ES2212642T3 - Dispositivo de codificacion perceptual y metodo para la codificacion eficaz de señales de banda ancha. - Google Patents
Dispositivo de codificacion perceptual y metodo para la codificacion eficaz de señales de banda ancha.Info
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Abstract
Un dispositivo de ponderación perceptual para generar una señal perceptualmente ponderada como respuesta a una señal de banda ancha con el fin de reducir una diferencia entre una señal ponderada de banda ancha y una señal de banda ancha ponderada sintetizada posteriormente, comprendiendo dicho dispositivo de ponderación perceptual: a) un filtro (103) de pre-énfasis de señales que responde a la señal de banda ancha para reforzar el contenido de alta frecuencia de la señal de banda ancha para generar así una señal (S) pre-enfatizada; b) un calculador (104) de filtro de síntesis que responde a dicha señal pre-enfatizada para generar coeficientes (A(z)) del filtro de síntesis; y c) un filtro (105) de ponderación perceptual, que responde a dicha señal (S) pre-enfatizada y a dichos coeficientes (A(z)) del filtro de síntesis, para filtrar dicha señal pre-enfatizada en relación con dichos coeficientes del filtro de síntesis para generar así la señal (Sw) ponderada perceptualmente; teniendo dichofiltro de ponderación perceptual una función de transferencia con un denominador fijo por lo que la ponderación de dicha señal de banda ancha en una región de formación está sustancialmente desacoplada de una inclinación espectral de dicha señal de banda ancha.
Description
Dispositivo de codificación perceptual y método
para la codificación eficaz de señales de banda ancha.
La presente invención está relacionada con un
dispositivo de ponderación perceptual y con un método para generar
una señal perceptualmente ponderada como respuesta a una señal de
banda ancha (0-7000 Hz) con el fin de reducir una
diferencia entre una señal ponderada de banda ancha y una señal de
banda ancha ponderada sintetizada posteriormente.
La demanda de técnicas de codificación eficientes
de habla/audio digitales de banda ancha, con un buen equilibrio
subjetivo de calidad/velocidad de bits, está aumentando en numerosas
aplicaciones tales como las teleconferencias de audio/vídeo,
multimedia y aplicaciones inalámbricas, así como en aplicaciones de
Internet y redes de paquetes. Hasta muy recientemente, las anchuras
de banda de telefonía filtradas en el rango de
200-3400 Hz fueron utilizadas principalmente en
aplicaciones de codificación del habla. Sin embargo, hay una demanda
creciente de aplicaciones del habla en banda ancha con el fin de
aumentar la inteligibilidad y la naturalidad de las señales del
habla. Se ha averiguado que una anchura de banda en el rango de
50-7000 Hz fue suficiente para entregar una calidad
del habla de presencia real. Para las señales de audio, este rango
ofrece una calidad de audio aceptable, pero todavía inferior a la
calidad de CD que funciona en el rango de 20-20000
Hz.
Un codificador del habla convierte una señal del
habla en una cadena digital de bits que es transmitida por un canal
de comunicaciones (o almacenado en un medio de almacenamiento). La
señal del habla es digitalizada (muestreada y cuantificada con 16
bits por muestra usualmente) y el codificador del habla tiene el
papel de representar estas muestras digitales con un número menor de
bits al tiempo que mantiene una buena calidad subjetiva del habla.
El descodificador o sintetizador del habla opera con la cadena de
bits transmitida o almacenada y la vuelve a convertir en una señal
de sonido.
Una de las mejores técnicas anteriores capaces de
conseguir un buen equilibrio de la relación calidad/bits es la
denominada técnica de Predicción Lineal Excitada por Código (CELP).
De acuerdo con esta técnica, la señal del habla muestreada es
procesada en bloques sucesivos de L muestras usualmente
denominadas tramas, donde L es algún número
predeterminado (correspondiente a 10-30 ms del
habla). En CELP, se calcula y se transmite en cada trama un filtro
de síntesis de predicción lineal (LP). La trama de L muestras
es dividida después en bloques más pequeños denominados
subtramas de un tamaño de N muestras, donde L =
kN y k es el número de subtramas en una trama (N
corresponde usualmente a 4-10 ms del habla). En cada
subtrama se determina una señal de excitación, que consiste
usualmente en dos componentes: uno de la excitación pasada
(denominada también contribución de tono, o libro de código
adaptativo), y el otro de un libro de código innovador (denominado
también libro de código fijo). Esta señal de excitación es
transmitida y utilizada en el descodificador como entrada del filtro
de síntesis de LP con el fin de obtener el habla sintetizada.
Un libro de código innovador en el contexto del
CELP, es un conjunto indexado de secuencias de Nmuestras de
largo que serán denominadas vectores de código
N-dimensionales. Cada secuencia de libro de código está
indexada por un entero k que va desde 1 a M, donde
M representa el tamaño del libro de código que se expresa a
menudo como un número de bits b, donde M = 2^{b}.
Para sintetizar el habla de acuerdo con la
técnica CELP, cada bloque de N muestras es sintetizado
filtrando un vector de código apropiado de un libro de código a
través de filtros que varían en el tiempo que efectúan un modelo de
las características espectrales de la señal del habla. En el extremo
del codificador, se calcula la salida de la síntesis para todos, o
para un subconjunto, de los vectores de código del libro de códigos
(búsqueda del libro de código). El vector de código retenido es el
que produce la salida de la síntesis más cercana a la señal del
habla original, de acuerdo con una medida perceptual de distorsión
ponderada. Esta ponderación perceptual se realiza utilizando el
denominado filtro de ponderación perceptual, que se obtiene
usualmente del filtro de síntesis de LP.
El modelo CELP ha tenido mucho éxito para
codificar las señales de sonido de la banda telefónica, y existen
varios estándares basados en CELP en un amplio rango de
aplicaciones, especialmente en las aplicaciones celulares digitales.
En la banda telefónica, la señal de sonido está limitada a la banda
de 200-3400 Hz y es muestreada a 8000
muestras/segundo. En aplicaciones de banda ancha del habla/audio, la
señal de sonido está limitada a la banda de 50-7000
Hz y es muestreada a 16000 muestras por segundo.
Cuando se aplica el modelo CELP optimizado de
banda telefónica a señales de banda ancha, surgen algunas
dificultades, y es necesario añadir características adicionales al
modelo con el fin de obtener señales de banda ancha de alta calidad.
Las señales de banda ancha presentan un rango dinámico mucho más
amplio en comparación con las señales de la banda telefónica, lo que
da como resultado problemas de precisión cuando se requiere una
implantación de coma fija en el algoritmo (que es esencial en las
aplicaciones inalámbricas). Además, el modelo CELP gastará a menudo
la mayoría sus los bits de codificación en la región de baja
frecuencia, que tiene normalmente un mayor contenido de energía,
dando como resultado una señal de salida de
paso-bajo. Para superar este problema, el filtro de
ponderación perceptual ha de ser modificado con el fin de adecuarse
a las señales de banda ancha, y las técnicas de pre-énfasis que
realzan las regiones de alta frecuencia se hacen importantes para
reducir el rango dinámico, conduciendo a una implantación de coma
fija más sencilla, y para asegurar una mejor codificación del
contenido de las frecuencias más altas de la señal.
En los codificadores tipo CELP, se buscan los
parámetros óptimos de tono e innovadores haciendo mínimo el error
cuadrático medio entre el habla de entrada y el habla sintetizada en
un dominio perceptiblemente ponderado. Esto es equivalente a hacer
mínimo el error entre el habla de entrada ponderada y el habla de
síntesis ponderada, donde la ponderación se realiza utilizando un
filtro que tiene una función de transferencia W(z) de la
forma:
W(z) =
A(z/g_{1}) / A(z/g_{2}) \ donde \ 0 < \Gamma_{2}
< \Gamma_{1} \leq
1
En codificadores de
análisis-por-síntesis (AbS), el
análisis muestra que el error de cuantificación es ponderado por la
inversa del filtro de ponderación, W^{-1}(z), que
presenta algo de la estructura que forma la señal de entrada. Así,
se explota la propiedad de enmascaramiento del oído humano dándole
forma al error, de manera que tenga más energía en las regiones de
formación, donde será enmascarado por la fuerte energía de la señal
presente en esas regiones. La cantidad de ponderación está
controlada por los factores \Gamma_{1} y \Gamma_{2}.
Este filtro funciona bien con señales de la banda
telefónica. Sin embargo, se ha averiguado que este filtro no es
adecuado para una ponderación perceptual eficiente cuando se aplicó
a señales de banda ancha. Se ha averiguado que este filtro tiene
limitaciones inherentes al modelar la estructura de formación y la
inclinación espectral requerida concurrentemente. La inclinación
espectral es más pronunciada en señales de banda ancha debido al
amplio rango dinámico entre frecuencias bajas y altas. Se ha
sugerido la adición de un filtro de inclinación en el filtro
W(z) con el fin de controlar la inclinación y ponderación de
formación separadamente.
En el documento
EP-A-04650757 se divulga un conocido
dispositivo de ponderación perceptual, que comprende un filtro de
ponderación perceptual y una sección de un filtro adicional en serie
para controlar la inclinación del filtro de ponderación
compuesta.
Un objeto de la presente invención es, por tanto,
proporcionar un dispositivo de ponderación perceptual y un método
adaptado a señales de banda ancha, utilizando un filtro de
ponderación perceptual modificado para obtener una señal
reconstruida de alta calidad, permitiendo este dispositivo y este
método la implantación algorítmica de coma fija.
