ES2207848T3 - Procedimiento de resolucion de la ambiguedad en las mediciones de distancia efectuadas por un radar. - Google Patents

Abstract

La invención concierne a un procedimiento para tratar con ambiguedad mediciones de distancia llevadas a cabo por radar, por lo que el radar transmite una señal conmutada entre una primera frecuencia (F1) y una segunda frecuencia (F2), y recibe las señales devueltas por un objetivo sobre dos canales receptores, asociado cada uno con una frecuencia (F1, F2), siendo llevadas a cabo las mediciones sobre la base de la diferencia de fase entre las señales presentes sobre cada canal, recibiendo cada canal (41, 42) una señal por lo que la frecuencia varía entre la primera y la segunda frecuencia, a la frecuencia Doppler cerca del objetivo. La invención es aplicable, en particular, a radar de ondas continuas, por lo que la frecuencia de la señal transmitida está conmutada alternativamente entre al menos dos frecuencias.

Description

Procedimiento de resolución de la ambigüedad en las mediciones de distancia efectuadas por un radar.

La presente invención se refiere a un procedimiento de resolución de la ambigüedad en las mediciones de distancia efectuadas por un radar. Se aplica, en especial, a los radares de onda continua en los que la frecuencia de la señal emitida es conmutada alternativamente entre, por lo menos, dos frecuencias. Por otra parte, puede ser aplicada a los radares montados en automóviles y, más generalmente, a los radares que requieren una realización de bajo coste.

Un radar para vehículos automóviles destinado a la regulación del tráfico de carretera debe detectar y localizar, en particular, el vehículo más próximo en la vía del vehículo portador. Reviste una importancia especial obtener con la mayor precisión las mediciones de distancia hasta los blancos detectados. En particular, hay que evitar que los blancos lejanos, con superficies que son fuertes equivalentes radar, proporcionen mediciones de distancias ambiguas erróneas que puedan confundirse con las de blancos útiles más próximos. Un radar para automóviles puede emitir, por ejemplo, una señal cuya frecuencia es conmutada alternativamente entre dos frecuencias. Esta conmutación tiene, como objetivo principal, permitir la medición de la distancia a cada blanco detectado, ya que el desfase diferencial debido a la propagación entre las señales emitidas, respectivamente, a la primera frecuencia F_{1} y a la segunda frecuencia F_{2}, es proporcional a la distancia. Durante el funcionamiento clásico de un radar de esta clase, las señales recibidas son encaminadas, en sincronismo con la emisión, por dos vías de recepción de manera que:

-

las señales tratadas en la primera vía provengan únicamente de secuencias de emisión a la primera frecuencia F_{1};

-

las señales tratadas en la segunda vía provengan únicamente de secuencias de emisión a la segunda frecuencia F_{2}.

En estas condiciones, la medición de la fase diferencial \Delta\varphi entre las señales correspondientes a un blanco dado y emitidas desde cada una de dos vías, proporciona una medición de la distancia D a este blanco por medio de la relación siguiente, representando c la velocidad de la luz y \DeltaF la diferencia entre ambas frecuencias:

(1)D = \frac{c}{2(F_{2} -F_{1})} \times \frac{\Delta\varphi}{2\pi} = \frac{c}{\Delta F} \times \frac{\Delta\varphi}{2\pi}

Ahora bien, se sabe que una medición de fase posee una ambigüedad de 2\pi si la señal recibida es devuelta en banda de base bajo su expresión compleja, en el caso de utilización de un mezclador de hiperfrecuencia de banda lateral única, es decir, del tipo BLU, o que esta medición de fase posee una ambigüedad de \pi si la señal es devuelta en banda de base mediante transposición de doble banda lateral, en el caso de utilización de un mezclador simple. En este último caso, es necesario un tratamiento Doppler para separar las dos bandas laterales correspondientes a una ambigüedad sobre el signo de la velocidad.

