EP3987645A1 - Schaltungsvorrichtung und verfahren zur ansteuerung einer sekundärseite eines gleichspannungswandlers - Google Patents

Schaltungsvorrichtung und verfahren zur ansteuerung einer sekundärseite eines gleichspannungswandlers

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Publication number
EP3987645A1
EP3987645A1 EP20733257.8A EP20733257A EP3987645A1 EP 3987645 A1 EP3987645 A1 EP 3987645A1 EP 20733257 A EP20733257 A EP 20733257A EP 3987645 A1 EP3987645 A1 EP 3987645A1
Authority
EP
European Patent Office
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switch
time
voltage
connection
circuit
Prior art date
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Pending
Application number
EP20733257.8A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Jan Allgeier
Thomas Plum
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Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
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Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP3987645A1 publication Critical patent/EP3987645A1/de
Pending legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H02M3/33576—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer
    • H02M3/33592—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements having at least one active switching element at the secondary side of an isolation transformer having a synchronous rectifier circuit or a synchronous freewheeling circuit at the secondary side of an isolation transformer
    • H—ELECTRICITY
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/34—Snubber circuits
    • H02M1/348—Passive dissipative snubbers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0051—Diode reverse recovery losses
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the invention relates to a circuit device for controlling the
  • a so-called synchronous rectifier is often used to improve efficiency.
  • a rectifier diode at the output of such a converter is replaced by a controllable switching element, for example a MOSFET transistor.
  • the channel of the MOSFET transistor is controlled to be actively conductive, i.e. switched on so that it conducts electrically as long as a current flows through the intrinsic diode of the MOSFET transistor.
  • the lower forward voltage of the conductive channel compared to the intrinsic diode of the MOSFET transistor reduces the losses considerably, especially in
  • the MOSFET transistor should ideally have a control signal at the gate exactly at the time of
  • Zero crossing of the current in particular when the direction of flow of the current through the switching element is reversed, can be switched off.
  • the conduction losses can be minimized on the one hand, and the reverse recovery losses of the intrinsic diode can also be drastically reduced.
  • the parasitic capacitances of the switching element are charged when switching off and the energy stored in the capacitances is recovered during the subsequent switching-on process. It is consequently possible to operate the switching element with almost no switching losses.
  • Another approach uses the accurate measurement of the forward voltage of the MOSFET transistor.
  • the measured voltage is dominated by the inductive voltage drops in the case of steep edges, so that an exact compensation of the inductance would be necessary, which hardly appears possible at different operating points of the DC voltage converter.
  • MOSFET transistors from e.g. less than 1 mOhm. Hence would a
  • Gate control is another obstacle to using this method.
  • a DC voltage converter which has a transformer with a primary-side winding and a
  • the DC-DC converter is coupled, has a rectifier circuit, a snubber circuit and a control device.
  • the rectifier circuit is each connected to the end-side taps of the secondary-side winding, and designed to generate a rectified output voltage at a second output of the DC-DC converter.
  • the snubber circuit connected to the rectifier circuit is designed to store resonant oscillation energy occurring in the rectifier circuit.
  • the control device has a switching time determining device and a control signal generator, the switching time determining device for this purpose is designed, a period of time as a function of the output voltage, the charge stored in the snubber circuit and the due to the
  • the control signal generator is designed to generate a control signal for discharging the snubber circuit as a function of the determined time span.
  • the object of the present invention is to provide a circuit device with which the switch-off time of a controllable switching element on a secondary side of a DC-DC converter is adaptively regulated or an optimized switch-off time is determined so that each
  • the circuit device is preferably based as far as possible on existing circuit topologies.
  • a circuit device for controlling the current flow on a secondary side of a DC voltage converter a method for controlling a secondary side of a
  • the invention is based on the knowledge that a storage element, a snubber circuit, which is used for overvoltage protection for a controllable switching element in the secondary circuit of a DC / DC converter, has to take on a larger charge if the switching off or switching off of the controllable switching element is not within the optimal time a switching cycle takes place. Switching off the controllable
  • the switching element generally takes place at a time interval relative to a switching-off process of a further switching element on the primary side of the DC voltage converter.
  • the optimal point in time varies, however, depending on the operating point of the DC / DC converter, so that the switch-off point in time is always adapted to the respective operating point of the DC-DC converter is desirable.
  • a snubber circuit is also called a quenching element, attenuator circuit or a relief network.
  • a synchronous rectifier in particular a synchronous rectifier, has a controllable switching element for switching the current flow through the secondary side of the
  • the switching element has a first connection, a second connection and a control connection.
  • the snubber circuit is electrically coupled to the first terminal and the second terminal.
  • the control circuit is set up to switch off the controllable switching element cyclically by means of the control connection at a predefined point in time, the point in time being a predeterminable distance from a cyclical primary-side disconnection process, in particular to a disconnection process of another
  • the control circuit is also set up to determine an optimized switch-off time for a subsequent cycle or switching cycle of the controllable switching element. Whereby the optimized switch-off time is relative to the
  • Control circuit set up the controllable switching element accordingly via the control connection in the subsequent cycle to the optimized
  • the control circuit is electrically coupled to the snubber circuit and set up, the optimized one
  • the secondary-side switching element is generally switched off as a function of a primary-side switching-off process, the switching-off of the primary-side switching element, offset in time by a predeterminable interval from a point in time.
  • the switch-off time is moved forward or backward minimally so that the secondary-side current is at least partially reduced during the switch-off process at the optimized switch-off time.
  • a snubber circuit protects the switching element on the secondary side from overvoltages.
  • a storage element of the snubber circuit in particular a capacitor, charges up when switched off depending on the losses. It is therefore possible to determine the losses of the switch-off by means of a detection of an electrical variable of the snubber circuit and, depending on the losses determined, an optimized switch-off time for a subsequent one
  • Capacities such as B. unipolar components are used to control the flow of current in order to achieve the advantage of the lower forward voltage.
  • HEMT high-electron-mobility transistor
  • Transistor with high
  • insulated-gate bipolar transistor (dt. bipolar transistor with insulated gate electrode), or thyristors are mentioned.
  • cascodes i.e. series connections of normally-on components and
  • Low voltage semiconductors can be used to control the flow of current. According to one embodiment of the invention, it is proposed that the
  • the snubber circuit detects a voltage on the storage element
  • the voltage at the storage element of the snubber circuit is recorded as the electrical variable, depending on which the optimized switch-off time is determined.
  • the voltage on the storage element represents during operation of the
  • Synchronous rectifier circuit represents a measure for a commutation charge and thus for reverse recovery losses.
  • the level of the losses can consequently be determined by means of the circuit. These losses can be minimized by means of further measures.
  • control circuit is set up to, after the controllable switching element has been switched off for the first time,
  • the specified distance to the primary-side switch-off process is moved forward or backward
  • Switch-off time is brought forward or backward.
  • a first voltage is detected after a first switch-off.
  • controllable switching element was initially in a switched-on, that is to say conductive, state and then, after being switched off, it is in a, in particular completely, blocked state.
  • the voltage on the storage element rises: The voltage is only detected after this transition time; the voltage is typically detected in the middle between switching off and on.
  • a switch-off time that has been set before or after is selected relative to the previous switch-off time.
  • Typical periods of time by which the switch-off time is varied are, for example, 2 and 100 ns.
  • the second detection of the voltage takes place, similar to the first detection, after the switching element has been switched off for the second time. If the second detected voltage is lower, the losses are at least partially minimized compared to the previous switch-off. The difference between the first and the second voltage is positive.
  • the direction of the forward or backward movement is retained. If the detected voltage were higher, the losses would be higher. There would be a negative difference in the voltages.
  • the optimized switch-off time is determined accordingly as a function of the difference between the detected voltages. Moving the
  • the switch-off time takes place relative to the previous one
  • the circuit device described uses an existing one
  • control circuit is set up to repeat a change in the switch-off time that led to a reduction in the voltage at the storage element of the snubber circuit in a previous cycle, in order to supply the voltage at the storage element of the snubber circuit to a minimum.
