EP4634689A1 - Prüfvorrichtung zum test eines mit elektromagnetischen wellen arbeitenden abstandssensors und eine frequenzteileranordnung für eine derartige prüfvorrichtung - Google Patents

Prüfvorrichtung zum test eines mit elektromagnetischen wellen arbeitenden abstandssensors und eine frequenzteileranordnung für eine derartige prüfvorrichtung

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EP4634689A1
EP4634689A1 EP23820807.8A EP23820807A EP4634689A1 EP 4634689 A1 EP4634689 A1 EP 4634689A1 EP 23820807 A EP23820807 A EP 23820807A EP 4634689 A1 EP4634689 A1 EP 4634689A1
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EP
European Patent Office
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signal
frequency
received signal
test device
reception signal
Prior art date
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Pending
Application number
EP23820807.8A
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English (en)
French (fr)
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Jan Baumhöfer
Sebastian Graf
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Dspace Se & Co Kg
Original Assignee
Dspace GmbH
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Publication date
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Pending legal-status Critical Current

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    • H04L2027/0046—Open loops
    • H04L2027/0051—Harmonic tracking

Definitions

  • Test device for testing a distance sensor operating with electromagnetic waves and a frequency divider arrangement for such a test device
  • the invention relates to a test device for testing a distance sensor operating with electromagnetic waves, with a receiving element for receiving an electromagnetic free space wave as a received signal with a received frequency and a signal bandwidth, with a radiating element for radiating an electromagnetic output signal, wherein in simulation mode the received signal or a received signal derived from the received signal is converted into a sampled signal by means of an analog/digital converter, the sampled signal is time-delayed by a signal processing unit to a time-delayed sampled signal, the time-delayed sampled signal is converted into a simulated reflection signal by means of a digital/analog converter, wherein the simulated reflection signal or a simulated reflection signal derived from the simulated reflection signal is radiated as an output signal via the radiating element.
  • the invention also relates to a frequency divider arrangement for the aforementioned test device.
  • Test devices of the aforementioned type for testing distance sensors are known from various fields of technology, for example from the field of control unit development and control unit testing, in particular in the automotive sector; reference is made, for example, to WO 2020/165191 Al.
  • Another field of application is end-of-line test benches, i.e. devices that are used to check products at the end of a production line, in this case the testing of distance sensors (EP 4109125 Al).
  • distance sensors that work with electromagnetic waves; radar sensors are predominantly used in the automotive sector. In principle, however, distance sensors that work with electromagnetic waves in a different frequency range, for example in the visible light range, or that work with electromagnetic radiation sources that emit electromagnetic waves with a long coherence length, such as in laser applications, can also be tested.
  • Distance sensors of the type considered here basically work in such a way that the electromagnetic waves they emit are reflected by a reflection object in the radiation range of the distance sensor.
  • the distance sensor receives the reflected electromagnetic waves and determines the distance to the object from the travel time of the electromagnetic waves.
  • the signal travel time can be determined directly (time-of-flight measurement), but it is often done indirectly via clever signal evaluation.
  • very short sensor signals are often used, i.e. pulses
  • extended transmission signals are usually used and the desired distance information is obtained from the frequency of the mixed signal of the transmitted signal and the received reflection signal. Examples of extended transmission signals are frequency-modulated continuous wave signals.
  • the test device is positioned in the distance sensor's radiation area to test it.
  • the test device receives the free-space waves emitted by the distance sensor and delays this reception signal with its signal processing unit according to a predetermined time delay and then radiates the time-delayed signal via its radiation element in the direction of the distance sensor to be tested, which gives the distance sensor the impression of a reflected object that has been removed according to the set time delay.
  • the ability to set a time delay is a minimum requirement for the test device, as this allows the basic property of the distance of the reflected object to be simulated.
  • Advanced test devices can also simulate radial motion components relative to the distance sensor. Due to the Doppler effect, the reflection signals are in this case frequency-shifted compared to the frequency of the transmitted signal emitted by the distance sensor. Modern test devices are able to make appropriate frequency shifts of the simulated reflection signal compared to the frequency of the received signal in order to map predetermined radial motion components in the simulated reflection signal. Even more advanced techniques can also simulate complex Doppler signatures with multiple motion components.
  • the simulated reflection signal also undergoes intermediate signal processing on the way to the emitting element, so that strictly speaking, it is not the simulated reflection signal that is emitted as the output signal, but rather the simulated reflection signal derived from the simulated reflection signal.
  • the hardware requirements for the test device and thus for the signal processing unit are extremely high.
  • Distance sensors often work in the range of 80 GHz with a bandwidth of several GHz.
  • a concrete example of a common application for a test device for testing a distance sensor is a reception frequency of 79 GHz (center frequency) with a bandwidth of 4 GHz, so that the reception signal to be processed is in a range of 77 to 81 GHz. It is obvious that capturing the reception signal and processing the reception signal (sampling by analog/digital conversion, time delay, frequency shift, applying complex Doppler signatures, digital/analog conversion) is extremely demanding, since the processing times are in the nano- to microsecond range.
  • the simulated reflection signal has a signal amplitude that matches the size of the reflection object to be simulated.
  • the simulated reflection signal should have an amplitude which corresponds to the radar cross-section of the object at a certain distance, but for this the received signal amplitude must also be known.
  • the object of the present invention is to design and develop the described test device in such a way that the required signal processing is simplified.
  • the previously derived task is solved in the test device described at the beginning in that the received signal is divided into a first partial received signal and a second partial received signal using a signal divider, wherein at least the second partial received signal has the amplitude information of the received signal.
  • both partial received signals usually have the amplitude information of the received signal. If it is said that the second partial received signal has the amplitude information of the received signal, then the second partial received signal does not have to have the amplitude of the received signal, but the amplitude of the second partial received signal is in any case in a certain ratio to the amplitude of the received signal, so that the information about the amplitude of the received signal can be determined by evaluating the amplitude of the second partial received signal.
  • the first partial received signal is converted by a frequency divider into a frequency-divided received signal that no longer contains the amplitude information of the received signal.
  • the fact that the frequency-divided received signal no longer contains the amplitude information of the received signal is because frequency dividers usually work digitally and usually convert a sine wave into a square wave of the corresponding frequency, the amplitude of which, however, only changes back and forth between a minimum value and a maximum value.
  • the use of the frequency divider has two effects. Firstly, the reception frequency is reduced by division according to the division factor of the frequency divider. Secondly, the bandwidth of the reception signal is reduced by the division factor of the frequency divider. Both effects mean that the subsequent signal processing (analog/digital conversion, digital signal processing by the signal processing unit and digital/analog conversion) is considerably simplified and It is also more cost-effective to implement because slower components can be used.
  • the amplitude information of the received signal is obtained from the second partial received signal using an amplitude detector.
  • the second partial received signal it is not the frequency of the received signal that is of interest, but only its amplitude, which usually changes much more slowly than the oscillations of the received signal. Essentially, envelope detection is carried out.
  • a modulator is then used to generate a frequency-divided received signal with the amplitude information of the received signal by modulating the amplitude information obtained from the second partial received signal onto the frequency-divided received signal without amplitude information.
  • the frequency-divided received signal with the modulated amplitude information is then the received signal derived from the received signal, which is then further processed digitally.
  • the test device further provides that the simulated reflection signal is converted by a frequency multiplier to the signal derived from the simulated reflection signal, i.e. the signal whose frequency was reduced on the input side by the frequency divider is now increased again on the output side.
  • the signal divider is implemented as a resistive power divider.
  • This electrically passive solution is easy to implement and very reliable. It is basically possible to It is also possible to use active signal splitters or signal splitters based on a different principle.
  • a further advantageous design of the test device is characterized by the fact that the frequency divider is implemented digitally, in particular on the basis of bistable flip-flops. This solution is also reliable and simple and is also available as an integrated circuit. By connecting flip-flops in series, frequency dividers with a division factor that corresponds to the reciprocal of a power of two can be easily implemented.
  • test device is characterized in that the amplitude detector is implemented with a rectifier and a downstream low-pass filter, in particular with a diode as a rectifier.
  • the solution is also characterized in that it is implemented in an electrically passive, simple and reliable manner.
