ES2207152T3 - Circuito electronico de conversion numerico analogica para una cadena de transmision en banda base. - Google Patents
Circuito electronico de conversion numerico analogica para una cadena de transmision en banda base.Info
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Abstract
Circuito electrónico de conversión numérico-analógica para una cadena de transmisión en banda base para transformar sin distorsión de fase una señal numérica en una señal analógica, que comprende: - un modulador numérico (220) que entrega una señal en forma de grupos de n bits, - un interpolador (310) para aumentar una frecuencia de muestreo (Fs) de la señal numérica, - un modulador de tipo sigma-delta (320) para transformar una señal de n bits en una señal de 1 bit, - un bloque de conversión numérico-analógica (330), especialmente para filtrar de forma precisa un ruido de cuantificación, que comprende un convertidor numérico-analógico y un filtro de respuesta de impulsos finita, - un filtro analógico (340) de tipo filtro paso bajo, caracterizado porque dicho filtro de respuesta de impulsos finita es un filtro multibanda.
Description
Circuito electrónico de conversión numérico
analógica para una cadena de transmisión en banda de base.
El presente invento se refiere a un circuito
electrónico de conversión numérico-analógica para
una cadena de transmisión en banda base.
Más específicamente, el invento se refiere a un
circuito electrónico de conversión
numérico-analógica para transformar sin distorsión
de fase una señal numérica en una señal analógica, que comprende
sobre todo un modulador de tipo sigma-delta y un
filtro de respuesta de impulso finita.
Un campo de aplicación preferido del invento es
el de la telefonía móvil. La descripción del invento se hará
esencialmente en el marco de este campo. El alcance del invento no
deberá, sin embargo, estar limitado al campo de la telefonía móvil,
sino que deberá ser entendido como extendiéndose a cualquier otro
campo en el que se aplique el circuito de conversión y el
procedimiento de conversión según el invento.
La mayoría de las veces, un teléfono portátil, o
teléfono inalámbrico, puede estar estructuralmente dividido en
cuatro bloques distintos: el bloque de usuario o interfaz de
usuario, el bloque de control, el bloque de audio, y el bloque de
radiofrecuencia. Los tres últimos bloques citados constituyen la
unidad radio del teléfono portátil.
La figura 1 muestra un esquema de bloque que
ilustra una estructura general 100 de un teléfono portátil. La
estructura general 100 está compuesta por los cuatro bloques
principales que acaban de citarse. El usuario de un teléfono
portátil tiene acceso a un interfaz de utilización 120. El interfaz
de utilización 120 comprende la mayoría de las veces un altavoz
121, un micrófono 122, un teclado numérico 123 y un medio de
visualización 124. El interfaz de utilización 120 puede llevar como
accesorios otros elementos, por ejemplo un modem para efectuar
transmisiones de datos.
Una unidad de radio 130 lleva los bloques
necesarios para la transmisión en banda base: medios de
codificación de la palabra, medios de compresión de informaciones en
bloques de datos, medios de descompresión de estos bloques de datos
en señal continua. Estos elementos, así como otros, se reparten
entre un bloque de control 140, un bloque de audio 150 y un bloque
de radiofrecuencia 160.
El bloque de control 140 comprende un
microprocesador 141 que hace de unidad central de proceso. El
microprocesador 141 efectúa los procedimientos necesarios para el
establecimiento de una comunicación. Además controla las diferentes
operaciones del teléfono portátil por medio de diferentes
programas. Entre estos programas se encuentran, por ejemplo,
programas de gestión del interfaz de utilización 120, programas
denominados de vigilancia (especialmente del nivel de la batería) o
incluso de programas de prueba con el fin de facilitar el
mantenimiento del teléfono portátil. Otros programas gestionan la
conexión entre el teléfono portátil y el relé de transmisión más
próximo. Los programas asociados al interfaz de utilización 120
gestionan especialmente interacciones entre el usuario y los otros
programas, especialmente interpretando las informaciones
suministradas por el usuario al microprocesador 141 por medio del
teclado numérico 123 y de un enlace 101, y controlando el medio de
visualización 124 por medio de un enlace 102.
