resp.
  • the input signal ei, e 2 is applied at the input of a first adder 16.1, 16.2 and applied to an input of a second adder 17.1, 17.2 after have been multiplied by the first gain gi, g 3 .
  • the output signal if, s 2 of the block is applied to another input of the first summer 16.1, 16.2 after having been multiplied by the second gain g 2 , g 4 , the output signal of the first summer 16.1, 16.2 being applied as input the delay line 14.1, 14.2.
  • the output signal of the delay line 14.1, 14.2 is applied to another input of the second adder 17.1, 17.2, the output signal of this second adder 17.1, 17.2 corresponding to the output signal if, s 2 of the block and therefore to the signal of its right SDR OR left SGR restored.
  • gi, g 2 being respectively the values of the first gain and the second gain of the first block 13.
  • D1 being the value of the number of delay samples introduced by the delay line 14.1.
  • s 2 (n) e 2 (n) .g 3 + s 2 (n-D 2 ) .g 4 + e 2 (n-D 2 )
  • s 2 being the output signal of the second block 13.2 corresponding to the other signal of its restituted (right if if corresponds to the left or left if if corresponds to the right),
  • g3, g 4 being respectively the values of the first gain and the second gain of the second block 13.2
  • D2 being the value of the number of delay samples introduced by the delay line 14.2.
  • the first gain gi (respectively g 3 ) and the second gain g 2 (respectively g) have opposite values one compared to each other.
  • Each block 13.1, 13.2 then behaves as an all-pass type filter that does not change the gain of the input signal e- ⁇ , e 2 but only its phase.
  • the gains gi, g 2 of the first block 13.1 and the gains g3, g 4 of the second block 3.2 preferably have opposite values from each other.
  • the value of the first gain gi of the first block 13.1 is opposite to the value of the first gain g 3 of the second block 13.2; while the value of the second gain g 2 of the first block 13.1 is opposite to the value of the second gain g 4 of the second block 13.2.
  • the first gain gi of the first block 13.1 and the second gain g 4 of the second block 13.2 have a value g; while the second gain g 2 of the first block 13.1 and the first g 3 gain of the second block 13.2 has a value -g.
  • the delays D1, D2 introduced by the delay line 14.1 of the first elementary block 13.1 and the delay line 14.2 of the second elementary block 13.2 are equal. However, it would be possible to choose delays D1, D2 having different durations. 1
  • g 0.4 and a delay of D1 and D2 of 176 samples, such values making it possible to obtain a good sound reproduction.
  • a stage 19 consisting of two low pass filters 20 and a high pass 21 is used to separate the low frequency part of the high frequency part of the decompressed combined signal SCD.
  • the cutoff frequencies of the low frequency filter 20 and the high frequency filter 21 are of the order of 350 Hz.
  • the low frequency part of the signal S C D is applied at the input of a third delay line 23 and the low frequency part thus delayed is summed, if necessary after weighting by a gain g 7 , with the output signals if, S2 of the elementary blocks, so as to obtain signals of
  • the delay D3 applied by the third delay line 23 is 176 samples (with a sampling frequency of 44.1 kHz).
  • parametric equalizing cells 25.1, 25.2 are connected at the output of each elementary block 13.1, 13.2 before summation with the delayed low frequency part. These cells 25.1, 25.2 have the effect of modifying the perception of the output signals if, S2 of these blocks 13.1, 13.2, because even if the signals si, s 2 have substantially identical levels, there are differences in their perception of because of the decorrelation they have with respect to each other. Consequently, it may be useful to modify these signals perceptively to
  • cells 25.1, 25.2 equalizing each comprise a filter 26.1, 26.2 whose gain and phase can be adjusted according to different frequency bands of the s- ⁇ signals s 2 and a gain g 5 , g 6 which acts over the entire spectrum of signals if, s 2 .
  • These gain and phase parameters are adapted by sound engineers in particular according to the intended application.
  • a metadata M is added in the data frame encoded by the encoder 5 which indicates the activation or not of the method according to the invention.
  • This metadata M is of static type, that is to say that it can for example take only two different values, so that when the decoder 7 detects in the encoded frame the first value (for example 1) corresponding to the activation of the preprocessing module 3, it activates the post-processing module 9; and when the decoder 7 detects in the encoded frame the second value corresponding to the deactivation of the preprocessing module 3, it inhibits the post-processing module 9 and conventionally uses the standard decoder 8 to decode the stereo signal on the two right and left channels.
  • the SDO and SGO signals are directly applied to the input of the standard encoder 5 for a conventional encoding, then transmitted to the decoder 8, and then decoded in a conventional manner by the decoder 8 to obtain a left signal SGR and a right signal SDR restored.
  • FIG. 5 shows a schematic representation of an encoded frame including a header 30.1 indicating in particular the type of encoding used and the length of the frame 30 as well as a portion 30.2 of data in which the encoded data is packaged.
  • the metadata M will be introduced in a location of the header 30.1 left available by the standard encoding protocol.
  • a correlation analysis between the signals of its original right SDO and left SGO is performed in frequency bands defined so as to produce a coefficient representative of the correlation in each of the bands.
  • the calculated correlation coefficients are packaged as metadata in the header 30.1 of the encoded signal.
  • the parameters g 1, g 2, g 3, g 4, D 1, D 2 of the elementary blocks 13.1 and 13.2 are adapted as a function of the received correlation values, so as to decorrelate each frequency range differently.
  • an array stored in memory establishes the correspondence between the parameters of each block 13.1, 13.2 (first gain g- ⁇ , g 3 and second gain g 2 , g 4 and delay D1, D2 of line 14.1 , 14.2) and the correlation rates received.
  • the decorrelation rate of the decorrelation module 11 is then modified by selecting in the table the parameters (g 1 -g, D 1, D 2) corresponding to the correlation coefficient received.
  • the invention makes it possible to recreate the high frequency component of the signals of its right S D R or left S G R which has been suppressed following the compression.
  • This aspect of the invention is independent of the principle of generating the two SDR and SGR audio signals decompressed in stereo from a single compressed signal Se.
  • the signals of its left SGR and right S DR restitués which are formed essentially of a low frequency component S B F lower than the cutoff frequency fc (see Figure 7a), are each input of an acute generation module 35 shown in detail in FIG. 6.
  • This module 35 comprises a first bandpass filter 36 at the input of which the signal of its left S G R (resp R right S D R) restored is applied.
  • This first filter 36 isolates the higher frequency portion of the input signal SGR (resp SDR) between a lower terminal and an upper terminal.
  • the upper bound is equal to the cut-off frequency fc
  • the lower bound is equal to fc / N, N being preferably 2 or 4.
  • the isolated portion Si of the output signal obtained at the output of the band-pass filter 36 is shown in Figure 7b.
  • the isolated part Si is then applied to the input of a non-linear type processor 38 which makes it possible to duplicate the isolated signal Frequency Si by creating the high frequency harmonics at fi, f 2 .. f n of this signal S, , which makes it possible to fill the frequency spectrum in the high frequency zone.
  • the duplicated signal S D thus obtained at the output of the non-linear processor 38 is shown in FIG. 7c.
  • the harmonics of the SD signal have an amplitude which decreases with the increase of the frequency.
  • the high frequency part of the duplicated signal S D (without the isolated part Si from which it was obtained) is then isolated in order to obtain a high frequency signal SHF component shown in FIG. 7d.
  • a bandpass filter 39 having a lower bound and an upper bound is used.
  • the lower bound is fc while the upper bound is 20kHz.
  • the signal of its left SGR (resp.right S D R) restored is filtered using a low-pass filter 41 having a cutoff frequency substantially equal to fc to keep only the component low frequency S B F of the restored signal S G R, SDR-
  • the low frequency part S B F is then delayed by a delay D4 by means of a delay cell 42.
  • This delay D4 is of the order of a few samples.
  • the low frequency component S B F is summed with the high frequency component S H F with the aid of a summator 44, in order to obtain a reconstituted signal of sound augmented left SGRA (right space S D RA) formed of the initial low frequency component SBF of the sound signal and the the high frequency component SHF thus created by the method according to the invention.
  • left SGRA right space S D RA
  • a post-processing cell 45 modifies the shape of the spectral response of the high frequency component S H F, and gains g 8 and g 9 are applied to the high frequency components SHF and low frequency SBF before summation by summator 44.
  • the parameters of the filters 36, 39, 41 depend on the compression ratio T. Indeed, the filters 36, 39, 41 have terminals that depend on the cutoff frequency fc. As this cut-off frequency fc depends on the compression ratio T, the terminals also depend on the compression ratio T. There therefore exist a table 47 establishing the correspondence between the compression ratio T and the associated filter parameters making it possible to generate the high component frequency of the signals of his left and right.
  • the parameters of the post-processing cell 45, the non-linear processor 38, the delay cell 42, and the gains g 8 and g g also depend on the compression ratio T.
  • the parameters of the acute generation modules 35 which process the signal of its left SQR and the signal of its right SDR are preferably symmetrical, that is to say that the module 35 which processes the signal of its left S G R presents parameters of the same value as the module 35 which processes the signal of its right S D R.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Mathematical Physics (AREA)
  • Computational Linguistics (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • Audiology, Speech & Language Pathology (AREA)
  • Human Computer Interaction (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Stereophonic System (AREA)
  • Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)