  • the division factor of the frequency divider is selected such that the smallest frequency of the frequency-divided received signal is equal to or greater than the signal bandwidth of the received signal multiplied by half the division factor. If the division factor is 1/x and the bandwidth of the received signal is B, then the frequency-divided received signal has a bandwidth of B/x. If the smallest frequency of the frequency-divided received signal is fmin , then the specified design rule is formulaically fmin > B/(2x). This design takes into account that the square-wave signals generated by the frequency division have harmonics with an odd multiple of the fundamental frequency.
  • the first harmonic of the smallest frequency of the frequency-divided received signal is in a higher frequency range than the maximum frequency of the frequency-divided received signal and thus outside the frequency-divided bandwidth of the frequency-divided received signal.
  • a low-pass filter filters the frequency-divided received signal with the amplitude information so that the harmonic fundamental oscillation of the frequency-divided received signal is obtained as a derived received signal.
  • a harmonic signal is generated from a square-wave signal or the harmonic of interest of the fundamental frequency is extracted from a signal with many energy components in harmonics.
  • the low-pass filter can also be arranged directly behind the frequency divider, so that a harmonic signal without amplitude information results and this harmonic signal can then be provided with the amplitude information by modulation.
  • the cutoff frequency of the low-pass filter is between twice and three times the smallest frequency of the frequency-divided received signal. This is particularly useful if the division factor of the frequency divider is selected as described above.
  • a delay element is provided in the signal path between the signal divider via the frequency divider to the modulator and/or between the signal divider via the amplitude detector to the modulator, wherein the delay element has such a delay time that the frequency-divided received signal and the amplitude information are combined at the right time. This compensates for different signal propagation times in the signal paths, starting from the signal divider.
  • the multiplication factor of the frequency multiplier corresponds to the reciprocal of the division factor of the frequency divider, whereby the simulated reflection signal is raised again to the reception frequency and the signal bandwidth of the simulated reflection signal is also stretched to the signal bandwidth of the reception signal.
  • the frequency multiplier is preferably implemented using a semiconductor component with non-linear transmission behavior, which automatically generates harmonics.
  • a diode or a transistor are suitable as simple components.
  • the frequency multiplier is then preferably followed by a bandpass filter in order to filter or let through the harmonics in the desired frequency range.
  • the received signal is frequency-shifted to lower frequencies using a receiving converter and the signal derived from the simulated reflection signal (i.e. after the frequency multiplier) is shifted to higher frequencies using an output converter, whereby the frequency shifts on the input and output sides are equal, in particular in terms of amount.
  • the use of the receiving converter and the output converter does not affect the signal bandwidth, but sets the frequency of the signal band however, down or up.
  • the frequency-shifted received signal would then be the input signal of the signal divider, previously referred to as the received signal.
  • the object described at the outset is also achieved with a frequency divider arrangement for a test device according to the invention.
  • the frequency divider arrangement is characterized in that a received signal is divided by a signal divider into a first partial received signal and a second partial received signal, wherein at least the second partial received signal has the amplitude information of the received signal, that the first partial received signal is converted by a frequency divider into a frequency-divided received signal that no longer has the amplitude information of the received signal, that the amplitude information of the received signal is obtained from the second partial received signal using an amplitude detector, that a frequency-divided received signal with the amplitude information of the received signal is generated using a modulator by modulating the amplitude information obtained from the second partial received signal onto the frequency-divided received signal without amplitude information, thus generating a derived received signal from the received signal.
  • the frequency divider arrangement is designed with regard to its components as previously described in connection with the test device.
  • Fig. 1 shows schematically a test device for testing a distance sensor operating with electromagnetic waves as known from the prior art
  • Fig. 2 schematically shows amplitude spectra of the received signal and the received signal derived from the received signal, also as known from the prior art
  • Fig. 3 shows a frequency divider arrangement as implemented in the reception path of the test device according to the invention
  • Fig. 4 schematically shows a frequency multiplier in the output path of the test device according to the invention
  • Fig. 5 schematically shows another embodiment of a frequency divider arrangement of the test device
  • Fig. 6 schematically shows another embodiment of a frequency divider arrangement in the test device
  • Fig. 7 shows a schematic of a test device with input and output frequency converter
  • Fig. 8 schematically shows amplitude spectra of different signals when using the frequency divider arrangement in the test device.
  • Fig. 1 shows a test device 1 known from the prior art for testing a distance sensor 2 that works with electromagnetic waves.
  • the distance sensor 2 is, for example, a radar distance sensor as used in the automotive sector.
  • the distance sensor 2 emits a free space wave that is reflected by a reflection object and receives the reflection signal. From the time delay, a frequency shift and, if applicable, the signal intensity of the reflection signal, the distance sensor can deduce the distance to the reflection object, radial speed components of the reflection object and, if applicable, the size, reflection properties, etc. of the reflection object; this depends on the design of the distance sensor 2.
  • the test device 1 simulates an actual reflection object to the distance sensor 2 to be tested.
  • the test device 1 has a receiving element 3 for receiving the electric free space wave emitted by a distance sensor 2 as a reception signal SRX.
  • the reception signal SRX has a reception frequency fRx and a signal bandwidth B.
  • the test device 1 has a radiation element 4 for radiating an electromagnetic output signal STX.
  • the reception signal SRX or a reception signal S'RX derived from the reception signal SRX is converted into a sampled signal by means of an analog/digital converter 5, the sampled signal is time-delayed to a time-delayed sampled signal by means of a signal processing unit 6, and the time-delayed sampled signal is converted to the simulated reflection signal S s im by means of a digital/analog converter 7.
  • the simulated reflection signal S s im or a simulated reflection signal S' sim derived from the simulated reflection signal Ssim is then emitted as an output signal STX via the emitting element 4.
  • the signal processing unit 6 implements the necessary measures to give the simulated reflection signal all the essential signal properties, i.e. a desired signal delay, a desired frequency shift (or several signal components with different frequency shifts) and, if necessary, also the desired amplitude of the simulated reflection signal Ssim.
  • a signal processing 8a upstream on the input side there can be a signal processing 8a upstream on the input side and also a signal processing 8b downstream on the output side to the signal processing of the signal processing unit 6.
  • a signal processing 8a upstream on the input side and also a signal processing 8b downstream on the output side to the signal processing of the signal processing unit 6.
  • This situation is shown in Fig. 2 using an amplitude spectrum.
  • the received signal SRX has a bandwidth B of 4 GHz at a received frequency fRx of 79 GHz.
  • the signal bandwidth B therefore extends from 77 GHz to 81 GHz.
  • the received signal SRX is mixed down to an intermediate frequency of 4 GHz using a frequency of 75 GHz of a local oscillator, whereby the Signal bandwidth B is maintained.
  • the received signal S'RX is derived from the received signal SRX.
  • the downstream signal processing 8b on the output side uses a corresponding mixer with which the low-frequency simulated reflection signal S s im is mixed back up to the range of the reception frequency fRx and then emitted as a derived simulated reflection signal S'sim. Since the bandwidth B of the reception signal SRX remains unchanged, the requirements with regard to the sampling of the signal, which depend on the signal bandwidth B, remain unchanged and high.
  • Figures 3 to 8 describe various aspects of a test device 1 according to the invention for testing the distance sensor 2 operating with electromagnetic waves and of a frequency divider arrangement 9 according to the invention, which is a component of the test device 1.
  • Fig. 3 initially shows a frequency divider arrangement 9, which is part of the signal processing upstream on the input side.
  • the received signal SRX is divided by a signal divider 10 into a first partial received signal Si and a second partial received signal S2, with at least the second partial received signal S2 having the amplitude information A of the received signal SRX.
  • the signal divider 10 is a resistive power divider, so that the first partial received signal Si also basically has the amplitude information A of the received signal SRX.
  • the first partial received signal Si is converted by a frequency divider 11 into a frequency-divided received signal Sif, which no longer has the amplitude information A of the received signal SRX.
  • the frequency-divided received signal Sif does not have the amplitude information A because the frequency divider 11 outputs a digital output signal which still has the frequency information but no longer contains the amplitude information of the frequency-divided input signal.
  • the amplitude information A of the received signal SRX is obtained from the second partial received signal S2 using an amplitude detector 12.
  • the envelope of the second partial received signal S2 is detected.
  • a frequency-divided received signal SfA with the amplitude information A of the received signal SRX is generated by a modulator 13 by applying the frequency-divided received signal without amplitude information Sif the amplitude information A obtained from the second partial received signal S2 is modulated.