El bloque de control 140 comprende también
memorias 142 que se utilizan en los teléfonos portátiles para
memorizar especialmente el sistema de explotación, el número de
serie y el número de teléfono asociados al teléfono portátil o
incluso derechos de explotación de servicios varios. Estas memorias
142 pueden también servir en el momento del establecimiento de una
llamada. El intercambio de informaciones de datos, de direcciones de
memoria y de mando entre las memorias 142 y el microprocesador 141
está asegurado por una línea principal bidireccional 103.
El bloque de audio 150 está esencialmente
constituido por una unidad de tratamiento de la señal 151 que se
vale de numerosos programas. La unidad de tratamiento de la señal
151 recibe informaciones del micrófono 122 por medio de un enlace
104. Un enlace 105 asegura la transmisión de señales entre la unidad
de tratamiento de la señal 151 y el altavoz 121. Además, el
intercambio de informaciones entre la unidad de tratamiento de la
señal 151 y el microprocesador 141 se realiza mediante un enlace
bidireccional 106.
La comunicación con la unidad de radio 130 del
teléfono portátil se efectúa por medio del interfaz particular de
radiofrecuencia 160 en el que se efectúan las conversiones
analógico-numéricas y
numérico-analógicas. El boque de radiofrecuencia 160
comprende especialmente una antena 161 unida a un duplexor 162, un
emisor 163, un receptor 164 y una unidad de generación de
frecuencia 165. El microprocesador 141 gestiona el funcionamiento
del emisor 163, del receptor 164 y del generador de frecuencia 165,
respectivamente, por medio de conexiones 107, 108 y 109. La unidad
de tratamiento de la señal 151 puede transmitir señales al emisor
163 y recibir señales del receptor 164, respectivamente, por medio
de enlaces 110 y 111. El generador de frecuencia 165 está conectado
al emisor 163 y al receptor 164, respectivamente, por medio de
conexiones 112 y 113. El duplexor 162 recibe señales del emisor 163
por medio de un enlace 114 y transmite señales al receptor 164 por
medio de un enlace 115.
En el emisor 163, se modulan las señales
portadoras de informaciones de palabra y de otras informaciones
necesarias para la telecomunicación con el fin de ser transmitidas
por medio de una onda portadora de frecuencia de radio. Las
operaciones de modulación se realizan habitualmente con una
frecuencia intermedia que se mezcla con la frecuencia de
transmisión deseada. Se conocen diversos métodos de modulación.
Dependen del tipo de señal y de equipos de los que se dispone para
la transmisión. Para la transmisión de informaciones analógicas es
posible utilizar una modulación de frecuencia o una modulación por
desplazamiento de frecuencia, por ejemplo del tipo FSK (Frequency
Shift Keying, en inglés); para las transferencias de informaciones
numéricas, es posible utilizar una modulación por desplazamiento de
fase, por ejemplo de tipo \Pi/4 PSK (\Pi/4 - Phase Shift
Keying, en inglés), o incluso una modulación de tipo GMSK (Gaussian
Minimum Shift Keying, en inglés).
La figura 2 representa un esquema de bloques
simplificado de una cadena de transmisión del emisor 163, y más
particularmente de un circuito de conversión
numérico-analógica del estado de la técnica. La
señal procedente de la unidad de tratamiento de la señal 151 se
transmite en forma de datos numéricos a un interfaz 210 del emisor
163. La señal numérica recibida por el emisor 163 es tratada
sucesivamente por el interfaz 210, un modulador 220 que efectúa una
modulación de tipo GMSK, un convertidor
numérico-analógico 240 denominado DAC, un
muestreador-bloqueador 230 y un filtro analógico
250.