Más específicamente, de acuerdo con la presente
invención, se proporciona un dispositivo de ponderación perceptual
para generar una señal ponderada perceptualmente como respuesta a
una señal de banda ancha con el fin de reducir una diferencia entre
una señal ponderada de banda ancha y una señal de banda ancha
ponderada sintetizada posteriormente. Este dispositivo de
ponderación perceptual comprende:
a) un filtro de pre-énfasis de señales que
responde a una señal de banda ancha para reforzar el contenido de
alta frecuencia de la señal de banda ancha para generar así una
señal pre-enfatizada;
b) un calculador de filtro de síntesis que
responde a una señal pre-enfatizada para generar
coeficientes del filtro de síntesis; y
c) un filtro de ponderación perceptual, que
responde a la señal pre-enfatizada y a los
coeficientes del filtro de síntesis, para filtrar la señal
pre-enfatizada en relación con los coeficientes del
filtro de síntesis para generar así la señal ponderada
perceptualmente. El filtro de ponderación perceptual tiene una
función de transferencia con un denominador fijo por lo que la
ponderación de la señal de banda ancha en una región de formación
está sustancialmente desacoplada de una inclinación espectral de esa
señal de banda ancha.
La presente invención está relacionada también
con un método para generar una señal ponderada perceptualmente como
respuesta a una señal de banda ancha con el fin de reducir una
diferencia entre una señal ponderada de banda ancha y una señal
ponderada de banda ancha sintetizada posteriormente. Este método
comprende: filtrar la señal de banda ancha para generar una señal
pre-enfatizada con un contenido reforzado de alta
frecuencia; calcular, a partir de la señal
pre-enfatizada, los coeficientes del filtro de
síntesis; y filtrar la señal pre-enfatizada en
relación con los coeficientes del filtro de síntesis para generar
así una señal de habla ponderada perceptualmente. El filtrado
comprende el tratamiento de la señal de pre-énfasis a través de un
filtro de ponderación perceptual que tiene una función de
transferencia con denominador fijo, por lo que la ponderación de la
señal de banda ancha en la región de formación está sustancialmente
desacoplada de la inclinación espectral de la señal de banda
ancha.
De acuerdo con modos de realización preferidos de
la presente invención:
- la reducción del rango dinámico comprende el
filtrado de la señal de banda ancha a través de una función de
transferencia de la forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1;
- el factor \mu de pre-énfasis es 0,7;
- el filtro de ponderación perceptual tiene una
función de transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación;
y
- la variable \gamma_{2} se fija igual a
\mu.
Por tanto, la ponderación perceptual global del
error de cuantificación se obtiene por una combinación de un filtro
de pre-énfasis y un filtro modificado de ponderación para permitir
una alta calidad subjetiva de la señal de sonido de banda ancha
descodificada en el filtro W(z) con el fin de controlar la
inclinación y la ponderación de formación separadamente.
La solución al problema expuesto en la breve
descripción de la técnica anterior es introducir, consecuentemente,
un filtro de pre-énfasis en la entrada, calcular los coeficientes
del filtro de síntesis basándose en la señal
pre-enfatizada y utilizar un filtro de ponderación
perceptual modificado fijando su denominador. Al reducir el rango
dinámico de la señal de banda ancha, el filtro de pre-énfasis
convierte la señal de banda ancha haciéndola más adecuada para la
implantación en coma fija, y mejora la codificación del contenido de
alta frecuencia del espectro.
La presente invención está relacionada además con
un codificador para codificar una señal de banda ancha que
comprende: a) un dispositivo de ponderación perceptual como se ha
descrito anteriormente en este documento; b) un dispositivo de
búsqueda del libro de código de tono que responda a la señal
ponderada perceptualmente para generar parámetros de libro de código
de tono y un vector innovador objetivo de búsqueda; c) un
dispositivo de búsqueda de libro de código innovador, que responda a
los coeficientes del filtro de síntesis y al vector innovador
objetivo de búsqueda, para generar parámetros del libro de código
innovador; y d) un dispositivo de formación de la señal para generar
una señal de banda ancha codificada que comprenda los parámetros del
libro de código de tono, los parámetros del libro de código
innovador y los coeficientes del filtro de síntesis.
Se proporciona también, de acuerdo con la
presente invención:
- un sistema de comunicaciones celulares para dar
servicio a un área geográfica grande dividida en una pluralidad de
células, que comprende: a) unidades móviles transmisoras/receptoras;
b) estaciones base celulares situadas respectivamente en las
células; c) un terminal de control para controlar la comunicación
entre las estaciones base celulares; d) un subsistema bidireccional
de comunicaciones inalámbricas entre cada unidad móvil situada en
una célula y la estación base celular de esta célula, comprendiendo
este subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas, tanto
en la unidad móvil como en la estación base celular:
- i)
- un transmisor que incluye un codificador como se ha descrito anteriormente para codificar una señal de banda ancha y un circuito de transmisión para transmitir la señal de banda ancha codificada; y
- ii)
- un receptor que incluye un circuito receptor para recibir una señal de banda ancha codificada trasmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda ancha codificada recibida.
- una unidad móvil celular transmisora/receptora
que comprende:
a) un transmisor que incluye un codificador como
se ha descrito anteriormente para codificar una señal de banda ancha
y un circuito de transmisión para trasmitir la señal de banda ancha
codificada; y
b) un receptor que incluye un circuito receptor
para recibir una señal de banda ancha codificada transmitida y un
descodificador para descodificar la señal de banda ancha codificada
transmitida;
- un elemento de red celular que comprende:
a) un transmisor que incluye un codificador como
se ha descrito anteriormente, para codificar una señal de banda
ancha y un circuito de transmisión para transmitir la señal de banda
ancha codificada; y
\newpage
b) un receptor que incluye un circuito de
recepción para recibir una señal de banda ancha codificada
transmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda
ancha codificada recibida; y
- un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas entre cada una de las unidades móviles situada en una
célula y la estación base celular de esta célula, comprendiendo este
subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas, tanto en la
unidad móvil como en la estación base celular:
a) un transmisor que incluye un codificador como
se ha descrito anteriormente, para codificar una señal de banda
ancha y un circuito de transmisión para transmitir la señal de banda
ancha codificada; y
b) un receptor que incluye un circuito de
recepción para recibir una señal de banda ancha codificada
transmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda
ancha codificada recibida.
Los objetos ventajas y otras características de
la presente invención serán más evidentes con la lectura de la
siguiente descripción no restrictiva de modos de realización
preferidos de la misma, ofrecidos a modo de ejemplo solamente con
referencia a los dibujos que se acompañan.
En los dibujos anexos:
La figura 1 es un diagrama esquemático de bloques
de un modo de realización preferido del dispositivo de codificación
de banda ancha;
La figura 2 es un diagrama esquemático de bloques
de un modo de realización preferido del dispositivo de
descodificación de banda ancha;
La figura 3 es un diagrama esquemático de bloques
de un modo de realización preferido de un dispositivo de análisis de
tono; y
La figura 4 es un diagrama esquemático
simplificado de bloques de un sistema de comunicación celular en el
cual puede utilizarse el dispositivo de codificación de banda ancha
de la figura 1 y el dispositivo de decodificación de banda ancha de
la figura 2.
Como es bien sabido por los expertos ordinarios
en la técnica, un sistema de comunicación celular, tal como el 401
(véase la figura 4), proporciona un servicio de telecomunicaciones
en un área geográfica grande, dividiendo ese área geográfica grande
en cierto número C de células más pequeñas. Las C células más
pequeñas son servidas por las respectivas estaciones base celulares
402_{1}, 402_{2},...402_{C} para proporcionar a cada célula
los canales de señalización de radio, de audio y de datos.
Los canales de señalización de radio se utilizan
para hacer radiobúsquedas a radioteléfonos móviles (unidades móviles
transmisoras/receptoras) tales como 403, dentro de los límites de la
zona de cobertura (célula) de la estación base celular 402, y para
hacer llamadas a otros radioteléfonos 403 situados dentro o fuera de
la célula de la estación base o a otra red tal como la Red
Telefónica Pública Conmutada (RTPC) 404.
Una vez que un radioteléfono 403 ha hecho o ha
recibido con éxito una llamada, se establece un canal de datos o
audio entre este radioteléfono 403 y la estación base celular 402
correspondiente a la célula en la cual está situado el radioteléfono
403, y la comunicación entre la estación base 402 y el radioteléfono
403 se realiza por el canal de audio o de datos. El radioteléfono
403 puede recibir también información de control o de tiempos por un
canal de señalización cuando la llamada está en curso.
Si un radioteléfono 403 abandona una célula y se
introduce en otra célula contigua cuando hay una llamada en curso,
el radioteléfono 403 conmuta la llamada a un canal disponible de
audio o de datos de la estación base 402 de la nueva célula. Si un
radioteléfono 403 abandona una célula y entra en otra célula
contigua cuando no hay una llamada en curso, el radioteléfono 403
envía un mensaje de control por el canal de señalización para
registrarse en la estación base 402 de la nueva célula. De esta
manera, es posible la comunicación móvil por un área geográfica
amplia.
El sistema 401 de comunicación celular comprende
además un terminal 405 de control para controlar la comunicación
entre las estaciones base celulares 402 y la RTPC 404, por ejemplo
durante una comunicación entre un radioteléfono 403 y la RTPC 404, o
entre un radioteléfono 403 situado en una primera célula y un
radioteléfono 403 situado en una segunda célula.
Naturalmente, se requiere un subsistema
bidireccional de comunicaciones inalámbricas por radio para
establecer un canal de audio o de datos entre una estación base 402
de una célula y un radioteléfono 403 situado en esa célula. Como se
ilustra de una manera muy simplificada en la figura 4, tal
subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas por radio
comprende típicamente en el radioteléfono 403:
- -
- un transmisor 406 que incluye:
- -
- un codificador 407 para codificar la señal de voz; y
- -
- un circuito 408 de transmisión para transmitir la señal de voz codificada desde el codificador 407 a través de una antena tal como 409; y
- -
- un receptor 410 que incluye:
- -
- un circuito receptor 411 para recibir una señal de voz codificada transmitida normalmente a través de la misma antena 409; y
- -
- un descodificador 412 para descodificar la señal de voz codificada recibida desde el circuito 411 de recepción.