  • control circuit is set up in such a way that there is a small variation in the switch-off time of the controllable switching element in a respective cycle compared to the previous switch-off time.
  • switch-off time is brought forward or back in the next cycle, so that the detected voltage after a few cycles in every stationary operating point of the DC / DC converter becomes minimal.
  • optimal operation of the DC voltage converter is set.
  • control circuit have a microcontroller circuit. This makes it easy to implement an algorithm that is optimized for the current design of the DC / DC converter and that optimizes its operating point.
  • the snubber circuit have a capacitor as a storage element.
  • the snubber circuit is a series connection of a diode and a
  • Has capacitor as a storage element, which is connected in parallel to the first connection and the second connection of the controllable switching element, and has a discharge resistor which is connected to a center tap, between the diode and the capacitor, and a negative potential connection of the secondary-side winding of the transformer.
  • the snubber circuit has the three components described in the circuit shown, and a capacitor is used as a storage element.
  • a capacitor is used as a storage element.
  • the invention also relates to a method for controlling a secondary side of a DC / DC converter, in particular a synchronous rectifier.
  • the secondary side of the DC voltage converter has a controllable
  • Switching element with a first connection, a second connection and a control connection and a snubber circuit, which is electrically coupled to the first connection and the second connection.
  • the method switches the controllable switching element cyclically to one
  • Point in time off the point in time being at a predeterminable interval from a primary-side switch-off process
  • Switching cycle for controlling the controllable switching element as a function of an electrical variable of the snubber circuit, in particular as a function a detection of a voltage on a storage element of the snubber circuit.
  • the method described uses a snubber hardware used to limit the voltage across the MOSFET in order to determine the optimum switch-off time of the MOSFET transistor as a function of a voltage determination on
  • Storage element set iteratively.
  • the method determines an optimized switch-off point in time for activating the controllable switching element in that, after the controllable switching element has been switched off for the first time, it first detects a first voltage on the storage element of the snubber circuit (S1),
  • the subsequent optimized switch-off time as a function of the determined positive or negative difference, as the switch-off time which is brought forward or backwards relative to the last determined switch-off time.
  • circuit device also apply to the method for controlling a synchronous rectifier.
  • this method can control circuit devices which have the same structural features as the different ones
  • a computer program product which comprises instructions which, when the program is executed by a computer, cause the computer to execute the method explained above.
  • a computer-readable storage medium is specified which comprises instructions which, when executed by a computer, cause the computer to carry out the method described above.
  • a drive system which has a first direct current source with a first voltage and a second direct current source with a second voltage, the first voltage being higher than the second
  • the drive system has a drive unit and an inverter which electrically couples the first direct current source to the drive unit.
  • This drive system contains a DC / DC converter with a circuit device according to the above descriptions, which is electrically connected on the primary side to the first direct current source and is connected on the secondary side to the second direct current source.
  • the DC / DC converter can thus supply the second direct current source with electrical energy from the first direct current source.
  • FIGS. 1 and 2 An exemplary embodiment of the invention and its effect are shown in FIGS. 1 and 2 and are explained in more detail below. It shows:
  • FIG. 1 shows the influence of the switch-off point in time on the reverse recovery current that forms during switch-off in a MOSFET transistor
  • FIG. 2 shows the circuit device together with the secondary circuit of a DC voltage converter
  • FIG. 3 shows a flow chart for a method for controlling a
  • FIGS. 1 a and 1 b show the influence of the switch-off time on the reverse recovery current that develops during switch-off using the example of a controlled MOSFET transistor inductive load.
  • the two measurement curves show the course of the current i in amperes at a MOSFET transistor, plotted against the time t in nanoseconds, at which the MOSFET transistor was switched off too early.
  • the MOSFET transistor is too early for the measurement curve aa 10 ns
  • the figure lb shows the course of the reverse recovery current with a measurement according to the figure la, but with a delayed shutdown.
  • the measurement curves ba stand for 10 ns, bb for 20 ns and bc for 50 ns too late shutdown. With this so-called “shoot-through”, the channel of the MOSFET transistor of a synchronous rectifier is closed too late. Because of the great
  • DC voltage converter is particularly important.
  • FIG. 2 shows a simplified equivalent circuit diagram of a secondary side 20 of a DC voltage converter with an inventive one
  • the topology of the DC-DC converter 20 can, for example, have a flyback, flow converter, resonance converter topology or a topology derived therefrom.
  • the secondary side 20 of the DC-DC converter 20 can, for example, have a flyback, flow converter, resonance converter topology or a topology derived therefrom.
  • DC-DC converter is fed by the secondary winding 6 of an ideally assumed transformer as an AC voltage source, which is supplied from a primary side of the not shown in Figure 2
  • a leakage inductance 7 represents in the equivalent circuit the inductance of the secondary side of the transformer, not shown, and the parasitic leakage inductance of the
  • This leakage inductance 7 which is connected to a first contact of the AC voltage source in the equivalent circuit diagram and forms on that of the secondary-side winding 6 of the
  • a first contact 1 a, in particular a source contact, of a MOSFET transistor 1 is connected to this positive potential connection 9
  • Circuit device 10 connected for controlling the current, by means of which the rectification of the current I on the secondary side 20 of the
  • a second contact 1c, in particular a drain contact, of the MOSFET transistor 1 is connected to a first connection 8a of the output of the secondary side 20 of the DC voltage converter.
  • FIG. 2 the intrinsic diode ld of the MOSFET transistor 1 is shown in parallel with the source contact la and the drain contact lc.
  • a negative potential connection 11 of the secondary winding of the transformer which is represented here in the equivalent circuit diagram by a lower contact of the AC voltage source 6, is connected to a second connection 8b of the output of FIG.
  • the snubber circuit has a series circuit comprising a diode 2 and a storage capacitor 3, which is connected electrically in parallel with the MOSFET transistor 1 at the source contact 1 a and drain contact 1 c of the MOSFET transistor 1.
  • the snubber circuit has a discharge resistor 4 which is connected between a common contact, the diode 2 and the capacitor 3, and the negative potential terminal 11.
  • the described snubber circuit is a special arrangement of a so-called RCD snubber (resistor, capacitor, diode).
  • RCD snubber resistor, capacitor, diode
  • the initially positive current I is reduced by the negative rectangular edge of the AC voltage source 6.
  • the sign of the current I changes and this flows in the forward direction through the MOSFET transistor 1 until the intrinsic diode can absorb reverse voltage.
  • the voltage across the intrinsic diode continues to rise and finally reaches the total voltage of the voltage across the Output connections of the secondary side 8a, 8b of the DC voltage converter and the negative edge of the AC voltage source of the secondary side 6 of the transformer.
  • Resistor 4 converted into heat, and partly delivered to the output 8a, 8b of the secondary side 10 of the DC voltage converter.
  • Storage capacitor 3 energy transferred per switching process depends directly on the energy stored at the time of switch-off. The more power is supplied to the storage capacitor 3, the higher the voltage on this storage capacitor 3 increases. In the steady state, there is a voltage across the storage capacitor 3 at which the power balance is balanced. Thus, a measurement of the slowly changing voltage on the storage capacitor 3 can be used to control the optimization of the
  • a control circuit 5 is connected in parallel to the capacitor 3 with a first input 5a and a second input 5b for tapping the voltage.
  • the gate contact 1b of the MOSFET transistor 1 is connected to the output 5c of the control circuit 5. About this contact 5c can be
  • Control circuit 5 switch off the MOSFET transistor 1.
  • the control circuit for switching on the MOSFET transistor 1 is the
  • the control circuit 5 is set up in such a way that there is a small variation in the turn-off time of the MOSFET transistor 1 compared to the previous turn-off time, in particular relative to one cycle
  • FIG. 3 shows an example of a flow chart for the method
  • step S1 a voltage measurement is carried out on the storage element 3 of the snubber circuit and a voltage V (k) is detected on the storage capacitor 3 and compared in step S2 with the voltage V (k-l) measured in the previous cycle.