En el estado de la técnica, por razones de
consumo y de facilidad de realización, el DAC 240 es la mayoría de
las veces un DAC de capacidad conmutada. Así, por ejemplo, para
cada grupo de k bits procedentes del modulador 220, se produce
directamente en salida del DAC 240 una tensión proporcional al
valor codificado sobre los k bits. Este procedimiento plantea
problemas de linealidad entre la señal procedente del DAC 240 y la
señal de entrada al DAC 240. Estos problemas de linealidad están
además aumentados por el hecho de la existencia en la cadena de
transmisión descrita del muestreador-bloqueador
230. En efecto, el DAC 240 es un convertidor numérico- analógico de
capacidad conmutada. Esto significa que durante un semiperiodo de
una señal de reloj cíclica que rige la transferencia de datos de la
cadena de transmisión descrita, no se dispone del valor de cada bit
tratado por el DAC 240. El muestreador-bloqueador
230 es pues necesario para mantener, durante al menos un
semiperiodo de la señal de reloj, el valor de cada bit tratado. La
presencia del muestreador-bloqueador 230 aumenta,
sin embargo, los problemas de no linealidad en la transmisión de la
señal. O en ciertos emisores, y especialmente en los que intervienen
en los sistemas de telefonía móvil de tipo GSM, las distorsiones de
las señales transmitidas son muy molestas para la calidad de la
telecomunicación.
En el estado de la técnica, especialmente la
patente EP A-0642221, describe un circuito eléctrico
de conversión numérico-analógica para una cadena de
transmisión en banda base. Este circuito lleva un interpolador para
aumentar una frecuencia de muestreo de la señal numérica, un
modulador de tipo sigma-delta, un bloque de
conversión numérico-analógica que comprende un
filtro de respuesta por impulsos finita (o FIR), y finalmente un
filtro analógico de tipo filtro paso bajo.
Sin embargo, el FIR descrito en este documento es
un FIR clásico, es decir cuya función de transferencia es del tipo
h(z) = 1+a_{1}z^{-1}+a_{2}z^{-2}+a_{3}z^{-3}+...
. Tal filtro no está adaptado a una aplicación en el campo GSM pues
necesitaría un número de coeficientes a_{i} importantes dando
lugar a un FIR voluminoso y a un consumo eléctrico importante, para
obtener un filtro de pendiente pronunciada.
El presente invento permite paliar las
insuficiencias de los sistemas del estado de la técnica que acaban
de describirse y permite especialmente obtener un filtro con
pendiente pronunciada cuyo tamaño es más reducido que la de los
convertidores numérico-analógicos del estado de la
técnica.
El invento tiene por objeto un circuito
electrónico de conversión numérico-analógica, para
una cadena de transmisión en banda base, para transformar sin
distorsión de fase una señal numérica en una señal analógica que
comprende:
- un modulador numérico que entrega una señal en
forma de n bits,
- un interpolador para aumentar una frecuencia de
muestreo de la señal numérica,
- un modulador de tipo
sigma-delta para transformar una señal de n bits en
una señal de 1 bit,
- un bloque de conversión
numérico-analógica, especialmente para filtrar de
forma precisa un ruido de cuantificación, que comprende un
convertidor numérico-analógico y un filtro de
respuesta por impulsos finita,
- un filtro analógico de tipo filtro paso bajo,
circuito electrónico caracterizado porque el filtro de respuesta
por impulsos finita es un filtro multibanda.
Los diferentes aspectos y ventajas del invento se
harán más claros después de la descripción haciendo referencia a las
figuras que solamente se dan a título indicativo y no limitativo
del invento y que se presentan a continuación:
- la figura 1, ya descrita, muestra un esquema de
bloques que ilustra la estructura general de un teléfono
portátil,
- la figura 2, ya descrita, muestra un esquema de
bloques de un circuito electrónico de conversión
numérico-analógica del estado de la técnica,
- la figura 3 muestra un esquema de bloques de un
circuito electrónico según el invento,
- la figura 4 muestra un esquema de bloques de un
modulador sigma-delta, y
- la figura 5 muestra espectros de frecuencia de
la señal transmitida en ciertos puntos del circuito electrónico
según el invento en el momento de la transmisión de una señal.
