ES2207684T3 - Convertidor de corriente alterna en corriente continua. - Google Patents
Convertidor de corriente alterna en corriente continua.Info
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims abstract description 7
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 14
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 13
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 4
- MYMOFIZGZYHOMD-UHFFFAOYSA-N Dioxygen Chemical compound O=O MYMOFIZGZYHOMD-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- UFHFLCQGNIYNRP-UHFFFAOYSA-N Hydrogen Chemical compound [H][H] UFHFLCQGNIYNRP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910001882 dioxygen Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 238000005868 electrolysis reaction Methods 0.000 claims description 3
- 210000000056 organ Anatomy 0.000 claims description 3
- 230000002441 reversible effect Effects 0.000 claims description 3
- XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N water Substances O XLYOFNOQVPJJNP-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 3
- 229910000859 α-Fe Inorganic materials 0.000 claims description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 8
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 8
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 8
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 description 5
- 239000007789 gas Substances 0.000 description 5
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 5
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 238000011084 recovery Methods 0.000 description 3
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 2
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 2
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 2
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 2
- 230000006870 function Effects 0.000 description 2
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 2
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 2
- 238000003860 storage Methods 0.000 description 2
- 229920002799 BoPET Polymers 0.000 description 1
- 239000005041 Mylar™ Substances 0.000 description 1
- 235000010724 Wisteria floribunda Nutrition 0.000 description 1
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
- 239000003638 chemical reducing agent Substances 0.000 description 1
- 239000004020 conductor Substances 0.000 description 1
- 230000001276 controlling effect Effects 0.000 description 1
- 238000009713 electroplating Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 230000008713 feedback mechanism Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 238000000227 grinding Methods 0.000 description 1
- 239000001257 hydrogen Substances 0.000 description 1
- 229910052739 hydrogen Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 238000007562 laser obscuration time method Methods 0.000 description 1
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 1
- 239000000203 mixture Substances 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 238000003786 synthesis reaction Methods 0.000 description 1
- 238000003466 welding Methods 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/02—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal
- H02M7/04—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/12—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/21—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M7/217—Conversion of AC power input into DC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/01—Resonant DC/DC converters
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
- H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
- H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
- H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
- H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33569—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
- H02M3/33573—Full-bridge at primary side of an isolation transformer
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M7/00—Conversion of AC power input into DC power output; Conversion of DC power input into AC power output
- H02M7/42—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M7/4807—Conversion of DC power input into AC power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having a high frequency intermediate AC stage
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
- Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
- Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes
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- Power Engineering (AREA)
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- Amplifiers (AREA)
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- Crystals, And After-Treatments Of Crystals (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Electrolytic Production Of Non-Metals, Compounds, Apparatuses Therefor (AREA)
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- Apparatus For Radiation Diagnosis (AREA)
- Heat-Pump Type And Storage Water Heaters (AREA)
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- Protection Of Transformers (AREA)
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- Electron Tubes For Measurement (AREA)
- Oscillators With Electromechanical Resonators (AREA)
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- Stand-By Power Supply Arrangements (AREA)
- Devices For Supply Of Signal Current (AREA)
Abstract
LA INVENCION DESCRIBE UNA FUENTE DE ALIMENTACION DE CA-CC PARA RECIBIR UNA ALIMENTACION DE MEDIOS TRIFASICOS Y PRODUCIR UNA ALIMENTACION DE CC TRANSFORMADA. LA FUENTE DE ALIMENTACION TIENE UN CIRCUITO RECTIFICADOR QUE PROPORCIONA UNA SALIDA A UN CIRCUITO INVERTIDO TRIFASICO CONTROLADO PARA GENERAR UNA SALIDA TRIFASICA DE SEUDO-CA DE FRECUENCIA MAS ALTA QUE LA CA SUMINISTRADA AL CIRCUITO RECTIFICADOR. ESTA EQUIPADO DE UN TRANSFORMADOR TRIFASICO PARA RECIBIR LA SALIDA TRIFASICA DE SEUDO-CA Y TRANSFORMAR LA SALIDA Y PROPORCIONARNOS UN CIRCUITO RECTIFICADOR TRIFASICO PARA GENERAR LA ALIMENTACION DE CC DE SALIDA. EL CIRCUITO INVERSOR PUEDE DAR UNA ESTRUCTURA DE PUENTE DE TRES PATAS CADA PATA CON UN DISPOSITIVO DE CONMUTACION CONTROLADO, UNA DE LAS CUALES SE USA PARA PROPORCIONAR UNA REFERENCIA DE FASE. LOS DISPOSITIVOS DE CONMUTACION DE LAS OTRAS DOS PATAS PUEDEN CONTROLAR EL DESPLAZAMIENTO DE FASE RELATIVO DE CADA PATA PARA REDUCIR EL DESPLAZAMIENTO DE FASE RELATIVO A LA REFERENCIA DE FASE DE UNA PATA E INCREMENTAR EL DESPLAZAMIENTO DE FASE RELATIVO A LA REFERENCIA DE FASE DE LA OTRA PATA. ESTO SE USA PARA CONTROLAR EL NIVEL DE TENSION DE SALIDA DEL CIRCUITO INVERSOR. LA FUENTE DE ALIMENTACION CA-CC COMPLETA PUEDE ESTAR UNIDA A UN GENERADOR DE GAS PARA QUE LA ELECTROLISIS DE AGUA LIBERE HIDROGENO Y OXIGENO.
Description
Convertidor de corriente alterna en corriente
continua.
