ES2222502T3 - Metodo y aparato para aumentar la inmunidad de un receptor a la interferencia. - Google Patents

Abstract

Un método para ajustar la ganancia de un circuito, teniendo el circuito un amplificador de bajo ruido y que recibe una señal que tiene potencia, comprendiendo el método: - medir la potencia de dicha señal; - comparar dicha potencia medida de dicha señal con un primer umbral; - disminuir la ganancia de dicho amplificador de bajo ruido durante un periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida es mayor que dicho primer umbral; - volver a medir la potencia de dicha señal; - volver a comparar dicha potencia vuelta a medir de dicha señal con un segundo umbral; - variar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido, caracterizado por detectar un cambio en dicha potencia de señal; incrementar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido si dicha potencia de dicha señal vuelta a medir es menor que dicho segundo umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad determinada.

Description

Método y aparato para aumentar la inmunidad de un recepctor a la interferencia.

La presente invención se refiere a las comunicaciones vía radio. Más particularmente se refiere a la mejora de la inmunidad a interferencias de un recepción de comunicaciones.

Hay actualmente muchos tipos de sistemas de radioteléfono celular operando. Estos sistemas incluyen el sistema telefónico móvil avanzado (AMPS) y los dos sistemas celulares digitales: acceso múltiple por división en el tiempo (TDMA) y acceso múltiple por división de código (CDMA). Los sistemas celulares digitales se están implementando para manejar los problemas de capacidad que el AMPS está experimentando.

Todos los sistemas de radioteléfono digital funcionan con múltiples antenas que cubren un área geográfica. Las antenas radian en un área denominadas en la técnica como células. Las células AMPS están separadas y diferenciadas de las células CDMA. Esto hace posible que la antena para células de un sistema se puedan ubicar en una célula de otro sistema. Del mismo modo, dentro de un sistema particular (AMPS, CDMA, y TDMA), hay dos proveedores de servicio dentro de un área dada. Estos proveedores escogen a menudo ubicar las células en lugares geográficos distintos de sus competidores, por tanto hay situaciones donde un radioteléfono en un sistema "A" puede estar lejos de la célula "A" más próxima aunque cerca de una célula del sistema "B". Esto significa que la señal de recepción deseada será débil en presencia de una interferencia multitono fuerte.

Este entremezclamiento de antenas de sistemas puede causar problemas a un radioteléfono móvil que está registrado en un sistema, como en un sistema CDMA, y se desplaza cerca de una antena de otro sistemas, tal como una antena AMPS. En este caso las señales de la antena AMPS pueden interferir con las señales CDMA que está recibiendo en radioteléfono debido a la proximidad del radioteléfono a la célula AMPS o a la potencia más elevada de la señal del enlace descendente AMPS.

La interferencia multitono encontrada por el radioteléfono por las señales AMPS crea productos distorsionados o espúreos. Si estos espúreos caen en la banda CDMA usada por el radioteléfono, pueden degradar el rendimiento del receptor y demodulador.

Es frecuente el caso en que en un sistema AMPS que las portadoras (bandas A y B) interfieran al sistema competidor inintencionadamente. El objetivo de la portadora celular es proporcionar una alta relación señal / ruido para todos los usuarios de su sistema colocando las células cerca del terreno o próximas a sus usuarios y radiando el límite de potencia FCC en cada canal AMPS. Desgraciadamente esta técnica proporciona mejor calidad de portadoras del sistema a expensas de interferir con el sistema del competidor.

La distorsión de intermodulación, como la que se puede causar por las anteriores situaciones, se define en términos de nivel de picos de espúreos generados por dos o más tonos inyectados a un receptor. Más frecuentemente, el nivel de distorsión de tercer orden se define para un receptor en términos de un punto de intercepción de entrada de tercer orden o IIP3. El IIP3 se define como la potencia de entrada (en forma de dos tonos) necesaria para crear productos de distorsión de tercer orden igual a la potencia de entrada de dos tonos. Como se muestra en la Fig. 13, el IIP3 se puede extrapolar linealmente solo cuando un elemento no lineal, como un amplificador, está por debajo de la saturación.