Una medición de distancia no es explotable, por tanto, más que en el dominio de la distancia, en el que suministra una medida carente de ambigüedad, es decir, en un dominio de distancias D_{a2} definidas por la relación siguiente, si la fase es ambigua en 2\pi:

(2)D_{a2} = \frac{c}{2(F_{2} - F_{1})}

o en un dominio de distancias D_{a1} definidas por la relación siguiente, si la fase es ambigua en \pi:

(3)D_{a1} = \frac{c}{4(F_{2} - F_{1})}

Para una relación dada entre señal y ruido y, por tanto, para un ruido de fase dado, la precisión de la medición de distancia es tanto mejor cuanto más elevada sea la diferencia de frecuencias \DeltaF = F_{2} - F_{1}. En contrapartida, se reduce el dominio de medición no ambigua. Esto es significativo, sobre todo, si la fase es ambigua en \pi, aproximadamente como lo muestra una comparación de las relaciones (2) y (3), es decir, en el caso de utilización de un mezclador simple. Este caso concierne, por ejemplo, a las aplicaciones en automoción, donde se exigen, en particular, costes de realización reducidos.

La patente norteamericana núm. 3.766.554 expone un procedimiento aplicable a los radares de onda continua bifrecuencia, que permite rechazar los ecos situados más allá de una cierta distancia.

El objeto del invento es, en particular, paliar este inconveniente, es decir, permitir realizar mediciones de distancia en dominios no ambiguos significativamente más extendidos que los definidos por las relaciones (2) y (3) precedentes, y ello jugando, en especial, con el intervalo de recepción de la onda recibida o con la forma de la onda emitida. A este efecto, el invento tiene por objeto un procedimiento de resolución de la ambigüedad en las mediciones de distancia efectuadas por un radar, caracterizado porque el radar emite una señal conmutada entre una primera frecuencia y una segunda frecuencia y recibe las señales reenviadas por un blanco en dos vías de recepción asociadas, cada una, con una frecuencia, realizándose las mediciones a partir de la diferencia de fase entre las señales presentes en cada una de las vías, recibiendo cada vía una señal cuya frecuencia media está comprendida entre la primera y la segunda frecuencias, a la frecuencia Doppler aproximada del blanco.

Además de la extensión del dominio sin ambigüedad, las principales ventajas del invento residen en que se adapta a múltiples tipos de recepción, es simple de llevar a la práctica y es económico.

Otras características y ventajas del invento se pondrán de manifiesto con ayuda de la descripción que sigue, hecha con respecto a los dibujos anejos que representan:

- la figura 1, la sucesión en el tiempo de las emisiones a una u otra de las frecuencias F1, F2 y de los intervalos de recepción de las señales recibidas correspondientes, según la técnica anterior;

- la figura 2 una ilustración de distancia de ambigüedad en relación con un cronograma según la figura 1;

- la figura 3, mediante un sinóptico, un ejemplo de radar al que puede aplicarse el invento;

- la figura 4 un ejemplo, según el invento, de posicionamientos en el tiempo de las emisiones, una tras otra, de las dos frecuencias F1, F2 y de los intervalos de recepción de las señales recibidas correspondientes;

- la figura 5, un ejemplo de efecto obtenido sobre el desfase entre la señal relativa a una frecuencia F1 y la señal relativa a la otra frecuencia F2, en relación con el cronograma de la figura 4;

- la figura 6, un ejemplo de forma de onda emitida según el invento;

- la figura 7, un ejemplo del perfil de la distancia estimada, según el invento, en función de la distancia real.