El radioteléfono comprende además otros circuitos
convencionales 413 de radioteléfono a los cuales están conectados el
codificador 407 y el descodificador 412 y para procesar señales de
ellos, siendo estos circuitos 413 bien conocidos por los expertos
ordinarios en la técnica y, consecuentemente, no serán descritos con
más detalle en la presente memoria.
Además, tal subsistema bidireccional de
comunicación inalámbrica por radio comprende típicamente en la
estación base 402:
- -
- un transmisor 414 que incluye:
- -
- un codificador 415 para codificar la señal de voz; y
- -
- un circuito 416 de transmisión para transmitir la señal de voz codificada desde el codificador 415 a través de una antena tal como la 417; y
- -
- un receptor 418 que incluye:
- -
- un circuito receptor 419 para recibir una señal de voz codificada transmitida a través de la misma antena 417 o a través de otra antena (no ilustrada); y
- -
- un descodificador 420 para descodificar la señal de voz codificada recibida desde el circuito 419 de recepción.
La estación base 402 incluye además, típicamente,
un controlador 421 de estación base, junto con su base de datos
asociada 422, para controlar la comunicación entre el terminal 405
de control y el transmisor 414 y el receptor 418.
Como es bien sabido por los expertos ordinarios
en la técnica, se requiere la codificación de voz con el fin de
reducir la anchura de banda necesaria para transmitir la señal de
sonido, por ejemplo la señal de voz tal como el habla, a través del
subsistema bidireccional de comunicación inalámbrica por radio, es
decir, entre un radioteléfono 403 y una estación base 402.
Los codificadores LP de voz (tales como el 415 y
el 407), que funcionan típicamente a 13 kbits/segundo y por debajo,
tal como los codificadores de Predicción Lineal Excitados por Código
(CELP), utilizan típicamente un filtro de síntesis LP para hacer un
modelo de la envolvente espectral de corta duración de la señal de
voz. La información LP se transmite, típicamente, cada 10 ó 20 ms al
descodificador (tal como el 420 y 412) y es extraída en el extremo
del descodificador.
Las nuevas técnicas descritas en la presente
memoria pueden ser aplicadas a distintos sistemas de codificación
basados en LP. Sin embargo, se utiliza un sistema de codificación
del tipo CELP en el modo de realización preferido con el propósito
de presentar una ilustración no limitativa de estas técnicas. De la
misma manera, tales técnicas pueden ser utilizadas con señales de
sonido distintas a la de voz y del habla así como con otros tipos de
señales de banda ancha.
La figura 1 muestra un diagrama general de
bloques de un dispositivo 100 de codificación del habla de tipo
CELP, modificado para acomodar mejor las señales de banda ancha.
La señal muestreada 114 del habla de entrada es
dividida en bloques sucesivos de L muestras denominados
"tramas". En cada trama, se calculan, codifican y transmiten
distintos parámetros que representan la señal del habla en la trama.
Los parámetros LP que representan el filtro de síntesis LP son
calculados usualmente una vez por trama. La trama se divide además
en bloques más pequeños de N muestras (bloques de longitud
N), en los cuales se determinan los parámetros de excitación
(tono e innovación). En documentos publicados sobre CELP, estos
bloques de longitud N son denominados "subtramas" y las
señales de N muestras de las subtramas son denominadas
vectores N-dimensionales. En este modo de realización
preferido, la longitud N corresponde a 5 ms, mientras que la
longitud L corresponde a 20 ms, lo cual significa que una
trama contiene cuatro subtramas (N = 80) a la velocidad de
muestreo de 16kHz y 64 al hacer un muestreo hacia abajo a 12,8 kHz).
En el procedimiento de codificación tienen lugar varios vectores
N-dimensionales. A continuación se ofrece una lista de
vectores que aparecen en las figuras 1 y 2, así como una lista de
parámetros transmitidos:
- s
- vector de habla de entrada de la señal de banda ancha (tras un muestreo reducido, un preproceso y un pre-énfasis);
- s_{w}
- vector de habla ponderado;
- s_{0}
- respuesta de entrada cero del filtro de síntesis ponderado;
- s_{P}
- Señal pre-procesada con muestreo reducido;
- señal de habla sintetizada sobre-muestreada;
- s'
- Señal de síntesis antes del de-énfasis;
- s_{d}
- Señal de síntesis desenfatizada;
- s_{h}
- Señal de síntesis tras el de-énfasis y el post-proceso;
- x
- Vector objetivo para la búsqueda de tono;
- x'
- Vector objetivo para búsqueda de innovación;
- h
- Respuesta de impulso del filtro de síntesis ponderado;
- v_{T}
- Vector de libro de código adaptativo (tono) con retardo T;
- y_{T}
- Vector de libro de código de tono filtrado (convolución de v_{T} con h);
- c_{k}
- Vector de código innovador en el índice k (entrada de orden k en el libro de código de innovación);
- c_{f}
- Vector de código innovador con modificación de escala aumentada;
- u
- Señal de excitación (vectores de código de innovación y de tono con modificación de escala);
- u'
- Excitación aumentada;
- z
- Secuencia de ruido de paso de banda;
- w'
- Secuencia de ruido blanco; y
- w
- Secuencia de ruido con escala modificada.
- STP
- Parámetros de predicción de corta duración (que definen A(z));
- T
- Retardo de tono (o índice de libro de código de tono);
- b
- Ganancia de tono (o ganancia de libro de código de tonos);
- j
- Índice del filtro paso-bajo utilizado en el vector de código de tono;
- k
- Índice del vector de código (entrada del libro de código de innovación); y
- g
- Ganancia del libro de código de innovación
- En este modo de realización preferido, los parámetros STP son transmitidos una vez por trama y el resto de los parámetros son transmitidos cuatro veces por trama (cada subtrama).
La señal del habla muestreada es codificada en
base a bloques por medio del dispositivo 100 de codificación de la
figura 1, que es dividido en once módulos numerados del 101 al
111.
El habla de entrada es procesada en los bloques
de L muestras mencionados anteriormente, llamados tramas.
Haciendo referencia a la figura 1, la señal 114
de habla de entrada muestreada es de muestreo reducido en un módulo
101 de muestreo reducido. Por ejemplo, la señal se muestrea hacia
abajo desde 16 Khz. a 12,8 Khz., utilizando técnicas bien conocidas
para los expertos ordinarios en la técnica. Naturalmente, se puede
concebir el muestreo reducido a otra frecuencia. El muestreo
reducido aumenta la eficiencia de la codificación, ya que se
codifica una menor anchura de banda de frecuencias. Esto reduce
también la complejidad algorítmica, ya que el número de muestras en
una trama disminuye. El uso del muestreo reducido se hace
significativo cuando la tasa de bits se reduce por debajo de 16
kbits/segundo, aunque el muestreo reducido no es esencial por encima
de 16 kbits/s.
Tras el muestreo reducido, la trama de 320
muestras de 20 ms se reduce a una trama de 256 muestras (la relación
de muestreo reducido es de 4/5).
La trama de entrada es suministrada después al
bloque opcional 102 de pre-proceso. El bloque 102 de
pre-proceso puede consistir en un filtro
paso-alto con un frecuencia de corte de 50 Hz. El
filtro 102 de paso-alto elimina las componentes de
sonido no deseadas por debajo de 50 Hz.
La señal preprocesada de muestreo reducido se
denota como S_{p}(n), n =
0,1,2,...L-1, donde L es la longitud de la trama (256
a un frecuencia de muestreo de 12,8 kHz). En un modo de realización
preferido del filtro 103 de pre-énfasis la señal
S_{p}(n) es pre-enfatizada
utilizando un filtro que tiene la siguiente función de
transferencia:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis con un
valor situado entre 0 y 1 (un valor típico es \mu = 0,7). También
puede usarse un filtro de orden superior. Debe indicarse que pueden
intercambiarse un filtro 102 de paso-alto y un
filtro 103 de pre-énfasis para obtener unas realizaciones de coma
fija más
eficientes.
La función del filtro 103 de pre-énfasis es
aumentar el contenido de alta frecuencia de la señal de entrada.
También reduce el rango dinámico de la señal de habla de entrada,
que la hace más adecuada para la realización de coma fija. Sin el
pre-énfasis, el análisis de LP en coma fija utilizando la aritmética
de precisión simple es difícil de llevar a cabo.
El pre-énfasis juega también un papel importante
para conseguir una ponderación perceptual global apropiada del error
de cuantificación, lo cual contribuye a una calidad de sonido
mejorada. Esto será explicado con más detalle a continuación.
La salida del filtro 103 de pre-énfasis se denota
como s(n). Esta señal se utiliza para efectuar el
análisis LP en el módulo calculador 104. El análisis LP es una
técnica bien conocida por los expertos ordinarios en la técnica. En
este modo de realización preferido, se utiliza la solución de la
autocorrelación. En la solución de la autocorrelación, se toman
ventanas de la señal s(n) utilizando una ventana de
Hamming (que tiene usualmente una longitud del orden de
30-40 ms). Las autocorrelaciones son calculadas a
partir de la señal con ventanas, y se utiliza la acción recurrente
(recursión) de Levinson-Durbin para calcular los
coeficientes del filtro LP, a_{j}, donde j =
1,...p, y donde p es el orden de LP, que es
típicamente 16 en la codificación de banda ancha. Los parámetros
a_{j} son los coeficientes de la función de transferencia
del filtro LP, que viene dada por la relación siguiente:
A(z) = 1 +
\sum\limits^{p}_{j = 1} {a}_{j}
z^{-1}
El análisis LP se efectúa en el módulo calculador
104, que realiza también la cuantificación e interpolación de los
coeficientes del filtro LP. Los coeficientes del filtro LP son
transformados primero en otro dominio equivalente más adecuado para
fines de cuantificación e interpolación. Los dominios de la pareja
espectral de línea (LSP) y la pareja espectral de inmitancia (ISP)
son dos dominios en los cuales puede realizarse eficientemente la
cuantificación y la interpolación. Los 16 coeficientes del filtro
LP, a_{j}, pueden ser cuantificados en el orden de 30 a 50
bits utilizando la cuantificación repartida o de etapas múltiples, o
una combinación de las mismas. El propósito de la interpolación es
permitir la actualización de los coeficientes del filtro LP en cada
subtrama al tiempo que se transmiten una vez por trama, lo cual
mejora el rendimiento del codificador sin aumentar la tasa de bits.