Como se muestra en la Fig. 14, los productos de distorsión de tercer orden ocurren cuando se inyectan dos tonos en un receptor. El tono #1 es a la frecuencia f1 a un nivel de potencia P1 en dBm. El tono #2 es a la frecuencia f2 a un nivel de potencia P2 en dBm. Típicamente, P2 se fija igual a P1. Los productos de distorsión de tercer orden se crearán a frecuencias 2xf1-f2 y 2xf2-f1a niveles de potencia P12 y P21 respectivamente. Si P2 se fija igual a P1, entonces los productos de espúreos serían iguales, o P12 y P21 serían iguales. La señal fc se inyecta a un nivel de potencia Pc para mostrar que la distorsión añadida es igual a una señal de bajo nivel en este caso. Si hay un filtro que elimina f1, f2 y f21 después de crear la distorsión, la potencia en f12 interferirá aún con la potencia de señal a fc. En el ejemplo de la Fig. 14, para una aplicación CDMA, el objetivo es que P12 intermod fuera igual a la potencia de señal de -105 dBm para una potencia total de dos tonos de -43 dBm, de forma que IIP3 debe ser >-9dBm.

Como es bien conocido en la técnica, IIP3 se define para un solo elemento no lineal como sigue:

IIP3 = +Pin (dBm)

Si P1 = P2, entonces Pin = P1 + 3 dB o P2 + 3dB (dBm) y

IM3 = P1 - P12 = P2 - P21 = P2 - P12 = P1 - P21 (dB)

Para IIP3 en cascada, donde se emplean elementos no lineales, la ecuación es como sigue:

IIP3 = -10*log10[10^{(Ganancia \ - \ IIP3 \ de \ elemento)/10} + 10^{(-\ IIP3 \ de \ etapas \ previas)/10}]

donde Ganancia = ganancia al entrada de elemento.

Por tanto, una vía de mejorar el IIP3 en cascada de un receptor es bajar la ganancia antes del primer elemento no lineal. En este caso el amplificador de bajo ruido (LNA) y el mezclador limitan el IIP3. No obstante necesita definirse otra cantidad que fija la sensibilidad o nivel de señal de recepción más bajo sin interferencia. Esta cantidad es denominada en la técnica como la cifra de ruido (NF). Si la ganancia del receptor se reduce para mejorar el IIP3 (y la inmunidad a la interferencia), la NF (y la sensibilidad a señales pequeñas deseadas) se degrada.

La NF del elemento se define como sigue:

NF del elemento = \frac{S_{i}}{N_{i}} - \frac{S_{0}}{N_{0}} (dB),

donde \frac{S_{i}}{N_{i}} es la relación señal ruido de entrada en dB, y

\frac{S_{0}}{N_{0}} es la relación señal ruido de salida en dB

Para elementos en cascada en un receptor, la ecuación es como sigue:

NF en cascada = 10Xlog10[10^{NFi/10} + \frac{10^{(NFe/10)}- 1}{10^{Ganancia/10}}]

donde:

NFe es igual a la cifra de ruido del elemento,

NFi es igual a la cifra de ruido en cascada hasta el elemento, y

Ganancia es igual a la ganancia operativa hasta el elemento.

La "mejor" NF en cascada se puede conseguir si se maximiza la ganancia hasta el elemento, esta ecuación está en contradicción con el requisito para el "mejor" IIP3 en cascada. Para un elemento dado por la NF y el IIP3 del elemento y el receptor, hay conjuntos de valores de ganancia limitados para cada elemento que satisface todos los requisitos.