La figura 1 ilustra, mediante un cronograma, las formas de onda en juego para un radar según la técnica anterior, de onda continua, cuya frecuencia de la señal emitida es conmutada, alternativamente, entre dos frecuencias F1 y F2. Más en particular, ilustra la sucesión, en el tiempo, de las emisiones a una u otra de las dos frecuencias F1, F2 y de los intervalos de recepción de las señales recibidas correspondientes. Una primera curva 1 representa, en función del tiempo, la frecuencia de la señal suministrada por el oscilador local para la recepción. En el caso de un receptor de tipo homodino, esta curva 1 representa, también, la frecuencia de la señal emitida. La duración de la emisión a la primera frecuencia F1 o a la segunda frecuencia F2, es igual a un tiempo dado Tr. Una segunda curva 2 representa, en función del tiempo, la frecuencia de la señal recibida. Esta segunda curva 2 está desplazada en un tiempo \tau dado con relación a la primera curva 1, en lo que concierne a las variaciones de frecuencia, estando incrementadas, no obstante, las frecuencias F1, F2 en una frecuencia Doppler. El tiempo \tau representa, por tanto, el retardo entre una señal emitida y la señal recibida correspondiente. Una tercera curva 3 y una cuarta curva 4 representan, respectivamente, los momentos de apertura de la primera vía de recepción asociada a la primera frecuencia F1 y de la segunda vía de recepción asociada a la segunda frecuencia F2. Una vía de recepción está abierta cuando se emite su frecuencia asociada, abriéndose la vía un tiempo relativo T_{av} después del establecimiento de la frecuencia y cerrándose un tiempo Tar, o retardo de cierre, después de este mismo establecimiento. Los tres tiempos citados en lo que antecede satisfacen la relación siguiente:

(4)Tav < Tar < Tr

La figura 2 ilustra los dominios de ambigüedad D_{a2} y D_{a1} previamente citados y definidos según las relaciones (2) y (3). El eje de abscisas, x, representa la distancia real de un blanco al radar y el eje de ordenadas, y, representa esta distancia estimada por el radar según la relación (1). Esta distancia estimada es directamente proporcional al desfase \varphi entre la señal recibida correspondiente a la primera frecuencia F1 y la señal recibida correspondiente a la segunda frecuencia F2; en consecuencia, el eje de ordenadas también puede, por tanto, ser asimilado a este desfase \varphi. Una primera curva 21 representa la distancia estimada en función de la distancia real en caso de una ambigüedad de 2\pi, aproximadamente. Una segunda curva 22 representa la distancia estimada en función de la distancia real, en caso de una ambigüedad de \pi, aproximadamente. En la práctica, las ambigüedades más molestas se presentan para dos distancias estimadas relativamente próximas; en efecto, en el caso en que una medida estimada corresponda a una distancia próxima y a una distancia muy alejada, esta última se suprimirá fácilmente al estar, por ejemplo, fuera del alcance del radar. Como muestra la segunda curva 22 de la figura 2, el problema se presenta, sobre todo, en los casos de una medición d_{e} con una ambigüedad de \pi, aproximadamente, ya que pueden corresponder a distancias reales d_{r1}, d_{r2} relativamente próximas, comprendidas ambas dentro del alcance del radar. Sin embargo, en un caso clásico puede ser siempre posible rechazar la distancia más lejana d_{r2} como correspondiente a una señal recibida de muy baja potencia. No obstante, en una aplicación en automoción, por ejemplo, en la que las superficies equivalentes radar SER pueden variar considerablemente de un blanco a otro, la segunda distancia d_{r2} no puede ser, simplemente, rechazada considerando la potencia recibida. En efecto, en este caso, para una potencia recibida relativamente débil, la distancia estimada d_{e} puede corresponder, por ejemplo, a una moto con una SER pequeña a la primera distancia d_{r1}, o a un gran camión con una SER grande a la segunda distancia d_{r2} más lejana.