  • dT (k) dT (k-l).
  • step S5 the variation of the
  • Switch-off time dT (k) opposite to that set with the negative value of the previous variation of switch-off time dT (k-l):
  • step S4 the new optimized one then results for both cases
  • a (k) A (k-l) + dT (k)

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Schaltungsvorrichtung (10) für die Steuerung des Stromflusses der Sekundärseite (20) eines Gleichspannungswandlers, aufweisend: ein steuerbares Schaltelement (1) mit einem ersten Anschluss (1a), einem zweiten Anschluss (1c) und Steueranschluss (1b); eine Snubber-Schaltung, die elektrisch mit dem Sourceanschluss (1a) und dem zweiten Anschluss (1c) gekoppelt ist; und eine Regelschaltung (5), die eingerichtet ist, einen Ausschaltzeitpunkt des steuerbaren Schaltelementes (1) über den Steueranschluss (1b) zu steuern; wobei die Regelschaltung (5) mit der Snubber-Schaltung elektrisch gekoppelt ist und eingerichtet ist, den Ausschaltzeitpunkt, abhängig von einer elektrischen Größe der Kopplung, zu steuern.

Description

Beschreibung
Titel:
Schaltungsvorrichtung und Verfahren zur Ansteuerung einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsvorrichtung für die Steuerung des
Stromflusses der Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers.
In Gleichspannungswandlern höherer Leistung wird zur Verbesserung der Effizienz oftmals ein sogenannter Synchrongleichrichter (SGR) eingesetzt. Dabei wird beispielsweise eine Gleichrichterdiode am Ausgang eines solchen Wandlers durch ein steuerbares Schaltelement, beispielsweise einen MOSFET-Transistor, ersetzt. Der Kanal des MOSFET-Transistors wird aktiv leitend gesteuert, also eingeschaltet damit er elektrisch leitet, solange ein Strom durch die intrinsische Diode des MOSFET-Transistors fließt. Die niedrigere Durchlassspannung des leitenden Kanals im Vergleich zur intrinsischen Diode des MOSFET-Transistors reduziert dabei die Verluste erheblich, insbesondere bei
Gleichspannungswandlern mit niedrigen Ausgangsspannungen und hohen Ausgangsströmen.
Um weitere Verluste zu minimieren, sollte im idealen Fall der MOSFET- Transistor mit einem Steuersignal am Gate genau zum Zeitpunkt des
Nulldurchgangs des Stromes, insbesondere wenn sich die Flussrichtung des Stroms durch das Schaltelement umkehrt, ausgeschaltet werden. Dadurch können einerseits die Leitverluste minimiert werden, außerdem können die reverse-recovery Verluste der intrinsischen Diode drastisch reduziert werden. Im Idealfall werden beim Ausschalten lediglich die parasitären Kapazitäten des Schaltelementes aufgeladen und die in den Kapazitäten gespeicherte Energie wird beim nachfolgenden Einschaltvorgang wieder zurückgewonnen. Es ist folglich ein Betrieb des Schaltelementes fast ohne Schaltverluste möglich.
Stand der Technik Aus der Literatur sind eine Vielzahl von Ansteuerschaltungen bekannt, um den Abschaltzeitpunkt beispielsweise eines MOSFET-Transistors möglichst optimal zu steuern.
Ein möglicher Ansatz verwendet die Messung des Stromes durch den Schalter, um den Nulldurchgang zu detektieren. Dieses Verfahren erweist sich aber als kostenintensiv und insbesondere bei steilen Stromflanken, aufgrund von
Verzögerungen in der Messung und Signalverarbeitung, als wenig geeignet für zukünftige Hochfrequenz-Applikationen.
Ein anderer Ansatz verwendet die genaue Messung der Durchlassspannung des MOSFET-Transistors. Allerdings wird die gemessene Spannung bei steilen Flanken von den induktiven Spannungsabfällen dominiert, so dass eine genaue Kompensation der Induktivität erforderlich wäre, was bei unterschiedlichen Arbeitspunkten des Gleichspannungswandlers kaum möglich erscheint.
Zusätzlich erschwert wird dieses Verfahren durch immer niederohmigere
MOSFET-Transistoren von z.B. weniger als 1 mOhm. Daher würde eine
Genauigkeit im mV-Bereich gebraucht, um den Abschaltzeitpunkt richtig einzustellen, wobei aber die parasitären induktiven Spannungsabfälle über den Bauteilen, bei steilen Stromflanken, Werte von einigen Volt erreichen können. Zusätzlich stellen die Latenzzeiten der Signalverarbeitung und der
Gateansteuerung ein weiteres Hindernis zur Anwendung dieses Verfahrens dar.
In der DE 10 2012 202 869 Al ist ein Gleichspannungswandler beschrieben, der einen Transformator mit einer primärseitigen Wicklung und einer
sekundärseitigen Wicklung mit Mittelabgriff, eine Speicherdrossel, welche zwischen den Mittelabgriff und einen ersten Ausgang des
Gleichspannungswandlers gekoppelt ist, eine Gleichrichterschaltung, eine Snubber-Schaltung und eine Ansteuervorrichtung aufweist. Die Gleichrichter schaltung ist jeweils mit den endseitigen Abgriffen der sekundärseitigen Wicklung verbunden, und zum Erzeugen einer gleichgerichteten Ausgangsspannung an einem zweiten Ausgang des Gleichspannungswandlers ausgelegt. Die mit der Gleichrichterschaltung verschaltete Snubber-Schaltung ist dazu ausgelegt, in der Gleichrichterschaltung auftretende resonante Schwingungsenergie zu speichern. Die Ansteuervorrichtung weist eine Schaltzeitermittlungseinrichtung und einen Steuersignalgenerator auf, wobei die Schaltzeitermittlungseinrichtung dazu ausgelegt ist, eine Zeitspanne in Abhängigkeit von der Ausgangsspannung, der in der Snubber-Schaltung gespeicherten Ladung und der aufgrund der
Gleichrichtung auftretenden Stromschwankungen des Stroms durch die Speicherdrossel zu ermitteln. Der Steuersignalgenerator ist dazu ausgelegt, in Abhängigkeit von der ermittelten Zeitspanne, ein Ansteuersignal zum Entladen der Snubber-Schaltung zu erzeugen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist eine Schaltungsvorrichtung anzugeben, mit der der Abschaltzeitpunkt eines steuerbaren Schaltelementes einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers adaptiv so geregelt wird oder ein optimierter Abschaltzeitpunkt ermittelt wird, dass sich in jedem
Arbeitspunkt der Synchrongleichrichterschaltung minimale Abschaltverluste ergeben. Bevorzugt setzt die Schaltungsvorrichtung möglichst weitgehend auf vorhandene Schaltungstopologien auf.
Offenbarung der Erfindung
Erfindungsgemäß wird eine Schaltungsvorrichtung für die Steuerung des Stromflusses einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers, ein Verfahren zur Ansteuerung einer Sekundärseite eines
Gleichspannungswandlers, ein Computerprogrammprodukt und ein
computerlesbares Speichermedium gemäß den Merkmalen der unabhängigen Ansprüche angegeben. Vorteilhafte Ausgestaltungen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche sowie der nachfolgenden Beschreibung.
Die Erfindung beruht auf der Erkenntnis, dass ein Speicherelement, einer Snubber-Schaltung, welche zum Überspannungsschutz für ein steuerbares Schaltelement im Sekundärkreis eines Gleichspannungswandlers eingesetzt wird, eine größere Ladung aufnehmen muss, wenn die Abschaltung oder das Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes nicht zum optimalen Zeitpunkt innerhalb eines Schaltzyklus erfolgt. Das Ausschalten des steuerbaren
Schaltelementes erfolgt generell in einem zeitlichen Abstand relativ zu einem Ausschaltvorgangs eines weiteren Schaltelementes auf der Primärseite des Gleichspannungswandlers. Der optimale Zeitpunkt variiert jedoch je nach Arbeitspunkt des Gleichspannungswandlers, so dass stets eine Anpassung des Ausschaltzeitpunktes an den jeweiligen Betriebspunkt des Gleichspannungswandlers wünschenswert ist. Eine Snubber-Schaltung wird auch Löschglied, Dämpfer-Schaltung oder Entlastungsnetzwerk genannt.