Típicamente, un receptor se diseña con una NF y un IIP3 como constantes predefinidas, ya que ambas cantidades fijan el rango dinámico de operación del receptor con y sin interferencia. La ganancia, NF e IIP3 de cada dispositivo se optimizan basándose en tamaño, coste, calor, y consumo de corriente del elemento activo y en reposo. En el caso de un receptor celular portátil CDMA/FM de modo dual, el estándar CDMA requiere 9 dB de NF a señal mínima. En otras palabras, para el modo CDMA, el requisito de sensibilidad es una relación S/N de 0 dB a -104 dBm. Para el modo FM, el requisito es una relación S/N de 4 dB a -116 dBm. En ambos casos los requisitos se pueden traducir a una NF como sigue:

NF = S(dBm) - S/N -N_{term} (dBm/Hz) - Ancho de Banda(BW) (dB/Hz)

donde S es la potencia mínima de señal,

S/N es la mínima relación señal / ruido

N_{term} es el suelo de ruido térmico (-174 dBm/Hz @ 290ºK),

y Ancho de Banda(BW) (dB/Hz) es el ancho de banda de la señal.

Por tanto,

NF CDMA = -104 dBm - 0 dB - (-174 dBm/Hz) - 61 dB/Hz = 9 dB,

NF FM = -116 dBm - 4 dB - (-174 dBm/Hz) - 45 dB/Hz = 9 dB,

donde

-61 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal CDMA

-45 dBm/Hz es el ancho de banda de ruido para un canal FM

Sin embargo, la NF del receptor se requiere solamente cuando la señal está cerca del nivel mínimo y el IIP3 solamente se necesita en presencia de señales CDMA de interferencia o fuertes.

Solo hay dos vías para proporcionar cobertura en las áreas donde la portadora está creando una fuerte interferencia. Una solución es emplear la misma técnica, es decir colocar sus células junto con las del competidor. Otra solución es mejorar la inmunidad del receptor a la interferencia. Una vía para mejorar la inmunidad es aumentar la corriente del receptor. Sin embargo esta no es una solución práctica para radios portátiles que cuentan en energía de una batería. El aumento de la corriente vaciará la batería más rápidamente, disminuyendo el tiempo de conversación y espera del radioteléfono. Existe una necesidad resultante de minimizar la interferencia multitono en un radioteléfono sin incidir en el consumo de corriente.

La EP-A-0 342 671 se refiere a un retardo de control automático de ganancia (CAG) en un circuito integrado. La circuitería se describe para escalonar el comienzo de reducción de ganancia en una serie de etapas de ganancia en cascada como función de la potencia de señal recibida. El escalonamiento se efectúa controlando la relación de área entre los componentes correspondientes en dos o más circuitos de control CAG cuyas topologías son por otra parte idénticas.

La GB-A-2 223 146 describe un radiotransceptor capaz de evitar la distorsión de intermodulación que comprende un amplificador RF y un primer mezclador de frecuencia que convierte una señal RF amplificada en una primera señal FI y cuya salida puede incluir distorsión de intermodulación. Un mezclador de frecuencia secundario convierte la salida del primer mezclador de frecuencia en una segunda señal FI. Un detector de interferencia detecta la distorsión de intermodulación viendo si en la segunda señal FI se incluye una pulsación. Tras la detección de la distorsión de intermodulación, la ganancia del amplificador RF se minimiza para disminuir o eliminar la distorsión de intermodulación. Respondiendo al fin de la conversación, la ganancia del amplificador RF se maximiza para aumentar la sensibilidad a la recepción. La ganancia del amplificador RF se puede maximizar periódicamente después de la detección de distorsión de intermodulación. Si no se detecta distorsión de intermodulación durante este periodo de ganancia maximizada, la ganancia se mantiene a un valor maximizado. Si la distorsión de intermodulación no se disminuye o elimina incluso si la ganancia del amplificador RF se minimiza, se puede cambiar la frecuencia usada para la comunicación.