La figura 3 presenta, mediante un sinóptico, un ejemplo de radar al que puede aplicarse el invento. La señal recibida de la antena 31 es transmitida por un circulador 32 a la entrada de un mezclador 33 cuya otra entrada recibe una señal de desmodulación, suministrada por ejemplo a través de un acoplador 34 por el generador de onda de emisión 35 en caso de una recepción homodina. La salida del mezclador 33 devuelve una señal a los medios de tratamiento 36. Entre el mezclador 33 y los medios de tratamiento está intercalado un conmutador 37 que conecta sucesivamente el mezclador con una primera vía de recepción 38, destinada a recibir las señales relativas a la primera frecuencia de emisión F1, y a una segunda vía de recepción 39, destinada a recibir las señales relativas a la segunda frecuencia de emisión F2. Las dos vías de recepción suministran a continuación sus señales a los medios de tratamiento 36 que tratan cada una de estas señales. Estos medios 36 calculan en particular la distancia estimada según la relación (1).

El mezclador 33 es, por ejemplo, un mezclador simple. En este caso, devuelve la señal recibida en forma real y las mediciones de fase no pueden ser explotadas más que en un intervalo de ambigüedad [0,\pi] puesto que hay una ambigüedad entre los dos semicírculos de fase y el signo de la velocidad. En el caso de utilización de un mezclador de tipo BLU, es decir, de banda lateral única, la señal recibida es devuelta bajo su expresión compleja y las medidas de fase pueden ser explotadas en el intervalo máximo de ambigüedad [0,2\pi]. Un mezclador de tipo BLU tiene como inconveniente, en especial, que resulta costoso y, por lo mismo, poco adaptado a las aplicaciones en masa, tales como en automoción.

Las figuras 4 y 5 ilustran el principio de funcionamiento de un radar según el invento. La figura 4 ilustra un ejemplo de posicionamiento en el tiempo de las emisiones, una tras otra, de las dos frecuencias F1, F2 y los intervalos de recepción de las señales recibidas correspondientes. La figura 5 ilustra un ejemplo del efecto obtenido sobre el desfase entre una señal presente en la primera vía de recepción y una señal presente en la segunda vía de recepción y, por tanto, sobre la medición de la distancia. Las mediciones se realizan a partir de la diferencia de fase entre las señales presentes en cada una de las vías, recibiendo cada vía una señal cuya frecuencia media está comprendida entre la primera y la segunda frecuencias, a la frecuencia Doppler aproximada del blanco, es decir en efecto que la señal recibida en la primera vía está constituida, por una parte de la secuencia a la segunda frecuencia F2 más una parte de la secuencia a la primera frecuencia F1, y recíprocamente para la señal recibida por la segunda vía.

En el ejemplo de la figura 4, se determina a priori un retardo limitado \tau_{lim}. Un retardo \tau corresponde a los tiempos de ida-vuelta de una señal emitida hacia un blanco. Todos los retardos \tau inferiores a este retardo \tau_{lim} correspondiente a las pequeñas distancias inferiores a una distancia límite d_{lim}. Este retardo límite corresponde al retardo límite \tau_{lim}. Este retardo \tau_{lim} entre el instante de establecimiento de la onda emitida a una frecuencia F1, F2 y el instante de recepción de la señal correspondiente, recibida desde un blanco situado a la distancia d_{lim} es superior al tiempo Tav antes citado. Este tiempo Tav corresponde al tiempo que transcurre entre el establecimiento de una frecuencia F1, F2 y la apertura de su vía de recepción 38, 39 correspondiente. Este tiempo Tav se denominará, en lo que sigue, retardo en la apertura del receptor y los retardos \tau antes citados se denominarán retardos en la recepción, denominándose retardo límite a \tau_{lim}. Este retardo es conocido a priori. En un caso según la técnica anterior, tal como el ilustrado en la figura 1, el retardo límite \tau_{lim} es inferior al tiempo Tav. En el caso, por ejemplo, de una aplicación a un circuito según la figura 3, la señal procedente del mezclador 33 es desmultiplexada en las dos vías de recepción 38, 39 según el cronograma de la figura 4. Es forzado a cero fuera de los períodos de abertura de los receptores. La apertura o el cierre de estas vías se obtiene jugando, por ejemplo, con el mando del conmutador 37. Las dos señales resultantes de esta operación son tratadas mediante dos transformadas rápidas de Fourier FFT. La diferencia de fase se mide, por ejemplo, en el filtro Doppler correspondiente al valor absoluto de la velocidad del blanco, suponiéndose la señal, por ejemplo, perfectamente centrada en el filtro Doppler en cuestión. Para conseguir que el retardo límite en la recepción, \tau_{lim}, pueda ser superior al retardo en la apertura Tav, la apertura de la vía asociada a una frecuencia puede realizarse antes de la llegada de la señal recibida correspondiente.