  • the received signal S'RX derived from the received signal SRX is generated.
  • the use of the frequency divider 11 has the advantage that not only the received frequency fRx, i.e. the center frequency of the received signal SRX, is reduced by the division factor 1/x of the frequency divider 11, but that the signal bandwidth B of the received signal SRX is also reduced by the same factor, so that the requirements for further signal processing are correspondingly lower.
  • Fig. 4 shows a further aspect of the test device 1, namely that the simulated reflection signal S sim is converted by a frequency multiplier 14 to the signal S'sim derived from the simulated reflection signal S s .
  • the multiplication factor y of the frequency multiplier 14 is equal to the reciprocal of the division factor 1/x of the frequency divider 11. This exactly cancels out the effects of the frequency divider 11 (reduction of the center frequency and reduction of the bandwidth).
  • the frequency divider 11 is implemented digitally, namely on the basis of fast bistable flip-flops.
  • the amplitude detector 12 is implemented with a rectifier and a downstream low-pass filter, namely - not shown individually in detail - with a diode as a rectifier.
  • Fig. 5 shows that the frequency divider 11 is followed by a low-pass filter 18 which only allows the harmonic fundamental oscillation of the frequency-divided received signal without amplitude information Sif to pass through. In this way, the square-wave signal resulting from the frequency division can be easily converted into a clean sine wave.
  • Fig. 6 shows an alternative implementation of the test device 1 or the frequency divider arrangement 9, in which the low-pass filter 18 divides the frequency Received signal with the amplitude information SfASO is filtered so that only the fundamental harmonic of the frequency-divided received signal SfA results as derived received signal S'RX.
  • the low-pass filter 18 is designed such that its cutoff frequency is between twice and three times the smallest frequency of the frequency-divided received signal Sif, SfA.
  • the embodiments also have in common that the multiplication factor y of the frequency multiplier 14 corresponds to the reciprocal of the division factor x of the frequency divider 11, whereby the frequency shifts as well as the bandwidth reduction and the bandwidth expansion on the input side and the output side cancel each other out.
  • test devices 1 in the exemplary embodiments have in common that the frequency multiplier 14 is implemented using a diode to generate harmonic overtones.
  • a bandpass filter is connected downstream to filter a harmonic overtone, in this case the one with four times the fundamental frequency.
  • Fig. 7 shows a test device 1 in which the received signal SRX is frequency-shifted to low frequencies using a receive converter 15 and in which the output signal of the frequency multiplier 14 is shifted to higher frequencies using an output converter 16, the frequency shifts being equal in magnitude here.
  • the receive converter 15 and the output converter 16 are mixers which are supplied with a harmonic signal with a corresponding frequency by a local oscillator 17 to increase and decrease the respective frequency of the input signal.
  • the received signal SRX is already frequency-shifted here before it is further processed by the frequency divider arrangement 9 in the manner described. In order not to have to use further identifiers, it is nevertheless referred to as the received signal SRX.
  • Fig. 8 shows the amplitude spectrum of various signals that result from using the frequency divider arrangement 9 in the test device 1 according to Fig. 7.
  • the received signal SRX has a bandwidth B of 4 GHz at a center frequency of 79 GHz.
  • the receive converter 15 is fed by the local oscillator 17 with a mixing frequency of 75 GHz, so that the reduced received signal SRX with the unchanged bandwidth B of 4 GHz in the range from 2 to 6 GHz.
  • the bandwidth B is therefore reduced by a factor of 4, i.e. to 1 GHz.
  • the limiting frequencies are also reduced by a factor of 4 and are now 0.5 GHz and 1.5 GHz.
  • the reduced bandwidth (B/x) received signal S'RX derived from the received signal SRX is easier to handle by the subsequent digital signal processing than a signal with the original, larger bandwidth B. Therefore, the use of less fast power electronic components is possible, which enables the use of less demanding and therefore often cheaper hardware components.

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Abstract

Dargestellt und beschrieben ist eine Prüfvorrichtung (1) zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors (2), mit einem Empfangselement (3) zum Empfangen einer elektromagnetischen Freiraumwelle als Empfangssignal (SRX) mit einer Empfangsfrequenz (fRX) und einer Signalbandbreite (B), mit einem Abstrahlelement (4) zur Abstrahlung eines elektromagnetischen Ausgangssignals (STX), wobei im Simulationsbetrieb das Empfangssignal (SRX) oder ein von dem Empfangssignal (SRX) abgeleitetes Empfangssignal (S'RX) mittels eines Analog/Digital-Wandlers (5) in ein abgetastetes Signal gewandelt wird, das abgetastete Signal mit einer Signalverarbeitungseinheit (6) zu einem zeitverzögerten abgetasteten Signal zeitverzögert wird, das zeitverzögerte abgetastete Signal mittels eines Digital/Analog-Wandlers (7) zu einem simulierten Reflexionssignal (Ssim) gewandelt wird, wobei das simulierte Reflexionssignal (Ssim) oder ein von dem simulierten Reflexionssignal (Ssim) abgeleitetes simuliertes Reflexionssignal (S'sim) als Ausgangssignal (STX) über das Abstrahlelement (4) abgestrahlt wird. Eine vereinfachte Signalverarbeitung wird dadurch erzielt, dass das Empfangssignal (SRX) mit einem Signalteiler (10) in ein erstes Teil-Empfangssignal (S1) und ein zweites Teil-Empfangssignal (S2) geteilt wird, das erste Teil-Empfangssignal (S1) mit einem Frequenzteiler frequenzgeteilt wird, aus dem zweiten Teil-Empfangssignal (S2) die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals gewonnen wird, und mit einem Modulator aus beiden Teil-Empfangssignalen ein frequenzgeteiltes Empfangssignal mit Amplitudeninformation (A) erzeugt wird.

Description

Prüfvorrichtung zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors und eine Frequenzteileranordnung für eine derartige Prüfvorrichtung
Die Erfindung betrifft eine Prüfvorrichtung zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors, mit einem Empfang selement zum Empfangen einer elektromagnetischen Freiraumwelle als Empfangssignal mit einer Empfangsfrequenz und einer Signalbandbreite, mit einem Abstrahlelement zur Abstrahlung eines elektromagnetischen Ausgangssignals, wobei im Simulationsbetrieb das Empfangs signal oder ein von dem Empfangssignal abgeleitetes Empfangs signal mittels eines Analog/Digital- Wandlers in ein abgetastetes Signal gewandelt wird, das abgetastete Signal mit einer Signalverarbeitungseinheit zu einem zeitverzögerten abgetasteten Signal zeitverzögert wird, das zeitverzögerte abgetastete Signal mittels eines Digital/ Analog-Wandlers zu einem simulierten Reflexions signal gewandelt wird, wobei das simulierte Reflexions signal oder ein von dem simulierten Reflexionssignal abgeleitetes simuliertes Reflexionssignal als Ausgangssignal über das Ab Strahlelement abgestrahlt wird. Darüber hinaus betrifft die Erfindung auch eine Frequenzteilerandordnung für die zuvor genannte Prüfvorrichtung.
Prüfvorrichtungen der vorgenannten Art zum Test von Abstandssensoren sind aus verschiedenen Bereichen der Technik bekannt, beispielsweise aus dem Bereich der Steuergeräteentwicklung und des Steuergerätetests, insbesondere im automotiven Bereich; hierzu wird verwiesen beispielsweise auf die WO 2020/165191 Al. Ein anderes Anwendungsfeld sind End-of-Line-Prüfstände, also Einrichtungen, die am Ende einer Fertigungslinie der Produktüberprüfung dienen, im vorliegenden Fall also der Überprüfung von Abstandssensoren (EP 4109125 Al).
Es geht hier um den Test von Abstandssensoren, die mit elektromagnetischen Wellen arbeiten, im automotiven Bereich werden ganz überwiegend Radarsensoren eingesetzt. Grundsätzlich können aber auch Abstandssensoren getestet werden, die in einem anderen Frequenzbereich mit elektromagnetischen Wellen arbeiten, beispielsweise im Bereich des sichtbaren Lichts, oder die mit elektromagnetischen Strahlungsquellen arbeiten, die elektromagnetische Wellen mit einer langen Köhärenzlänge emittieren, wie beispielsweise bei Laser- Anwendungen.