La EP-A-0 366 485 describe un sistema de comunicación con transceptores adaptativos para controlar la distorsión de intermodulación. Un transceptor determina la calidad de señal de una señal deseada y la potencia de todas la señales recibidas. Cuando la calidad de señal de la señal deseada es baja, y la potencia de señal de todas las señales recibidas es alta, el receptor se adapta para operar en un modo de corriente mayor, minimizando por esto la distorsión de intermodulación. A la inversa, cuando la calidad de señal de la señal deseada es baja, y la potencia de todas las señales recibidas es también baja, el receptor opera en un modo de corriente mas baja para conservar la energía y maximizar el tiempo de vida de la batería.

Las realizaciones del proceso de la presente invención ajustan la ganancia de un circuito de recepción, mejorando por esto la inmunidad del receptor a la interferencia. El circuito tiene un amplificador de bajo ruido (LNA) que amplifica la señal recibida. La potencia de la señal de recepción se controla habilitando o deshabilitando el LNA en respuesta a la potencia de señal recibida medida. El nivel de potencia recibida se compara periódicamente con un umbral. Cuando el nivel de potencia recibida es mayor que el umbral, se deshabilita el LNA. El LNA se vuelve a habilitar cuando el nivel de potencia recibida es menor que el umbral, y no hay componentes de intermodulación significativos detectados. Los componentes de intermodulación se detectan habilitando brevemente el LNA y detectando el cambio resultante en la potencia de señal medida. Si el cambio detectado es más de una determinada cantidad, entonces hay componentes de intermodulación significativos presentes y el LNA no se vuelve a habilitar. Sin embargo, si el cambio detectado es menos de la cantidad determinada, entonces no hay componentes de intermodulación significativos presentes y se vuelve a habilitar el LNA.

Por tanto de acuerdo con un primer aspecto de la presente invención, se provee un método para ajustar la ganancia de un circuito tal como se establece en la reivindicación 1.

Según un segundo aspecto de la invención, se provee un aparato para ajustar la ganancia de un circuito tal como se establece en la reivindicación 8.

La Fig. 1 muestra un diagrama de bloques de un aparato para aumentar la inmunidad del receptor.

La Fig. 2 muestra un diagrama de bloques de un aparato alternativo.

La Fig. 3 muestra un diagrama de bloques de otro aparato alternativo.

La Fig. 4 muestra un diagrama de bloques de otro aparato alternativo.

La Fig. 5 muestra una curva de potencia RF de entrada recibida en función de la relación portadora ruido según la realización de la Fig. 7.

La Fig. 6 muestra otra curva de potencia RF de entrada recibida en función de la relación portadora ruido según la realización de la Fig. 8.

La Fig. 7 muestra un diagrama de bloques de una realización alternativa de la presente invención.

La Fig. 8 muestra una curva de potencia de interferencia en función de potencia de señal sin emplear el aparato de la presente invención.

La Fig. 9 muestra una curva de potencia de interferencia en función de potencia de señal de acuerdo con las realizaciones alternativas del aparato de la presente invención.

La Fig. 10 muestra un diagrama de bloques de una realización alternativa de la presente invención.

La Fig. 11 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La Fig. 12 muestra un diagrama de bloques de otra realización alternativa de la presente invención.

La Fig. 13 muestra una curva de características de transferencia no lineales y de medida de distorsión.

La Fig. 14 muestra una descripción espectral de los productos de distorsión.

La Fig. 15 muestra un diagrama de bloques de un método para detectar la potencia de una señal recibida de acuerdo con una realización de la presente invención.

La Fig. 16 muestra un diagrama de flujo del proceso de control de ganancia de una realización de la presente invención.

La figura 17 muestra un diagrama de flujo de una realización alternativa del proceso de control de ganancia de la presente invención.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

Es un objetivo de la presente invención variar la NF y el IIP3 del receptor para mejorar el IIP3 (o inmunidad a la interferencia) sin comprometer la NF cuando sea necesario. Esta "mejora" de rendimiento se consigue variando la ganancia del primer elemento activo del receptor. La ganancia se puede variar alterando la ganancia del LNA en un rango continuo o desviando el amplificador de bajo ruido con conmutadores de desvío.