En el caso de la figura 1, cuando el retardo límite \tau sea inferior al retardo en la apertura Tav, el primer receptor 38 no recibe mas que la señal asociada a la frecuencia F1. Igualmente, el segundo receptor 39 no recibe mas que la señal asociada a la frecuencia F2.

En el caso de la figura 4, cuando el retardo \tau sea superior al retardo en la apertura Tav del receptor, el fin de la secuencia emitida a la segunda frecuencia F2 penetra en el inicio de la secuencia de apertura 3 del primer receptor 38 e, igualmente, el fin de la secuencia emitida a la primera frecuencia F1 penetra en el inicio de la secuencia de apertura 4 del segundo receptor 39. En tanto el retardo \tau sea inferior al retardo en el cierre, Tar, el fin de la secuencia de apertura 3 del primer receptor contiene la señal emitida a la primera frecuencia F1. Igualmente, el fin de la secuencia de apertura 4 del segundo receptor contiene la señal emitida a la segunda frecuencia F2. La frecuencia media de la señal integrada en el intervalo de abertura 41 del primer receptor está comprendido entre la primera frecuencia F1 y la segunda frecuencia F2. Cuando el retardo \tau sea superior a la duración Tr de emisión a una frecuencia F1, F2, la señal asociada a la primera frecuencia F1 tiende a ser recibida en el segundo receptor, y a la inversa.

Los ensayos y los cálculos efectuados por la solicitante han mostrado que jugando con la duración del retardo en la apertura Tav y la duración de emisión de una frecuencia en función del retardo límite \tau_{lim} en la recepción, los dominios D_{a1}, D_{a2} precedentemente definidos de distancias no ambiguas, pueden ampliarse. En otros términos, jugando con la posición relativa en el tiempo de las emisiones a F1 o F2 y los intervalos de recepción 41, 42, las señales recibidas correspondientes, se puede rechazar el incremento del desfase \Delta\varphi entre estas señales recibidas, como se ilustra en la figura 5. En esta figura, como en la figura 2, una primera curva 22 en trazo interrumpido representa la distancia estimada en función de la distancia real con relación a un cronograma según la figura 1, cuando el retardo \tau es inferior al retardo en la apertura Tav. En este caso, no se produce, en el interior de un intervalo de recepción, mezcla alguna entre las frecuencias F1, F2.

Cuando el retardo \tau está comprendido entre el retardo en la apertura Tav y el retardo en el cierre Tar, el fin de la secuencia emitida a la segunda frecuencia F2 penetra en el inicio de la secuencia de apertura del primer receptor. Se integra así una mezcla de señal a la segunda frecuencia F2, después a la primera frecuencia F1, variando la mezcla de 100% de F1 y 0% de F2 a 0% de F1 y 100% de F2. Para el segundo receptor tiene lugar el fenómeno inverso. En este caso, el desfase \Delta\varphi sigue una segunda curva 51 de trazo continuo cuyo ascenso es retardado con respecto a la primera curva 22 antes citada. El punto de inflexión de la segunda curva 51 es rechazado entonces hacia las distancias más lejanas con relación al punto de inflexión R de la primera curva 22. De este modo, las distancias ambiguas que se sitúan en la parte de pendiente negativa de la curva, están alejadas. Así, pueden eliminarse más fácilmente, por ejemplo mediante un ensayo de potencia recibida, es decir, que si a una medición de distancia le corresponden dos señales recibidas, la de menor potencia puede ser eliminada sin riesgo de error.