Se cree que la cuantificación e interpolación de los coeficientes
del filtro LP es por otra parte bien conocida por los expertos
ordinarios en la técnica y, consecuentemente, no será descrita con
más detalle en la presente memoria.
Los párrafos siguientes describirán el resto de
las operaciones de codificación realizadas en base a subtramas. En
la descripción siguiente, el filtro A(z) denota el
filtro LP interpolado sin cuantificar de la subtrama, y el filtro
Â(z) indica el filtro LP interpolado cuantificado de la
subtrama.
En los codificadores de análisis por síntesis,
los parámetros óptimos de tono e innovación se buscan minimizando el
error cuadrático medio entre el habla de entrada y el habla
sintetizada en un dominio perceptual ponderado. Esto es equivalente
a hacer mínimo el error entre el habla de entrada ponderada y el
habla de síntesis ponderada.
La señal ponderada s_{w}(n) se
calcula en un filtro 105 de ponderación perceptual.
Tradicionalmente, la señal ponderada s_{w}(n) se
calculaba por medio de un filtro de ponderación que tenía una
función de transferencia W(z) de la forma:
W(z) =
A(z/\gamma_{1}) \ / \ A(z/\gamma_{2}) \ donde \ 0
< \gamma_{2} < \gamma_{1} \leq
1
Como es bien sabido por los expertos ordinarios
en la técnica, en los codificadores de análisis por síntesis (AbS)
de la técnica anterior, el análisis demuestra que el error de
cuantificación es ponderado por una función de transferencia
W^{-1}(z), que es la inversa de la función de
transferencia del filtro 105 de ponderación perceptual. Este
resultado está bien descrito por B.S. Atal y M.R. Schroeder en
"Codificación predecible del habla y criterios subjetivos de
error", en IEEE Transaction ASSP, vol. 27. núm. 3, páginas
247-254 de Junio de 1979. La función de
transferencia W^{-1}(z) presenta algo de la
estructura que forma la señal del habla de entrada. Así, la
propiedad de enmascaramiento del oído humano es explotada
conformando el error de cuantificación de manera que tenga más
energía en las regiones de formación donde estará enmascarado por la
fuerte energía de la señal presente en estas regiones. La cantidad
de ponderación está controlada por los factores \gamma_{1} y
\gamma_{2}.
El filtro 105 de ponderación perceptual
tradicional anterior funciona bien con señales en la banda de
telefonía. Sin embargo, se ha averiguado que este filtro 105 de
ponderación perceptual tradicional no es adecuado para una
ponderación perceptual eficiente de las señales de banda ancha.
También se ha averiguado que el filtro 105 de ponderación perceptual
tradicional tiene limitaciones inherentes para efectuar un modelo de
la estructura de formación y de la inclinación espectral requerida
concurrentemente. La inclinación espectral es más pronunciada en
señales de banda ancha debido al amplio rango dinámico entre bajas y
altas frecuencias. La técnica anterior sugería añadir un filtro de
inclinación en W(z) con el fin de controlar la
inclinación y la ponderación de formación de la señal de entrada de
banda ancha separadamente.
Una solución nueva para este problema es, de
acuerdo con la presente invención, introducir el filtro 103 de
pre-énfasis en la entrada, calcular la A(z) del
filtro LP basándose en el habla pre-enfatizada
s(n), y utilizar una W(z) de filtro
modificado fijando su denominador.
El análisis LP se efectúa en el módulo 104 sobre
la señal pre-enfatizada s(n) para
obtener la A(z) del filtro LP. Además, se utiliza un
nuevo filtro 105 de ponderación perceptual con denominador fijo. Un
ejemplo de la función de transferencia para el filtro 104 de
ponderación perceptual viene dado por la relación siguiente:
W(z) = A
(z/\gamma_{1}) \ / \ (1-\gamma_{2}z^{-1}) \ donde \ 0 <
\gamma_{2} < \gamma_{1} \leq
1
En el denominador se puede utilizar un orden
superior. Esta estructura desacopla sustancialmente la ponderación
de formación de la inclinación.
Obsérvese que debido a que A(z) se
calcula basándose en la señal s(n) del habla
pre-enfatizada, la inclinación del filtro
1/A(z/\gamma_{1}) es menos pronunciada en
comparación con el caso en que A(z) es calculada
basándose en el habla original. Como el de-énfasis se efectúa en el
extremo del descodificador utilizando un filtro que tiene la función
de transferencia:
P^{-1}(z) = 1/(1-\mu
z^{-1}),
el espectro de error de cuantificación toma la
forma que le da un filtro con una función de transferencia
W^{-1}(z)P^{-1}(z). Cuando
\gamma_{2} es fijada igual a \mu, que es el caso típico, el
espectro del error de cuantificación adopta la forma que le da un
filtro cuya función de transferencia es
1/A(z/\gamma_{1}), siendo calculada
A(z) en base a la señal del habla
pre-enfatizada. La escucha subjetiva demostró que
esta estructura para conseguir la conformación del error por
combinación del pre-énfasis y el filtrado de ponderación modificada
es muy eficiente para codificar señales de banda ancha, además de
las ventajas de la facilidad de implantación algorítmica de coma
fija.
Con el fin de simplificar el análisis del tono,
se estima primero un retardo T_{OL} de tono en bucle abierto en el
módulo 106 de búsqueda de tono en bucle abierto, utilizando la señal
s_{W}(n) del habla ponderada. Después, el análisis
de tono en bucle cerrado, que es realizado en el módulo 107 de
búsqueda de tono en bucle cerrado en base a subtramas, queda
restringido alrededor del retardo T_{OL} de tono en bucle abierto
que reduce significativamente la complejidad de la búsqueda de los
parámetros LTP, T y b (retardo de tono y ganancia de
tono). El análisis de tono en bucle abierto se realiza usualmente en
el módulo 106 una vez cada 10 ms (dos subtramas) utilizando técnicas
bien conocidas por los expertos ordinarios en la técnica.
Se calcula primero el vector objetivo x
para el análisis LTP (Predicción a largo plazo). Esto se hace
usualmente restando la respuesta s_{0} de entrada cero del
filtro W(z)/Â(z) de síntesis ponderado a partir de la
señal s_{W}(n) del habla ponderada. Esta respuesta
s_{0} de entrada cero se calcula por medio de un calculador
108 de respuestas de entrada cero. Más específicamente, el vector
objetivo x se calcula utilizando la relación siguiente:
x = s_{W} -
s_{0}
donde x es el vector objetivo
N-dimensional, s_{W} es el vector del habla
ponderado en la subtrama, y s_{0} es la respuesta de
entrada cero del filtro W(z)/Â(z), que es la salida
del filtro combinado W(z)Â(z) debido a sus estados
iniciales. El calculador 108 de respuestas de entrada cero origina
respuestas al filtro LP interpolado cuantificado Â(z) a
partir del análisis LP, del calculador 104 de cuantificación e
interpolación y a los estados iniciales del filtro
W(z)Â(z) de síntesis ponderado almacenado en el módulo
111 de memoria, para calcular la respuesta s_{0} de entrada
cero (que es la parte de la respuesta debida a los estados iniciales
según se determinan al fijar las entradas igual a cero) del filtro
W(z)Â(z). Esta operación es bien conocida por los
expertos ordinarios en la técnica y, consecuentemente, no será
descrito con más
detalle.
Naturalmente, pueden utilizarse enfoques
matemáticamente equivalentes para calcular el vector objetivo
x.
En el generador 109 de respuestas de impulsos se
calcula un vector N-dimensional h de respuesta de
impulsos del filtro de síntesis ponderado W(z)Â(z),
utilizando los coeficientes A(z) y Â(z) del
filtro LP a partir del módulo 104. Nuevamente, esta operación es
bien conocida por los expertos ordinarios en la técnica y,
consecuentemente, no será descrita con más detalles en la presente
memoria.
Los parámetros b, T y j del tono de
bucle cerrado (o libro de código del tono) son calculados en el
módulo 107 de búsqueda de tono en bucle cerrado, que utiliza el
vector objetivo x, el vector h de respuesta de
impulsos y el retardo T_{OL} de tono en bucle abierto como
entradas. Tradicionalmente, la predicción del tono ha sido
representada por un filtro de tonos que tiene la siguiente función
de transferencia:
1 \ / \
(1-bz^{-T})
donde b es la ganancia de tono y T
es el retardo o retraso del tono. En este caso, la contribución del
tono a la señal u(n) de excitación viene dada por
bu(n-T), donde la excitación total
viene dada
por
u(n) =
bu(n-T) +
gc_{k}(n)
siendo g la ganancia del libro de código
innovador y c_{k}(n) el vector de código innovador
en el índice
k.
Esta representación tiene limitaciones si el
retardo T del tono es más corto que la longitud N de
la subtrama. En otra representación, la contribución del tono puede
ser vista como un libro de código de tono que contiene la señal de
excitación anterior. Generalmente, cada vector del libro de código
de tono es una versión desplazada en uno del vector anterior
(descartando una muestra y añadiendo una nueva muestra). Para
retardos de tono T > N, el libro de código de tono es
equivalente a la estructura de filtro
(1/(1-bz^{-T}), y un vector
v_{T}(n) del libro de código de tono con el retardo
de tono T viene dado por
v_{T}(n) =
u(n-T),
\hskip2cmn = 0,...N-1
Para retardos T de tono más cortos que
N, se construye un vector v_{T}(n) repitiendo
las muestras disponibles a partir de la excitación anterior hasta
que se completa el vector (esto no es equivalente a la estructura
del filtro).