En la Fig. 1 se ilustra un diagrama de bloques de la invención de un aparato para aumentar la inmunidad al ruido de un receptor. Este aparato implica ajustar la ganancia del LNA 115 sobre una base continua empleando un control ajustable de ganancia (AGC) 110 en el extremo frontal del receptor. El AGC 110 continuo en el extremo frontal proporciona asimismo el beneficio de la linealidad a un nivel mínimo de entrada RF mientras que el AGC 120 del lado transmisor puede reducir los requerimientos de FI AGC 125 y 130.

Este aparato detecta la salida de potencia del LNA 115. El detector de potencia 105 mide al mismo tiempo la potencia de señal y la potencia de interferencia en RF. Empleando este aparato, el detector de potencia 105 puede disminuir continuamente la ganancia del LNA 115 a una potencia recibida inferior a los 65 dBm de la consiguientes realizaciones de "ganancia conmutada" de las Figs. 7, 10, 11 y 12.

El aparato funciona mediante el detector de potencia 105 detectando la potencia de señal recibida y de interferencia a RF. Esta potencia detectada va a través de un filtro de bucle y se emplea para ajustar el AGC de recepción 110, ajustando por esto el punto de intercepción de componentes de recepción. La ganancia se disminuye según la potencia medida aumenta y la ganancia se aumenta según la potencia medida disminuye. Este aparato también podría combinar el LNA 115 y AGC 110 para formar un LNA de ganancia variable, eliminando así la necesidad del bloque separado AGC 110. La potencia del AGC de transmisión 120, situado antes del amplificador de potencia 150, se ajusta de la misma forma que la del AGC de recepción 110 con el fin de mantener el nivel total de potencia TX.

Los amplificadores AGC 125 y 130 también está situados tras los mezcladores 135 y 140 para ajustar la ganancia después de que se han filtrado las interferencias mediante el filtro pasobanda 145. Estos amplificadores AGC 125 y 130 realizan la función AGC CDMA normal de control de potencia en bucle abierto, control de potencia en bucle cerrado y compensación. Estos AGCs FI 125 y 130 se necesitan debido a los requisitos de amplio rango dinámico para CDMA. Típicamente, estos AGC 125 y 130 tienen un rango de ganancia mayor de 80 dB. Los AGC de recepción y transmisión 125 y 130 tras los mezcladores son ajustados por otro detector de potencia 150 que mide la potencia total después de que la señal recibida es convertida a FI. El detector de potencia 150 ajusta hacia arriba la ganancia de los AGC 125 y 130 según disminuye la potencia de la señal convertida a FI.

Las señales recibidas preferiblemente están en la banda de frecuencia 869-894 MHz. Las señales transmitidas preferiblemente están en la banda de frecuencia 824-849 MHz. Realizaciones alternativas emplean diferentes frecuencias.

La curva ilustrada en la Fig. 5 muestra el beneficio de esta solución AGC. El eje y a mano izquierda muestra la relación de portadora a ruido en función de la potencia de entrada de recepción parametrizada por el nivel de interferencia. El eje y a mano derecha muestra la potencia de interferencia total requerida para un C/J constante como función de la potencia de entrada recibida. Cuando no está presente la interferencia (-100 dBm), la radio funciona como si no hubiera AGC RF. Según aumenta la interferencia, la C/N se disminuye, pero se incrementa también la linealidad efectiva. En este ejemplo el rango dinámico RF es 30 dB y el umbral, donde el AGC RF se vuelve activo, está en el punto donde la potencia interferente es mayor de -25 dBm.