La figura 5 muestra que la segunda curva 51 puede hacerse rápidamente no lineal y, por tanto, falsear las mediciones de distancia, siendo este el caso, en particular, si el retardo en el incremento del desfase comienza demasiado pronto. En efecto, cuando el retardo en la recepción está comprendido entre 0 y Tav, la relación entre el desfase \Delta\varphi, representado en ordenadas y la distancia real, representada en abscisas, es lineal. Cuando el retardo en la recepción, \tau, está comprendido entre el retardo en la apertura, Tav, y el retardo límite \tau_{lim}, esta relación se hace no lineal. Para evitar esto y conservar una zona sensiblemente lineal relativamente importante, es posible, por ejemplo, jugar con la duración de emisión Tr a cada frecuencia F1, F2, es decir, con la frecuencia de conmutación de una señal de emisión a la otra. Los ensayos realizados por la solicitante han mostrado que podía obtenerse una zona sensiblemente lineal eligiendo una frecuencia de conmutación 1/Tr entre las señales de emisión del mismo orden de magnitud que la diferencia de las dos frecuencias F1, F2, es decir, 1/Tr casi igual que F2-F1. Cuando la frecuencia de conmutación 1/Tr y las frecuencias F1, F2 de las señales emitidas satisfagan la relación siguiente:

(5)0,5 x (F1-F2) \leq 1/Tr \leq 2 x (F1-F2)

una zona de linealidad suficiente de la curva permite explotar las medidas estimadas según la segunda curva 51.

La figura 6 ilustra otro ejemplo de puesta en práctica posible del procedimiento según el invento. En este ejemplo, los frentes de conmutación 70 de una frecuencia a la otra están estratificados, es decir, que los cambios de frecuencia se efectúan progresivamente. La conmutación de frecuencia de la señal 2 recibida varía de la misma forma que la de la señal emitida; en consecuencia, sus frentes de conmutación de frecuencia 80 están, también, estratificados. Así, se recibe una señal de frecuencia diferente de la segunda frecuencia F2 durante la abertura de la segunda vía de recepción y por esta vía de recepción. Por ello, no es necesario que el retardo límite en la recepción, \tau_{lim}, sea superior al retardo en la apertura, Tav. De hecho, es el retardo límite, \tau'_{lim}, de establecimiento de la señal de recepción el que es superior al retardo en la apertura, Tav. Recíprocamente, una señal de frecuencia diferente de la primera frecuencia F1 es recibida por la primera vía de recepción. Un efecto de mezcla análogo al que se ha descrito con relación al ejemplo de la figura 4 se produce en la medida en que, como en el caso de esta figura, cada vía de recepción 38, 39 recibe una señal cuya frecuencia está comprendida entre la primera y la segunda frecuencias, a la frecuencia Doppler aproximada del blanco detectado. En particular, como se muestra en la figura 5, se retarda el incremento del desfase \Delta\varphi. Los frentes de conmutación de frecuencia pueden realizarse simplemente introduciendo un circuito de retardo, por ejemplo una resistencia y un condensador, en el control de tensión del generador de onda 35, siendo éste generalmente un componente controlado en tensión. Este generador es conocido, por ejemplo, con la designación VCO según la expresión anglosajona "Voltage-Controlled Oscillator" (Oscilador controlado en
tensión).