En codificadores recientes, se utiliza una
resolución de tono más alta que mejora significativamente la calidad
de los segmentos de sonidos de voz. Esto se consigue haciendo un
sobre-muestreo de la señal de excitación anterior
utilizando filtros de interpolación de varias fases. En este caso,
el vector v_{T}(n) corresponde usualmente a una
versión interpolada de la excitación anterior, siendo el retardo
T de tono un retardo no entero (por ejemplo, 50,25).
La búsqueda de tono consiste en encontrar el
mejor retardo T de tono y la mejor ganancia b que
hagan mínimo el error cuadrático medio ponderado E entre el
vector objetivo x y la excitación filtrada anterior con
escala modificada. El error E viene expresado por:
E = | |
x-by_{T} | |
^{2}
donde y_{T} es el vector de código de tono
filtrado con el retardo de tono
T:
y_{T}(n) = v_{T} (n)
\text{*} h (n) = \sum\limits^{n}_{i = 0} v_{T} (i) h (n - i) ,
\hskip2cmn = 0,..., N-1
Puede demostrarse que el error E se hace mínimo
haciendo máximo el criterio de búsqueda
C = \frac{x^{t} \
y_{T}}{\sqrt{y^{t}_{T} \
y_{T}}}
donde t indica la transposición del
vector.
En el modo de realización preferido de la
presente invención, se utiliza una resolución de tono de 1/3 de
sub-muestra, y la búsqueda de tono (libro de código
de tono) está compuesta por tres etapas.
En la primera etapa, se estima el retardo
T_{OL} de tono en bucle abierto en el módulo 106 de
búsqueda de tono en bucle abierto, como respuesta a la señal
s_{w}(n) del habla ponderada. Como se ha indicado en
la descripción precedente, este análisis del tono en bucle abierto
se realiza usualmente una vez cada 10 ms (dos subtramas) utilizando
técnicas bien conocidas para los expertos ordinarios en la
técnica.
En la segunda etapa, se busca el criterio
C de búsqueda en el módulo 107 de búsqueda de tono de bucle
cerrado para retardos de tono enteros alrededor del retardo estimado
T_{OL} de tono en bucle abierto (usualmente \pm5), que
simplifica significativamente el procedimiento de búsqueda. Se
utiliza un procedimiento sencillo para actualizar el vector de
código filtrado y_{T} sin necesidad de calcular le
convolución para cada retardo de tono.
Una vez encontrado un retardo entero óptimo en la
segunda etapa, una tercera etapa de la búsqueda (módulo 107)
comprueba las fracciones alrededor de ese retardo de tono entero
óptimo.
Cuando el predictor de tono está representado por
un filtro de la forma 1/(1-bz^{-T}), que es
una suposición válida para retardos de tono T > N, el
espectro del filtro de tono presenta una estructura armónica en todo
el rango de frecuencias, con una frecuencia armónica relacionada con
1/T. En el caso de señales de banda ancha, esta estructura no
es muy eficiente ya que la estructura armónica en las señales de
banda ancha no cubre todo el espectro ampliado. La estructura
armónica existe solamente hasta una cierta frecuencia, dependiendo
del segmento del habla. Así, con el fin de conseguir una
representación eficiente de la contribución del tono en los
segmentos de voz del habla de banda ancha, el filtro de predicción
de tono necesita tener la flexibilidad de variar la cantidad de
periodicidad en todo el espectro de banda ancha.
En la presente memoria se describe un nuevo
método que consigue un modelo eficaz de estructura armónica del
espectro del habla en las señales de banda ancha, por el cual se
aplican varias formas de filtros de paso-bajo a la
excitación anterior y se selecciona el filtro con ganancia de
predicción más alta.
Cuando se utiliza la resolución de tono de una
sub-muestra, pueden incorporarse los filtros de
paso-bajo en los filtros de interpolación utilizados
para obtener la resolución de tono más alta. En este caso, la
tercera etapa de la búsqueda de tono, en la cual se comprueban las
fracciones alrededor del retardo de tono entero elegido, se repite
para los distintos filtros de interpolación que tienen
características diferentes de paso-bajo y se
selecciona la fracción y el índice del filtro que hace máximo el
criterio C de búsqueda.
Un enfoque más sencillo es completar la búsqueda
en las tres etapas descritas anteriormente para determinar el
retardo fraccionario óptimo de tono utilizando solamente un filtro
de interpolación con una cierta respuesta de frecuencias, y
seleccionar la forma óptima del filtro paso-bajo al
final, aplicando los distintos filtros paso-bajo
predeterminados al vector v_{T} del libro de código de tono
elegido y seleccionando el filtro de paso-bajo que
hace mínimo el error de predicción de tono. Este enfoque se describe
en detalle a continuación.
La figura 3 ilustra un diagrama esquemático de
bloques de un modo de realización preferido del enfoque
propuesto.
En el módulo 303 de memoria, se almacena la señal
u(n), n > 0, de la excitación anterior. El módulo
301 de búsqueda del libro de código de tono origina respuestas al
vector objetivo x, al retardo T_{OL} de tono en
bucle abierto y a la señal u(n), n > 0 , de la
excitación anterior, procedente del módulo 303 de memoria para
llevar a cabo una búsqueda del libro de código de tono (libro de
código de tono) que haga mínimo el criterio C de búsqueda
definido anteriormente. A partir del resultado de la búsqueda
llevada a cabo en el módulo 301, el módulo 302 genera el vector
óptimo v_{T} del libro de código de tono. Obsérvese que
como se utiliza una resolución de tono de
sub-muestra (tono fraccionario), la señal de
excitación anterior u(n), n < 0, es interpolada y
el vector v_{T} del libro de código de tono corresponde a
la señal de excitación anterior interpolada. En este modo de
realización preferido, el filtro de interpolación (en el módulo 301,
pero no ilustrado), tiene una característica de filtro de
paso-bajo que elimina el contenido de frecuencias
por encima de 7000 Hz.
En un modo de realización preferido, se utilizan
las características del filtro K; estas características de
filtro podrían ser características de filtro de
paso-bajo o de paso-banda. Una vez
determinado el vector de código óptimo v_{T} y suministrado
al generador 302 de vectores de código de tono, se calculan K
versiones filtradas de v_{T}, respectivamente, utilizando
K filtros de conformación de frecuencias diferentes tales
como 305^{(j)}, donde j = 1,2,...,K. Estas versiones
filtradas se denotan como v_{f}^{(j)}, donde j =
1,2,...,K. Los diferentes vectores v_{f}^{(j)} sufren
una convolución en los respectivos módulos 304^{(j)}, donde
j = 1,2,...,K, con la respuesta h de impulsos para obtener
los vectores y^{(j)} donde j = 1,2,...,K. Para
calcular el error cuadrático medio de predicción de tono para cada
vector y^{(j)}, el valor y^{(j)} es multiplicado
por la ganancia b por medio de un amplificador
correspondiente 307^{(j)}y el valor by^{(j)} es restado
del vector objetivo x por medio de un restador
correspondiente 308^{(j)}. El selector 309 selecciona el filtro
305^{(j)} de conformación de frecuencia que hace mínimo el error
cuadrático medio de predicción de tono.
e^{(j)} = | |
x-b^{(j)}y^{(j)} | | ^{2},
\hskip2cmj = 1, 2, ..., K
Para calcular el error cuadrático medio e^{(j)}
de predicción de tono para cada valor de y^{(j)}, el valor
de y^{(j)} es multiplicado por la ganancia b por
medio de un correspondiente amplificador 307^{(j)} y el valor
b^{(j)}y^{(j)} es restado del vector objetivo
x por medio de los restadores 308^{(j)}. Cada ganancia
b^{(j)} es calculada en un correspondiente calculador
306^{(j)} de ganancia en asociación con el filtro de conformación
de frecuencia en el índice j, utilizando la relación
siguiente:
b^{(j)} = x^{t}y^{(j)} / | |
y^{(j)} | |
^{2}
En el selector 309, se eligen los parámetros
b, T y j basándose en el v_{T} o
v_{f}^{(j)} que hace mínimo el error cuadrático medio
e de predicción del tono.
Volviendo a hacer referencia a la figura 1, el
índice T del libro de código de tono es codificado y
transmitido al multiplexor 112. La ganancia b del tono es
cuantificada y transmitida al multiplexor 112. Con este nuevo
enfoque, se necesita información adicional para codificar el índice
j del filtro de conformación de frecuencia seleccionado en el
multiplexor 112. Por ejemplo, si se utilizan tres filtros, (j =
0, 1, 2, 3), se necesitan dos bits para representar esta
información. La información j del índice del filtro puede ser
codificada también conjuntamente con la ganancia b del
tono.
Una vez que el tono, o los parámetros LTP
(Predicción a largo plazo) b, T y j están
determinados, el paso siguiente es buscar la excitación innovadora
óptima por medio del módulo 110 de búsqueda de la figura 1. En
primer lugar, se actualiza el vector objetivo x restando la
contribución LTP:
x' = x -
by_{T}
donde b es la ganancia de tono e y_{T}
es el vector del libro de código de tono filtrado (la excitación
anterior con retardo T filtrada con el filtro
paso-bajo seleccionado y en convolución con la
respuesta h de impulsos descrita con referencia a la figura
3).
El procedimiento de búsqueda en CELP se realiza
buscando el vector de código c_{k} de excitación óptimo y
la ganancia g que hacen mínimo el error cuadrático medio
entre el vector objetivo y el vector de código filtrado con escala
modificada
E =
||x'-gHc_{k}||^{2}
donde H es una matriz de convolución
triangular inferior obtenida del vector h de respuesta de
impulsos.