Un aparato alternativo al ajuste continuo de ganancia se ilustra en la Fig. 2. Esta realización primero filtra las interferencias con el filtro pasobanda 205 antes de que el detector de potencia 210 determine el nivel de potencia de la señal convertida a FI. Un detector de umbral 225 determina cuándo el nivel de potencia de señal alcanza cierto punto, en este aparato -105 dBm, y entonces ajusta la ganancia de los AGCs 230 y 235 hacia abajo cuando la potencia de señal excede este nivel. La ganancia de los AGCs 230 y 235 se ajusta hacia arriba cuando el nivel de potencia de señal cae por debajo de este umbral. La ganancia de los AGCs 215 y 220 tras los mezcladores 240 y 245 se ajusta continuamente sin comprobar un nivel de potencia determinado, realizando el control normal de potencia AGC CDMA.

La curva de esta realización se ilustra en la Fig. 6. Cuando el umbral se establece a -105 dBm, el mínimo nivel RF de recepción, la C/N no se incrementa tan rápido como en el caso en que no hay AGC RF. La ventaja de este aparato es que el beneficio de la linealidad comienza a un nivel de potencia de entrada RF muy bajo, que no se necesita detector de potencia RF de recepción y que el bucle AGC detecta solo la potencia de señal. De aquí que el bucle AGC es un diseño más sencillo que la detección a potencia RF.

En la Fig. 3 se ilustra una realización de la presente invención. Esta realización funciona de forma similar a la realización de la Fig. 1. La única diferencia es la ubicación del AGC 301 anterior al LNA 305 en el camino de recepción.

En la Fig. 4 se ilustra incluso una realización de la presente invención. Esta realización emplea un atenuador 405 entre la antena 410 y el duplexor 415. La atenuación es controlada por el detector de potencia 420 detrás del LNA 425. El detector de potencia 420 mide la potencia de señal e interferencia recibidas, la filtra y compara con un umbral determinado. En esta realización el umbral es -25 dBm. Cuando la potencia combinada de señal e interferencia alcanza este umbral, se incrementa la atenuación producida por el atenuador 405. Este ajuste puede ser bien en escalones digitales fijos o bien ajustada continuamente. Los AGCs 430 y 435 tras los mezcladores 440 y 445 se ajustan de la misma manera que en el aparato de la Fig. 1.

En la Fig. 7 se ilustra una realización alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización emplea conmutadores 701 y 702 para alterar la ganancia del extremo frontal. El nivel real de conmutación depende de los requisitos de señal a ruido como función de nivel de señal o de cifra de ruido para un diseño de radioteléfono CDMA particular. Las realizaciones de la presente invención se pueden emplear en radioteléfonos AMPS, aunque las características de conmutación se cambiarán para acomodarlas a un punto de funcionamiento diferente.

Esta realización está compuesta por una antena que recibe y transmite señales de radio. Las vías de recepción y transmisión en la radio están acopladas a la antena 725 por medio de un duplexor 720 que separa las señales recibidas de las señales transmitidas.

Una señal recibida se introduce a un LNA 703 que está acoplado entre dos conmutadores 701 y 702. Un conmutador 701 acopla al LNA 703 al duplexor 720 y un segundo conmutador acopla el LNA 703 a un filtro pasobanda 704. En la realización preferida, los conmutadores 701 y 702 son conmutadores de arseniuro de galio monopolares de doble vía.

El LNA 703 está acoplado a un polo de cada conmutador de forma que cuando ambos conmutadores 701 y 702 se conmutan a esos polos, la señal recibida se acopla al LNA 703 y la señal amplificada del LNA 703 se saca al filtro pasobanda 704. En esta realización, el filtro pasobanda 704 tiene una banda de frecuencia 869-894 MHz. Las realizaciones alternativas usan diferentes bandas dependiendo de las frecuencias de las señales que se reciben.