En la figura 3 se encuentra el interfaz 210 que
recibe la señal procedente de la unidad de tratamiento de la señal
151 y que estaría ya presente en la cadena de transmisión de la
técnica anterior presentada en la figura 2. Se encuentra también el
modulador de tipo GMSK 220. La señal procedente del modulador 220 es
tratada sucesivamente por los elementos siguientes: un interpolador
310, un modulador de tipo sigma-delta 320, un
bloque de conversión numérico-analógica 330 y
finalmente un filtro analógico 340. Se va a describir ahora con más
precisión el papel de cada uno de estos elementos:
El modulador 320 se denomina modulador
sigma-delta. La figura 4 muestra un esquema de
bloques de tal modulador. El nombre sigma-delta
proviene de la configuración misma del modulador en el que
interviene principalmente un adicionador 410, que está
habitualmente simbolizado por la letra griega "sigma". En la
salida del adicionador 410 se encuentra un elemento integrador 420
que realiza la integración de la señal. El elemento integrador 420
desempeña el papel de un filtro de paso bajo para la señal de
entrada útil. El elemento integrador 420 está seguido por un
cuantificador 430, cuyo principio básico es realizar una
cuantificación resultante de la diferencia entre dos muestras
consecutivas de la señal numérica tratada. De esta diferencia es de
donde viene el término "delta", de acuerdo con la designación
corriente de tal operación. Un bucle de contrarreacción 440
desempeña el papel de un filtro de paso alto para el ruido de
cuantificación generado por el cuantificador 430. El modulador de
tipo sigma-delta permite rechazar el ruido de
cuantificación en las altas frecuencias, mientras que la señal útil
está presente en las bajas frecuencias.
En las cadenas de conversión
numérico-analógica que comprenden un modulador de
tipo sigma-delta, la frecuencia de muestreo
primeramente aumentada. Esta operación se realiza aquí por el
interpolador 310. El interpolador permite realizar una operación de
sobremuestreo.
En una aplicación preferida del invento, la
frecuencia de muestreo de los datos procedentes del modulador de
tipo GMSK k se dobla gracias a una interpolación de tipo lineal:
entre dos datos consecutivos procedentes del modulador de tipo GMSK
220, se añade un dato suplementario que corresponde a una media de
los dos datos directamente vecinos próximos en el tiempo. La
frecuencia de muestreo se triplica a continuación en la entrada del
modulador de tipo sigma-delta repitiendo cada dato
tres veces.
El interpolador 310 permite por tanto pasar de
una señal de n bits muestreada a una frecuencia Fs a una señal de n
bits muestreada a una frecuencia N x Fs, donde N es un entero
natural. En una aplicación preferida, N=6 y n=8.
El modulador de tipo sigma-delta
320 asociado al interpolador 310 permite pasar de una señal de n
bits muestreada a la frecuencia de N x Fs a una señal de 1 bit
muestreada a la frecuencia N x Fs.
La señal de 1 bit procedente del modulador
sigma-delta 320 puede ser una señal modulada en
anchura de impulsión (señal PDM, Pulse Duration Modulation, en
inglés). Se suministra en entrada del bloque de conversión
numérico-analógica. La señal de salida del
modulador sigma-delta 320 suministra por tanto al
bloque de conversión numérico-analógica 330 menos
informaciones, puesto que el número de bits se ha reducido, pero a
una frecuencia más elevada debido al sobremuestreo efectuado por el
interpolador 310.
El ruido de cuantificación generado a la salida
del modulador de tipo sigma-delta es importante pues
la señal en lo sucesivo se codifica en un único bit. El bloque de
conversión numérico-analógica 330 tiene por objeto
filtrar este ruido de cuantificación. El bloque de conversión
numérico-analógica 330 está compuesto por un
convertidor numérico-analógico 1 bit, o DAC 1 bit, y
un filtro de respuesta de impulsos finita.