Esta invención se refiere a un transformador
trifásico, en particular aunque no necesariamente exclusivamente a
un transformador trifásico, que es adecuado para su uso en una
fuente de alimentación de CA-CC, y más en particular
en una fuente de alimentación de CA-CC para
proporcionar el suministro de CC necesario para una unidad de célula
electrolítica para que la electrólisis del agua libere gas
hidrógeno y gas oxígeno. No obstante, en general la invención es
adecuada para cualquier aplicación en particular en la que se
disponga de un suministro de red de CA pero se necesite un
suministro de CC.
La rectificación de onda completa de una
alimentación de CA de varias fases para producir una salida de
pseudo CC es conocida comúnmente. Para una alimentación de red
monofásica de 240 V, 50 Hz, la tensión media de CC producida por un
rectificador de onda completa (puente H) es 216 V. No obstante, las
cargas que necesitan una fuente de alimentación de CC requieren
típicamente tensiones mucho más bajas.
Los transformadores se utilizan ampliamente en
fuentes de alimentación. Ejemplos de transformadores existentes se
ofrecen en las especificaciones publicadas como patentes de los
Estados Unidos números 5.168.255 y 5.202.664. Cada uno de estos
transformadores incluye un gran número de devanados, y son
grandes.
Para unidades de célula electrolítica, como el
generador de gas AQUAGAS 3 del solicitante, se requiere una tensión
de CC del orden de 33 V. Con el fin de adaptarse a este requisito,
ha ocurrido tradicionalmente que se ha transformado el suministro
de la red de CA a un nivel apropiado más bajo antes de la
rectificación de manera que se obtiene la tensión de CC de salida
deseada. La desventaja de esta técnica es que los transformadores a
la frecuencia de la red de una potencia nominal superior a 10 kV
son físicamente grandes y pesados debido a consideraciones del
circuito magnético y de la reactancia de dispersión.
Otra técnica conocida para generar una
alimentación de CC deseada a partir de un suministro de CA de una
red fija es utilizar dispositivos de conmutación controlados en el
puente rectificador. Éstos pueden ser dispositivos tales como
transistores de potencia, SCR o GTO. La salida de CC media puede
ajustarse controlando el momento de la conducción (y posiblemente
también de la desconexión) de los dispositivos de conmutación. La
desventaja de esta técnica es que la forma de onda de salida es
"ondulada" incluso si se utilizan condensadores filtradores de
almacenamiento en bornas de la salida de CC. Determinadas cargas
son sensibles a cambios variables con el tiempo en el nivel de
tensión de CC. Esto incluye máquinas de CC tales como las unidades
de célula electrolítica. Algunas pueden ser suficientemente
sensibles como para llegar al punto de no funcionar
satisfactoriamente con esa forma de onda de salida.
Hay otros problemas asociados con una fuente de
alimentación conocida del tipo que tiene un suministro de CA
monofásico, un transformador reductor y un circuito de puente
rectificador controlado. Éstos incluyen una elevada corriente de
entrada del transformador en el arranque y una susceptibilidad a los
desequilibrios de fases si se utilizan dos fases de un suministro
nominal trifásico en lugar de una fase y neutro o las tres
fases.
Por consiguiente, es un objeto de la presente
invención proporcionar una fuente de alimentación de
CA-CC que supere algunas de las desventajas de la
técnica anterior o por lo menos, que ofrezca al público una opción
útil.
De acuerdo con esto, en un primer aspecto, la
invención consiste en un transformador trifásico que incluye:
- -
- tres secundarios, cada uno de ellos formado por un tubo conductor, siendo los tubos conductores sustancialmente paralelos y estando conectados eléctricamente en un primer extremo de ellos;
- -
- tres núcleos de transformador, correspondiendo cada uno de ellos a una fase, cada uno en forma de un órgano cilíndrico roscado en un tubo conductor correspondiente; y
- -
- tres devanados primarios, correspondiendo cada uno de ellos a una fase, arrollados de manera que pasen a través del interior de parejas adyacentes de dichos tubos conductores.
Preferentemente, el transformador trifásico antes
descrito puede incluirse en una fuente de alimentación de
CA-CC, recibiendo el transformador trifásico una
salida de pseudo CA trifásica e incluyendo además la fuente de
alimentación de CA-CC:
- -
- un circuito rectificador trifásico que genera una primera salida rectificada en respuesta a una tensión de entrada;
- -
- un circuito inversor trifásico controlado que recibe la primera salida rectificada y que genera una salida de pseudo CA trifásica, en el que dicha salida de pseudo CA trifásica tiene una frecuencia superior a la frecuencia de dicha tensión de entrada; y
- -
- un segundo circuito rectificador trifásico que recibe del transformador una salida de pseudo CA trifásica transformada y que genera el suministro de CC de salida.
Preferentemente, el circuito inversor puede
incluir:
- -
- por lo menos dos dispositivos de conmutación por fase;
- -
- teniendo cada uno de dichos dispositivos de conmutación un elemento capacitivo conectado en paralelo en sus bornas e incluyendo cada fase de la salida del inversor un elemento inductivo;
- -
- un elemento capacitivo respectivo conectado en paralelo en sus bornas e incluyendo cada fase de la salida del inversor un elemento inductivo de cada fase que forman un circuito resonante LC; y
- -
- en el que la desconexión de cada uno de dichos elementos de conmutación se controla para tener un tiempo muerto entre las fases de conmutación y durante este tiempo dicho circuito resonante LC hace que el siguiente elemento de conmutación en orden secuencial, que deba conectarse, tenga una tensión sustancialmente nula a través de él en el momento de la conmutación.