Mit Prüfvorrichtungen dieser Art ist es möglich, dem zu testenden Abstandssensor ein Reflexionsobjekt in praktisch beliebiger Entfernung vorzutäuschen. Abstandssensoren der hier betrachteten Art arbeiten grundsätzlich so, dass von ihnen emittierte elektromagnetische Wellen von einem Reflexions objekt im Abstrahlbereich des Abstandssensors reflektiert werden, der Abstandssensor empfängt die reflektierten elektromagnetischen Wellen und bestimmt aus der Laufzeit der elektromagnetischen Wellen den Abstand zum Objekt. Die Ermittlung der Signallaufzeit kann direkt erfolgen (time-of-flight-Messung), häufig erfolgt sie aber indirekt über geschickte Signalauswertungen. Während im ersten Fall häufig mit sehr kurzen Sensorsignalen gearbeitet wird, also mit Impulsen, werden im letzteren Fall meist zeitlich ausgedehnte Sendesignale verwendet und aus der Frequenz des Mischsignals aus ausgesendetem Signal und empfangenem Reflexions signal die gewünschte Ab Standsinformation gewonnen. Beispiel für zeitlich ausgedehnte Sendesignale sind frequenzmodulierte Dauerstrichsignale.
Die Prüfvorrichtung wird zum Test des Abstandssensors in deren Abstrahlbereich positioniert, die Prüfvorrichtung empfängt die von dem Abstandssensor emittierten Freiraum wellen und verzögert dieses Empfangs signal mit ihrer Signalverarbeitungseinheit gemäß einer vorgegebenen Zeitverzögerung und strahlt dann das zeitverzögerte Signal über ihr Abstrahlelement wieder in Richtung auf den zu testenden Abstandssensor ab, wodurch beim Abstandssensor der Eindruck eines gemäß der eingestellten Zeitverzögerung entfernten Reflexions Objektes entsteht.
Das Einsteilbarkeit einer Zeitverzögerung ist eine Mindestanforderung an die Prüfvorrichtung, da damit die grundlegende Eigenschaft des Abstandes des Reflexions Objektes simuliert werden kann. Fortgeschrittene Prüfvorrichtungen können auch radiale Bewegungskomponenten relativ zu dem Abstandssensor simulieren. Aufgrund des Dopplereffekts sind in diesem Fall die Reflexionssignale gegenüber der Frequenz des von dem Abstandssensor ausgesendeten Sendesignals frequenzverschoben. Moderne Prüfvorrichtungen sind in der Lage, entsprechende Frequenzverschiebungen des simulierten Reflexionssignals gegenüber der Frequenz des Empfangssignals vorzunehmen, um vorgegebene radiale Bewegungskomponenten im simulierten Reflexions signal abzubilden. Bei noch weiter fortgeschrittenen Techniken können auch komplexe Doppler-Signaturen mit mehreren Bewegungskomponenten simuliert werden.
Es ist eingangsseitig von dem Empfangs signal und von dem von dem Empfangssignal abgeleiteten Empfangs signal die Rede, und ausgangsseitig ist die Rede von dem simulierten Reflexions signal und von dem von dem simulierten Reflexions signal abgeleiteten simulierten Reflexions signal. Der Hintergrund dafür liegt einfach darin, dass das originär empfangene Empfangssignal auf dem Weg zur digitalen Signalverarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit möglicherweise noch eine vorgelagerte Signalverarbeitung durchläuft, sodass in Strenge unterschieden werden muss zwischen dem Empfangs signal an sich und dem möglicherweise zwischenverarbeiteten Empfangs signal, was dann nicht mehr das originäre Empfangs signal ist, sondern das von dem Empfangssignal abgeleitete Empfangs signal. Genau so ist die Sache gelagert in dem Signalpfad, der der digitalen Signalverarbeitung nachgelagert ist. Auch hier ist es möglich, dass das simulierte Reflexions signal auf dem Weg zum Ab Strahlelement ebenfalls eine zwischengelagerte Signal Verarbeitung erfährt, sodass in Strenge also nicht das simulierte Reflexionssignal als Ausgangssignal abgestrahlt wird, sondern eben das von dem simulierten Reflexions signal abgeleitete simulierte Reflexions signal.
Die hardwaremäßigen Anforderungen an die Prüfvorrichtung und damit and die Signalverarbeitungseinheit sind ausgesprochen hoch. Abstandssensoren arbeiten häufig im Bereich von 80 GHz bei einer Bandbreite von einigen GHz. Ein konkretes Beispiel für einen heute üblichen Anwendungsfall für eine Prüfvorrichtung zum Test eines Abstandssensors ist eine Empfangsfrequenz von 79 GHz (Mittenfrequenz) bei einer Bandbreite von 4 GHz, sodass das zu verarbeitende Empfangs signal in einem Bereich von 77 bis 81 GHz liegt. Es ist ohne Weiteres einleuchtend, dass das Erfassen des Empfangssignals, die Verarbeitung des Empfangssignals (Abtastung durch Analog/Digital- Wandlung, Zeitverzögerung, Frequenzverschiebung, Aufbringen komplexer Dopplersignaturen, Digital/ Analog-Wandlung) extrem anspruchsvoll ist, da die Verarbeitungszeiten im Nano- bis Mikrosekunden-Bereich liegen.
Zur Simulation von Reflexionsobjekten mit unterschiedlichem Reflexionsverhalten, beispielsweise aufgrund unterschiedlicher Größe der Objekte, unterschiedlicher Oberflächen-Materialeigenschaften oder unterschiedlicher räumlicher Ausrichtung von Reflexionsflächen, ist es auch von Bedeutung, jedenfalls für den Test solcher Abstandssensoren, die auch die Amplitude des Reflexionssignals auswerten, dass das simulierte Reflexionssignal eine Signalamplitude aufweist, die von ihrer Größe zu dem zu simulierenden Reflexionsobjekt passt. Kurz, das simulierte Reflexions signal soll eine Amplitude aufweisen, die dem Radarquerschnitt des Objektes bei einem bestimmten Abstand entspricht, dazu muss aber auch die empfangene Signalamplitude bekannt sein.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die beschriebene Prüfvorrichtung so auszugestalten und weiterzubilden, dass die erforderliche Signalverarbeitung vereinfacht wird.
Die zuvor hergeleitete Aufgabe wird bei der eingangs beschriebenen Prüfvorrichtung dadurch gelöst, dass das Empfangs signal mit einem Signalteiler in ein erstes Teil-Empfangssignal und ein zweites Teil-Empfangssignal geteilt wird, wobei zumindest das zweite Teil-Empfangssignal die Amplitudeninformation des Empfangssignals aufweist. Bei der Verwendung von bekannten Signalteilem weisen üblicherweise beide Teil-Empfangssignale die Amplitudeninformation des Empfangssignals auf. Wenn es heißt, dass das zweite Teil- Empfangssignal die Amplitudeninformation des Empfangssignals aufweist, dann muss das zweite Teil-Empfangssignal nicht die Amplitude des Empfangssignals haben, aber die Amplitude des zweiten Teil-Empfangssignals steht jedenfalls in einem bestimmten Verhältnis zu der Amplitude des Empfangssignals, sodass die Information über die Amplitude des Empfangssignals durch Auswerten der Amplitude des zweiten Teil-Empfangssignals ermittelt werden kann.
Das erste Teil-Empfangssignal wird mit einem Frequenzteiler in ein die Amplitudeninformation des Empfangs signals nicht mehr aufweisendes frequenzgeteiltes Empfangs signal gewandelt. Dass das frequenzgeteilte Empfangssignal die Amplitudeninformation des Empfangssignals nicht mehr aufweist (selbst wenn das erste Teil-Empfangssignal die Amplitudeninformation noch hat), liegt daran, dass Frequenzteiler meist digital arbeiten und aus einer Sinusschwingung üblicherweise ein Rechtecksignal entsprechender Frequenz machen, dessen Amplitude jedoch lediglich zwischen einem Minimalwert und einem Maximalwert hin- und herwechselt.
Durch Einsatz des Frequenzteilers werden zwei Effekte bewirkt. Zum einen wird die Empfangsfrequenz durch Division entsprechend dem Teilungsfaktor des Frequenzteilers heruntergesetzt. Zum anderen wird aber auch die Bandbreite des Empfangssignals um den Teilungsfaktor des Frequenzteilers verringert. Beide Effekte haben zur Folge, dass die nachfolgende Signalverarbeitung (Analog/Digital-Wandlung, digitale Signalverarbeitung durch die Signalverarbeitungseinheit und Digital-/ Analog-Wandlung) erheblich vereinfacht und in der Realisierung auch kostengünstiger wird, da langsamere Komponenten eingesetzt werden können.