Die erfindungsgemäße Schaltungsvorrichtung für die Steuerung des
Stromflusses einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers,
insbesondere eines Synchrongleichrichters, weist ein steuerbares Schaltelement, zum Schalten des Stromflusses durch die Sekundärseite des
Gleichspannungswandlers, eine Snubber-Schaltung und eine Regelschaltung auf. Das Schaltelement weist einen ersten Anschluss, einen zweiten Anschluss und einen Steueranschluss auf. Die Snubber-Schaltung ist elektrisch mit dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss gekoppelt. Die Regelschaltung ist eingerichtet, das steuerbare Schaltelement zyklisch mittels des Steueranschluss zu einem vorgegebenen Zeitpunkt auszuschalten, wobei der Zeitpunkt einen vorgebbaren Abstand zu einem zyklischen primärseitigen Ausschaltvorgang aufweist, insbesondere zu einem Ausschaltvorgang eines weiteren
Schaltelementes auf der Primärseite des Gleichspannungswandlers. Die
Regelschaltung ist weiter eingerichtet, einen optimierten Ausschaltzeitpunkt für einen nachfolgenden Zyklus oder Schaltzyklus des steuerbaren Schaltelementes zu ermitteln. Wobei der optimierte Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem
vorgegebenen Zeitpunkt zeitlich vor- oder zurückverlegt ist. Weiter ist die
Regelschaltung eingerichtet, das steuerbare Schaltelement entsprechend über den Steueranschluss in dem nachfolgenden Zyklus an dem optimierten
Ausschaltzeitpunkt auszuschalten. Die Regelschaltung ist mit der Snubber- Schaltung elektrisch gekoppelt und eingerichtet, den optimierten
Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit einer elektrischen Größe der Snubber- Schaltung zu ermitteln.
Bei einem galvanisch getrennten Gleichspannungswandler wird mittels
Einschalten eines sekundärseitigen steuerbaren Schaltelementes jeweils in den Phasen eines Übertragungszyklus, in denen elektrische Energie an der
Sekundärwicklung des Transformators bereitgestellt wird, der Stromfluss von der sekundärseitigen Wicklung zum Ausgang oder den Ausgangsanschlüssen des Gleichspannungswandlers ermöglicht. In den Phasen eines Übertragungszyklus, in denen keine elektrische Energie an der Sekundärwicklung des Transformators bereitgestellt wird, wird mittels Ausschalten des sekundärseitigen steuerbaren Schaltelementes der Stromfluss von der sekundärseitigen Wicklung zum
Ausgang oder den Ausgangsanschlüssen des Gleichspannungswandlers unterbrochen und verhindert. Dieses Einschalten und Ausschalten entspricht dem Schalten des Stromflusses durch die Sekundärseite des
Gleichspannungswandlers. Aufgrund der sich abwechselnden Phasen der Energieübertragung erfolgt dieses Schalten zyklisch. Auf der Primärseite eines Gleichspannungswandlers ist ebenfalls ein Schaltelement, welches den
Stromfluss oder Energiefluss zu der Primärseite des Transformators zyklisch schaltet. Das sekundärseitige Schaltelement wird generell in Abhängigkeit eines primärseitigen Ausschaltvorgangs, dem Ausschaltens des primärseitigen Schaltelements, zeitlich um einen vorgebbaren Abstand versetzt zu einem Zeitpunkt ausgeschaltet. Je nach Arbeitspunkt des Gleichspannungswandlers (u.a. Strom, Spannung an Eingang, Last am Ausgang, Temperatur) fließt zu diesem Zeitpunkt sekundärseitig Strom zwischen der sekundärseitigen Wicklung und dem Ausgang des Gleichspannungswandlers, welcher beim Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes auf der Sekundärseite zu Verlusten führt. Zur Reduktion der Verluste wird der Ausschaltzeitpunkt minimal vor- oder zurückverlegt, damit beim Ausschaltvorgang zum optimierten Ausschaltzeitpunkt der sekundärseitige Strom mindestens teilweise reduziert ist. Eine Snubber- Schaltung schützt das sekundärseitige Schaltelement vor Überspannungen. Ein Speicherelement der Snubber-Schaltung insbesondere ein Kondensator, lädt sich beim Ausschalten in Abhängigkeit der Verluste auf. Daher ist es möglich, mittels einer Erfassung einer elektrischen Größe der Snubber-Schaltung die Verluste des Ausschaltens zu bestimmen und in Abhängigkeit der bestimmten Verluste einen optimierten Ausschaltzeitpunkt für einen nachfolgenden
Ausschaltzyklus zu bestimmen.
Als steuerbares Schaltelement können Schaltelemente mit parasitären
Kapazitäten, wie z. B. unipolare Bauelemente zur Steuerung des Stromflusses eingesetzt werden, um den Vorteil der geringeren Durchlassspannung zu erreichen. Als Beispiel für solche steuerbaren Schaltelemente können HEMT (high-electron-mobility transistor) ( dt. »Transistor mit hoher
Elektronenbeweglichkeit«), jFET ( engl, junction-fet, bzw. non-insulated-gate-fet, NIGFET) (Sperrschicht-Feldeffekttransistor), Leistungs- MOSFET, IGBT
(insulated-gate bipolar transistor) (dt. Bipolartransistor mit isolierter Gate- Elektrode), oder Thyristoren angeführt werden. Weiterhin können Kaskoden, also Reihenschaltungen von normally-on Bauelementen und
Niederspannungshalbleiter zur Steuerung des Stromflusses eingesetzt werden. Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass die
Regelschaltung über einen Spannungsabgriff an einem Speicherelement, insbesondere an einem Kondensator, der Snubber-Schaltung eine Spannung an dem Speicherelement erfasst
Als elektrische Größe in deren Abhängigkeit der optimierte Ausschaltzeitpunkt ermittelt wird, wird die Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung erfasst. Die Spannung am Speicherelement stellt im Betrieb der
Synchrongleichrichterschaltung ein Maß für eine Kommutierungsladung und somit für reverse-recovery Verluste dar. Mittels der Schaltung kann folglich die Höhe der auftretenden Verluste bestimmt werden. Mittels weiterer Maßnahmen können diese Verluste minimiert werden.
Gemäß einer die Erfindung verbessernden Maßnahme wird vorgeschlagen, dass die Regelschaltung dazu eingerichtet ist, nach einem ersten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes,
eine erste Erfassung einer ersten Spannung am Speicherelement der Snubber- Schaltung vorzunehmen,
für ein darauffolgendes zweites Ausschalten einen Ausschaltzeitpunkt zu wählen, welcher im Vergleich zum ersten Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem
vorgegebenen Abstand zu dem primärseitigen Ausschaltvorgang vor- oder zurückverlegt ist,
nach einem zweiten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes zu dem gewählten Ausschaltzeitpunkt, eine zweite Erfassung einer zweiten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vorzunehmen,
eine Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung zu ermitteln,
und den für den darauffolgenden Zyklus optimierten Ausschaltzeitpunkt zu ermitteln in Abhängigkeit der ermittelten positiven oder negativen Differenz, wobei der optimierte Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem letzten ermittelten
Ausschaltzeitpunkt vorverlegt oder zurückverlegt wird.
Die Erfassung einer ersten Spannung erfolgt nach einem ersten Ausschalten.
Das bedeutet, dass nachdem sich das steuerbare Schaltelement zunächst in einem eingeschalteten, also leitenden, Zustand befand und anschließend nach einem Ausschalten in einem, insbesondere vollständig, gesperrten Zustand befindet. Während der Übergangszeit aus dem leitenden in den sperrenden Zustand steigt die Spannung an dem Speicherelement: Eine Erfassung der Spannung erfolgt erst nach dieser Übergangszeit, typischerweise wird insbesondere zeitlich in der Mitte zwischen dem Aus- und Einschalten die Spannung erfasst.