De acuerdo con esto, en un segundo aspecto, la
invención comprende un método para generar una alimentación de CC a
partir de una alimentación de CA trifásica que incluye proporcionar
un transformador trifásico según se ha descrito antes, incluyendo
el método:
- -
- rectificar dicha alimentación de CA para generar una alimentación rectificada;
- -
- invertir dicha alimentación rectificada para generar un suministro de pseudo CA trifásica que tiene una frecuencia superior a la de dicho suministro de CA trifásica;
- -
- proporcionar a dicho transformador trifásico dicho suministro de pseudo CA trifásica; y
- -
- rectificar una salida de dicho transformador trifásico.
Otros aspectos de esta invención resultarán
claros para los expertos al leer la descripción de las realizaciones
preferidas.
A continuación se describen realizaciones
preferidas de la presente invención con referencia a los dibujos
adjuntos en los que:
la Figura 1 es un diagrama de bloques esquemático
de una fuente de alimentación de CA/CC;
la Figura 2 es un circuito esquemático de la
fuente de alimentación de la Figura 1;
las Figura 3a y 3b respectivamente son una vista
en planta y una vista en sección transversal de un transformador
trifásico coaxial;
las Figura 4a a 4c son diagramas del estado de
conmutación de la etapa del inversor controlador;
la Figura 5 muestra el desfasaje respectivo entre
las fases de la salida del inversor controlador;
la Figura 6 es un diagrama de bloques esquemático
de la placa de control;
las Figuras 7 y 8 son formas de onda de
temporización para las señales de conmutación de los dispositivos de
conmutación de la etapa del inversor; y
la Figura 9 muestra las formas de onda de tensión
y de corriente para una realización de la fuente de
alimentación.
La Figura 1 muestra el diagrama de bloques
generalizado de una fuente de alimentación 10 que comprende un
cierto número de etapas en cascada. La fuente de al alimentación 10
recibe un suministro de CA trifásica en los terminales de entrada
12, 14, 16. El suministro es normalmente un suministro de red
fácilmente disponible, que en Nueva Zelanda es un suministro de 400
V (entre fases), 50 Hz. Claramente, se contemplan otras tensiones y
frecuencias de suministro trifásico incluyendo el suministro de 200
V, 60 Hz común en los Estados Unidos. El potencial de referencia
del neutro de la alimentación de la red se recibe también en el
terminal 18.
Una etapa de rectificador trifásico 30 recibe el
suministro de la red rectificándolo a un nivel de CC en el bus de
CC de salida 32, 34 que está soportado por un condensador de
almacenamiento 36 que tiende a filtrar la forma de onda de la
tensión. También puede incluirse un inductor de enlace para mejorar
el factor de potencia de entrada. Un inversor controlado 40 recibe y
recorta el suministro de CC rectificada para fabricar una salida de
pseudo CA trifásica a una frecuencia superior (y normalmente varios
órdenes de magnitud superior) a la frecuencia de la red. Los
dispositivos de conmutación del inversor 40 están controlados por el
circuito de control 42 acoplado al inversor 40 por varias líneas de
conmutación 44. El circuito de control 42 recibe también una
tensión de referencia entre fase y neutro de una de las fases del
suministro de CA y del neutro de la red, como se indica mediante
las líneas de interconexión 52, 54.
La salida de pseudo CA trifásica del inversor 40
se conduce mediante las líneas de salida 46, 48, 50 a un
transformador de alta frecuencia (típicamente) reductor 60. La
tensión de pseudo CA transformada que aparece en las líneas de
salida 62, 64, 66 del transformador pasa a su vez a una etapa
rectificadora 70 posterior, con la que se genera la tensión de
salida de CC para la fuente de alimentación 10 y se presenta en los
terminales de salida 72, 74.
El transformador 60 en la forma preferida tiene
una relación de vueltas fija y, por consiguiente, sólo se aproxima
a la tensión de salida máxima deseada que aparece en los terminales
de salida 72, 74. El control de la tensión de salida entre la
salida nominal total y un valor reducido o regulado es efectuado,
por lo tanto, por el circuito de control 42 que controla la
conmutación de los dispositivos de conmutación controlados del
inversor 40.
Como se ha indicado anteriormente, una ventaja de
utilizar un suministro de red trifásico en lugar de un suministro de
red monofásico es que se eliminan los efectos del desequilibrio de
fases.
Se ofrece ahora una descripción de una
realización determinada de una fuente de alimentación de CA/CC que
es adecuada para su utilización con el generador AQUAGAS actual del
solicitante. Se trata de un generador de gas que puede suministrar
4,3 m^{3} de mezcla de gas hidrógeno y gas oxígeno por hora,
consumiendo en correspondencia 17 litros de agua. Un generador de
gas de esta capacidad necesita aproximadamente una alimentación de
CC de 10 kW, 300 A, 33 V. No obstante, debe entenderse que la
presente invención no está limitada al uso con un generador de gas
por electrólisis sino que también puede resultar aplicable en todos
los casos en los que se requiera un suministro de CC controlado y
se disponga de un suministro trifásico. Otras aplicaciones de este
tipo pueden incluir la soldadura eléctrica, el electrochapado, el
control de máquinas de CC, la carga de baterías, fuentes de
alimentación ininterrumpida y similares.
La Figura 2 muestra un circuito esquemático
detallado para una fuente de alimentación 100, que es una
realización de la invención. Las partes componentes que son comunes
con las que se muestran en la Figura 1 están señaladas con el mismo
número de referencia.