Ferner wird aus dem zweiten Teil-Empfangssignal mit einem Amplitudendetektor die Amplitudeninformation des Empfangssignals gewonnen. Bei dem zweiten Teil-Empfangssignal interessiert also nicht die Frequenz des Empfangssignals, sondern ausschließlich dessen Amplitude, die sich meist viel langsamer ändert als die Schwingungen des Empfangssignals. Es wird im Grunde also eine Hüllkurvendetektion vorgenommen.
Mit einem Modulator wird nun ein frequenzgeteiltes Empfangssignal mit der Amplitudeninformation des Empfangssignals erzeugt, indem auf das frequenzgeteilte Empfangs signal ohne Amplitudeninformation die aus dem zweiten Teil-Empfangssignal gewonnene Amplitudeninformation aufmoduliert wird. Bei dem frequenzgeteilten Empfangs signal mit der aufmodulierten Amplitudeninformation handelt es sich dann um das aus dem Empfangs signal abgeleitete Empfangs signal, das nachfolgend digital weiterverarbeitet wird.
Durch die Aufteilung des Empfangssignals in ein erstes Teil-Empfangssignal und ein zweites Teil-Empfangssignal und durch die in den aufgetrennten Signalpfaden unterschiedliche Verarbeitung der Teil-Empfangssignale, einmal hinsichtlich der Frequenz und einmal hinsichtlich der Amplitude, kann eine sehr einfache Signalverarbeitung implementiert werden, und zwar ohne Verlust der Amplitudeninformation, was unvermeidbar wäre, wenn nur ein Signalpfad mit einem Frequenzteiler eingesetzt würde. Damit lässt sich das simulierte Reflexions signal auch sehr einfach an einen vorgegebenen Radarquerschnitt eines angenommenen Reflexionsobjektes bei vorgegebener und zu simulierender Entfernung anpassen, was ohne Kenntnis der Amplitude des Empfangssignals nicht möglich ist.
Bei der Prüfvorrichtung ist weiter vorgesehen, dass das simulierte Reflexionssignal mit einem Frequenzvervielfacher zu dem von dem simulierten Reflexionssignal abgeleiteten Signal gewandelt wird, also das eingangsseitig durch den Frequenzteiler frequenzmäßig tiefgesetzte Signal ausgangsseitig nunmehr wieder frequenzmäßig hochgesetzt wird.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Prüfvorrichtung ist der Signalteiler als resistiver Leistungsteiler realisiert. Diese elektrotechnisch passive Lösung ist einfach realisierbar und sehr zuverlässig. Es ist grundsätzlich möglich, auch aktive Signalteiler oder Signalteiler, die auf einem anderen Prinzip beruhen, zu verwenden.
Eine weitere vorteilhafte Ausgestaltung der Prüfvorrichtung zeichnet sich dadurch aus, dass der Frequenzteiler digitaltechnisch realisiert ist, insbesondere auf Basis bistabiler Kippstufen. Auch diese Lösung ist zuverlässig und einfach und auch als integrierter Schaltkreis verfügbar. Durch Hintereinanderschaltung von Kippstufen lassen sich insbesondere Frequenzteiler mit einem Teilungsfaktor, der dem Kehrwert einer Zweierpotenz entspricht, einfach realisieren.
Eine bevorzugte Ausgestaltung der Prüfvorrichtung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Amplitudendetektor mit einem Gleichrichter und einem nachgeschalteten Tiefpass realisiert ist, insbesondere mit einer Diode als Gleichrichter. Die Lösung zeichnet sich ebenfalls dadurch aus, dass sie elektrotechnisch passiv, einfach und zuverlässig realisiert ist.
Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Prüfvorrichtung ist der Teilungsfaktor des Frequenzteilers so gewählt, dass die kleinste Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals gleich ist der oder größer ist als die Signalbandbreite des Empfangssignals multipliziert mit dem halben Teilungsfaktor. Wenn der Teilungsfaktor 1/x ist und die Bandbreite des Empfangssignals B ist, dann hat das frequenzgeteilte Empfangs signal eine Bandbreite von B/x. Wenn die kleinste Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals fmin ist, dann lautet die angegebene Bemessungsregel formelmäßig fmin > B/(2x). Diese Bemessung berücksichtigt, dass die durch die Frequenzteilung erzeugten Rechtecksignale harmonische Oberwellen mit einem ungeradzahligen Vielfachen der Grundfrequenz aufweisen. Bei der genannten Realisierung des Frequenzteilers ist die erste harmonische der kleinsten Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals in einem höheren Frequenzbereich als die maximale Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals und damit außerhalb der frequenzgeteilten Bandbreite des frequenzgeteilten Empfangssignals.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Prüfvorrichtung ist vorgesehen, dass ein Tiefpassfilter das frequenzgeteilte Empfangs signal mit der Amplitudeninformation filtert, sodass die harmonische Grundschwingung des frequenzgeteilten Empfangssignals als abgeleitetes Empfangs signal erhalten wird. Durch die Filterung wird aus einem Rechtecksignal ein harmonisches Signal erzeugt bzw. wird aus einem Signal mit vielen Energieanteilen in Oberschwingungen, die interessierende Harmonische der Grundfrequenz extra- hiert. Der Tiefpassfilter kann auch direkt hinter dem Frequenzteiler angeordnet sein, sodass ein harmonisches Signal ohne Amplitudeninformation resultiert und dieses harmonische Signal kann dann durch Modulation mit der Amplitudeninformation versehen werden.
Bei einer vorteilhaften Weiterbildung der Prüfvorrichtung liegt die Grenzfrequenz des Tiefpasses zwischen dem doppelten und dem dreifachen der kleinsten Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals. Dies ist insbesondere sinnvoll, wenn der Teilungsfaktor des Frequenzteilers, wie zuvor beschrieben, gewählt wird.
Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung der Prüfvorrichtung und der Frequenzteileranordnung ist ein Verzögerungsglied vorgesehen im Signalpfad zwischen dem Signalteiler über den Frequenzteiler zu dem Modulator und/oder zwischen dem Signalteiler über den Amplitudendetektor zu dem Modulator, wobei das Verzögerungsglied eine solche Verzögerungszeit aufweist, dass das frequenzgeteilte Empfangs signal und die Amplitudeninformation zeitlich passend zusammengefügt werden. Dadurch werden unterschiedliche Signallaufzeiten in den Signalpfaden, ausgehend von dem Signalteiler, ausgeglichen.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Prüfvorrichtung entspricht der Multiplikationsfaktor des Frequenzvervielfachers dem Kehrwert des Teilungsfaktors des Frequenzteilers, womit das simulierte Reflexions signal wieder auf die Empfangsfrequenz angehoben wird und auch die Signalbandbreite des simulierten Reflexionssignals auf die Signalbandbreite des Empfangssignals gedehnt wird.
Vorzugsweise ist der Frequenzvervielfacher unter Verwendung eines Halbleiterbauteils mit nichtlinearem Übertragungsverhalten realisiert, wodurch automatisch harmonische Oberwellen erzeugt werden. Als einfache Bauteile bieten sich eine Diode oder auch ein Transistor an. Dem Frequenzvervielfacher ist dann vorzugsweise ein Bandpass nachgeschaltet, um die Oberschwingungen in dem gewünschten Frequenzbereich zu filtern bzw. durchzulassen.
Bei einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung der Prüfvorrichtung wird das Empfangssignal mit einem Empfangsumsetzer zu niedrigeren Frequenzen hin frequenzverschoben und wird das von dem simulierten Reflexionssignal abgeleitete Signal (also nach dem Frequenzvervielfacher) mit einem Ausgangsumsetzer zu höheren Frequenzen hin verschoben, wobei die Frequenzverschiebungen, eingangs- und ausgangsseitig, insbesondere betragsmäßig gleich sind. Die Verwendung des Empfangsumsetzers und des Ausgangsumsetzers beeinflussen die Signalbandbreite nicht, setzen die Frequenz des Signalbandes jedoch herunter bzw. herauf. Das frequenzverschobene Empfangssignal wäre dann also das zuvor als Empfangs signal bezeichnete Eingangssignal des Signalteilers.