Abstract

L'invention concerne essentiellement un procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original (SDO) et d'un signal de son gauche original (SGO), caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes : on combine (3) le signal de son droit original (SDO) et le signal de son gauche original (SGO) pour obtenir un signal combiné (Sc) unique, on encode le signal combiné (SC) au moyen d'un encodeur (5) standard pour obtenir un signal combiné compressé (SCC), on décode le signal combiné compressé (SCC) au moyen d'un décodeur standard (8) pour obtenir un signal combiné décompressé (SCD), et après décodage, on génère, à partir du signal combiné décompressé (SCD), un signal de son droit restitué (SDR) et un signal de son gauche restitué (SGR) décorrélés l'un par rapport à l'autre. L'invention propose en outre un module (35) de génération des aiguës qui permet de recréer la composante haute fréquence (SHF) des signaux de son droit (SDR) ou gauche (SGR) qui a été supprimée suite à la compression.

Description

PROCEDE DE CODAGE/DECODAGE D'UN FLUX NUMERIQUE STEREO AMELIORE ET DISPOSITIF DE CODAGE/DECODAGE ASSOCIE
[01] L'invention concerne un procédé de codage/décodage d'un flux numérique de son stéréo ainsi que le dispositif formé d'un codeur et d'un décodeur associé. L'invention a notamment pour but d'améliorer un système standard de type codeur/décodeur (codée) permettant de coder et de décoder un flux numérique audio stéréo.
[02] L'invention trouve une application particulièrement avantageuse dans le domaine des codées pour la compression de signaux audio stéréo comme par exemple les codées de type MP3. Toutefois, l'invention pourrait également être utilisée avec tout type de codée adapté pour l'encodage et le décodage de deux signaux numériques de son.
[03] On connaît des codées numériques de type MP3 ou autre formés par un codeur standard qui permet d'encoder, suivant un protocole d'encodage connu, des signaux numériques de son stéréo par exemple au format WAVE pour les transformer en signaux stéréo encodés ; ainsi qu'un décodeur standard qui permet de décoder, suivant un protocole de décodage connu, les signaux stéréo encodés pour les transformer en signaux stéréo numériques par exemple au format WAVE. En général, l'encodage consiste en une compression des signaux stéréo, tandis que le décodage consiste en une décompression des signaux stéréo compressés.
[04] Le problème est que le canal de transmission disponible pour l'encodage est généralement limité à N kbits/s (N valant généralement 64 ou 128). Or lorsqu'on encode un signal stéréo formé de deux canaux audio : un canal de son droit et un canal de son gauche, selon les caractéristiques des codées utilisés, il peut être nécessaire de coder environ chaque canal audio du signal suivant un débit de N/2 kbits/s.
[05] L'invention permet d'augmenter la qualité du signal stéréo final sans augmenter le débit du canal de transmission ; ou de conserver la qualité du signal stéréo final en réduisant le débit du canal de transmission. [06] A cet effet, le dispositif selon l'invention comporte un module dit de pré-traitement associé au codeur standard agissant avant l'encodage qui combine les signaux stéréo pour les transformer en un signal combiné unique. L'invention comporte également un module de post-traitement associé au décodeur agissant après décodage du signal compressé qui permet de générer les deux signaux audio à partir du signal combiné unique créé par le module de prétraitement. Ce module de post-traitement a pour fonction de générer deux signaux de son (droit et gauche) décorrélés l'un par rapport à l'autre à partir du signal combiné décompressé.
[07] Ainsi, dans l'invention, il n'y a qu'un seul signal à encoder (le signal combiné unique) au lieu des deux signaux droit et gauche des procédés classiques. Cela permet soit de moins compresser le signal combiné pour augmenter la qualité du signal final, soit de diminuer le débit du canal de transmission tout en ayant la même qualité qu'avec les procédés de codage existants.
[08] De préférence, pour que le décodeur puisse détecter s'il s'agit d'un flux encodé par le procédé selon l'invention ou d'un flux standard non encodé par l'invention, on ajoute une métadonnée dans la trame de donnée encodée par le codeur qui indique l'activation ou non du procédé selon l'invention. L'emplacement de cette métadonnée dans la trame encodée par le codeur peut varier suivant le codage standard utilisé.
[09] L'invention concerne donc un procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original et d'un signal de son gauche original, caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
- on combine, avant encodage, le signal de son droit original et le signal de son gauche original pour obtenir un signal combiné unique,
- on encode le signal combiné au moyen d'un encodeur standard pour obtenir un signal combiné compressé,
- on décode le signal combiné compressé au moyen d'un décodeur standard pour obtenir un signal combiné décompressé, et
- après décodage, on génère, à partir du signal combiné décompressé, un signal de son droit restitué et un signal de son gauche restitué décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant respectivement au signal de son droit original et au signal de son gauche original.
[010] Selon une mise en oeuvre, pour combiner les signaux de son droit et de son gauche originaux en un signal combiné unique, on effectue, dans le domaine temporel, une somme pondérée point à point des échantillons du signal de son droit original et du signal de son gauche original.
[01 1] Selon une mise en œuvre, pour générer, à partir du signal combiné décompressé, les signaux de son droit et gauche restitués, on applique le signal combiné décompressé en entrée d'un premier et d'un deuxième bloc élémentaire, le signal de sortie de ces blocs correspondant respectivement au signal électrique de son droit restitué et au signal électrique de son gauche restitué, le signal de sortie de chaque bloc étant la combinaison du signal d'entrée du bloc pondéré par un premier gain, et de la combinaison du signal de sortie du bloc pondéré par un deuxième gain et des signaux d'entrée du bloc retardée par une ligne à retard.
[012] Selon une mise en oeuvre :
- pour le premier bloc élémentaire, on a :
s1 (n)=e1 (n).g1 +s1 (n-D1).g2+e1 (n-D1 )
e1 étant le signal d'entrée du premier bloc correspondant au signal combiné décompressé,
s1 étant le signal de sortie du premier bloc correspondant à un des signaux de son restitué (droit ou gauche),
g1 , g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc,
D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard, et
- pour le deuxième bloc élémentaire, on a :
s2(n)=e2(n).g3+s2(n-D2).g4+e2(n-D2)