Al otro polo de cada conmutador se acopla un camino de desvío. Cuando los conmutadores 701 y 702 están conmutados a sus otros polos, la señal recibida del duplexor 720 cortocircuita al LNA 703 y es conducida directamente al filtro pasobanda 704. En esta realización, estos conmutadores 701 y 702, están controlados por el microcontrolador del radioteléfono 740. En una realización alternativa se emplea un controlador separado para controlar las posiciones de estos conmutadores. Adicionalmente, en otras realizaciones, se puede prever atenuación (no mostrada) junto con el camino de desvío 730 si se desea.

Después de que el filtro pasobanda 704 ha filtrado la señal recibida, la señal filtrada se convierte a una frecuencia intermedia (FI) más baja para uso del resto de la radio. La conversión se hace mezclando 705 la señal recibida con otra señal que tiene una frecuencia ajustada por un circuito de bucle enganchado en fase 707 que controla a un oscilador controlado por tensión 706. Esta señal se amplifica 750 antes de introducirse al mezclador 705.

La señal convertida procedente del mezclador 705 se introduce al extremo posterior de los AGCs 708 y 709. Estos AGCs 708 y 709 se emplean por el radioteléfono para control de potencia en bucle cerrado, como es bien sabido en la técnica.

En el proceso de las realizaciones de la presente invención, el microcontrolador 740 monitoriza la potencia de la señal recibida. Cuando la potencia excede de -65 dBm, el microcontrolador 740 da instrucciones a los conmutadores 701 y 702 para conmutar a la posición de desvío, acoplando así directamente la señal recibida al filtro pasobanda 704. Cortocircuitando la ganancia del LNA 703, se incrementa proporcionalmente el punto de intercepción para el receptor por la reducción en ganancia en dB. Las realizaciones alternativas emplean otra circuitería y métodos para monitorizar la potencia de la señal recibida.

Una realización alternativa del proceso de la presente invención ajusta continuamente la ganancia del extremo frontal. Esta realización emplea un umbral de potencia más bajo como -25 dBm.

Los trazados de las Figs. 8 y 9 ilustran las ventajas de las realizaciones de ganancia conmutable de la presente invención ilustradas en las Figs. 7, 10, 11 y 12. La Fig. 8 ilustra un trazado de potencia de interferencia en función de la potencia de señal de radiofrecuencia (RF) para una radio típica que no está empleando el aparato de ganancia conmutable. El trazado muestra que el máximo nivel de interferencia está limitado al punto de compresión de entrada del receptor a -105 dBm. Se muestran ambas curvas de tono simple y dual.

El trazado de la Fig. 9 muestra la potencia de interferencia recibida por la radio en función de la potencia de señal de radiofrecuencia recibida por la radio empleando las realizaciones de ganancia conmutable del método y aparato de la presente invención. Se puede ver que en el punto del gráfico correspondiente a -65 dBm los conmutadores está conmutados hacia desvío de ganancia del LNA permitiendo así tolerar una mayor potencia de interferencia sin afectar a la potencia de señal RF. Se muestran ambas curvas de tono simple y dual.

En la Fig. 10 se ilustra una realización alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización emplea un conmutador 1001 monopolo y monovía. En esta realización, el conmutador 1001 es conmutado hacia la vía de desvío 1010 por el controlador 1020 cuando la potencia de señal recibida alcanza -65 dBm. Esto cortocircuita efectivamente la ganancia del LNA 1002, acoplando así directamente la señal recibida al filtro pasobanda 1003.

En la Fig. 11 aún se ilustra otra realización alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización emplea un conmutador monopolo monovía 1105 que, cuando está cerrado, cortocircuita a tierra la entrada del LNA 1110 a través de una resistencia 1101. Esto crea un desacoplamiento de impedancia a la entrada produciendo que se atenúe la señal, reduciendo así la ganancia producida por el LNA 1110. Como en las realizaciones anteriores, el conmutador 1105 se cierra cuando la potencia de señal de entrada alcanza -65 dBm. El valor necesario para la resistencia 1101 depende de la cantidad de atenuación deseada. Esta resistencia será diferente para diferentes LNAs en realizaciones alternativas.