Die eingangs beschriebene Aufgabe wird ebenfalls gelöst mit einer Frequenzteileranordnung für eine erfindungsgemäße Prüfvorrichtung. Die Frequenzteileranordnung zeichnet sich dadurch aus, dass ein Empfangs signal mit einem Signalteiler in ein erstes Teil-Empfangssignal und ein zweites Teil-Empfangs- signal geteilt wird, wobei zumindest das zweite Teil-Empfangssignal die Amplitudeninformation des Empfangs signals aufweist, dass das erste Teil- Empfangssignal mit einem Frequenzteiler in ein die Amplitudeninformation des Empfangssignals nicht mehr aufweisendes frequenzgeteiltes Empfangssignal gewandelt wird, dass aus dem zweiten Teil-Empfangssignal mit einem Amplitudendetektor die Amplitudeninformation des Empfangs signals gewonnen wird, dass mit einem Modulator ein frequenzgeteiltes Empfangs signal mit der Amplitudeninformation des Empfangssignals erzeugt wird, indem auf das frequenzgeteilte Empfangs signal ohne Amplitudeninformation die aus dem zweiten Teil-Empfangssignal gewonnene Amplitudeninformation aufmoduliert wird und so aus dem Empfangs signal ein abgeleitetes Empfangs signal erzeugt wird. Die Frequenzteileranordnung ist hinsichtlich ihrer Bestandteile so ausgelegt, wie es zuvor im Zusammenhang mit der Prüfvorrichtung beschrieben worden ist.
Im Einzelnen gibt es nun eine Vielzahl von Möglichkeiten, die erfindungsgemäße Prüfvorrichtung und die erfindungsgemäße Frequenzteileranordnung auszugestalten und weiterzubilden. Dazu wird verwiesen einerseits auf die den
unabhängigen Patentansprüchen nachgeordneten Patentansprüche, andererseits auf die folgende Beschreibung von Ausführungsbeispielen in Verbindung mit der Zeichnung. In der Zeichnung zeigen
Fig. 1 schematisch eine Prüfvorrichtung zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors wie aus dem Stand der Technik bekannt,
Fig. 2 schematisch Amplitudenspektren des Empfangssignals und des von dem Empfangs signal abgeleiteten Empfangssignals, ebenfalls wie aus dem Stand der Technik bekannt,
Fig. 3 eine Frequenzteileranordnung, wie sie im Empfangspfad der erfindungsgemäßen Prüfvorrichtung realisiert ist,
Fig. 4 schematisch einen Frequenzvervielfacher im Ausgangspfad der erfindungsgemäßen Prüfvorrichtung,
Fig. 5 schematisch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Frequenzteileranordnung der Prüfvorrichtung,
Fig. 6 schematisch ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Frequenzteileranordnung in der Prüfvorrichtung,
Fig. 7 schematisch eine Prüfvorrichtung mit eingangsseitigem und ausgangsseitigem Frequenzumsetzer und
Fig. 8 schematisch Amplitudenspektren verschiedener Signale bei Verwendung der Frequenzteileranordnung in der Prüfvorrichtung.
Fig. 1 zeigt eine aus dem Stand der Technik bekannte Prüfvorrichtung 1 zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors 2. Bei dem Abstandssensor 2 handelt es sich beispielsweise um einen Radar- Abstandssensor, wie er im automotiven Bereich verwendet wird. Der Abstandssensor 2 emittiert eine Freiraumwelle, die an einem Reflexionsobjekt reflektiert wird, und empfängt das Reflexions signal. Aus der Zeitverzögerung, einer Frequenzverschiebung und ggf. der Signalintensität des Reflexionssignals kann der Abstandssensor auf den Abstand zu dem Reflexionsobjekt, auf radiale Geschwindigkeitskomponenten des Reflexionsobjektes und ggf. auf Größe, Reflexionseigenschaften usw. des Reflexionsobjektes schließen; dies hängt von der Ausgestaltung des Abstandssensors 2 ab. Die Prüfvorrichtung 1 täuscht dem zu testenden Abstandssensor 2 ein tatsächliches Reflexionsobjekt vor.
Die Prüfvorrichtung 1 weist ein Empfangselement 3 auf zum Empfangen der von einem Abstandssensor 2 emittierten elektrischen Freiraumwelle als Empfangssignal SRX. Das Empfangs signal SRX hat eine Empfangsfrequenz fRx und eine Signalbandbreite B. Ferner weist die Prüfvorrichtung 1 ein Abstrahlelement 4 zur Ab Strahlung eines elektromagnetischen Ausgangssignals STX auf
Im Simulationsbetrieb wird das Empfangs signal SRX oder ein von dem Empfangssignal SRX abgeleitetes Empfangs signal S'RX mittels eines Analog/Digi- tal- Wandlers 5 in ein abgetastetes Signal gewandelt, das abgetastete Signal wird mit einer Signalverarbeitungseinheit 6 zu einem zeitverzögerten abgetasteten Signal zeitverzögert und das zeitverzögerte abgetastete Signal wird mittels eines Digital/ Analog-Wandlers 7 zum simulierten Reflexionssignal Ssim gewandelt. Das simulierte Reflexions signal Ssim oder ein von dem simulierten Reflexions signal Ssim abgeleitetes simuliertes Reflexions signal S'sim wird dann als Ausgangssignal STX über das Abstrahlelement 4 abgestrahlt.
Mit der Signalverarbeitungseinheit 6 werden die erforderlichen Maßnahmen umgesetzt, um dem simulierten Reflexionssignal alle wesentlichen Signaleigenschaften mitzugeben, also eine gewünschte Signalverzögerung, eine gewünschte Frequenzverschiebung (oder auch mehrere, unterschiedlich frequenzverschobene Signalanteile) und ggf. auch die gewünschte Amplitude des simulierten Reflexionssignals Ssim.
Darüber hinaus kann es, wie in Fig. 1 angedeutet, eine eingangsseitig vorgelagerte Signalverarbeitung 8a und auch eine ausgangsseitig nachgelagerte Signalverarbeitung 8b zu der Signalverarbeitung der Signalverarbeitungseinheit 6 geben. Es ist beispielsweise bekannt, das Empfangs signal SRX mit einem Eingangsmischer in einen tieferen Frequenzbereich herunterzumischen, wobei die Bandbreite des Signals erhalten bleibt. Dadurch entsteht aus dem Empfangssignal SRX das aus dem Empfangs signal SRX abgeleitete Empfangs signal S'RX. Diese Situation ist in Fig. 2 anhand eines Amplitudenspektrums dargestellt. Das Empfangs signal SRX hat eine Bandbreite B von 4 GHz bei einer Empfangsfrequenz fRx von 79 GHz. Die Signalbandbreite B erstreckt sich also von 77 GHz bis 81 GHz. Durch die Anwendung eines Mischers, der Bestandteil der eingangsseitig vorgelagerten Signalverarbeitung 8a ist, wird das Empfangssignal SRX unter Verwendung einer Frequenz von 75 GHz eines Lokaloszillators auf eine Zwischenfrequenz von 4 GHz heruntergemischt, wobei die Signalbandbreite B erhalten bleibt. So entsteht in diesem Beispiel das von dem Empfangssignal SRX abgeleitete Empfangs signal S'RX.
Nicht ausdrücklich dargestellt ist, dass die ausgangsseitig nachgelagerte Signalverarbeitung 8b einen entsprechenden Mischer verwendet, mit dem das niederfrequente simulierte Reflexions signal Ssim wieder in den Bereich der Empfangsfrequenz fRx hochgemischt und dann als abgeleitetes simuliertes Reflexionssignal S'sim abgestrahlt wird. Da die Bandbreite B des Empfangssignals SRX unverändert bleibt, bleiben die von der Signalbandbreite B abhängigen Anforderungen hinsichtlich der Abtastung des Signals erhalten und unverändert hoch.
In den Figuren 3 bis 8 sind verschiedene Aspekte einer erfindungsgemäßen Prüfvorrichtung 1 zum Test des mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors 2 sowie einer erfindungsgemäßen Frequenzteileranordnung 9, die Bestandteil der Prüfvorrichtung 1 ist, beschrieben.