e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc correspondant au signal combiné décompressé,
s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc correspondant à l'autre signal de son restitué (droit si s1 correspond au gauche ou gauche si s1 correspond au droit), g3, g4 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc,
D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard. [013] Selon une mise en œuvre, les valeurs de gain à l'intérieur d'un bloc sont opposées l'une par rapport à l'autre, la valeur du premier gain étant opposée par rapport à la valeur du deuxième gain.
[014] Selon une mise en œuvre, les valeurs de gain du premier bloc sont opposées par rapport aux valeurs de gain du deuxième bloc, la valeur du premier gain du premier bloc étant opposée à la valeur du premier gain du deuxième bloc ; tandis que la valeur du deuxième gain du premier bloc est opposée à la valeur du deuxième gain du deuxième bloc.
[015] Selon une mise en œuvre, les valeurs de gain du premier et du deuxième bloc élémentaire ont la même valeur absolue. [016] Selon une mise en œuvre, le premier gain du premier bloc et le deuxième gain du deuxième bloc valent g ; tandis que le deuxième gain du premier bloc et le premier gain du deuxième bloc valent -g.
[0 7] Selon une mise en œuvre, le retard introduit par la ligne du premier bloc et le retard par la ligne du deuxième bloc sont égaux, [018] Selon une mise en œuvre, on filtre au préalable le signal combiné décompressé à l'aide d'un filtre passe haut et on applique uniquement la partie haute fréquence filtrée en entrée des blocs élémentaires.
[019] Selon une mise en œuvre,
- on filtre la partie basse fréquence du signal combiné décompressé,
- on retarde la partie basse fréquence ainsi filtrée d'un troisième retard à l'aide d'une troisième ligne à retard, et
- on somme la partie basse fréquence ainsi retardée avec les signaux de sortie des blocs élémentaires obtenus à partir de la partie haute fréquence pour obtenir le signal de son droit restitué et le signal de son gauche restitué. [020] Selon une mise en œuvre, on filtre en gain et phase les signaux de sortie de chaque bloc élémentaire au moyen de cellules de filtrage paramétriques pour modifier la perception sonore de ces signaux de sortie.
[021] Selon une mise en œuvre, pour que le décodeur puisse détecter s'il s'agit d'un flux encodé formé d'un signal combiné ou d'un flux standard, on ajoute une métadonnée dans la trame de donnée encodée par le codeur qui indique l'activation ou non de l'étape de combinaison des signaux droit et gauche originaux en un signal combiné unique.
[022] Selon une mise en œuvre, pour chaque signal de son droit et gauche restitué formé essentiellement d'une composante basse fréquence inférieure à une fréquence de coupure,
- on isole la partie de plus haute fréquence du signal de son restitué à l'aide d'un premier filtre de type passe-bande,
- on duplique fréquentiellement la partie isolée à l'aide d'un processeur non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour obtenir un signal dupliqué,
- on applique un deuxième filtre passe bande sur le signal dupliqué pour obtenir une composante haute fréquence,
- on combine la composante haute fréquence ainsi créée avec le signal de son restitué préalablement retardé par une cellule à retard, et
- on obtient un signal restitué augmenté comportant une composante basse fréquence et une composante haute fréquence recrée,
- les bornes supérieures et inférieures du filtre passe-bande étant fonction du taux de compression appliqué par le procédé. [023] L'invention concerne en outre un codeur de flux numérique utilisé avec le décodeur selon l'invention pour la mise en œuvre du procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original et d'un signal de son gauche original selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comporte :
- un moyen de pré-traitement apte à combiner, avant encodage, le signal de son droit original et le signal de son gauche original pour obtenir un signal combiné unique, et - un encodeur standard apte à encoder le signal combiné pour obtenir un signal numérique combiné compressé.
[024] L'invention concerne également un décodeur de flux numérique utilisé avec le codeur selon l'invention pour la mise en œuvre du procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original et d'un signal de son gauche original selon l'invention, caractérisé en ce qu'il comporte :
- un décodeur standard apte à décoder un signal combiné compressé unique pour obtenir un signal combiné décompressé, et
- un module de post-traitement apte à générer, après décodage, à partir du signal combiné décompressé, un signal de son droit restitué et un signal de son gauche restitué décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant respectivement au signal de son droit original et au signal de son gauche original. [025] Selon une mise en oeuvre, il comporte en outre un module de génération des aiguës comportant :
- un premier filtre de type passe-bande pour isoler la partie de plus haute fréquence du signal de son restitué,
- un processeur non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour dupliquer fréquentiellement la partie isolée pour obtenir un signal dupliqué,
- un deuxième filtre passe bande appliqué sur le signal dupliqué pour obtenir une composante haute fréquence,
- des moyens pour combiner la composante haute fréquence ainsi créée avec le signal de son restitué préalablement retardé par une cellule à retard, de manière à obtenir un signal restitué augmenté comportant une composante basse fréquence et une composante haute fréquence recréée.
[026] Selon une mise en œuvre, les bornes supérieures et inférieures du filtre passe-bande sont fonction du taux de compression appliqué par le procédé.
[027] L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description qui suit et à l'examen des figures qui l'accompagnent. Ces figures ne sont données qu'à titre illustratif mais nullement limitatif de l'invention. Elles montrent :
[028] Figure 1 : une représentation schématique d'un dispositif de codage/décodage selon l'invention ; [029] Figure 2 : une représentation graphique des signaux stéréo originaux et du signal issu d'une combinaison particulière non limitative de ces signaux par le module de pré-traitement ;
[030] Figure 3 : une représentation schématique des blocs formant le module de post-traitement selon l'invention ; [031] Figure 4 : une représentation schématique des blocs formant le module de post-traitement dans un perfectionnement de l'invention ;
[032] Figure 5 : une représentation schématique d'une trame encodée par un encodeur standard faisant apparaître une métadonnée introduite par le procédé selon l'invention ; [033] Figure 6 : une représentation schématique d'un module de génération de composantes haute fréquence pour les signaux stéréos décodés à diffuser ;