Anschließend wird ein vor- oder zurückgelegter Ausschaltzeitpunkt, relativ zu dem vorhergehenden Ausschaltzeitpunkt gewählt. Typische Zeitdauern, um die der Ausschaltzeitpunkt variiert wird, sind beispielsweise 2 und 100 ns. Die zweite Erfassung der Spannung erfolgt, analog zur ersten Erfassung, nach dem zweiten Ausschalten des Schaltelementes. Ist die zweite erfasste Spannung geringer, so sind die Verluste zumindest teilweise minimiert gegenüber dem vorhergehenden Ausschalten. Die Differenz der ersten und der zweiten Spannung ist positiv. Für eine Optimierung eines nachfolgenden Ausschaltzeitpunktes wird die Richtung der Vor- oder Zurückverlegung beibehalten. Wäre die erfasste Spannung höher, so wären die Verluste höher. Es ergäbe sich eine negative Differenz der Spannungen. Für eine Optimierung eines nachfolgenden Ausschaltzeitpunktes würde die Richtung der Vor- oder Zurückverlegung getauscht. Dementsprechend wird der optimierte Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit der Differenz der erfassten Spannungen bestimmt. Das Vor- oder Zurückverlegen des
Ausschaltzeitpunktes erfolgt dabei relativ zu dem vorhergehenden
Ausschaltzeitpunkt, welcher auch von dem Zeitpunkt des primärseitigen
Ausschaltvorgangs und dem vorgebbaren Abstand zu dem primärseitigen Ausschaltvorgang abhängt. Ein entsprechendes vorverlegen oder verzögern des Ausschaltzeitpunktes wird wiederholt. Bevorzugt wird, falls nach Erreichen des Minimums die Spannung wieder ansteigt, durch einmalige entgegengesetzte Variation des Ausschaltzeitpunktes die Schaltung mit minimierten Verlusten betrieben.
Die beschriebene Schaltungsvorrichtung nutzt eine vorhandene zur
Spannungsbegrenzung über einem steuerbaren Schaltelementes benutzte Snubber-Hardware, um den optimalen Ausschaltzeitpunkt des steuerbaren Schaltelementes einzustellen. Die notwendigen hardwaremäßigen Änderungen, für eine Bestimmung der Spannung am Snubber-Speicherelement und die entsprechende Auswertung, sind gering. Vorteilhafterweise müssen keine besonderen Anforderungen an die Erfassungsdynamik der Bestimmung der Spannung gestellt werden, da die Dynamik des Systems durch die
verhältnismäßig lange Zeitkonstante der Snubber-Schaltung bestimmt wird. Laufzeiteffekte wie Latenzzeiten, Temperaturabhängigkeiten, Alterung, etc.
werden durch diese Schaltungsvorrichtung kompensiert.
Insbesondere wird vorgeschlagen, dass die Regelschaltung eingerichtet ist, eine Änderung des Ausschaltzeitpunktes, die in einem vorherigen Zyklus zu einer Verringerung der Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung führten, zu wiederholen, um die Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung einem Minimum zuzuführen.
Die Regelschaltung ist dazu so eingerichtet, dass in einem jeweiligen Zyklus eine kleine Variation des Abschaltzeitpunktes des steuerbaren Schaltelementes, gegenüber dem vorherigen Abschaltzeitpunkt erfolgt. In Abhängigkeit der Erfassung einer Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung und insbesondere der Differenzbildung der beiden letzten erfassten Spannungen wird bestimmt, ob der Abschaltzeitpunkt im nächsten Zyklus vor- oder zurückgelegt wird, so dass die erfasste Spannung nach einigen Zyklen in jedem stationären Betriebspunkt des Gleichspannungswandlers minimal wird. Dadurch wird ein optimaler Betrieb des Gleichspannungswandlers eingestellt.
In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass die Regelschaltung eine Mikrocontroller-Schaltung aufweist. Damit ist es einfach einen Algorithmus zu implementieren, der auf die aktuelle Auslegung des Gleichspannungswandlers optimiert ist und dessen Arbeitspunkt optimiert.
Entsprechend einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass der erste Anschluss des steuerbaren mit einem positiven
Potentialanschluss einer sekundärseitigen Windung eines Transformators des Gleichspannungswandlers verbunden ist, und dass die Snubber-Schaltung elektrisch mit dem ersten Anschluss des steuerbaren Schaltelementes, dem zweiten Anschluss des steuerbaren Schaltelementes und einem negativen Potentialanschluss der sekundärseitigen Windung des Transformators verbunden ist.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass die Snubber-Schaltung einen Kondensator als Speicherelement aufweist.
Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, dass die Snubber-Schaltung eine Reihenschaltung aus einer Diode und einem
Kondensator als Speicherelement aufweist, die parallel zu dem ersten Anschluss und den zweiten Anschluss dem steuerbaren Schaltelementes geschaltet ist, sowie einen Entladewiderstand aufweist, der mit einem Mittelabgriff, zwischen der Diode und dem Kondensator, und einem negativen Potentialanschluss der sekundärseitigen Windung des Transformators verbunden ist.
In diesem Ausführungsbeispiel weist die Snubber-Schaltung die beschriebenen drei Bauelemente in der dargestellten Verschaltung auf und ein Kondensator dient als Speicherelement. Es ist aber bekannt, dass es möglich ist, eine
Snubber-Schaltung mit den drei Bauelementen äquivalent mit einer anderen Topologie auf der Sekundärseite des Gleichspannungswandlers zu realisieren, ohne dass sich die Funktionalität oder die erfinderische Lehre der
Schaltungsvorrichtung ändert.
Da eine solche Snubber-Schaltung in Synchrongleichrichterschaltungen oft schon vorgesehen ist, müssen nur zwei Eingangskontakte der Regelschaltung mit einem ersten und zweiten Kontakt des Kondensators verbunden werden und es ist eine Spannungsmessung oder -erfassung für die Regelschaltung einzurichten. Die weiteren notwendigen Anpassungen betreffen die
Implementierung des beschriebenen Algorithmus. Für eine solche Annäherung an ein Minimum sind eine Reihe von weiteren Algorithmen bekannt, die auch ggf. zur einer weiteren Optimierung zur schnellen Annäherung an ein Minimum der abgegriffenen Spannung vom Speicherkondensator ausgewählt werden können.
Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Ansteuerung einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers, insbesondere eines Synchrongleichrichters. Die Sekundärseite des Gleichspannungswandlers weist ein steuerbares
Schaltelement mit einem ersten Anschluss, einem zweiten Anschluss und einem Steueranschluss und eine Snubber-Schaltung auf, welche elektrisch mit dem ersten Anschluss und dem zweiten Anschluss gekoppelt ist.
Das Verfahren schaltet das steuerbare Schaltelement zyklisch zu einem
Zeitpunkt aus, wobei der Zeitpunkt einen vorgebbaren Abstand zu einem primärseitigen Ausschaltvorgang aufweist,
ermittelt einen optimierten Ausschaltzeitpunkt für einen nachfolgenden
Schaltzyklus zur Ansteuerung des steuerbaren Schaltelementes in Abhängigkeit einer elektrischen Größe der Snubber-Schaltung, insbesondere in Abhängigkeit einer Erfassung einer Spannung an einem Speicherelement der Snubber- Schaltung.
Das beschriebene Verfahren nutzt eine zur Spannungsbegrenzung über dem MOSFET benutzte Snubber-Hardware, um den optimalen Ausschaltzeitpunkt des MOSFET-Transistors, in Abhängigkeit einer Spannungsbestimmung am
Speicherelement, iterativ einzustellen.