La figura 7 ilustra un ejemplo de perfil de distancia estimada en función de la distancia real en un caso según el invento en el que el retardo \tau está comprendido entre el retardo en la apertura Tav y el retardo en el cierre Tar, siendo la frecuencia de conmutación 1/Tr, además, del mismo orden de magnitud que
F1 - F2. El ejemplo se refiere a un caso de utilización de un mezclador simple o real, es decir, un caso en el que las mediciones de fase no pueden ser explotadas mas que en el intervalo de ambigüedad [0,\pi], aplicándose el invento, no obstante, para los receptores que utilizan un receptor complejo de tipo BLU. Se aplica, además, tanto a un receptor homodino como a un receptor heterodino. Como se indica en relación con la figura 2, una curva 22 de trazo interrumpido representa la distancia estimada en función de la distancia real en el caso de una ambigüedad de, aproximadamente, \pi, obteniéndose la distancia estimada según la relación (1) y según el cronograma de la figura 1 donde \tau es inferior al retardo en la apertura Tav del receptor. Una curva 51 de trazo continuo representa la distancia estimada en función de la distancia real cuando la distancia estimada se obtiene en función de la relación (1) según un cronograma del tipo del de la figura 4
o Tav < \tau_{lim}< Tar.

Esta última curva 51 corresponde, por ejemplo, al caso en que el retardo en el cierre, Tav, sea igual a la duración de emisión Tr, y en el que estos dos tiempos satisfagan la relación siguiente:

(6)Tr\Delta F-1 \leq Tav\Delta F \leq 2 - Tr\Delta F

donde \DeltaF = F1 - F2, representando F1 y F2 las frecuencias primera y segunda citadas en lo que antecede. La figura 7 ilustra un caso en que, por ejemplo:

- Tav = 0,4/\DeltaF

- Tr = Tar

- 1/Tr = 1,2/\DeltaF

La curva 51 presenta un triángulo redondeado cuyo vértice 52 a modo de valle está invertido con relación al límite máximo de ambigüedad 53 de \pi. Esta curva 51 muestra que, con relación a una solución clásica representada por la curva de trazo interrumpido 22, el invento permite, en particular, rechazar las distancias ambiguas.

Puede definirse, por ejemplo, un umbral Ds de distancia estimada para seleccionar las distancias, siendo las distancias retenidas las que caen por debajo del umbral. Las distancias que no presentan ambigüedad son representadas, entonces, por un tramo de la curva 51 de trazo continuo o de la curva 22 de trazo interrumpido, comprendido entre un punto A situado en el origen de la curva y un punto B que es el primer punto de intersección de la curva 51 y de una recta paralela al eje de abscisas que representa las distancias reales y de ordenada igual al umbral Ds antes citado. Este tramo AB tiene pendiente positiva. Representa las distancias no ambiguas. Para un retardo en recepción \tau inferior a \tau_{lim}, la curva 51 es lineal. Cuando este retardo \tau está comprendido entre el retardo en la apertura, Tav, y el retardo límite \tau_{lim}, la curva 51 se hace no lineal. No obstante, el retardo \tau_{lim} se elige, por ejemplo, no muy superior al retardo en la apertura Tav, para limitar la zona de falta de linealidad. Además, es fácil linealizar, por medios conocidos, la parte no lineal de la curva 51 comprendida entre los puntos A y B. Las estimaciones se realizan entonces sobre la relación linealizada, entre la distancia estimada y la distancia real.

Para la curva 22 de trazo interrumpido, las distancias ambiguas más próximas se representan mediante un tramo de curva 22 de pendiente negativa comprendido entre un punto C, segundo punto de intersección entre la curva 22, y un punto D, segundo punto de intersección de la curva 22 con el eje de abscisas.

Para la curva de trazo continuo 51, las distancias ambiguas más próximas se representan mediante un tramo de curva 51 de pendiente negativa comprendido entre un punto C', segundo punto de intersección entre la curva 51, y un punto D', segundo punto de intersección de la curva 51 con el eje de abscisas. El tramo de ambigüedad C'D' relativo a esta curva 51 está netamente más alejado que el tramo CD relativo a la curva 22 precedente. Las mediciones de distancia ambiguas pueden, por tanto, discriminarse más fácilmente, por ejemplo mediante ensayos sobre las potencias recibidas.