[034] Figures 7a-7e : des représentations très schématiques des signaux observables lors de l'utilisation du module de génération de composantes haute fréquence de la Figure 6.
[035] Les éléments identiques conservent la même référence d'une figure à l'autre.
[036] La Figure 1 montre un dispositif 1 de codage/décodage selon l'invention comportant un codeur 2 selon l'invention formé par un module 3 de pré-traitement associé à un encodeur 5 standard. L'encodeur 5 peut par exemple être un encodeur audio numérique de type mp3 comme par exemple l'encodeur LAME ou un encodeur pour encoder les flux sonores pour la télévision numérique. [037] Par ailleurs, le dispositif 1 selon l'invention comporte un décodeur 7 selon l'invention formé par un décodeur 8 standard et un module 9 de posttraitement qui lui est associé. Le décodeur 8 pourra être par exemple être un décodeur de type MP3 intégré à un lecteur de musique numérique ou un décodeur audio intégré à un décodeur de télévision numérique (set top box).
[038] En fonctionnement, un signal stéréo formé par un signal SDO de son droit original et un signal SGo de son gauche original est appliqué en entrée du module 3 de prétraitement. Les signaux de son droit SDo et gauche SGo originaux sont des signaux échantillonnés et quantifiés. Comme montré sur la Figure 2, le module 3 effectue, la combinaison du signal SDO et du signal SGO, de manière à obtenir à sa sortie un signal combiné Se unique. Dans un exemple, les signaux SDo et SGo sont pondérés par un coefficient 0.5 et sommés ensuite échantillon à échantillon pour générer Se-
[039] Le signal combiné Se est appliqué en entrée de l'encodeur 5 qui compresse le signal SG suivant un protocole de compression connu de manière à obtenir un signal combiné compressé Sec- Ce signal Sec pourra par exemple être transmis sur tout type de média filaire, radio, ou autre ou même sauvegardé sur un support de stockage numérique comme par exemple un CD ou une mémoire de type USB. [040] Etant donné qu'il suffit d'encoder le signal combiné Se alors qu'il est nécessaire d'encoder les deux signaux (droit et gauche) du signal stéréo dans les procédés existants, il est clair que le procédé selon l'invention permet de limiter le débit dans le canal de codage 10 disponible, ou alors de réduire le taux de compression pour améliorer le rendu sonore final si on conserve le même débit que dans les procédés existants.
[041 ] Le signal combiné compressé SCc est appliqué en entrée du décodeur 8 qui le décompresse, suivant un protocole de décompression connu, de manière à obtenir un signal combiné décompressé SCD-
[042] Le signal SCD est ensuite appliqué en entrée du module 9 de post- traitement comportant, comme montré sur la Figure 3, un module 1 1 de décorrélation du signal qui permet de créer, à partir du signal SCD, deux signaux décorrélés l'un par rapport à l'autre : le signal de son droit reconstitué SD et le signal de son gauche reconstitué SGR correspondant au signal de son droit et gauche originaux SDo et SQO-
[043] A cet effet, le module 1 1 de décorrélation est formé de deux blocs 13.1-13.2 élémentaires en entrée desquels on applique le signal combiné décompressé SCD, la sortie de ces blocs 13.1 , 13.2 correspondant respectivement au signal de son droit restitué SDR et au signal de son gauche restitué SGR. Le signal de sortie si (resp. s2) de chaque bloc 13.1 (resp. 13.2) est fonction de la combinaison du signal d'entrée ei (resp. e2) du bloc pondéré par un premier gain gi (resp. g3), et de la combinaison des signaux d'entrée e1 (resp. e2) et du signal de sortie Si (resp. s2) du bloc pondérée par un deuxième gain g2 (resp. g4), retardée par une ligne à retard 14.1 (resp .14.2).
[044] Selon une réalisation, pour chaque bloc élémentaire 13.1 , 13.2, le signal d'entrée ei, e2 est appliqué en entrée d'un premier sommateur 16.1 , 16.2 et appliqué sur une entrée d'un deuxième sommateur 17.1 , 17.2 après avoir été multiplié par le premier gain gi , g3. Le signal de sortie s-i , s2 du bloc est appliqué sur une autre entrée du premier sommateur 16.1 , 16.2 après avoir été multiplié par le deuxième gain g2, g4, le signal de sortie du premier sommateur 16.1 , 16.2 étant appliqué en entrée de la ligne à retard 14.1 , 14.2. Le signal de sortie de la ligne à retard 14.1 , 14.2 est appliqué sur une autre entrée du deuxième sommateur 17.1 , 17.2, le signal de sortie de ce deuxième sommateur 17.1 , 17.2 correspondant au signal de sortie si, s2 du bloc et donc au signal de son droit SDR OU gauche SGR restitué.
[045] Ainsi pour le premier bloc élémentaire 13.1 , on a :
e-i étant le signal d'entrée du premier bloc 13.1 correspondant au signal combiné décompressé,
Si étant le signal de sortie du premier bloc 13.1 correspondant à un des signaux de son restitué (droit ou gauche)
gi, g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc 13.1 ,
D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard 14.1. [046] Pour le deuxième bloc élémentaire 13.2, on a :
s2(n)=e2(n).g3+s2(n-D2).g4+e2(n-D2)
e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc 13.2 correspondant au signal combiné décompressé,
s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc 13.2 correspondant à l'autre signal de son restitué (droit si si correspond au gauche ou gauche si si correspond au droit),
g3, g4 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc 13.2,
D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard 14.2.
[047] De préférence, à l'intérieur d'un même bloc 13.1 (resp. 13.2), le premier gain gi (resp. g3) et le deuxième gain g2 (resp. g ) présentent des valeurs opposées l'une par rapport à l'autre. Chaque bloc 13.1 , 13.2 se comporte alors comme un filtre de type passe-tout qui ne modifie pas le gain du signal d'entrée e-ι, e2 mais uniquement sa phase.
[048] En outre, les gains gi , g2 du premier bloc 13.1 et les gains g3, g4 du deuxième bloc 3.2 présentent de préférence des valeurs opposées les unes des autres. Ainsi, la valeur du premier gain g-i du premier bloc 13.1 est opposée à la valeur du premier gain g3 du deuxième bloc 13.2 ; tandis que la valeur du deuxième gain g2 du premier bloc 13.1 est opposée à la valeur du deuxième gain g4 du deuxième bloc 13.2.
[049] On choisira également de préférence des gains pour le premier 13.1 et le deuxième 13.2 bloc qui ont une valeur absolue identique g. Ainsi de préférence, le premier gain g-i du premier bloc 13.1 et le deuxième gain g4 du deuxième bloc 13.2 présentent une valeur g ; tandis que le deuxième gain g2 du premier bloc 13.1 et le premier g3 gain du deuxième bloc 13.2 présente une valeur -g.