In einer Ausgestaltung des Verfahrens ermittelt das Verfahren einen optimierten Ausschaltzeitpunkt zur Ansteuerung des steuerbaren Schaltelementes, indem es nach einem ersten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes eine erste Erfassung einer ersten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vornimmt (Sl),
für ein darauffolgendes zweites Ausschalten ein im Vergleich zum ersten
Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem vorgegebenen Abstand zu dem primärseitigen Ausschaltvorgang vor- oder zurückverlegten optimierten Ausschaltzeitpunkt wählt (S4, S5),
nach einem zweiten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes eine zweite Erfassung einer zweiten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vornimmt,
eine Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung ermittelt,
und den darauffolgenden optimierten Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit der ermittelten positiven oder negativen Differenz ermittelt, als Ausschaltzeitpunkt, welcher relativ zu dem letzten ermittelten Ausschaltzeitpunkt vorverlegten oder zurückverlegt ist.
Es gelten die Überlegungen und Vorteile, die für die Schaltungsvorrichtung zutreffen auch für das Verfahren zur Ansteuerung eines Synchrongleichrichters. Insbesondere kann dieses Verfahren Schaltungsvorrichtungen ansteuern, die die gleichen strukturellen Merkmale aufweisen wie die unterschiedlichen
Ausführungsformen der erfindungsgemäßen Schaltungsvorrichtungen, die oben dargestellt wurde.
Weiterhin wird Computerprogrammprodukt angegeben, welches Befehle umfasst, die bei der Ausführung des Programms durch einen Computer diesen veranlassen, das oben erläuterte Verfahren auszuführen. Darüber hinaus wird ein computerlesbares Speichermedium angegeben, das Befehle umfasst, die bei der Ausführung durch einen Computer diesen veranlassen, das oben beschriebene Verfahren auszuführen.
Es wird ein Antriebssystem angegeben, das eine erste Gleichstromquelle mit einer ersten Spannung und eine zweite Gleichstromquelle mit einer zweiten Spannung aufweist, wobei die erste Spannung höher ist als die zweite
Spannung. Weiterhin weist das Antriebssystem eine Antriebseinheit und einen Wechselrichter auf, der die erste Gleichstromquelle mit der Antriebseinheit elektrisch koppelt. In diesem Antriebssystem ist ein Gleichspannungswandler mit einer Schaltungsvorrichtung, entsprechend der obigen Beschreibungen, enthalten, der primärseitig mit der ersten Gleichstromquelle elektrisch verbunden ist und mit der zweiten Gleichstromquelle sekundärseitig verbunden ist. Somit kann der Gleichspannungswandler die zweite Gleichstromquelle aus der ersten Gleichstromquelle mit elektrischer Energie versorgen.
Ausführungsbeispiel
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung und deren Wirkung sind in den Figuren 1 und 2 dargestellt und werden im Folgenden näher erläutert. Es zeigt:
Figur 1 den Einfluss des Abschaltzeitpunktes auf den sich beim Abschalten ausbildenden reverse-recovery Strom bei einem MOSFET-Transistor;
Figur 2 die Schaltungsvorrichtung zusammen mit dem Sekundärkreis eines Gleichspannungswandlers;
Figur 3 ein Flussdiagramm für ein Verfahren zur Ansteuerung einer
Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers.
In diesem Ausführungsbeispiel wird für das steuerbare Schaltelement ein MOSFET-Transistor stellvertretend für die oben beschriebene Vielzahl von möglichen Schaltelementen verwendet. Die Figuren la und lb zeigen den Einfluss des Abschaltzeitpunktes auf den sich beim Abschalten ausbildenden reverse-recovery Strom am Beispiel eines gesteuerten MOSFET-Transistors mit induktiver Last. In der Figur la zeigen die zwei Messkurven den Verlauf des Stroms i in Ampere an einem MOSFET-Transistor, aufgetragen über der Zeit t in Nanosekunden, bei dem der MOSFET-Transistor zu früh abgeschaltet wurde. Dabei ist der MOSFET-Transistor bei der Messkurve aa 10 ns zu früh
abgeschaltet und in der Messkurve ab ist der Strom 200 ns zu früh abgeschaltet worden. Es ist deutlich zu erkennen, dass der reverse-recovery Strom und die resultierende elektrische Ladung zunehmen, je weiter der Abschaltzeitpunkt vom optimalen Zeitpunkt entfernt ist.
Die Figur lb zeigt den Verlauf des reverse-recovery Stroms bei einer Messung entsprechend der Figur la, aber mit verzögerter Abschaltung. Dabei stehen die Messkurven ba für 10 ns, bb für 20 ns und bc für 50 ns zu spätes Abschalten. Bei diesem so genannten„shoot-through“ wird der Kanal des MOSFET-Transistors eines Synchrongleichrichters zu spät geschlossen. Aufgrund der großen
Stromsteilheit in dieser Phase entstehen auch hier sehr große Rückwärtsströme und Ladungen. Durch die nicht optimale Wahl des Ausschaltzeitpunktes entstehen erhebliche Abschaltverluste im gesteuerten MOSFET-Transistor.
Diese fallen insbesondere bei hohen Schaltfrequenzen eines
Gleichspannungswandlers besonders ins Gewicht.
Die Figur 2 zeigt ein vereinfachtes Ersatzschaltbild einer Sekundärseite 20 eines Gleichspannungswandlers mit einer erfindungsgemäßen
Schaltungsvorrichtung 10. Die Topologie des Gleichspannungswandlers 20 kann beispielsweise eine Flyback-, Flusswandler, Resonanzwandler-Topologie oder eine davon abgeleitete Topologie aufweisen. Die Sekundärseite 20 des
Gleichspannungswandlers wird durch die Sekundärwindung 6 eines ideal angenommenen Transformators als Wechselspannungsquelle gespeist, die von einer in der Abbildung 2 nicht dargestellte Primärseite des
Gleichspannungswandlers elektrisch versorgt wird. Eine Streuinduktivität 7 repräsentiert im Ersatzschaltbild die Induktivität der Sekundärseite des nicht dargestellten Transformators sowie die parasitäre Streuinduktivität der
Sekundärseite des Gleichspannungswandlers. Diese Streuinduktivität 7, die im Ersatzschaltbild mit einem ersten Kontakt der Wechselspannungsquelle verbunden ist und bildet an der der sekundärseitigen Windung 6 des
Transformators abgewandten Seite den positiven Potentialanschluss 9 der sekundärseitigen Windung 6 des Transformators. Weiterhin ist mit diesem positiven Potentialanschluss 9 ein erster Kontakt la, insbesondere ein Source- Kontakt, eines MOSFET-Transistors 1 der
Schaltungsvorrichtung 10 zur Steuerung des Stroms verbunden, mittels dem die Gleichrichtung des Stroms I auf der Sekundärseite 20 des
Gleichspannungswandlers erfolgt. Ein zweiter Kontakt lc, insbesondere ein Drainkontakt, des MOSFET-Transistors 1 ist mit einem ersten Anschluss 8a des Ausganges der Sekundärseite 20 des Gleichspannungswandlers verbunden.
In der Figur 2 ist die intrinsische Diode ld des MOSFET-Transistors 1 parallel zum Sourcekontakt la und dem Drainkontakt lc dargestellt. Ein negativer Potentialanschluss 11 der Sekundärwindung des Transformators, der hier im Ersatzschaltbild durch einen unteren Kontakt der Wechselspannungsquelle 6 repräsentiert ist, ist mit einem zweiten Anschluss 8b des Ausganges der
Sekundärseite 20 des Gleichspannungswandlers verbunden. Der durch die Gleichrichterschaltung gleichgerichtete Strom I speist den Ausgang 8a, 8b der Sekundärseite 20 des Gleichspannungswandlers.
Zur Begrenzung der im Abschaltvorgang auftretenden Überspannung am
MOSFET-Transistor 1 der Gleichrichterschaltung wird eine Snubber-Schaltung eingesetzt. Dabei weist die Snubber-Schaltung eine Reihenschaltung aus einer Diode 2 und einem Speicherkondensator 3 auf, die elektrisch parallel zum MOSFET-Transistor 1 am Sourcekontakt la und Drainkontakt lc des MOSFET- Transistors 1 geschaltet ist. Zusätzlich weist die Snubber-Schaltung einen Entladewiderstand 4 auf, der zwischen einen gemeinsamen Kontakt, der Diode 2 und des Kondensators 3, und den negativen Potentialanschluss 11 geschaltet ist.