Las distancias estimadas retenidas son las menores o guales que el umbral Ds antes citado, lo que permite medir las distancias comprendidas entre 0 y d_{lim}, definido precedentemente como correspondiente al retardo límite \tau_{lim}. Esta distancia límite d_{lim} define una zona útil. Por tanto, es impuesta por la aplicación, junto con el retardo límite \tau_{lim}. Únicamente son retenidas, por ejemplo, como no ambiguas, las distancias correspondientes a los retardos \tau inferiores al retardo límite \tau_{lim}. El umbral Ds correspondiente a la distancia límite d_{lim} puede tener, por ejemplo, un valor del orden de 200 metros. El umbral Ds se selecciona inferior al punto de inflexión de la curva 51, y por debajo del punto inferior del valle 52, cuando se produce este último fenómeno. El umbral Ds puede, por tanto, elegirse de forma que se mejora el poder de discriminación entre un blanco real y un blanco ambiguo, en particular en el descenso. En contrapartida se reduce el alcance del radar para la resolución en distancia.

El invento es sencillo de llevar a la práctica en la medida en que la resolución de la ambigüedad se obtiene, por ejemplo, jugando simplemente con el posicionamiento en el tiempo de los intervalos de abertura así como con las frecuencias de conmutación de una señal a otra o con las formas de onda emitidas. Además, se adapta a una pluralidad de tipos de recepciones, ya sean homodina o heterodinas, con mezclador simple o con mezclador de tipo BLU.

Finalmente, puede ser aplicado, además, a los radares que funcionan en onda milimétrica, que equipan, por ejemplo, a los automóviles, y ello gracias, normalmente, a la sencillez y al bajo coste de su puesta en práctica.

Claims (8)

1. Procedimiento de resolución de la ambigüedad en las mediciones de distancia efectuadas por un radar de onda continua, emitiendo el radar una señal que conmuta entre una primera frecuencia (F1) y una segunda frecuencia (F2) y recibiendo las señales reenviadas por un blanco en dos vías de recepción (38,39,41,42) asociadas, cada una, a una frecuencia (F1,F2), caracterizado porque las mediciones se realizan a partir de la diferencia de fase (\Delta\varphi) entre las señales presentes en cada una de las vías, siendo un retardo en la recepción (\tau) el retardo entre el instante de establecimiento de la señal emitida a una frecuencia (F1,F2) y el instante de recepción de la señal correspondiente, recibida del blanco a una distancia dada, definiéndose un retardo límite (\tau_{lim}) correspondiente a una distancia límite (d_{lim}) superior al retardo en la apertura (Tav) de la vía de recepción asociada a la frecuencia para rechazar el incremento de la diferencia de fase (\Delta\varphi) en función de la distancia real, siendo las señales no ambiguas aquéllas en las que el retardo en la recepción (\tau) sea inferior o igual al retardo límite (\tau_{lim}).

2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque los cambios de frecuencia se efectúan progresivamente, siendo el retardo límite a tener en cuenta el retardo límite de establecimiento (\tau'_{lim}) de la señal recibida.

3. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la frecuencia de conmutación (1/Tr) entre las señales emitidas está cerca de la diferencia entre las dos frecuencias (F1,F2).

4. Procedimiento según la reivindicación 3, caracterizado porque la frecuencia de conmutación (1/Tr) y las frecuencias (F1,F2) de los señales emitidas satisfacen la relación siguiente:

0,5 x (F1 - F2) \leq 1/Tr \leq 2 x (F1 - F2)

donde 1/Tr representa la frecuencia de conmutación y F1, F2, respectivamente, la primera y la segunda frecuencias.

5. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el retardo en el cierre (Tar) de una vía de recepción es sensiblemente igual a la duración de emisión (Tr) a una frecuencia.

6. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el receptor de radar comprende un mezclador real (33).

7. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el receptor de radar es de tipo homodino.

8. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el radar funciona en ondas milimétricas.