In Fig. 3 ist zunächst eine Frequenzteileranordnung 9 dargestellt, die Bestandteil der eingangsseitig vorgelagerten Signalverarbeitung ist. Es ist zu erkennen, dass das Empfangs signal SRX mit einem Signalteiler 10 in ein erstes Teil- Empfangssignal Si und ein zweites Teil-Empfangssignal S2 geteilt wird, wobei zumindest das zweite Teil-Empfangssignal S2 die Amplitudeninformation A des Empfangssignals SRX aufweist. Im vorliegenden Fall handelt es sich bei dem Signalteiler 10 um einen resistiven Leistungsteiler, sodass auch das erste Teil-Empfangssignal Si grundsätzlich die Amplitudeninformation A des Empfangssignals SRX aufweist. Das erste Teil-Empfangssignal Si wird mit einem Frequenzteiler 11 in ein die Amplitudeninformation A des Empfangssignals SRX nicht mehr aufweisendes frequenzgeteiltes Empfangs signal Sif gewandelt. Das frequenzgeteilte Empfangs signal Sif weist die Amplitudeninformation A deshalb nicht auf, weil der Frequenzteiler 11 ein digitales Ausgangssignal ausgibt, das zwar die Frequenzinformation noch aufweist, aber die Amplitudeninformation des frequenzgeteilten Eingangssignals nicht mehr enthält.
Aus dem zweiten Teil-Empfangssignal S2 wird mit einem Amplitudendetektor 12 die Amplitudeninformation A des Empfangssignals SRX gewonnen. Im vorliegenden Fall wird die Hüllkurve des zweiten Teil-Empfangssignals S2 detek- tiert.
Schließlich wird mit einem Modulator 13 ein frequenzgeteiltes Empfangssignal SfA mit der Amplitudeninformation A des Empfangssignals SRX erzeugt, indem auf das frequenzgeteilte Empfangs signal ohne Amplitudeninformation Sif die aus dem zweiten Teil-Empfangssignal S2 gewonnene Amplitudeninformation A aufmoduliert wird. Derart wird das aus dem Empfangs signal SRX abgeleitete Empfangssignal S'RX erzeugt. Mit der beschriebenen Frequenzteileranordnung 9 ist es möglich, den Verlust der Amplitudeninformation Abei Verwendung eines Frequenzteilers 11 auf geschickte Weise wieder auszugleichen, indem die Amplitudeninformation A in einem separaten Signalpfad zurückgewonnen wird und dem frequenzgeteilten, aber die Amplitudeninformation A nicht mehr aufweisenden Empfangs signal S if wieder aufmoduliert wird. Die Verwendung des Frequenzteilers 11 hat den Vorteil, dass nicht nur die Empfangsfrequenz fRx, also die Mittenfrequenz des Empfangssignals SRX, um den Teilungsfaktor 1/x des Frequenzteilers 11 herabgesetzt wird, sondern dass auch die Signalbandbreite B des Empfangssignals SRX um den gleichen Faktor reduziert wird, sodass auch die Anforderungen an die weitere Signalverarbeitung entsprechend niedriger sind.
In Fig. 4 ist ein weiterer Aspekt der Prüfvorrichtung 1 dargestellt, nämlich der, dass das simulierte Reflexions signal Ssimmit einem Frequenzvervielfacher 14 zu dem von dem simulierten Reflexions signal Ssim abgeleiteten Signal S'sim gewandelt wird. Im vorliegenden Fall ist der Multiplikationsfaktor y des Frequenzvervielfachers 14 gleich dem Kehrwert des Teilungsfaktors 1/x des Frequenzteilers 11. Dadurch werden die Effekte des Frequenzteilers 11 (Herabsetzen der Mittenfrequenz und Reduzierung der Bandbreite) genau aufgehoben.
In den dargestellten Ausführungsbeispielen ist der Frequenzteiler 11 digitaltechnisch realisiert, nämlich auf Basis schneller bistabiler Kippstufen.
In den dargestellten Ausführungsbeispielen ist der Amplitudendetektor 12 mit einem Gleichrichter und einem nachgeschalteten Tiefpass realisiert, und zwar - im Detail nicht einzeln gezeigt - mit einer Diode als Gleichrichter.
In Fig. 5 ist dargestellt, dass auf den Frequenzteiler 11 ein Tiefpassfilter 18 folgt, das lediglich die harmonische Grundschwingung des frequenzgeteilten Empfangssignals ohne Amplitudeninformation Sif durchlässt. So kann auf einfache Weise das aus der Frequenzteilung resultierende Rechtecksignal in eine saubere Sinusschwingung gewandelt werden.
Fig. 6 zeigt eine alternative Realisierung der Prüfvorrichtung 1 bzw. der Frequenzteileranordnung 9, bei der das Tiefpassfilter 18 das frequenzgeteilte Empfangssignal mit der Amplitudeninformation SfASO filtert, dass nur die harmonische Grundschwingung des frequenzgeteilten Empfangssignals SfA als abgeleitetes Empfangs signal S'RX resultiert.
In beiden vorgenannten Ausführungsbeispielen gemäß den Figuren 5 und 6 ist der Tiefpass 18 so ausgelegt, dass seine Grenzfrequenz zwischen dem doppelten und dem dreifachen der kleinsten Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals Sif, SfA liegt.
Den Ausführungsbeispielen ist ebenfalls gemeinsam, dass der Multiplikationsfaktor y des Frequenzvervielfachers 14 dem Kehrwert des Teilungsfaktors x des Frequenzteilers 11 entspricht, wodurch sich die Frequenzverschiebungen wie auch die Bandbreitenreduktion und die Bandbreitenexpansion eingangsseitig und ausgangsseitig aufheben.
Auch wenn im Detail nicht dargestellt, so ist den Prüfvorrichtungen 1 in den Ausführungsbeispielen gemeinsam, dass der Frequenzvervielfacher 14 unter Verwendung einer Diode realisiert ist zur Erzeugung von harmonischen Oberwellen. Zur Filterung einer harmonischen Oberwelle, im vorliegenden Fall derjenigen mit der vierfachen Grundfrequenz, ist ein Bandpass nachgeschaltet.
Fig. 7 zeigt eine Prüfvorrichtung 1, bei der das Empfangssignal SRX mit einem Empfangsumsetzer 15 zu niedrigen Frequenzen hin frequenzverschoben wird und bei der das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers 14 mit einem Ausgangsumsetzer 16 zu höheren Frequenzen hin verschoben wird, wobei die Frequenzverschiebungen hier betragsmäßig gleich sind. Bei dem Empfangsumsetzer 15 und dem Ausgangsumsetzer 16 handelt es sich um Mischer, die von einem Lokaloszillator 17 mit einem harmonischen Signal mit entsprechender Frequenz zur Heraufsetzung und Herabsetzung der jeweiligen Frequenz des Eingangssignals beaufschlagt werden. Das Empfangs signal SRX ist hier bereits frequenzverschoben, bevor es von der Frequenzteileranordnung 9 in der beschriebenen Weise weiterverarbeitet wird. Um nicht weitere Bezeichner verwenden zu müssen, wird es gleichwohl als das Empfangs signal SRX bezeichnet.
Fig. 8 zeigt das Amplitudenspektrum verschiedener Signale, die bei Einsatz der Frequenzteilanordnung 9 in der Prüfvorrichtung 1 gemäß Fig. 7 resultieren. Auch hier hat das Empfangssignal SRX eine Bandbreite B von 4 GHz bei einer Mittenfrequenz von 79 GHz. Der Empfangsumsetzer 15 wird von dem Lokaloszillator 17 mit einer Mischfrequenz von 75 GHz gespeist, sodass das heruntergesetzte Empfangs signal SRX mit der unveränderten Bandbreite B von 4 GHz im Bereich von 2 bis 6 GHz resultiert. Mit diesem Signal wird die Frequenzteileranordnung 9 gespeist, wobei der zum Einsatz kommende Frequenzteiler 11 einen Teilungsfaktor 1/x = 1/4 hat. Die Bandbreite B wird daher um den Faktor 4 reduziert, also auf 1 GHz. Die begrenzenden Frequenzen werden ebenfalls um den Faktor 4 heruntergesetzt und liegen nun bei 0,5 GHz und 1,5 GHz. Bei der Wahl des Teilungsfaktors 1/x ist darauf geachtet worden, dass die kleinste Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals Sif gleich ist der oder größer ist als die Signalbandbreite B des Empfangssignals multipliziert mit dem halben Teilungsfaktor 1/x, also multipliziert mit l/(2x).