[050] De préférence, les retards D1 , D2 introduits par la ligne à retard 14.1 du premier bloc élémentaire 13.1 et la ligne à retard 14.2 du deuxième bloc 13.2 élémentaire sont égaux. Toutefois, il serait possible de choisir des retards D1 , D2 ayant des durées différentes. 1
[051] Dans un exemple de réalisation, on choisit g=0.4 et un retard de D1 et D2 de 176 échantillons, de telles valeurs permettant d'obtenir un bon rendu sonore.
[052] Dans un perfectionnement de l'invention représenté sur la Figure 5 4, on utilise un étage 19 composé de deux filtres passe bas 20 et passe haut 21 permettant de séparer la partie basse fréquence de la partie haute fréquence du signal combiné décompressé SCD- Dans ce cas, seule la partie haute fréquence du signal SCD est appliquée en entrée du module 1 1 de décorrélation. Dans un exemple, les fréquences de coupure du filtre basse î o fréquence 20 et du filtre haute fréquence 21 sont de l'ordre de 350Hz.
[053] La partie basse fréquence du signal SCD est appliquée en entrée d'une troisième ligne à retard 23 et la partie basse fréquence ainsi retardée est sommée, s'il y a lieu après pondération par un gain g7, avec les signaux de sortie si , S2 des blocs élémentaires, de manière à obtenir des signaux de
15 son droit SDR et gauche SGR restitués ayant un rendu sonore amélioré. Car on s'aperçoit que statistiquement les signaux basse fréquence sont très corrélés, il n'y a donc pas lieu de les décorréler à l'aide du module 1 1 de décorrélation car sinon la perception audiophonique de l'ensemble ne paraîtrait pas naturelle à l'oreille. Dans un exemple, le retard D3 appliqué par 0 la troisième ligne à retard 23 vaut 176 échantillons (avec une fréquence d'échantillonnage de 44, 1 kHz).
[054] En outre, des cellules 25.1 , 25.2 d'égalisation paramétriques sont connectées en sortie de chaque bloc élémentaire 13.1 , 13.2 avant sommation avec la partie basse fréquence retardée. Ces cellules 25.1 , 25.2 5 ont pour effet de modifier la perception des signaux de sortie s-i , S2 de ces blocs 13.1 , 13.2, car même si les signaux si , s2 présentent des niveaux sensiblement identiques, il existe des différences dans leur perception en raison de la décorrélation qu'ils présentent l'un par rapport à l'autre. En conséquence, il peut être utile de modifier perceptivement ces signaux pour
30 que l'impression auditive d'ensemble soit la meilleure possible.
[055] A cet effet, les cellules 25.1 , 25.2 d'égalisation comportent chacun un filtre 26.1 , 26.2 dont le gain et la phase peuvent être réglés en fonction de différentes bandes de fréquence des signaux s-\ , s2 et un gain g5, g6 qui agit sur l'ensemble du spectre des signaux s-i , s2. Ces paramètres de gain et de phase sont adaptés par des ingénieurs du son notamment en fonction de l'application envisagée.
[056] De préférence, pour que le décodeur 8 puisse détecter s'il s'agit d'un flux encodé par le procédé selon l'invention ou d'un flux standard non encodé par l'invention, on ajoute une métadonnée M dans la trame de données encodée par le codeur 5 qui indique l'activation ou non du procédé selon l'invention. Cette métadonnée M est de type statique c'est-à-dire qu'elle pourra par exemple prendre uniquement deux valeurs différentes, de sorte que lorsque le décodeur 7 détecte dans la trame encodée la première valeur (par exemple 1 ) correspondant à l'activation du module 3 de prétraitement, il active le module 9 de post-traitement ; et lorsque le décodeur 7 détecte dans la trame encodée la deuxième valeur correspondant à la désactivation du module 3 de pré-traitement, il inhibe le module 9 de post- traitement et utilise de manière classique le décodeur 8 standard pour décoder le signal stéréo sur les deux canaux droit et gauche. En effet dans le cas de la désactivation du module 3, les signaux SDO et SGO sont directement appliqués en entrée de l'encodeur 5 standard pour un encodage classique, puis transmis au décodeur 8, puis décodés de manière classique par le décodeur 8 pour obtenir un signal gauche SGR et un signal droit SDR restitués.
[057] L'emplacement de cette métadonnée M dans la trame 30 encodée par le codeur 5 peut varier suivant le codage standard utilisé. La figure 5 montre une représentation schématique d'une trame 30 encodée comportant un entête 30.1 indiquant notamment le type d'encodage utilisé et la longueur de la trame 30 ainsi qu'une partie 30.2 de données dans laquelle les données encodées sont empaquetées. La métadonnée M sera introduite dans un emplacement de l'entête 30.1 laissé disponible par le protocole d'encodage standard. [058] Dans un perfectionnement de l'invention, une analyse de corrélation entre les signaux de son droit SDO et gauche SGO originaux est effectuée dans des bandes de fréquences définies de manière à produire un coefficient représentatif de la corrélation dans chacune des bandes. [059] Les coefficients de corrélation calculés sont empaquetés comme métadonnées dans l'entête 30.1 du signal encodé.
[060] Ensuite, les paramètres g 1 , g2, g3, g4, D1 , D2 des blocs élémentaires 13.1 et 13.2 sont adaptées en fonction des valeurs de 5 corrélations reçues, de manière à décorréler différemment chaque plage de fréquences.
[061 ] A cet effet, un tableau stocké en mémoire établit la correspondance entre les paramètres de chaque blocs 13.1 , 13.2 (premier gain g-ι , g3 et deuxième gain g2, g4 et retard D1 , D2 de la ligne 14.1 , 14.2) et î o les taux de corrélation reçus. On modifie alors le taux de décorrélation du module 1 1 de décorrélation en sélectionnant dans le tableau les paramètres (gi-g , D1 , D2) correspondant au coefficient de corrélation reçu.
[062] Par ailleurs, on sait que la fréquence de coupure haute fc des signaux restitués est fonction du taux de compression T appliqué par le
15 codeur 5. En effet, pour des taux de compression T correspondant à un débit de 128kbits/s il existe une coupure à 15kHz des signaux dans les encodeurs MP3; tandis que pour des taux de compression T correspondant à un débit de 64kbits/s, il existe une coupure à 10kHz des signaux. Autrement dit, plus le taux de compression T est grand, plus la composante haute fréquence des
20 signaux est réduite.
[063] L'invention permet de recréer la composante haute fréquence des signaux de son droit SDR ou gauche SGR qui a été supprimée suite à la compression. Cet aspect de l'invention est indépendant du principe de génération des deux signaux de son SDR et SGR décompressés en stéréo à 5 partir d'un seul signal compressé Se.