En el modo de realización preferido de la
presente invención, la búsqueda del libro de código innovador se
realiza en el módulo 110 por medio de un libro de código algebraico
según se describe en las patentes de Estados Unidos núms. 5.444.816
(Adoul y otros) publicada el 22 de Agosto de 1995; 5.699.482,
concedida a Adoul y otros el 17 de Diciembre de 1997; 5.754.976
concedida a Adoul y otros el 19 de Mayo de 1998 y 5.701.392 (Adoul y
otros) con fecha 23 de Diciembre de 1997.
Una vez el vector de código c_{k} de
excitación óptimo y su ganancia g son elegidas por el módulo
110, el índice k del libro de código y la ganancia g
son codificadas y transmitidas al multiplexor 112.
Haciendo referencia a la figura 1, los parámetros
b, T, j, Â(z), k y g son multiplexados a través del
multiplexor 112 antes de ser transmitidos a través de un canal de
comunicaciones.
En el módulo 111 de memoria (figura 1), los
estados del filtro de síntesis ponderado W(z)/Â(z) son
actualizados filtrando la señal de excitación u = gc_{k} +
bv_{T} a través del filtro de síntesis ponderado. Tras este
filtrado, los estados del filtro son memorizados y utilizados en la
siguiente subtrama como estados iniciales para calcular la respuesta
de entrada cero en el módulo calculador 108.
Como en el caso del vector objetivo x,
pueden utilizarse otras alternativas matemáticamente equivalentes
bien conocidas por los expertos ordinarios en la técnica para
actualizar los estados del filtro.
El dispositivo 200 de descodificación del habla
de la figura 2 ilustra los diversos pasos llevados a cabo entre la
entrada digital 222 (cadena de entrada al desmultiplexor 217) y el
habla muestreada de salida 223 (salida del sumador 221).
El desmultiplexor 217 extrae los parámetros del
modelo de síntesis de la información binaria recibida desde un canal
de entrada digital. De cada trama binaria recibida, los parámetros
extraídos son:
- los parámetros de predicción de corta duración
(STP) Â(z) (una vez por trama);
- los parámetros de predicción a largo plazo
(LTP) T, b y j (para cada subtrama); y
- el índice k del libro de código de
innovación y la ganancia g (para cada subtrama).
La señal del habla en curso es sintetizada
basándose en estos parámetros como será explicado a
continuación.
El libro de código innovador 218 origina
respuestas al índice k para generar el vector de código
innovador c_{k}, cuya escala se modifica por el factor de ganancia
g descodificado a través de un amplificador 224. En el modo
de realización preferido, se utiliza un libro de código innovador
218 como se describe en las patentes de Estados Unidos antes
mencionadas 5.444.816, 5.699.482, 5.754.976 y 5.701.392, para
representar el vector de código innovador c_{k}.
El vector de código innovador gc_{k}
generado, en la salida del amplificador 224, es procesado a través
del filtro de innovación 205.
El vector de código con escala modificada
generado en la salida del amplificador 224 es procesado a través del
aumentador 205 de tono dependiente de la frecuencia.
Al aumentar la periodicidad de la señal u
de excitación se mejora la calidad en el caso de segmentos de voz.
Esto se hizo en el pasado filtrando el vector de innovación del
libro de código innovador (libro de código fijo) 218 a través de un
filtro de la forma
1/(1-\varepsilonbz^{-T}) donde
\varepsilon es un factor por debajo de 0,5 que controla la
cantidad de periodicidad introducida. Esta solución es menos eficaz
en el caso de señales de banda ancha ya que introduce periodicidad
en todo el espectro. Se divulga una nueva solución alternativa, que
es parte de la presente invención, por la que el aumento de la
periodicidad se consigue filtrando el vector de código innovador
c_{k} del libro de código innovador (fijo) a través de un filtro
205 de innovación (F(z)) cuya respuesta de frecuencias
enfatiza más las frecuencias más altas que las frecuencias más
bajas. Los coeficientes de F(z) están relacionados
con la cantidad de periodicidad de la señal u de
excitación.
Hay disponibles muchos métodos conocidos para los
expertos ordinarios en la técnica para obtener coeficientes de
periodicidad válidos. Por ejemplo, el valor de la ganancia b
proporciona una indicación de la periodicidad. Es decir, si la
ganancia b está próxima a 1, la periodicidad de la señal
u de excitación es alta, y si la ganancia b es menor
que 0,5, la periodicidad es baja.
Otra forma eficaz de obtener los coeficientes del
filtro F(z) utilizados en un modo de realización
preferido, es relacionarlos con la cantidad de contribución del tono
en la señal total u de excitación. Esto da como resultado una
respuesta de frecuencias que depende de la periodicidad de la
subtrama, donde las frecuencias más altas son enfatizadas con mayor
fuerza (pendiente global más fuerte) para ganancias de tono más
altas. El filtro 205 de innovación tiene el efecto de disminuir la
energía del vector de código innovador c_{k} a frecuencias
bajas cuando la señal u de excitación es más periódica, lo
cual aumenta más la periodicidad de la señal u de excitación
a frecuencias más bajas que a las frecuencias más altas. Las formas
sugeridas del filtro 205 de innovación son
(1) \ \ F(z) =
1 - \sigma z^{-1} ,
\hskip0.5cmo \ \ bien
\hskip0.5cm(2) \ \ F(z) = - \alpha z + 1- \alpha z^{-1}
donde \sigma y \alpha son factores de
periodicidad obtenidos a partir del nivel de periodicidad de la
señal u de
excitación.
La segunda forma de tres términos de
F(z) se utiliza en un modo de realización preferido.
El factor \alpha de periodicidad es calculado en el generador 204
de factores de voz. Pueden utilizarse varios métodos para obtener el
factor \alpha de periodicidad de la señal u de excitación.
A continuación se presentan dos métodos.
Método
1
Se calcula primero la relación de la contribución
del tono a la señal u de excitación total en el generador 204
de factores de voz por medio de
R_{p} =
\frac{b^{2}{v_{T}{}^{t}} \ v_{T}}{u^{t} \ u} =
\frac{b^{2}\sum\limits^{N-1}_{n =
0}v^{2}_{T}(n)}{\sum\limits^{N-1}_{n =
0}u^{2}(n)}
donde v_{T} es el vector de código de
tono, b es la ganancia de tono y u es la señal de
excitación entregada en la salida del sumador 219
por
u = gc_{k} +
bv_{T}
Obsérvese que el término bv_{T} tiene su
fuente en el libro de código del tono (libro de código del tono) 201
como respuesta al retardo T del tono y el valor anterior de
u almacenado en la memoria 203. El vector de código de tono
v_{T} del libro de código 201 de tono es procesado después
a través de un filtro de paso-bajo 202 cuya
frecuencia de corte es ajustada por medio del índice j del
desmultiplexor 217. El vector de código v_{T} resultante es
multiplicado después por la ganancia b del desmultiplexor 217
a través de un amplificador 226 para obtener la señal
bv_{T}.
El factor \alpha se calcula en el generador 204
de factores de voz por medio de
\alpha = qR_{p} \ limitado \
por \ \alpha <
q
donde q es un factor que controla la
cantidad de aumento (q es fijado en 0,25 en este modo de
realización
preferido).
Método
2
A continuación se describe otro método utilizado
en un modo de realización preferido de la invención para calcular el
factor \alpha de periodicidad.
En primer lugar, se calcula un factor r_{v}
de voz en el generador 204 de factores de voz por medio de
r_{v} = (E_{v} - E_{c}) \ /
\ (E_{v} +
E_{c})
donde E_{v} es la energía del vector de
código bv_{T} de tono con escala modificada y
E_{c} es la energía del vector de código innovador
gc_{k} con escala modificada. Es
decir
E_{v} = b^{2}v_{T}^{t}v_{T}
= b^{2}\sum\limits^{N-1}_{n =
0}v_{T}{}^{2}(n)
y
E_{C} = g^{2}c_{k}^{t}c_{k}
= g^{2}\sum\limits^{N-1}_{n =
0}C_{k}{}^{2}(n)
Obsérvese que el valor de r_{v} cae
entre -1 y 1 (1 corresponde a señales puras de voz y -1 corresponde
a señales puras sin voz).
En este modo de realización preferido, el factor
\alpha se calcula después en el generador 204 de factores de voz
por medio de
\alpha = 0,125 \ (1 +
r_{v})
que corresponde a un valor de 0 para señales
puras no de voz y a 0,25 para señales puras de
voz.
En la primera forma de dos términos de
F(z), el factor \sigma de periodicidad puede ser
aproximado utilizando \sigma = 2\alpha en los métodos 1 y 2
anteriores. En tal caso, el factor \sigma de periodicidad se
calcula como sigue en el método 1 anterior:
\sigma = 2qR_{p} \ limitado
\ por \ \sigma <
2q.
En el método 2, el factor \sigma de
periodicidad se calcula como sigue:
\sigma = 0,25 \ (1 +
r_{v}).
La señal aumentada c_{f} se calcula por
tanto filtrando el vector de código innovador gc_{k} a
través del filtro 205 de innovación (F(z)).
La señal u' de excitación aumentada es
calculada por el sumador 220 como:
u' = c_{f} +
bv_{T}
Obsérvese que este proceso no se realiza en el
codificador 100. Por tanto, es esencial actualizar el contenido del
libro de código 201 de tono utilizando la señal u de
excitación sin aumentar para mantener el sincronismo entre el
codificador 100 y el descodificador 200. Por tanto, la señal
u de excitación se utiliza para actualizar la memoria 203 del
libro de código 201 de tono y la señal u' de excitación
aumentada se utiliza en la entrada del filtro de síntesis 206 de
LP.
La señal sintetizada s' se calcula filtrando la
señal u' de excitación aumentada a través del filtro de
síntesis 206 de LP que tiene la forma 1/Â(z), donde
Â(z) es el filtro LP interpolado en la subtrama en curso.