Die beschriebene Snubber-Schaltung ist eine spezielle Anordnung eines so genannten RCD-Snubbers (Widerstand, Kondensator, Diode). Prinzipiell sind auch andere Anordnungen dieser Elemente aus der Literatur bekannt und können für das beschriebene Verfahren verwendet werden.
In der Schaltungsvorrichtung 10 wird der zunächst positive Strom I durch die negative Rechteck- Flanke der Wechselspannungsquelle 6 reduziert. Schließlich ändert sich das Vorzeichen des Stromes I und dieser fließt in Vorwärtsrichtung durch den MOSFET-Transistor 1, bis die intrinsische Diode Sperrspannung aufnehmen kann. Die Spannung über der intrinsischen Diode steigt immer weiter an und erreicht schließlich die Summenspannung der Spannung an den Ausgangsanschlüssen der Sekundärseite 8a, 8b des Gleichspannungswandlers und der negativen Flanke der Wechselspannungsquelle der Sekundärseite 6 des Transformators.
Zu diesem Zeitpunkt liegt keine Spannung über der Streuinduktivität 7 an, so dass sich keine Stromänderung mehr ergibt. Zu diesem Zeitpunkt wird auch der maximale Vorwärtsstrom I erreicht. In der Folge steigt die Spannung über dem MOSFET-Transistor 1 immer weiter an. Sobald die Sperrspannung die Spannung am Kondensator 3 übersteigt, wird die Spannung über der Diode 2 in
Durchlassrichtung gepolt und der Strom kommutiert vom MOSFET-Transistors 1 auf die Snubber-Schaltung. Dadurch wird die über dem MOSFET-Transistor 1 auftretende Maximalspannung begrenzt. Durch diesen Vorgang wird Energie im Speicherkondensator 3 gespeichert. Die Energie wird teilweise über den
Widerstand 4 in Wärme umgesetzt, und zum Teil an den Ausgang 8a, 8b der Sekundärseite 10 des Gleichspannungswandlers abgegeben. Die in den
Speicherkondensator 3 pro Schaltvorgang transferierte Energie hängt direkt von der zum Ausschaltzeitpunkt gespeicherten Energie ab. Je mehr Leistung in den Speicherkondensator 3 geliefert wird, desto höher steigt die Spannung an diesem Speicherkondensator 3 an. Im stationären Zustand ergibt sich eine Spannung am Speicherkondensator 3, bei der die Leistungsbilanz ausgeglichen ist. Somit lässt sich über eine Messung, der sich langsam ändernden Spannung am Speicherkondensator 3, eine Steuergröße für die Optimierung des
Abschaltzeitpunktes des MOSFET-Transistors 1 bestimmen.
Eine Regelschaltung 5 ist zum Abgreifen der Spannung mit einem ersten Eingang 5a und einem zweiten Eingang 5b parallel zum Kondensator 3 geschaltet. Der Gatekontakt lb des MOSFET-Transistors 1 ist mit dem Ausgang 5c der Regelschaltung 5 verbunden. Über diesen Kontakt 5c kann die
Regelschaltung 5 den MOSFET-Transistors 1 ausschalten. Eine
Ansteuerschaltung zum Einschalten des MOSFET-Transistors 1 ist der
Übersichtlichkeit halber nicht eingezeichnet.
Die Regelschaltung 5 ist so eingerichtet, dass in einem Zyklus eine kleine Variation des Abschaltzeitpunktes des MOSFET-Transistors 1 gegenüber dem vorherigen Abschaltzeitpunkt erfolgt, insbesondere relativ zu einem
vorgegebenen Abstand zu einem primärseitigen Ausschaltvorgang, wobei in Abhängigkeit einer erfassten Spannung am Kondensator 3 der Snubber- Schaltung ein optimierter Abschaltzeitpunkt ermittelt wird, um die Spannung in einem nachfolgenden Zyklus zu minimieren. Dadurch wird der optimale Betrieb der Synchrongleichrichterschaltung eingestellt.
Die Figur 3 stellt beispielhaft ein Ablaufdiagramm für das Verfahren zur
Ansteuerung einer Sekundärseite eines Gleichspannungswandlers dar.
Im Schritt S1 wird eine Spannungsmessung am Speicherelement 3 der Snubber- Schaltung vorgenommen und eine Spannung V(k) am Speicherkondensator 3 erfasst und im Schritt S2 mit der in dem vorhergehenden Zyklus gemessenen Spannung V(k-l) verglichen.
Ist der Wert V(k) < V(k-l) so wird in Schritt S3 die Variation des
Ausschaltzeitpunktes dT(k), also das vor- oder zurückverlegen des
Ausschaltzeitpunktes, entsprechend in der gleichen Richtung der vorherigen Variation des Ausschaltzeitpunkte dT(k-l) gesetzt:
dT(k) = dT(k-l).
Ist der Wert V(k) >=V(k-l) so wird in Schritt S5 die Variation des
Ausschaltzeitpunktes dT(k) entgegengerichtet der mit dem negativen Wert der vorherigen Variation des Ausschaltzeitpunktes dT(k-l) gesetzt:
dT(k) = -dT(k-l).
Im Schritt S4 ergibt sich dann für beide Fälle der neue optimierte
Ausschaltzeitpunkt A(k) aus dem alten Ausschaltzeitpunkt A(k-l) plus dT(k):
A(k) = A(k-l) + dT(k)
Danach folgt ein neuer Durchlauf, der wieder mit S1 startet.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsvorrichtung (10) für die Steuerung des Stromflusses einer Sekundärseite (20) eines Gleichspannungswandlers, insbesondere eines Synchrongleichrichters, aufweisend:
ein steuerbares Schaltelement (1), zum Schalten des Stromflusses durch die Sekundärseite des Gleichspannungswandlers, mit einem ersten Anschluss (la), einem zweiten Anschluss (lc) und einem Steueranschluss (lb);
eine Snubber-Schaltung, die elektrisch mit dem ersten Anschluss (la) und dem zweiten Anschluss (lc) gekoppelt ist; und
eine Regelschaltung (5), die eingerichtet ist,
das steuerbare Schaltelement (1) zyklisch mittels des Steueranschluss (lb) zu einem Zeitpunkt auszuschalten, wobei der Zeitpunkt einen vorgebbaren Abstand zu einem primärseitigen Ausschaltvorgang aufweist,
einen optimierten Ausschaltzeitpunkt für einen nachfolgenden Zyklus des steuerbaren Schaltelementes (1) zu ermitteln,
und das steuerbare Schaltelement (1) entsprechend mittels des Steueranschluss (lb) in dem nachfolgenden Zyklus an dem optimierten Ausschaltzeitpunkt auszuschalten, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltung (5) mit der Snubber-Schaltung elektrisch gekoppelt ist und eingerichtet ist, den optimierten Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit einer elektrischen Größe der Snubber- Schaltung zu ermitteln.
2. Schaltungsvorrichtung (10) nach Anspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, dass die Regelschaltung (5) über einen Spannungsabgriff an einem Speicherelement der Snubber-Schaltung eine Spannung an dem
Speicherelement erfasst.
3. Schaltungsvorrichtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltung (5) eingerichtet ist, nach einem ersten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes (1), eine erste Erfassung einer ersten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vorzunehmen, für ein darauffolgendes zweites Ausschalten einen im Vergleich zum ersten Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem vorgegebenen Abstand zu dem primärseitigen Ausschaltvorgang vor- oder zurückverlegten Ausschaltzeitpunkt zu wählen, nach einem zweiten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes (1), zu dem gewählten optimierten Ausschaltzeitpunkt, eine zweite Erfassung einer zweiten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vorzunehmen, eine Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung zu ermitteln,
und den für den darauffolgenden Zyklus optimierten Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit der ermittelten positiven oder negativen Differenz als relativ zu dem letzten ermittelten Ausschaltzeitpunkt vorverlegten oder zurückverlegten optimierten Ausschaltzeitpunkt zu ermitteln.
4. Schaltungsvorrichtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Regelschaltung (5) eine Mikrocontroller- Schaltung aufweist.
5. Schaltungsvorrichtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der erste Anschluss (la) des steuerbaren Schaltelementes (1) mit einem positiven Potentialanschluss (9) einer
sekundärseitigen Windung (6) eines Transformators des
Gleichspannungswandlers verbunden ist,
und die Snubber-Schaltung elektrisch mit dem ersten Anschluss (la) des steuerbaren Schaltelementes (1), dem zweiten Anschluss (lc) des steuerbaren Schaltelementes (1) und einem negativen Potentialanschluss (11) der sekundärseitigen Windung (6) des Transformators verbunden ist.
6. Schaltungsvorrichtung (10) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Snubber-Schaltung einen Kondensator (3) als Speicherelement aufweist.
7. Schaltungsvorrichtung (10) nach Anspruch 6, dadurch
gekennzeichnet, dass die Snubber-Schaltung eine Reihenschaltung aus einer Diode (2) und einem Kondensator (3) als Speicherelement aufweist, die parallel zu dem ersten Anschluss (la) und dem zweiten Anschluss (lc) des steuerbaren Schaltelementes (1) geschaltet ist, sowie einen Entladewiderstand (4) aufweist, der mit einem Mittelabgriff, zwischen der Diode (2) und dem Kondensator (3), und einem negativen Potentialanschluss (11) der sekundärseitigen Windung (6) des Transformators verbunden ist.
8. Verfahren zur Ansteuerung einer Sekundärseite eines
Gleichspannungswandlers (20), insbesondere eines Synchrongleichrichters, wobei die Sekundärseite ein steuerbares Schaltelement (1) mit einem ersten Anschluss (la), einem zweiten Anschluss (lc) und einem Steueranschluss (lb) und
eine Snubber-Schaltung (2, 3, 4) aufweist, welche elektrisch mit dem ersten Anschluss (la) und dem zweiten Anschluss (lc) gekoppelt ist,
wobei das Verfahren das steuerbare Schaltelement (1) zyklisch zu einem Zeitpunkt ausschaltet, wobei der Zeitpunkt einen vorgebbaren Abstand zu einem primärseitigen Ausschaltvorgang aufweist,
und einen optimierten Ausschaltzeitpunkt für einen nachfolgenden Schaltzyklus zur Ansteuerung des steuerbaren Schaltelementes (1) in Abhängigkeit einer elektrischen Größe der Snubber-Schaltung ermittelt,
insbesondere in Abhängigkeit einer Erfassung einer Spannung an einem Speicherelement der Snubber-Schaltung.
9. Verfahren nach Anspruch 8, wobei das Verfahren einen optimierten
Ausschaltzeitpunkt zur Ansteuerung des steuerbaren Schaltelementes (1) ermittelt, indem
nach einem ersten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes (1) eine erste Erfassung einer ersten Spannung am Speicherelement der Snubber-Schaltung vorgenommen wird (Sl),
für ein darauffolgendes zweites Ausschalten ein im Vergleich zum ersten Ausschaltzeitpunkt relativ zu dem vorgegebenen Abstand zu dem primärseitigen Ausschaltvorgang vor- oder zurückverlegter Ausschaltzeitpunkt gewählt wird, nach einem zweiten Ausschalten des steuerbaren Schaltelementes (1) eine zweite Erfassung einer zweiten Spannung am Speicherelement der Snubber- Schaltung vorgenommen wird (Sl),
eine Differenz zwischen der ersten Spannung und der zweiten Spannung ermittelt wird (S2),
und der darauffolgende optimierte Ausschaltzeitpunkt in Abhängigkeit der ermittelten positiven oder negativen Differenz als relativ zu dem letzten ermittelten Ausschaltzeitpunkt vorverlegter oder zurückverlegter
Ausschaltzeitpunkt ermittelt wird (S3, S5, S4).
10. Computerprogrammprodukt, umfassend Befehle, die bei der Ausführung des Programms durch einen Computer diesen veranlassen, das Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 9 auszuführen.
11. Computerlesbares Speichermedium, umfassend Befehle, die bei der Ausführung durch einen Computer diesen veranlassen, das Verfahren nach einem der Ansprüche 8 bis 9 auszuführen.
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WO (1) WO2020254222A1 (de)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102020210573A1 (de) * 2020-08-20 2022-02-24 Robert Bosch Gesellschaft mit beschränkter Haftung Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung eines Parameters, wobei der Parameter eine Spannung oder einen Strom in einer Schaltungsanordnung charakterisiert.
JP2024116869A (ja) * 2023-02-16 2024-08-28 株式会社東芝 測定方法及び測定装置

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160294298A1 (en) * 2015-04-04 2016-10-06 Joulwatt Technology Inc Limited Body diode conduction optimization in mosfet synchronous rectifier

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2929826B2 (ja) * 1992-02-27 1999-08-03 日新電機株式会社 Ｇｔｏサイリスタゲート駆動回路
US6256214B1 (en) * 1999-03-11 2001-07-03 Ericsson Inc. General self-driven synchronous rectification scheme for synchronous rectifiers having a floating gate
JP3483501B2 (ja) * 1999-06-04 2004-01-06 デンセイ・ラムダ株式会社 同期整流回路のドライブ回路
JP4395880B2 (ja) * 2000-09-06 2010-01-13 Ｔｄｋラムダ株式会社 スイッチング電源装置の同期整流回路
CN2529442Y (zh) * 2002-01-08 2003-01-01 浙江大学 电源变换器的同步整流驱动电路
EP2110938B1 (de) * 2008-04-14 2018-08-29 Power Systems Technologies GmbH Primärseitige Steuerschaltung in einem Schaltnetzteil mit Transformator ohne Hilfswicklung mit einer Regelung basierend auf der sekundärseitigen Stromflusszeitdauer
US20120063175A1 (en) * 2010-09-10 2012-03-15 Dong Wang Compensation circuit and method for a synchronous rectifier driver
DE102011076573A1 (de) * 2011-05-27 2012-11-29 Robert Bosch Gmbh Snubberschaltung für Gleichspannungswandler
DE102012202869B4 (de) 2012-02-24 2024-10-02 Robert Bosch Gmbh Ansteuervorrichtung und Ansteuerverfahren einer aktiven Snubberschaltung für einen Gleichspannungswandler
JP6018870B2 (ja) 2012-10-05 2016-11-02 株式会社日立製作所 直流電源装置およびその制御方法
KR102116705B1 (ko) * 2013-10-16 2020-06-05 온세미컨덕터코리아 주식회사 컨버터 및 그 구동 방법
KR20160085405A (ko) * 2015-01-07 2016-07-18 주식회사 솔루엠 전압 레귤레이터를 이용한 스너버 전압 제어 회로, 장치 및 방법
US9893638B1 (en) * 2017-04-03 2018-02-13 Nxp B.V. Switched mode power supplies with adaptive reference voltage for controlling output transistor
US10193457B1 (en) * 2017-09-15 2019-01-29 Abb Schweiz Ag System and method for starting up a high density isolated DC-to-DC power converter

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20160294298A1 (en) * 2015-04-04 2016-10-06 Joulwatt Technology Inc Limited Body diode conduction optimization in mosfet synchronous rectifier

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of WO2020254222A1 *
TOH L S ET AL: "High-Frequency Transformer-Link Inverter with Regenerative Snubber", POWER ELECTRONICS AND DRIVES SYSTEMS, 2005. PEDS 2005. INTERNATIONAL C ONFERENCE ON KUALA LUMPUR, MALAYSIA 28-01 NOV. 2005, PISCATAWAY, NJ, USA,IEEE, vol. 1, 28 November 2005 (2005-11-28), pages 642 - 647, XP010910410, ISBN: 978-0-7803-9296-0, DOI: 10.1109/PEDS.2005.1619764 *

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