[064] A cet effet, les signaux de son gauche SGR et droit SDR restitués, qui sont formés essentiellement d'une composante basse fréquence SBF inférieure à la fréquence de coupure fc (voir Figure 7a), sont appliqués chacun en entrée d'un module 35 de génération des aiguës montré en 30 détails sur la Figure 6. [065] Ce module 35 comporte un premier filtre 36 passe-bande en entrée duquel le signal de son gauche SGR (resp. droit SDR) restitué est appliqué. Ce premier filtre 36 permet d'isoler la partie de plus haute fréquence du signal d'entrée SGR (resp SDR) comprise entre une borne inférieure et une borne supérieure. Dans un exemple, la borne supérieure est égale à la fréquence de coupure fc, et la borne inférieure est égale à fc/N, N valant de préférence 2 ou 4. La partie isolée Si du signal restitué obtenue en sortie du filtre passe-bande 36 est montrée sur la Figure 7b.
[066] La partie isolée Si est ensuite appliquée en entrée d'un processeur 38 de type non linéaire qui permet de dupliquer fréquentiellement le signal isolé Si en créant les harmoniques hautes fréquences à f-i, f2.. fn de ce signal S,, ce qui permet de remplir le spectre de fréquences dans la zone des hautes fréquences. Le signal dupliqué SD ainsi obtenu en sortie du processeur 38 non linéaire est montré sur la Figure 7c. De préférence, comme représenté, les harmoniques du signal SD présentent une amplitude qui décroît avec l'augmentation de la fréquence.
[067] On isole ensuite la partie haute fréquence du signal dupliqué SD (sans la partie isolée Si à partir duquel il a été obtenu) afin d'obtenir une composante haute fréquence SHF de signal de son montrée sur la Figure 7d. A cette fin, on utilise un filtre passe-bande 39 présentant une borne inférieure et une borne supérieure. Dans un exemple, la borne inférieure vaut fc tandis que la borne supérieure vaut 20kHz.
[068] Par ailleurs, le signal de son gauche SGR (resp. droit SDR) restitué est filtré à l'aide d'un filtre passe-bas 41 ayant une fréquence de coupure sensiblement égale à fc pour ne conserver que la composante basse fréquence SBF du signal restitué SGR, SDR- La partie basse fréquence SBF est ensuite retardée d'un retard D4 à l'aide d'une cellule 42 à retard. Ce retard D4 est de l'ordre de quelques échantillons.
[069] Ensuite, la composante basse fréquence SBF est sommée avec la composante haute fréquence SHF à l'aide d'un sommateur 44, afin d'obtenir un signal de son reconstitué augmenté gauche SGRA ( esp. droit SDRA) formé de la composante initiale basse fréquence SBF du signal de son restitué et de la composante haute fréquence SHF ainsi créée par le procédé selon l'invention.
[070] De préférence, mais cela n'est pas obligatoire, une cellule de posttraitement 45 modifie la forme de la réponse spectrale de la composante haute fréquence SHF, et des gains g8 et g9 sont appliqués sur les composantes haute fréquence SHF et basse fréquence SBF avant sommation par le sommateur 44.
[071] Les paramètres des filtres 36, 39, 41 dépendent du taux de compression T. En effet, les filtres 36, 39, 41 présentent des bornes qui dépendent de la fréquence de coupure fc. Comme cette fréquence de coupure fc dépend du taux de compression T, les bornes dépendent également du taux de compression T. Il existent donc une table 47 établissant la correspondance entre le taux de compression T et les paramètres de filtres associés permettant de générer la composante haute fréquence des signaux de son gauche et droit.
[072] Les paramètres de la cellule 45 de post-traitement, du processeur 38 non linéaire, de la cellule 42 à retard, et de gains g8 et gg dépendent également du taux de compression T.
[073] Les paramètres des modules de génération des aiguës 35 qui traitent le signal de son gauche SQR et le signal de son droit SDR sont de préférence symétriques, c'est-à-dire que le module 35 qui traite le signal de son gauche SGR présente des paramètres de même valeur que le module 35 qui traite le signal de son droit SDR.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original (SDo) et d'un signal de son gauche original (SGo), caractérisé en ce qu'il comporte les étapes suivantes :
- on combine au moyen d'un module de prétraitement (3), avant encodage, le signal de son droit original (SDO) et le signal de son gauche original (SQO) pour obtenir un signal combiné (Se) unique,
- on encode le signal combiné (Sc) au moyen d'un encodeur (5) standard pour obtenir un signal combiné compressé (Sec),
- on décode le signal combiné compressé (SCc) au moyen d'un décodeur standard (8) pour obtenir un signal combiné décompressé (SCD), et
- après décodage, on génère au moyen d'un module de posttraitement (9), à partir du signal combiné décompressé (SCD), un signal de son droit restitué (SDR) et un signal de son gauche restitué (SGR) décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant respectivement au signal de son droit original (SQO) et au signal de son gauche original (SGO), et
- ajouter une métadonnée (M) statique dans une trame de données encodée par l'encodeur (5) indiquant l'activation ou non du module (3) de prétraitement, cette métadonnée étant apte à prendre uniquement deux valeurs différentes, de sorte que lorsque le décodeur (7) détecte dans une trame encodée la première valeur correspondant à l'activation du module (3) de pré-traitement, ledit décodeur (7) active le module (9) de post-traitement ; et lorsque le décodeur (7) détecte dans la trame encodée la deuxième valeur correspondant à la désactivation du module (3) de pré-traitement, ledit décodeur (7) inhibe le module (9) de post-traitement et utilise de manière classique le décodeur (8) standard pour décoder le signal stéréo sur les deux canaux droit et gauche. 2. Procédé selon la revendication 1 , caractérisé en ce que pour générer, à partir du signal combiné décompressé (SCD), les signaux de son droit (SDR) et gauche (SGR) restitués,
- on applique le signal combiné décompressé (SCD) en entrée d'un premier (13.1) et d'un deuxième bloc (13.2) élémentaire, le signal de sortie (si , s2) de ces blocs correspondant respectivement au signal électrique de son droit restitué (SDR) et au signal électrique de son gauche restitué (SGR),
- le signal de sortie (s-i, s2) de chaque bloc (13.1 , 13.2) étant la combinaison du signal d'entrée (e-i, e2) du bloc pondéré par un premier gain (9i . 93). et de la combinaison du signal de sortie (s-i, s2) du bloc pondéré par un deuxième gain (g2, g4) et des signaux d'entrée (e-ι, e2) du bloc retardée par une ligne à retard (14.1 , 14.2).
3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que :
- pour le premier bloc élémentaire (13.1), on a :
Si^e^^.gi+s^n-D^.ga+e^n-DI)
ei étant le signal d'entrée du premier bloc correspondant au signal combiné décompressé (SCD),
SI étant le signal de sortie du premier bloc correspondant à un des signaux de son restitué (droit ou gauche),
gi , g2 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du premier bloc (13.1),
D1 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard (14.1 ), et
- pour le deuxième bloc élémentaire (13.2), on a :
s2(n)=e2(n).g3+s2(n-D2).g4+e2(n-D2)
e2 étant le signal d'entrée du deuxième bloc correspondant au signal combiné décompressé (SCD),