La fuente de alimentación 100 tiene una potencia
normal de 10 kW (300 A, 33 V CC), que recibe un suministro de red de
CA trifásica de 400 V, 50 Hz. El suministro de CA pasa por un
conmutador de aislamiento 102 y fusibles en línea 104, y después a
un circuito filtrador de RFI convencional 106. El suministro de CA
trifásica filtrada pasa luego a la etapa rectificadora 30. Los
diodos que constituyen la etapa rectificadora 30 deben estar
especificados para soportar una tensión de pico inversa de por lo
menos 540 V. El nivel de tensión del bus de CC es de 540 V CC.
Un circuito de arranque suave 110 forma una parte
componente de la referencia de CC nula 34 del bus de CC. Este
circuito actúa cuando se acciona el conmutador de aislamiento 102
para establecer el suministro de manera que la resistencia de
derivación 112 reduce la corriente de entrada debida a la carga del
transformador, y después de un período de tiempo es cortocircuitada
por el funcionamiento del contactor controlado 114 debido al cierre
del conmutador 116 normalmente abierto que, a su vez, es controlado
por la placa de control 120.
El inversor controlador 40 está constituido por
un circuito puente trifásico de onda completa que tiene seis
dispositivos de conmutación, que en una forma preferida son
Transistores Bipolares de Puerta Aislados (IGBT). Un IGBT
especialmente preferido es el módulo 6MB150F120 de FUJI que contiene
seis dispositivos de conmutación de IGBT de 50 A, 1200 V. En la
Figura 2 se muestran los electrodos colector, puerta y emisor. La
conmutación de los dispositivos de IGBT está bajo el control de la
placa excitadora de IGBT 130, a su vez bajo control de la placa de
control 120. Los dispositivos IGBT 140 conmutan sus electrodos de
puerta de una manera que se sintetiza una pseudo CA (onda
cuadrada). Las líneas de salida trifásicas 44-48
del inversor 40 contienen inductores en línea 142 cuya finalidad se
describirá enseguida.
En una forma preferida en particular, el
transformador 60 es del tipo de núcleo de ferrita con devanados
coaxiales en una configuración estrella-estrella. La
relación de vueltas del transformador 60 es preferentemente de
13,5:1, lo que significa que la tensión de pico nominal entre fases
en el primario de \pm 540 resulta en 40 V en el secundario. La
salida trifásica de 16 kHz y tensión eficaz 31 V del secundario del
transformador, que aparece en las líneas de salida
62-66 se aplica al rectificador 70 posterior para
fabricar el suministro de CC de salida de nivel nominal 33 V en el
terminal de salida 72, 74. La etapa rectificadora 70 está
constituida por diodos de recuperación rápida, como seis módulos de
diodo SGS BYV225-200 de Thomson. Cada módulo
contiene dos diodos de 100 A 200 V con tiempos de recuperación
inversa de 80 ns, que se hacen funcionar en paralelo. El terminal
72 de salida V_{0}+ está precedido por un inductor en línea 144
que tiene por objeto suavizar las pequeñas componentes de CA de la
forma de onda de la corriente de CC de salida.
Volviendo al transformador coaxial 60, se hace
referencia a las Figuras 3a y b, que son respectivamente una vista
en planta y una vista en sección transversal de una realización del
transformador 60. El transformador está construido con tres tubos
de cobre 150 soldados en tres agujeros recortados en una placa de
cobre 152 que forma el punto neutro de las tres fases (estrella).
Los extremos libres de los tubos 150 forman los terminales
(secundarios) de salida del transformador 154, 156, 158. Los tubos
de cobre 150 forman así un devanado secundario de una sola vuelta.
Sobre el respectivo tubo de cobre 150 se roscan toroides de
ferrita.
Los tres devanados primarios 162, 164, 166 están
arrollados hasta el extremo entre un par de tubos de cobre 150
adyacentes. En la Figura 3b se muestra una representación
simplificada del devanado primario 166 para mayor claridad. En la
Figura 3b se muestra para mayor claridad la circunferencia interior
de cada uno de los tubos de cobre 160. La circunferencia interior
de cada uno de los tubos de cobre 160 incluye además una funda
aislante (de mylar) 168 para evitar el cortocircuito entre el
devanado primario y el devanado secundario formado por el tubo
respectivo. Los devanados primarios sobre los devanados secundarios
están construidos de hilo litz de 6 mm^{2} (hilo de 1024 trenzas
x 40 AWG) y están recubiertos de forma apropiada con una funda
termocontraíble.
La elección de una configuración trifásica
significa que la corriente por devanado secundario disminuye con
respecto a una implementación monofásica. Ésta es una ventaja
importante por varias razones. A 300 A, se necesita una considerable
superficie de sección transversal conductora y esto es difícil de
conseguir dado que la profundidad del cobre a 16 kHz es sólo de 0,5
mm. Además, si hay que rectificar la salida del transformador,
surge otra dificultad porque los diodos de recuperación rápida, en
la actualidad, sólo se encuentran disponibles en módulos con
intensidades de hasta 200 A. Utilizando el transformador coaxial
trifásica, la intensidad de salida de 300 A se divide entre las
tres fases.
El uso de un transformador de alta frecuencia
permite conseguir un valor nominal de potencia equivalente con un
transformador que es un orden de magnitud menos pesado que un
transformador de baja frecuencia convencional, y quizás por la
mitad del precio. Esto es así porque, para una superficie de núcleo
minimizada y una tensión maximizada, debe aumentarse la frecuencia
o el número de vueltas. Aumentar el número de vueltas lleva a un
aumento de la inductancia de dispersión y, por lo tanto, a una gran
caída de tensión en el transformador.