Como puede verse en la figura 2, los coeficientes de LP
cuantificados Â(z) en la línea 225 del desmultiplexor 217 son
suministrados al filtro de síntesis 206 de LP para ajustar
consecuentemente los parámetros del filtro de síntesis 206 de LP. El
filtro 207 de de-énfasis es la inversa del filtro 103 de pre-énfasis
de la figura 1. La función de transferencia del filtro 207 de
de-énfasis viene dada por
D(z) = 1 \ / \ (1 -
\mu
z^{-1})
donde \mu es un factor de pre-énfasis con un
valor situado entre 0 y 1 (un valor típico es \mu = 0,7). También
podría usarse un filtro de orden
superior.
El vector s' se filtra a través del filtro
D(z) de de-énfasis (módulo 207) para obtener el vector
s_{d}, que se hace pasar a través del filtro 208 de
paso-alto para eliminar las frecuencias no deseadas
por debajo de 50 Hz y obtener así s_{h}.
El módulo 209 de sobre-muestreo
lleva a cabo el proceso inverso del módulo 101 de muestreo reducido
de la figura 1. En este modo de realización preferido, el
sobre-muestreo convierte la tasa de muestreo de 12,8
kHz a la tasa de muestreo original de 16 kHz, utilizando técnicas
bien conocidas para los expertos ordinarios en la técnica. La señal
de síntesis sobre-muestreada se denota como
\hat{s}. La señal \hat{s} es denominada también señal intermedia
de banda ancha sintetizada.
La señal \hat{s} de síntesis
sobre-muestreada no contiene los componentes de
frecuencias más altas que se perdieron en el proceso de muestreo
reducido (módulo 101 de la figura 1) en el codificador 100. Esto
confiere una percepción de paso-bajo a la señal del
habla sintetizada. Para restaurar la banda completa de la señal
original, se divulga un procedimiento de generación de alta
frecuencia. Este procedimiento se efectúa en los módulos 210 a 216,
y en el sumador 221, y requiere la entrada del generador 204 de
factores de voz (figura 2).
En este nuevo enfoque, el contenido de alta
frecuencia es generado rellenando la parte superior del espectro con
un ruido blanco con modificación de escala apropiada en el dominio
de la excitación, convertido después al dominio del habla,
preferiblemente conformándolo con el mismo filtro de síntesis LP
utilizado para sintetizar la señal de muestreo reducido
\hat{s}.
Se describe a continuación el procedimiento de
generación de alta frecuencia de acuerdo con la invención.
El generador 213 de ruido aleatorio genera una
secuencia w' de ruido blanco con un espectro plano en toda la
anchura de banda de frecuencias, utilizando técnicas bien conocidas
por los expertos ordinarios en la técnica. La secuencia generada es
de longitud N' que es la longitud de la subtrama en el
dominio original. Obsérvese que N es la longitud de la subtrama en
el dominio del muestreo reducido. En este modo de realización
preferido, N = 64 y N' = 80, lo cual corresponde a 5
ms.
La escala de la secuencia de ruido blanco se
modifica apropiadamente en el módulo 214 de ajuste de ganancia. El
ajuste de ganancia comprende los pasos siguientes. En primer lugar
se fija la energía de la secuencia w' de ruido generado igual
a la energía de la señal u' de excitación aumentada calculada
por un módulo 210 de cálculo de energía, y la secuencia de ruido
resultante con escala modificada viene dada por
w(n) =
w{'}(n)\sqrt{\frac{\sum\limits^{N-1}_{n =
0}u{'}^{2}(n)}{\sum\limits^{N'-1}_{n = 0}
w{'}^{2}(n)}},
\hskip2cmn = 0,...,N{'}-1
El segundo paso en la modificación de escala de
la ganancia es tener en cuenta el contenido de altas frecuencias de
la señal sintetizada en la salida del generador 204 de factores de
voz, de manera que se reduce la energía del ruido generado en el
caso de segmentos de voz (donde hay presente menos energía en altas
frecuencias en comparación con los segmentos sin voz). En este modo
de realización preferido, la medición del contenido de alta
frecuencia se realiza midiendo la inclinación de la señal de
síntesis a través de un calculador espectral 212 de inclinación y
reduciendo la energía de manera consecuente. Pueden utilizarse
igualmente otras medidas tales como las medidas del cruce con cero.
Cuando la inclinación es muy fuerte, lo cual corresponde a segmentos
de voz, la energía del ruido se reduce aún más. El factor de
inclinación se calcula en el módulo 212 como el primer coeficiente
de correlación de la señal s_{h} de síntesis y viene dada
por:
inclinación =
\frac{\sum\limits^{N-1}_{n = 1}S_{h} (n) S_{h} \
(n - 1)}{\sum\limits^{N - 1}_{n = 0} S_{h}{}^{2} \ (n)},
condicionada \ por \ inclinación \geq 0 \ e \ inclinación \geq
r_{v},
donde el factor de voz r_{v} viene dado
por
r_{v} = (E_{v} - E_{c}) \ /
\ (E_{v} +
E_{c})
donde E_{v} es la energía del vector de
código bv_{T} de tono con escala modificada y
E_{c} es la energía del vector de código innovador
gc_{k} con escala modificada, como se ha descrito
anteriormente. El factor de voz r_{v} es muy frecuentemente
menor que la inclinación pero esta condición fue introducida
por precaución contra los tonos de alta frecuencia donde el valor de
la inclinación es negativo y el valor de r_{v} es alto. Por
tanto, esta condición reduce la energía del ruido para tales señales
de
tono.
El valor de la inclinación es 0 en el caso de
espectro plano y 1 en el caso de señales con contenido fuerte de
voz, y es negativo en el caso de señales sin voz donde hay más
energía presente a altas frecuencias.
Pueden utilizarse distintos métodos para obtener
el factor de modificación de escala g_{t} a partir de la
cantidad de contenido de altas frecuencias. En esta invención, se
ofrecen dos métodos basándose en la inclinación de la señal descrita
anteriormente.
El factor de modificación de escala
g_{t} se obtiene de la inclinación por medio de
g_{t} = 1 - inclinación \
limitado \ por \ 0,2 \leq g_{t} \leq
1,0
Para señales con fuerte contenido de voz donde la
inclinación se aproxima a 1, g_{t} es 0,2 y para señales
sin un fuerte contenido de voz, g_{t} toma el valor
1,0.
Se restringe primero el factor g_{t} de
inclinación para que sea mayor o igual que cero, después se obtiene
el factor de modificación de escala a partir de la inclinación por
medio de:
g_{t} = 10^{-0,6 \
inclinación}
La secuencia w_{g} de ruido con escala
modificada generada en el módulo 214 de ajuste de ganancia viene
dada por tanto por:
w_{g} = g_{t} \
w.
Cuando la inclinación está próxima a cero, el
factor g_{t} de modificación de escala está próximo a 1, lo
cual no da como resultado una reducción de la energía. Cuando el
valor de la inclinación es 1, el factor g_{t} de
modificación de escala da como resultado una reducción de 12dB en la
energía del ruido generado.
Una vez que la escala del ruido se ha modificado
apropiadamente (w_{g}), se lleva al dominio del habla
utilizando el conformador espectral 215. En el modo de realización
preferido, esto se consigue filtrando el ruido w_{g} a
través de una versión ampliada de anchura de banda del mismo filtro
de síntesis de LP utilizado en el dominio de muestreo reducido
(1/Â(z/0,8)). Los correspondientes coeficientes del filtro de
LP de anchura de banda ampliada son calculados en el conformador
espectral 215.
La secuencia filtrada w_{f} de ruido con
escala modificada es filtrada después en banda de paso para el rango
de frecuencias requerido que ha de restaurarse utilizando el filtro
216 de paso-banda. En el modo de realización
preferido, el filtro 216 de paso-banda restringe la
secuencia de ruido al rango de frecuencias de
5,6-7,2 kHz. La secuencia resultante z de
ruido filtrado de paso-banda es sumada en el sumador
221 con la señal \hat{s} de habla sintetizada con
sobre-muestreo para obtener la señal final
reconstruida s_{out} en la salida 223.
Aunque la presente invención ha sido descrita en
lo que antecede a manera de modo de realización preferido de la
misma, este modo de realización puede modificarse a voluntad, dentro
del alcance de las reivindicaciones anexas. Aún cuando el modo de
realización preferido describe el uso de señales de habla de banda
ancha, será obvio para los expertos en la técnica que la invención
del objeto está dirigida también a otros modos de realización que
utilizan señales de banda ancha en general y que no está
necesariamente limitada a aplicaciones del habla.
Claims (49)
1. Un dispositivo de ponderación perceptual para
generar una señal perceptualmente ponderada como respuesta a una
señal de banda ancha con el fin de reducir una diferencia entre una
señal ponderada de banda ancha y una señal de banda ancha ponderada
sintetizada posteriormente, comprendiendo dicho dispositivo de
ponderación perceptual:
a) un filtro (103) de pre-énfasis de señales que
responde a la señal de banda ancha para reforzar el contenido de
alta frecuencia de la señal de banda ancha para generar así una
señal (S) pre-enfatizada;
b) un calculador (104) de filtro de síntesis que
responde a dicha señal pre-enfatizada para generar
coeficientes (A(z)) del filtro de síntesis; y
c) un filtro (105) de ponderación perceptual, que
responde a dicha señal (S) pre-enfatizada y a
dichos coeficientes (A(z)) del filtro de síntesis, para
filtrar dicha señal pre-enfatizada en relación con
dichos coeficientes del filtro de síntesis para generar así la señal
(S_{w}) ponderada perceptualmente; teniendo dicho filtro de
ponderación perceptual una función de transferencia con un
denominador fijo por lo que la ponderación de dicha señal de banda
ancha en una región de formación está sustancialmente desacoplada de
una inclinación espectral de dicha señal de banda ancha.
2. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se ha definido en la reivindicación 1, en el que dicho filtro de
pre-énfasis de señales tiene una función de transferencia de la
forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
3. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se define en la reivindicación 2, en el que dicho factor \mu de
pre-énfasis es 0,7.
4. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se define en la reivindicación 2, en el que dicho filtro de
ponderación perceptual tiene una función de transferencia de la
forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
5. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se define en la reivindicación 4, donde \gamma_{2} se fija igual
a \mu.
6. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se define en la reivindicación 1, en el que dicho filtro de
ponderación perceptual tiene una función de transferencia de la
forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
7. Un dispositivo de ponderación perceptual como
se define en la reivindicación 6, donde \gamma_{2} se fija igual
a \mu.
8. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente como respuesta a una señal de banda ancha con el fin
de reducir una diferencia entre una señal de banda ancha ponderada y
una señal de banda ancha ponderada sintetizada posteriormente,
comprendiendo dicho método:
a) filtrar la señal de banda ancha para generar
una señal pre-enfatizada con un contenido reforzado
de alta frecuencia;
b) calcular, a partir de dicha señal
pre-enfatizada, coeficientes del filtro de síntesis;
y
c) filtrar dicha señal
pre-enfatizada en relación con dichos coeficientes
del filtro de síntesis para generar así una señal de habla ponderada
perceptualmente, donde dicho filtrado comprende el tratamiento de la
señal de pre-énfasis a través de un filtro de ponderación perceptual
que tiene una función de transferencia con denominador fijo, por lo
que la ponderación de dicha señal de banda ancha en una región de
formación está sustancialmente desacoplada de la inclinación
espectral de dicha señal de banda ancha.
9. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente, como se define en la reivindicación 8, en el que el
filtrado de dicha señal de banda ancha comprende el filtrado a
través de una función de transferencia de la forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
10. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente como se define en la reivindicación 9, en el que
dicho factor \mu de pre-énfasis es 0,7.
11. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente como se define en la reivindicación 9, en el que
dicho filtro de ponderación perceptual tiene una función de
transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
12. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente como se define en la reivindicación 11, donde
\gamma_{2} se fija igual a \mu.
13. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente, como se define en la reivindicación 8, en el que
dicho filtro de ponderación perceptual tiene una función de
transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
14. Un método para generar una señal ponderada
perceptualmente como se define en la reivindicación 13, donde
\gamma_{2} se fija igual a \mu.
15. Un codificador para codificar una señal de
banda ancha que comprende:
a) un dispositivo de ponderación perceptual como
se ha descrito en la reivindicación 1;
b) un dispositivo de búsqueda del libro de código
de tono que responde a dicha señal ponderada perceptualmente para
generar parámetros de libro de código de tono y un vector innovador
objetivo de búsqueda;
c) un dispositivo de búsqueda de libro de código
innovador, que responda a los coeficientes del filtro de síntesis y
al vector innovador objetivo de búsqueda, para generar parámetros
del libro de código innovador; y
d) un dispositivo de formación de la señal para
generar una señal de banda ancha codificada que comprende dichos
parámetros del libro de código de tono, dichos parámetros del libro
de código innovador y dichos coeficientes del filtro de
síntesis.
16. Un codificador como se ha definido en la
reivindicación 15, en el que dicho filtro de señal de pre-énfasis
tiene una función de transferencia de la forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
17. Un codificador como se define en la
reivindicación 16, en el que dicho factor \mu de pre-énfasis es
0,7.
18. Un codificador como se define en la
reivindicación 16, en el que dicho filtro de ponderación perceptual
tiene una función de transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
19. Un codificador como se define en la
reivindicación 18, donde \gamma_{2} se fija igual a \mu.
20. Un codificador como se define en la
reivindicación 15, en el que dicho filtro de ponderación perceptual
tiene una función de transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
21. Un codificador como se define en la
reivindicación 20, donde \mu se fija igual a \gamma_{2}.
22. Un sistema de comunicaciones celulares para
dar servicio a un área geográfica grande dividida en una pluralidad
de células, que comprende:
- a)
- unidades móviles transmisoras/receptoras;
- b)
- estaciones base celulares situadas respectivamente en dichas células;
- c)
- un terminal de control para controlar la comunicación entre las estaciones base celulares;
- d)
- un subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas entre cada unidad móvil situada en una célula y la estación base celular de dicha célula, comprendiendo este subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas, tanto en la unidad móvil como en la estación base celular:
- i)
- un transmisor que incluye un codificador para codificar una señal de banda ancha como se ha descrito en la reivindicación 15 y un circuito de transmisión para transmitir la señal de banda ancha codificada; y
- ii)
- un receptor que incluye un circuito receptor para recibir una señal de banda ancha codificada trasmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda ancha codificada recibida.
23. Un sistema de comunicaciones celulares como
se ha definido en la reivindicación 22, en el que dicho filtro de
pre-énfasis de la señal tiene una función de transferencia de la
forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
24. Un sistema de comunicaciones celulares como
se define en la reivindicación 23, en el que dicho factor \mu de
pre-énfasis es 0,7.
25. Un sistema de comunicaciones celulares como
se define en la reivindicación 23, en el que dicho filtro de
ponderación perceptual tiene una función de transferencia de la
forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
26. Un sistema de comunicaciones celulares como
se define en la reivindicación 25, donde \mu se fija igual a
\gamma_{2}.
27. Un sistema de comunicaciones celulares como
se define en la reivindicación 22, en el que dicho filtro de
ponderación perceptual tiene una función de transferencia de la
forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
28. Un sistema de comunicaciones celulares como
se define en la reivindicación 27, donde \gamma_{2} se fija
igual a \mu.
29. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora que comprende:
a) un transmisor que incluye un codificador para
codificar una señal de banda ancha como se ha descrito en la
reivindicación 15, y un circuito de transmisión para transmitir la
señal de banda ancha codificada; y
b) un receptor que incluye un circuito de
recepción para recibir una señal de banda ancha codificada
transmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda
ancha codificada recibida.
30. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se ha definido en la reivindicación 29,
en la que dicho filtro de pre-énfasis de la señal tiene una función
de transferencia de la forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
31. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se define en la reivindicación 30, en la
que dicho factor \mu de pre-énfasis es 0,7.
32. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se define en la reivindicación 30, en la
que dicho filtro de ponderación perceptual tiene una función de
transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
33. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se define en la reivindicación 32, donde
\gamma_{2} se fija igual a \mu.
34. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se define en la reivindicación 29, en el
que dicho filtro de ponderación perceptual tiene una función de
transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
35. Una unidad celular móvil
transmisora/receptora como se define en la reivindicación 34, donde
\gamma_{2} se fija igual a \mu.
36. Un elemento de red celular que comprende:
a) un transmisor que incluye un codificador para
codificar una señal de banda ancha, como se ha descrito en la
reivindicación 15, y un circuito de transmisión para transmitir la
señal de banda ancha codificada; y
b) un receptor que incluye un circuito de
recepción para recibir una señal de banda ancha codificada
transmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda
ancha codificada recibida.
37. Un elemento de red celular como se ha
definido en la reivindicación 36, en el que dicho filtro de
pre-énfasis de la señal tiene una función de transferencia de la
forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
38. Un elemento de red celular como se define en
la reivindicación 37, en el que dicho factor \mu de pre-énfasis es
0,7.
39. Un elemento de red celular como se define en
la reivindicación 37, en el que dicho filtro de ponderación
perceptual tiene una función de transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
40. Un elemento de red celular como se define en
la reivindicación 39, donde \gamma_{2} se fija igual a
\mu.
41. Un elemento de red celular como se define en
la reivindicación 36, en el que dicho filtro de ponderación
perceptual tiene una función de transferencia de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
42. Un elemento de red celular como se define en
la reivindicación 41, donde \mu se fija igual a \gamma_{2}
43. En un sistema de comunicaciones celulares
para dar servicio a un área geográfica grande dividida en una
pluralidad de células, que comprende: unidades móviles
transmisoras/receptoras, estaciones base celulares, situadas
respectivamente en dichas células, y un terminal de control para
controlar la comunicación entre las estaciones base celulares:
un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas entre cada una de las unidades móviles situada en una
célula y la estación base celular de dicha célula, comprendiendo
este subsistema bidireccional de comunicaciones inalámbricas, tanto
en la unidad móvil como en la estación base celular:
a) un transmisor que incluye un codificador para
codificar una señal de banda ancha como se ha descrito en la
reivindicación 15, y un circuito de transmisión para transmitir la
señal de banda ancha codificada; y
b) un receptor que incluye un circuito de
recepción para recibir una señal de banda ancha codificada
transmitida y un descodificador para descodificar la señal de banda
ancha codificada recibida.
44. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se ha definido en la reivindicación 43, en el que
dicho filtro de pre-énfasis de la señal tiene una función de
transferencia de la forma:
P(z) = 1 - \mu
z^{-1}
donde \mu es un factor de pre-énfasis que tiene
un valor situado entre 0 y
1.
45. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se define en la reivindicación 44, en el que dicho
factor \mu de pre-énfasis es 0,7.
46. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se define en la reivindicación 44, en el que dicho
filtro de ponderación perceptual tiene una función de transferencia
de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
47. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se define en la reivindicación 46, donde \mu se
fija igual a \gamma_{2}.
48. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se define en la reivindicación 43, en el que dicho
filtro de ponderación perceptual tiene una función de transferencia
de la forma:
W(z) = A \
(z/\gamma_{1}) \ / \
(1-\gamma_{2}z^{-1})
donde 0 < \gamma_{2} < \gamma_{1}
\leq 1 y \gamma_{2} y \gamma_{1} son valores de control de
ponderación.
49. Un subsistema bidireccional de comunicaciones
inalámbricas como se define en la reivindicación 48, donde
\gamma_{2} se fija igual a \mu.
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