s2 étant le signal de sortie du deuxième bloc correspondant à l'autre signal de son restitué (droit si Si correspond au gauche ou gauche si Si correspond au droit),
g3, g4 étant respectivement les valeurs du premier gain et du deuxième gain du deuxième bloc (13.2),
D2 étant la valeur du nombre d'échantillons de retard introduit par la ligne à retard (14.2).
4. Procédé selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que les valeurs de gain à l'intérieur d'un bloc (13.1 , 13.2) sont opposées l'une par rapport à l'autre, la valeur du premier gain (g-i , g 3) étant opposée par rapport à la valeur du deuxième gain (g2, g4).
5. Procédé selon l'une des revendications 2 à 4, caractérisé en ce que les valeurs de gain (g-i, g2) du premier bloc (13.1) sont opposées par rapport aux valeurs de gain (g3, g ) du deuxième bloc (13.2), la valeur du premier 5 gain (gi) du premier bloc (13.1 ) étant opposée à la valeur du premier gain (g3) du deuxième bloc (13.2) ; tandis que la valeur du deuxième gain (g2) du premier bloc (13.1) est opposée à la valeur du deuxième gain (g4) du deuxième bloc (13.2). î o 6. Procédé selon l'une des revendications 2 à 5, caractérisé en ce que les valeurs de gain du premier (g-i, g2) et du deuxième (g3, g4) bloc élémentaire ont la même valeur absolue (g).
7. Procédé selon l'une des revendications 2 à 6, caractérisé en ce que 15 le premier gain (g-i) du premier bloc (13.1 ) et le deuxième gain (g ) du deuxième bloc valent g ; tandis que le deuxième gain (g2) du premier bloc (13.1) et le premier gain (g3) du deuxième bloc valent -g.
8. Procédé selon l'une des revendications 2 à 7, caractérisé en ce que 0 le retard (D1 ) introduit par la ligne (14.1) du premier bloc (13.1 ) et le retard
(D2) par la ligne (14.1 ) du deuxième bloc (14.2) sont égaux.
9. Procédé selon l'une des revendications 2 à 8, caractérisé en ce que on filtre au préalable le signal combiné décompressé (SCD) à l'aide d'un filtre 5 passe haut (21 ) et on applique uniquement la partie haute fréquence filtrée en entrée des blocs élémentaires (13.1 , 13.2).
10. Procédé selon la revendication 9, caractérisé en ce que :
- on filtre la partie basse fréquence du signal combiné décompressé
30 (SCD),
- on retarde la partie basse fréquence ainsi filtrée d'un troisième retard (D3) à l'aide d'une troisième ligne à retard (23), et
- on somme la partie basse fréquence ainsi retardée avec les signaux (s-ι , s2) de sortie des blocs élémentaires (13.1 , 13.2) obtenus à partir de la partie haute fréquence pour obtenir le signal de son droit restitué (SDR) et le signal de son gauche restitué (SGR).
11. Procédé selon l'une des revendications 2 à 10, caractérisé en ce 5 que on filtre en phase et en gain les signaux de sortie (s-i , s2) de chaque bloc élémentaire (13.1 , 13.2) au moyen de cellules de filtrage paramétriques (25.1 , 25.2) pour modifier la perception sonore de ces signaux de sortie (s-i , ¾). î o 12. Procédé selon l'une des revendications 1 à 11 , caractérisé en ce que pour chaque signal de son droit (SDR) et gauche (SGR) restitué formé essentiellement d'une composante basse fréquence (SBF) inférieure à une fréquence de coupure,
- on isole la partie de plus haute fréquence du signal de son restitué 15 (SDR, SGR) à l'aide d'un premier filtre (36) de type passe-bande,
- on duplique fréquentiellement la partie isolée (S,) à l'aide d'un processeur (38) non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour obtenir un signal dupliqué (SD)
- on applique un deuxième filtre passe bande (39) sur le signal 0 dupliqué (SD) pour obtenir une composante haute fréquence (SHF),
- on combine la composante haute fréquence (SHF) ainsi créée avec le signal de son restitué (SDR, SGR) préalablement retardé par une cellule (42) à retard, et
- on obtient un signal restitué augmenté (SDRA, SGRA) comportant une 5 composante basse fréquence (SBF) et une composante haute fréquence
(SHF) recrée,
- les bornes supérieures et inférieures du filtre passe-bande (36) étant fonction du taux de compression (T) appliqué par le procédé. 0 13. Codeur de flux numérique utilisé avec le décodeur selon la revendication 14 ou 15 pour la mise en œuvre du procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original (SDo) et d'un signal de son gauche original (SGo) selon l'une des revendications 1 à 13, caractérisé en ce qu'il comporte : - un moyen de pré-traitement (3) apte à combiner, avant encodage, le signal de son droit original (SDo) et le signal de son gauche original (SGO) pour obtenir un signal combiné (Se) unique, et
- un encodeur (5) standard apte à encoder le signal combiné (SC) pour obtenir un signal numérique combiné compressé (Sec)-
14. Décodeur de flux numérique utilisé avec le codeur selon la revendication 13 pour la mise en œuvre du procédé d'encodage et de décodage d'un signal audio numérique composé d'un signal de son droit original (SDo) et d'un signal de son gauche original (SGO) selon l'une des revendications 1 à 12, caractérisé en ce qu'il comporte :
- un décodeur standard (8) apte à décoder un signal combiné compressé (Sec) unique pour obtenir un signal combiné décompressé (SCD), et
- un module (9) de post-traitement apte à générer, après décodage, à partir du signal combiné décompressé (SCD), un signal de son droit restitué (SDR) et un signal de son gauche restitué (SGR) décorrélés l'un par rapport à l'autre correspondant respectivement au signal de son droit original (SDO) e au signal de son gauche original (SGO)-
15. Décodeur selon la revendication 14, caractérisé en ce qu'il comporte en outre un module (35) de génération des aiguës comportant :
- un premier filtre (36) de type passe-bande pour isoler la partie de plus haute fréquence du signal de son restitué (SDR, SGR),
- un processeur (38) non linéaire qui crée les harmoniques haute fréquence du signal isolé pour dupliquer fréquentiellement la partie isolée (S,) pour obtenir un signal dupliqué (SD),
- un deuxième filtre passe bande (39) appliqué sur le signal dupliqué pour obtenir une composante haute fréquence (SHF),
- des moyens pour combiner la composante haute fréquence (SHF) ainsi créée avec le signal de son restitué (SDR, SGR) préalablement retardé par une cellule (42) à retard, de manière à obtenir un signal restitué augmenté (SDRA, SGRA) comportant une composante basse fréquence (SBF) et une composante haute fréquence (SHF) recréée.
EP10801652A 2009-12-23 2010-12-10 Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe Withdrawn EP2517199A2 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR0959547A FR2954570B1 (fr) 2009-12-23 2009-12-23 Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe
PCT/FR2010/052671 WO2011086253A2 (fr) 2009-12-23 2010-12-10 Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2517199A2 true EP2517199A2 (fr) 2012-10-31