Una versión de transformador 60 probado como
parte componente de la fuente de alimentación que se muestra en la
Figura 2 tenía unas dimensiones aproximadas de 200 x 150 x 150 mm.
Las mediciones en dicho transformador indicaron que el factor de
acoplamiento del primario al secundario era del 99,95%, indicando
con ello una inductancia de dispersión de sólo el 0,05% de la
inductancia del primario. Con una mayor relación de la longitud a
la anchura, se obtendría un factor de acoplamiento incluso mayor de
aproximadamente el 99,99%.
El inversor trifásico 40 que se muestra en la
Figura 2 es de conmutación fuerte. Eso significa que, en el instante
de la conexión, cada transistor 140 tendrá una gran caída de
tensión a través de él, y esta tensión seguirá estando presente a
medida que vaya aumentando la corriente que pasa por el transistor.
En la desconexión la tensión a través del transistor empezará a
subir antes de que la corriente haya caído a cero. La potencia
disipada en cada transistor debido a las pérdidas de conmutación es
por tanto proporcional a la frecuencia de conmutación y, en
consecuencia, las pérdidas totales tienden a imponer un límite
superior a la frecuencia de conmutación de todo convertidor de
conmutación fuerte.
Con el fin de mejorar la eficacia y reducir la
RFI de la fuente de alimentación 100, y ofrecer la posibilidad de
aumentar la frecuencia de conmutación, se aplica una técnica de
conmutación blanda a la topología de puente completo trifásico. Se
conectó un condensador 146 pequeño (por ejemplo, de 4,7 nF) en
paralelo con cada uno de los transistores 140. Se consiguió una
tensión nula al conducir porque la tensión a través de cada
transistor aumenta más lentamente. La inductancia de dispersión en
serie del primario del transformador mantiene una corriente
residual después de que se ha cortado un transistor. Es esta
corriente residual la que carga el condensador en paralelo con un
transistor que se ha cortado, descargando también al mismo tiempo el
condensador a través del otro transistor de esa misma fase. Por lo
tanto, cuando ha terminado el tiempo muerto (es decir, el tiempo
entre la desconexión de un transistor de una fase y la conducción
de otro, que es de aproximadamente dos microsegundos para un
convertidor de 15 kHz), el diodo 148 en paralelo con el transistor
correspondiente 140 que está a punto de conducir está polarizado en
sentido directo, dando una característica de conducción de tensión
nula para el transistor.
Este proceso se explica además con referencia a
las Figuras 4a-4b, que ejemplifican el tiempo de
transición desde el estado 100 (fase A alta, fases B y C bajas) al
estado 110 (fases A y B altas, fase C baja), incluyendo el período
de tiempo muerto después de que se ha desconectado el transistor
140 del lado bajo de la fase B, pero antes de que se haya conectado
el transistor del lado alto. Las flechas indican el flujo de
corriente debido a la carga simplificada que se representa como un
inductor 170. En la Figura 4b, la corriente a la fase B desde la
carga 170 sirve para cargar el condensador inferior 146 que está
descargado inicialmente y para descargar el condensador superior
146 antes de que la fase C pase a alta. Con el fin de conseguir la
conducción con tensión nula, la energía almacenada en el inductor
170 debe ser mayor que la del condensador 146 respectivo.
La realización del transformador coaxial 60
anteriormente descrito tiene una inductancia de dispersión
insuficiente para cumplir esta condición, en cuyo caso se introdujo
un inductor saturable 142 en serie con cada uno de los devanados
primarios del transformador 162-166. Esta
disposición proporciona la inductancia necesaria para descargar el
condensador 146 en paralelo respectivo antes de la conexión del
transistor 140 correspondiente, pero luego se satura durante la
circulación total de corriente, no introduciendo así ninguna caída
de tensión adicional.
Como está claro, el régimen de conmutación blanda
no forma una parte de las funciones de control efectuadas por la
placa de control 120.
Como se ha discutido anteriormente también, el
control de la tensión de CC de salida se efectúa por medio del
control de la conmutación de los transistores 140 que constituyen
el inversor controlable 40. Esta función es realizada en último
término por la placa de control 120. En particular, el control de la
tensión de CC de salida se consigue mediante una técnica de control
de salida del desfasaje.
Como se muestra en la Figura 5, una de las fases
del inversor 40 (fase A'') actúa como referencia de fase. Para la
tensión de salida total del inversor 40, la diferencia de fase
nominal entre la fase A, la fase B y la fase C es de 120º
respectivamente. Este nivel de tensión de salida puede ajustarse
ajustando la diferencia de fase relativa entre cada una de las
fases, provocando así una anulación de tensión parcial y reduciendo
con ello el valor eficaz de la salida del inversor 40. De acuerdo
con esta técnica, el ajuste de fase es tal que la fase B se retarda
en fase - disminuye la diferencia de fase relativa con la fase A -
mientras que la fase C se avanza en fase de manera que aumenta la
diferencia de fase relativa con la fase A, como se muestra en la
Figura 5.