La salida del DAC 1 bit activa el filtro de
respuesta de impulsos finita que le sucede. El FIR comprende
fuentes de corriente. Cada bit de entrada del DAC 1 bit controla
una fuente de corriente, después de un tratamiento que hace
intervenir especialmente registros de desfase. Cada fuente de
corriente está asociada a un coeficiente del filtro de respuesta
por impulsos finita. Cada fuente de corriente entrega una corriente
proporcional a un coeficiente del FIR.
La utilización de un DAC 1 bit, como es el caso
del invento, permite resolver los problemas de no linealidad en el
momento de transmisión de la señal en la cadena de conversión
numérico-analógica.
Sin embargo, con el fin de filtrar el ruido de
cuantificación importante, el filtro de respuesta por impulsos
finita debe tener una frecuencia de corte próxima a la de la
frecuencia de banda de base (típicamente 100 kilohercios para una
utilización en el marco de un GSM). Esto significa que la
representación de la función de transferencia del filtro FIR debe
tener una pendiente muy pronunciada de alrededor de 100 kHz. Ahora
bien, esto no es realizable más que con un filtro FIR clásico
complejo, y por consiguiente presenta un gran número de
coeficiente. El número de fuentes de corriente que deberían
intervenir, por este hecho se aumentaría. Esta solución aumentaría
el consumo de energía eléctrica en el momento de la transmisión de
la señal, y necesitaría un espacio de realización más
importante.
De acuerdo con el invento, el filtro de respuesta
por impulsos finita es un filtro multibanda. Este FIR tiene como
ventaja la eliminación de todas las frecuencias próximas de la
señal sin deteriorar las fases, como lo muestra el 4º espectro de la
figura 5 en el que el ruido de cuantificación 530 es filtrado por
las frecuencias vecinas de la señal, pero también presenta la
ventaja de tener un tamaño mucho más reducido que el de un FIR
clásico.
Por otra parte, un filtro FIR multibanda es un
filtro fácil de realizar debido a su pequeño número de
coeficientes, y por consecuencia del pequeño número de fuentes de
corriente empleadas. Presenta las características de tener una
función de transferencia cuya representación gráfica tiene una
fuerte pendiente para una baja frecuencia, al tiempo que deja pasar
de forma periódica las frecuencias más importantes.
Las frecuencias más importantes que no son
filtradas por el filtro FIR multibanda son filtradas con la ayuda
de un simple filtro paso bajo, tal como el filtro analógico 340 de
la figura 3.
La presencia del filtro FIR multibanda permite
por otra parte evitar la presencia, en la cadena de transmisión de
la señal, de un filtro analógico complejo que sería susceptible de
introducir una distorsión de fase.
La figura 5 muestra espectros de frecuencia de la
señal transmitida en ciertos puntos del circuito electrónico según
el invento.
Los cinco espectros de frecuencia representados
son los espectros de frecuencia, estudiando la figura 5 de arriba
abajo, que se observan respectivamente en la entrada del
interpolador 210, en la salida del interpolador 210, en la salida
del modulador sigma-delta 320, en la salida del
bloque de conversión numérico-analógica 330 y en la
salida del filtro analógico 340.
Se observa perfectamente respecto al espectro de
frecuencia de la señal procedente del modulador
sigma-delta 320, el espectro de frecuencia 510 del
ruido de cuantificación es rechazado en las altas frecuencias con
relación al espectro de frecuencia 520 de la señal útil. Sobre el
espectro de frecuencia de la señal procedente del bloque de
conversión numérico-analógica, se observa que el
filtro FIR multibanda utilizado según el invento deja pasar bandas
de frecuencia 530, y que en consecuencia el ruido de cuantificación
no está perfectamente filtrado, sino que son filtradas las
frecuencias inmediatamente vecinas de las frecuencias de la señal
útil.