Family

ID=42236429

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP10801652A Withdrawn EP2517199A2 (fr) 2009-12-23 2010-12-10 Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9111529B2 (fr)
EP (1) EP2517199A2 (fr)
KR (1) KR20120109576A (fr)
FR (1) FR2954570B1 (fr)
WO (1) WO2011086253A2 (fr)

Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2010108803A2 (fr) * 2009-03-25 2010-09-30 Endress+Hauser Conducta Gesellschaft Für Mess- Und Regeltechnik Mbh+Co. Kg Procédé et circuit de transfert de signaux par l'intermédiaire d'une boucle de courant
US9654868B2 (en) 2014-12-05 2017-05-16 Stages Llc Multi-channel multi-domain source identification and tracking
US9508335B2 (en) 2014-12-05 2016-11-29 Stages Pcs, Llc Active noise control and customized audio system
US9747367B2 (en) 2014-12-05 2017-08-29 Stages Llc Communication system for establishing and providing preferred audio
US10609475B2 (en) 2014-12-05 2020-03-31 Stages Llc Active noise control and customized audio system
US9980042B1 (en) 2016-11-18 2018-05-22 Stages Llc Beamformer direction of arrival and orientation analysis system
US10945080B2 (en) 2016-11-18 2021-03-09 Stages Llc Audio analysis and processing system
US9980075B1 (en) 2016-11-18 2018-05-22 Stages Llc Audio source spatialization relative to orientation sensor and output

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4991218A (en) * 1988-01-07 1991-02-05 Yield Securities, Inc. Digital signal processor for providing timbral change in arbitrary audio and dynamically controlled stored digital audio signals
US6895093B1 (en) * 1998-03-03 2005-05-17 Texas Instruments Incorporated Acoustic echo-cancellation system
SE0402649D0 (sv) * 2004-11-02 2004-11-02 Coding Tech Ab Advanced methods of creating orthogonal signals
EP1927102A2 (fr) * 2005-06-03 2008-06-04 Dolby Laboratories Licensing Corporation Appareil et procede permettant de coder des signaux audio a l'aide d'instructions de decodage
US20100303245A1 (en) * 2009-05-29 2010-12-02 Stmicroelectronics, Inc. Diffusing acoustical crosstalk

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO2011086253A2 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2011086253A2 (fr) 2011-07-21
KR20120109576A (ko) 2012-10-08
US20120275608A1 (en) 2012-11-01
FR2954570B1 (fr) 2012-06-08
US9111529B2 (en) 2015-08-18
FR2954570A1 (fr) 2011-06-24
WO2011086253A3 (fr) 2011-09-09

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2517199A2 (fr) Procede de codage/decodage d'un flux numerique stereo ameliore et dispositif de codage/decodage associe
EP2374123B1 (fr) Codage perfectionne de signaux audionumeriques multicanaux
EP2005420B1 (fr) Dispositif et procede de codage par analyse en composante principale d'un signal audio multi-canal
EP0070948B1 (fr) Procédé de codage de la voix et dispositif de mise en oeuvre dudit procédé
US8374858B2 (en) Scalable lossless audio codec and authoring tool
CN1973319B (zh) 编码和解码多通道音频信号的方法和设备
US20040174911A1 (en) Method and apparatus for encoding and/or decoding digital data using bandwidth extension technology
EP1599868A1 (fr) Procede et dispositif de reconstruction spectrale d'un signal audio
JP2005506584A (ja) 減少された帯域幅の伝送路上での広帯域オーディオ信号の伝送方法
EP2517387B1 (fr) Procédé d'optimisation de la réception stéréo pour radio analogique et récepteur de radio analogique associé
WO2010004155A1 (fr) Synthese spatiale de signaux audio multicanaux
FR2891098A1 (fr) Procede et dispositif de mixage de flux audio numerique dans le domaine compresse.
EP1275109A1 (fr) Methode et dispositif d'enrichissement spectral
EP2126905B1 (fr) Procédés et dispositifs d'encodage et décodage de signaux audio, signal audio encodé
EP1886535B1 (fr) Procede pour produire une pluralite de signaux temporels
US20060008089A1 (en) Method for processing audio signals and audio processing system for applying this method
EP2126904B1 (fr) Procede et dispositif de codage audio
FR2783651A1 (fr) Dispositif et procede de filtrage d'un signal de parole, recepteur et systeme de communications telephonique
EP1275410A2 (fr) Un filtre pour le sang
BE889426A (fr) Circuit de reduction des effets de la surcharge d'un support d'enregistrement ou de transmission de signaux
FR2990580A1 (fr) Procedes et dispositifs de transmission et de reception d'un signal large bande, programme d'ordinateur correspondant.
HK1204133B (en) Signal processing apparatus and method
HK1204133A1 (en) Signal processing apparatus and method

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20120711

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
17Q First examination report despatched

Effective date: 20130709

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20140121