La siguiente tabla indica desfasajes típicos de
las fases B y C en la tensión de CC de salida controlada
(diferencias de fase nominales de + 120º y + 240º) con respecto a la
fase de referencia A, para un bus de 540 V de CC y una carga de 200
A.
| Tensión de salida | Fase B | Fase C |
| 33 | 99º | 261º |
| 30 | 90º | 270º |
| 27 | 81º | 279º |
| 24 | 72º | 288º |
| 21 | 63º | 297º |
| 18 | 54º | 306º |
| 15 | 45º | 315º |
Aparte de ofrecer la selección de una tensión de
CC de salida deseada, esta técnica se utiliza también para
proporcionar una regulación de la corriente de salida por medio de
un mecanismo de realimentación representado en la Figura 2 por un
sensor de corriente 172 que tiene conexión con la placa de control
120 mediante la señal 174. La placa de control 120 contiene valores
de referencia con los cuales se comparan los valores de
realimentación con el fin de efectuar el ajuste de la conmutación
de los transistores 140 del inversor 40. Si disminuyen las
tensiones de CC de salida, resulta que disminuirá en consecuencia
la corriente, debido a la naturaleza resistiva de la carga.
La Figura 6 muestra un diagrama esquemático
simplificado del circuito de control 120, junto con el sensor de
corriente 172.
El generador de forma de onda maestra y de forma
de onda en diente de sierra 180 genera dos fases complementarias de
una forma de onda cuadrada maestra, que sirven como señales de
referencia de temporización para el IGBT de la fase de referencia A
y dos fases complementarias con una forma de onda de diente de
sierra. Las dos formas de onda de diente de sierra se comparan con
el nivel de CC variable () producido por el amplificador y
limitador de errores 182 en los comparadores de PWM 184a, b dando
lugar a la producción de dos formas de onda moduladas en anchura de
impulsos. Estas formas de onda moduladas en anchura de impulsos y
las dos formas de onda maestras se aplican a una pareja de
biestables 186a, b. Las salidas de los biestables representan
respectivamente las señales de referencia de temporización de
control para la pareja de IGBT para cada una de las fases B y
C.
Las formas de onda dentro del elemento biestable
186 se muestran con mayor detalle en las Figuras 7 y 8, que se
refieren respectivamente a las fases B y C. Las formas de onda de
salida de los biestables 186a, b tienen el mismo período y ciclo de
trabajo que la forma de onda maestra, pero están retardadas y
avanzadas respectivamente en un ángulo de fase relativo entre 0 y
120º, de acuerdo con el valor de la señal de error (), que puede
variar de cero a 5 V. Las flechas indicadas en las Figuras 7 y 8
muestran el efecto de un aumento de la señal de error en la medida
en que variarían las formas de onda. A medida que aumenta la
cantidad de desfasaje, también lo hace la tensión de salida del
inversor 40, hasta un desfasaje máximo de 120º. Por lo tanto, la
señal de error está limitada a dos tercios de la amplitud de la
forma de onda de diente de sierra, es decir a 3,3 V.
Cada una de las seis señales de temporización de
IGBT se aplica a una puerta AND con una línea de "habilitación"
común 188, proporcionando así un mecanismo para inhibir al inversor
40. Esta habilitación/inhabilitación puede producirse de dos
maneras, en primer lugar durante el régimen de arranque suave, en el
que se inhibe la conmutación de los transistores 140 hasta que el
circuito de arranque suave 192 determine que los circuitos de
control han alcanzado un funcionamiento estable y ha pasado el
período transitorio de entrada, evitando así que el inversor entre
en estados de conmutación perjudiciales durante este período. En
segundo lugar, si la señal del sensor de corriente 172 supera un
valor prefijado del nivel de carga determinado por el comparador y
el registro 196, volverán a inhabilitarse los circuitos de
excitación de puerta. Una puerta OR simple 198 facilita ambos
regímenes de protección. Las salidas lógicas del elemento de puerta
AND 190, se aplican a la placa excitadora 130 para la conversión de
nivel, y se pasan así a los electrodos de puerta de los
dispositivos IGBT 140.
La señal del sensor de corriente 172 se resta
también de un valor de consigna obtenido del elemento de arranque
suave 192 del inversor en el extremo del punto de consigna,
amplificando y pasando por un filtro de paso bajo el resultado en
el amplificador y limitador de errores 182 para proporcionar la
señal de error () que se limita a 3,3 V como se ha indicado
anteriormente. El punto de consigna es una combinación de un punto
de consigna manualmente ajustable y de un condensador de
temporización, lo que asegura que, siempre que arranque el inversor
40, o se reponga después de un fallo, lo hace lentamente. La señal
de punto de consigna al amplificador de errores 182 sube así desde
cero hasta el valor real del punto de consigna en un período de
aproximadamente un segundo.
La Figura 8 muestra dos formas de onda medidas en
el funcionamiento de la fuente de alimentación 100 que se muestra en
la Figura 2. La Figura muestra la tensión medida entre el sumidero
y la fuente para uno de los dispositivos de IGBT 140 (la forma de
onda cuadrada) y la corriente de fase del primario del
transformador asociada, donde la fuente de alimentación está
funcionando a 250 A, 40 V.
Las ventajas particulares de las realizaciones de
la invención incluyen evitar los efectos adversos de los
desequilibrios de fase debidos al uso de un suministro de red
trifásico. Un régimen de arranque suave elimina prácticamente la
corriente de entrada cuando se interrumpe. La constitución del
transformador es de naturaleza ligera y compacta en comparación con
constituciones de transformadores convencionales con una potencia
nominal comparable. Además, el control de la salida de desfasaje
trifásica para el inversor controlado permite obtener una amplia
gama de tensiones de CC de salida. Los dispositivos de conmutación
del inversor controlado también son de 'conmutación suave',
reduciendo los esfuerzos en las estructuras semiconductoras,
mejorando la eficacia total de la fuente de alimentación y haciendo
posible la síntesis de salidas de pseudo CA de alta frecuencia, lo
que a su vez tiende a permitir una reducción del tamaño físico del
transformador asociado.