Das bandbreitenreduzierte (B/x), von dem Empfangs signal SRX abgeleitete Empfangssignal S'RX ist von der nachfolgenden digitalen Signalverarbeitung einfacher zu handhaben, als ein Signal mit der ursprünglichen, größeren Bandbreite B. Daher ist der Einsatz von weniger schnellen leistungselektronischen Komponenten möglich, was den Einsatz weniger anspruchsvoller und damit häufig auch preiswerterer Hardware-Komponenten ermöglicht.
Bezugszeichen
1 Prüfvorrichtung
2 Abstandssensor
3 Empfangselement
4 Ab Strahlelement
5 Analog/Digital- Wandler
6 Signalverarbeitungseinheit
7 Digital/ Analog-Wandler 8a eingangsseitig vorgelagerte Signalverarbeitung 8b ausgangsseitig nachgelagerte Signalverarbeitung
9 Frequenzteileranordnung
10 Signalteiler
11 Frequenzteiler
12 Amplitudendetektor
13 Modulator
14 Frequenzvervielfacher
15 Empfangsumsetzer
16 Ausgangsumsetzer
17 Lokaloszillator
18 Tiefpassfilter
SRX Empfangssignal f x Empfangsfrequenz B Bandbreite des Empfangssignals S'RX von dem Empfangs signal SRX abgeleitetes Empfangs signal STX Ausgangssignal
Ssim simuliertes Reflexionssignal S'sim abgeleitetes simuliertes Reflexions signal
S1, S2 erstes, zweites Teil-Empfangssignal A Amplitudeninformation Sif frequenzgeteiltes Empfangs signal ohne Amplitudeninformation SfA frequenzgeteiltes Empfangs signal mit aufmodulierter
Amplitudeninformation
1/x Teilungsfaktor des Frequenzteilers y Multiplikationsfaktor der Frequenzvervielfachers

Claims

Patentansprüche
1. Prüfvorrichtung (1) zum Test eines mit elektromagnetischen Wellen arbeitenden Abstandssensors (2), mit einem Empfangselement (3) zum Empfangen einer elektromagnetischen Freiraumwelle als Empfangs signal (SRX) mit einer Empfangsfrequenz (fRx) und einer Signalbandbreite (B), mit einem Abstrahlelement (4) zur Ab Strahlung eines elektromagnetischen Ausgangssignals (STX), wobei im Simulationsbetrieb das Empfangs signal (SRX) oder ein von dem Empfangssignal (SRX) abgeleitetes Empfangs signal (S'RX) mittels eines Analog/Digital- Wandlers (5) in ein abgetastetes Signal gewandelt wird, das abgetastete Signal mit einer Signalverarbeitungseinheit (6) zu einem zeitverzögerten abgetasteten Signal zeitverzögert wird, das zeitverzögerte abgetastete Signal mittels eines Digital/ Analog-Wandlers (7) zu einem simulierten Reflexions signal (Ssim) gewandelt wird, wobei das simulierte Reflexions signal (Ssim) oder ein von dem simulierten Reflexions signal (Ssim) abgeleitetes simuliertes Reflexions signal (S'sim) als Ausgangssignal (STX) über das Abstrahlelement (4) abgestrahlt wird, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangs signal (SRX) mit einem Signalteiler (10) in ein erstes Teil- Empfangssignal (Si) und ein zweites Teil-Empfangssignal (S2) geteilt wird, wobei zumindest das zweite Teil-Empfangssignal (S2) die Amplitudeninfor- mation (A) des Empfangs signals (SRX) aufweist, dass das erste Teil-Empfangssignal (Si) mit einem Frequenzteiler (11) in ein die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) nicht mehr aufweisendes frequenzgeteiltes Empfangs signal (Sif) gewandelt wird, dass aus dem zweiten Teil-Empfangssignal (S2) mit einem Amplitudendetektor (12) die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) gewonnen wird, dass mit einem Modulator (13) ein frequenzgeteiltes Empfangs signal (SfA) mit der Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) erzeugt wird, indem auf das frequenzgeteilte Empfangs signal ohne Amplitudeninformation (S if) die aus dem zwei- ten Teil-Empfangssignal (S2) gewonnene Amplitudeninformation (A) aufmoduliert wird und so das aus dem Empfangs signal (SRX) abgeleitete Empfangssignal (S'RX) erzeugt wird und dass das simulierte Reflexionssignal (Ssim) mit einem Frequenzvervielfacher (14) zu dem von dem simulierten Reflexionssignal (Ssim) abgeleiteten Signal (S sim ) gewandelt wird.
2. Prüfvorrichtung (1) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Signalteiler (10) als resistiver Leistungsteiler realisiert ist.
3. Prüfvorrichtung (1) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzteiler (11) digitaltechnisch realisiert ist, insbesondere auf Basis bistabiler Kippstufen.
4. Prüfvorrichtung ( 1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 3 , dadurch gekennzeichnet, dass der Amplitudendetektor (12) mit einem Gleichrichter und einem nachgeschalteten Tiefpass realisiert wird, insbesondere mit einer Diode als Gleichrichter.
5. Prüfvorrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Teilungsfaktor (1/x) des Frequenzteilers (11) so gewählt ist, dass die kleinste Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals (S if) gleich ist der oder größer ist als die Signalbandbreite (B) multipliziert mit dem halben Teilungsfaktor (1/x).
6. Prüfvorrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass ein Tiefpassfilter (18) das frequenzgeteilte Empfangs signal mit der Amplitudeninformation (SfA) filtert, sodass die harmonische Grundschwingung des frequenzgeteilten Empfangssignals (SfA) als abgeleitetes Empfangssignal (S'RX) erhalten wird.
7. Prüfvorrichtung (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Grenzfrequenz des Tiefpasses (18) zwischen dem doppelten und dem dreifachen der kleinsten Frequenz des frequenzgeteilten Empfangssignals (Sif, SfA) liegt.
8. Prüfvorrichtung ( 1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Multiplikationsfaktor (y) des Frequenzvervielfachers (14) dem Kehrwert des Teilungsfaktors (1/x) des Frequenzteilers (11) entspricht.
9. Prüfvorrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Frequenzvervielfacher (14) unter Verwendung eines Halb- leiterbauteils mit nichtlinearem Übertragung sverhalten realisiert ist zur Erzeugung von harmonischen Oberwellen, insbesondere unter Verwendung einer Diode oder eines Transistors.
10. Prüfvorrichtung ( 1 ) nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Empfangs signal (SRX) mit einem Empfangsumsetzer (15) zu niedrigeren Frequenzen hin frequenzverschoben wird und dass das Ausgangssignal des Frequenzvervielfachers (14) mit einem Ausgangsumsetzer (16) zu höheren Frequenzen hin verschoben wird, insbesondere wobei die Frequenzverschiebungen betragsmäßig gleich sind.
11. Frequenzteileranordnung (9) für eine Prüfvorrichtung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass ein Empfangs signal (SRX) mit einem Signalteiler (10) in ein erstes Teil-Empfangssignal (Si) und ein zweites Teil-Empfangssignal (S2) geteilt wird, wobei zumindest das zweite Teil-Empfangssignal (S2) die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) aufweist, dass das erste Teil-Empfangssignal (Si) mit einem Frequenzteiler (11) in ein die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) nicht mehr aufweisendes frequenzgeteiltes Empfangs signal (S if) gewandelt wird, dass aus dem zweiten Teil-Empfangssignal (S2) mit einem Amplitudendetektor (12) die Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) gewonnen wird, dass mit einem Modulator (13) ein frequenzgeteiltes Empfangssignal (SfA) mit der Amplitudeninformation (A) des Empfangssignals (SRX) erzeugt wird, indem auf das frequenzgeteilte Empfangssignal (S if) ohne Amplitudeninformation (A) die aus dem zweiten Teil-Empfangssignal (S2) gewonnene Amplitudeninformation (A) aufmoduliert wird und so aus dem Empfangssignal (SRX) ein abgeleitetes Empfangs signal (SRX) erzeugt wird.
12. Frequenzteileranordnung (9) nach Anspruch 11, gekennzeichnet durch die Merkmale des Kennzeichnungsteils wenigstens eines Anspruchs der Patentansprüche 2 bis 7.
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