El filtro analógico 340 que sigue puede por tanto
ser un filtro fácil de realizar. El circuito eléctrónico según el
invento es económico en cuanto a espacio de realización.
En el estado de la técnica, los circuitos de
compensación intervienen una vez que la señal se ha transformado en
señal analógica. En efecto, la presencia de circuitos de
compensación en la parte numérica necesita la adición de bits a la
señal que hay que tratar, y acentúa por consecuencia los problemas
de linealidad en la transmisión de la señal.
En la aplicación preferida del invento, el
modulador de tipo sigma-delta tiene una función de
transferencia h_{1}(z)=
1-2z^{-1}+z^{-2}.
En una aplicación preferida del invento, la
función de transferencia del filtro FIR es:
h_{2}(z)=-1+z^{-14}+2,74z^{-21}+4,85z^{-28}+5,76z^{-35}+4,85z^{-42}+2,74z^{-49}+z^{-57}-z^{-71}.
El filtro FIR no presenta en este caso más que
nueve coeficientes. Por consiguiente, es fácil de realizar. Tal
filtro tiene también la ventaja de ser económico en cuanto a
espacio necesario para su realización.
Claims (7)
1. Circuito electrónico de conversión
numérico-analógica para una cadena de transmisión en
banda base para transformar sin distorsión de fase una señal
numérica en una señal analógica, que comprende:
- un modulador numérico (220) que entrega una
señal en forma de grupos de n bits,
- un interpolador (310) para aumentar una
frecuencia de muestreo (Fs) de la señal numérica,
- un modulador de tipo
sigma-delta (320) para transformar una señal de n
bits en una señal de 1 bit,
- un bloque de conversión
numérico-analógica (330), especialmente para filtrar
de forma precisa un ruido de cuantificación, que comprende un
convertidor numérico-analógico y un filtro de
respuesta de impulsos finita,
- un filtro analógico (340) de tipo filtro paso
bajo,
caracterizado porque dicho filtro de
respuesta de impulsos finita es un filtro multibanda.
2. Circuito electrónico según la reivindicación
1, caracterizado porque el convertidor
numérico-analógico es un convertidor
numérico-analógico de 1 bit que entrega una señal
modulada en anchura de impulsos.
3. Circuito electrónico según cualquiera de las
reivindicaciones 1 y 2, caracterizado porque el filtro de
respuesta de impulsos finita comprende fuentes de corrientes
proporcionales a coeficientes que definen el filtro.
4. Circuito electrónico según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque el modulador de
tipo sigma-delta (320) tiene una función de
transferencia h_{1}(z)=
1-2z^{-1}+z^{-2}.
5. Circuito electrónico según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 4, caracterizado porque el filtro de
respuesta de impulsos finita tiene una función de transferencia
h_{2}(z)=-1+z^{-14}+2,74z^{-21}+4,85z^{-28}+5,76z^{-35}+4,85z^{-42}+2,74z^{-49}+z^{-57}-z^{-71}.
6. Circuito electrónico según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque el interpolador
(310) multiplica por 6 la frecuencia de muestreo (Fs).
7. Utilización en un teléfono portátil del
circuito de conversión numérico-analógica según
cualquiera de las reivindicaciones precedentes.
Applications Claiming Priority (2)
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|---|---|---|---|
| FR9815743A FR2787280B1 (fr) | 1998-12-14 | 1998-12-14 | Circuit electronique de conversion numerique-analogique pour une chaine de transmission en bande de base |
| FR9815743 | 1998-12-14 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2207152T3 true ES2207152T3 (es) | 2004-05-16 |
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ID=9533929
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES99403090T Expired - Lifetime ES2207152T3 (es) | 1998-12-14 | 1999-12-09 | Circuito electronico de conversion numerico analogica para una cadena de transmision en banda base. |
Country Status (11)
| Country | Link |
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