Cuando en la descripción anterior se ha hecho
referencia a componentes o elementos completos específicos de la
invención que tienen equivalentes conocidos, esos equivalentes se
incorporan aquí como si se expusieran individualmente.
Aunque esta invención ha sido descrita a manera
de ejemplo y con referencia a posibles realizaciones de la misma,
debe entenderse que pueden hacerse modificaciones o mejoras de ella
sin apartarse del alcance de las reivindicaciones adjuntas.
Claims (15)
1. Un transformador trifásico (60) que
incluye:
- -
- tres secundarios, cada uno de ellos formado por un tubo conductor (150), siendo los tubos conductores sustancialmente paralelos y estando conectados eléctricamente en un primer extremo de ellos;
- -
- tres núcleos de transformador, correspondiendo cada uno de ellos a una fase, cada uno en forma de un órgano cilíndrico roscado en un tubo conductor correspondiente (150); y
- -
- tres devanados primarios (162, 164, 166), correspondiendo cada uno de ellos a una fase, arrollados de manera que pasen a través del interior de parejas adyacentes de dichos tubos conductores (150).
2. Un transformador según la reivindicación 1, en
el que los órganos cilíndricos están constituidos por una pluralidad
de discos de ferrita, teniendo cada disco una abertura en él
adaptada para alojar un cilindro correspondiente.
3. Un transformador según la reivindicación 1 ó
la reivindicación 2, en el que los tres tubos conductores (150)
forman un devanado secundario de una sola vuelta.
4. Una fuente de alimentación de
CA-CC (100) que incluye un transformador trifásico
(60) según cualquiera de las reivindicaciones 1 a 3, que recibe una
salida de pseudo CA trifásica y que incluye además:
- -
- un circuito rectificador trifásico (30) que genera una primera salida rectificada en respuesta a una tensión de entrada;
- -
- un circuito inversor trifásico controlado (40) que recibe la primera salida rectificada y que genera una salida de pseudo CA trifásica, en el que dicha salida de pseudo CA trifásica tiene una frecuencia superior a la frecuencia de dicha tensión de entrada; y
- -
- un segundo circuito rectificador trifásico (70) que recibe del transformador una salida de pseudo CA trifásica transformada y que genera el suministro de CC de salida.
5. Una fuente de alimentación de
CA-CC según la reivindicación 4, en la que dicho
circuito inversor trifásico controlado (40) incluye además una
pluralidad de dispositivos de conmutación (140).
6. Una fuente de alimentación de
CA-CC según la reivindicación 5, en la que dichos
dispositivos de conmutación (140) son transistores de potencia.
7. Una fuente de alimentación de
CA-CC según cualquiera de las reivindicaciones 4 a
6, en la que dicha frecuencia de dicha salida de pseudo CA trifásica
es sustancialmente superior a la frecuencia de la tensión de
entrada.
8. Una fuente de alimentación de
CA-CC según cualquiera de las reivindicaciones 4 a
7, en la que dicha frecuencia de dicha salida de pseudo CA trifásica
es superior o igual a un orden de magnitud superior a la frecuencia
de la tensión de entrada.
9. Una fuente de alimentación de
CA-CC según la reivindicación 8 en la que dicha
frecuencia de dicha salida de pseudo CA trifásica es superior o
igual a dos ordenes de magnitud superiores a la frecuencia de la
red.
10. Una fuente de alimentación de
CA-CC según cualquiera de las reivindicaciones 4 a
9, en la que el circuito inversor trifásico controlado (40)
incluye:
- -
- una estructura de puente de tres lados;
- -
- cada lado de dicha estructura de puente comprende por lo menos un dispositivo de conmutación controlable (140);
- -
- por lo menos un dispositivo de conmutación (140) de uno de dichos lados forma una referencia de fase; y
- -
- en la que la tensión del circuito inversor (40) es controlada por medio de una modulación de fase.
11. Una fuente de alimentación de
CA-CC según la reivindicación 10, en la que la
modulación de fase es efectuada por dicho por lo menos un
dispositivo de conmutación (140) de uno de los otros dos lados,
teniendo el desfasaje relativo controlado con respecto a la
referencia de fase; y teniendo dicho por lo menos un dispositivo de
conmutación (140) del tercer lado controlado el desfasaje relativo
con respecto a la referencia de fase para aumentar el desfasaje con
relación a la referencia de fase y controlar con ello el nivel de
tensión de salida del circuito inversor (40).
\newpage
12. Una fuente de alimentación de
CA-CC según la reivindicación 10, en la que dicho
circuito inversor (40) incluye:
- -
- por lo menos dos dispositivos de conmutación (140) por fase;
- -
- teniendo cada uno de dichos dispositivos de conmutación (140) un elemento capacitivo (146) conectado en paralelo con él e incluyendo cada fase de la salida del inversor un elemento inductivo (142);
- -
- un elemento capacitivo (146) respectivo y un elemento inductivo (142) respectivo de cada fase que forman un circuito resonante LC; y
- -
- en la que la desconexión de cada uno de dichos elementos de conmutación está controlada para tener un tiempo muerto entre las fases de conmutación y durante este tiempo dicho circuito resonante LC hace que el siguiente elemento de conmutación en orden secuencial, que deba conectarse, tenga una tensión sustancialmente nula a través de él en el momento de la conmutación.
13. Una fuente de alimentación de
CA-CC según cualquiera de las reivindicaciones 4 a
12, en la que dicha fuente de alimentación de CA-CC
está acoplada con una unidad de célula, estando conectada la salida
de CC de la fuente de alimentación a por lo menos un par de
electrodos cátodo-ánodo de la unidad de célula para hacer que la
electrólisis del agua libere gas hidrógeno y gas oxígeno.
14. Un método para generar una alimentación de
CA-CC a partir de una alimentación de CA trifásica
proporcionando un transformador trifásico (60), según cualquiera de
las reivindicaciones 1 a 3, que incluye:
- -
- rectificar dicha alimentación de CA para generar una alimentación rectificada;
- -
- invertir dicha alimentación rectificada para generar dicho suministro de pseudo CA trifásica con una frecuencia superior a la de dicho suministro de CA trifásica;
- -
- proporcionar a dicho transformador trifásico un suministro de pseudo CA trifásica; y
- -
- rectificar una salida de dicho transformador trifásico.
15. Un método para generar una alimentación de CC
según la reivindicación 14, en el que la tensión de dicho suministro
de pseudo CA trifásica se controla proporcionando un inversor
trifásico, y que incluye:
- -
- asignar una primera fase como referencia de fase;
- -
- controlar el desfasaje relativo de una de las otras dos fases de manera que se reduzca la diferencia de fase entre la primera fase y la otra de las dos restantes;
- -
- y controlar el desfasaje relativo de la tercera fase de manera que se aumente la diferencia de fase entre la tercera fase y la primera fase.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| NZ28031795 | 1995-10-24 | ||
| NZ28031795 | 1995-10-24 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2207684T3 true ES2207684T3 (es) | 2004-06-01 |
Family
ID=19925520
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES96935613T Expired - Lifetime ES2207684T3 (es) | 1995-10-24 | 1996-10-24 | Convertidor de corriente alterna en corriente continua. |
Country Status (15)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6031737A (es) |
| EP (1) | EP0860048B1 (es) |
| JP (1) | JPH11514836A (es) |
| KR (1) | KR19990067046A (es) |
| CN (1) | CN1062692C (es) |
| AT (1) | ATE242933T1 (es) |
| AU (1) | AU721174B2 (es) |
| BR (1) | BR9611388A (es) |
| CA (1) | CA2235776C (es) |
| DE (1) | DE69628657T2 (es) |
| DK (1) | DK0860048T3 (es) |
| EA (1) | EA001816B1 (es) |
| ES (1) | ES2207684T3 (es) |
| NO (1) | NO315774B1 (es) |
| WO (1) | WO1997017753A2 (es) |
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- 1996-10-24 ES ES96935613T patent/ES2207684T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1996-10-24 JP JP9518100A patent/JPH11514836A/ja not_active Ceased
- 1996-10-24 AT AT96935613T patent/ATE242933T1/de not_active IP Right Cessation
- 1996-10-24 AU AU73458/96A patent/AU721174B2/en not_active Ceased
- 1996-10-24 BR BR9611388-0A patent/BR9611388A/pt not_active IP Right Cessation
- 1996-10-24 CN CN96198651A patent/CN1062692C/zh not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-24 KR KR1019980702983A patent/KR19990067046A/ko not_active Abandoned
- 1996-10-24 US US09/051,991 patent/US6031737A/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-24 WO PCT/NZ1996/000119 patent/WO1997017753A2/en not_active Ceased
- 1996-10-24 CA CA002235776A patent/CA2235776C/en not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-24 DE DE69628657T patent/DE69628657T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1996-10-24 EA EA199800403A patent/EA001816B1/ru not_active IP Right Cessation
- 1996-10-24 DK DK96935613T patent/DK0860048T3/da active
- 1996-10-24 EP EP96935613A patent/EP0860048B1/en not_active Expired - Lifetime
-
1998
- 1998-04-23 NO NO19981819A patent/NO315774B1/no not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2235776A1 (en) | 1997-05-15 |
| JPH11514836A (ja) | 1999-12-14 |
| EP0860048A4 (en) | 2000-03-29 |
| CN1203704A (zh) | 1998-12-30 |
| EA001816B1 (ru) | 2001-08-27 |
| EA199800403A1 (ru) | 1998-10-29 |
| EP0860048B1 (en) | 2003-06-11 |
| WO1997017753A2 (en) | 1997-05-15 |
| ATE242933T1 (de) | 2003-06-15 |
| NO315774B1 (no) | 2003-10-20 |
| US6031737A (en) | 2000-02-29 |
| DE69628657D1 (de) | 2003-07-17 |
| NO981819L (no) | 1998-06-24 |
| AU7345896A (en) | 1997-05-29 |
| EP0860048A2 (en) | 1998-08-26 |
| DK0860048T3 (da) | 2003-10-06 |
| CN1062692C (zh) | 2001-02-28 |
| MX9803267A (es) | 1998-11-30 |
| DE69628657T2 (de) | 2004-04-15 |
| WO1997017753A3 (en) | 1997-07-03 |
| CA2235776C (en) | 2001-02-06 |
| BR9611388A (pt) | 2002-03-12 |
| HK1017171A1 (en) | 1999-11-12 |
| AU721174B2 (en) | 2000-06-22 |
| NO981819D0 (no) | 1998-04-23 |
| KR19990067046A (ko) | 1999-08-16 |
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