En la Fig. 12 aún se ilustra otra realización alternativa del aparato de la presente invención. Esta realización emplea un conmutador monopolo doble vía 1201

a la salida del LNA 1205. El LNA 1205 está conectado a un polo del conmutador 1201 y al otro polo está conectado un camino de desvío 1210. La entrada al camino de desvío 1210 está conectada a la entrada del LNA 1205. Cuando el nivel de potencia de la señal RF recibida alcanza -65 dBm, el conmutador 1201 es movido desde la posición que acopla al filtro pasobanda 1220 al LNA 1205 hasta el camino de desvío 1210. Este acopla directamente la señal al filtro pasobanda 1220, cortocircuitando la ganancia del LNA 1205.

En todas las realizaciones anteriores, el LNA se puede desenergizar al mismo tiempo que es cortocircuitado por el conmutador o conmutadores. Esto se puede conseguir conectando el terminal de alimentación del LNA a un conmutador controlado también por el controlador. Una vez que el LNA se cortocircuita y no se emplea más, se puede quitar la energía. Esto reduce el consumo de energía de la radio, aumentado así el tiempo de conversación y espera para el que se puede usar la batería.

Se puede emplear detección de E_{c}/I_{o} para determinar cuándo ajustar la ganancia de extremo frontal. Alternativamente se pueden emplear otras medidas de calidad como E_{b}/I_{o}.

Estas relaciones son medidas de rendimiento de sistemas de comunicaciones digitales. La relación E_{b}/I_{o} expresa la energía por bit a la densidad total de interferencia espectral mientras que la relación E_{c}/I_{o} expresa la energía por chip CDMA en relación con densidad total de interferencia espectral. E_{b}/I_{o} se puede considerar una métrica que caracteriza el rendimiento de un sistema de comunicaciones sobre otro; cuanto menor es el E_{b}/I_{o} requerido más eficiente es el proceso de modulación y detección del sistema para una probabilidad de error dada. Dado que E_{c}/I_{o} y la potencia de señal recibida están fácilmente disponibles, el microcontrolador puede detectar la presencia de interferencia fuerte como una caída en E_{c}/I_{o} mientras que el detector AGC detecta la interferencia aumentada. El microcontrolador puede bajar la ganancia de extremo frontal para mejorar la inmunidad a la interferencia que mejoraría E_{c}/I_{o} y bajaría los productos de distorsión que caen dentro del ancho de banda de señal.

Cuando la calidad de señal supera el umbral E_{b}/I_{o} o E_{c}/I_{o}, se reduce la ganancia del extremo frontal. El ajuste de ganancia se puede efectuar empleando bien el método de ajuste continuo o el método de conmutación del amplificador, ambos descritos anteriormente.

Alternativamente, como se ilustra en la Fig. 15, sería posible detectar la potencia de señal en FI o banda base en vez de la combinación de potencia RF de señal e interferencia. Esta solución es más sencilla porque solo hay un detector de potencia y un solo bucle de control AGC.

La señal se convierte a frecuencia en banda base 1501. Esta señal analógica es convertida entonces a señal digital 1505 para procesamiento en banda base posterior incluyendo determinación de energía de señal recibida. El correlador de chip 1510 determina la energía por chip con respecto a la energía de todos los componentes no coherentes. Esta información junto con el indicador de energía de señal recibida (RSSI) se emplea por el procesador 1515 para determinar la cantidad de ajuste de ganancia para la potencia de recepción 1520 y de transmisión 1530.

Como la medida de potencia de señal recibida incluye al mismo tiempo la potencia de señal y de interferencia, la ganancia de recepción se incrementa solamente cuando caen ambas la potencia de señal y la energía por chip. Como el RSSI se está cambiando, la potencia de transmisión también se puede cambiar para compensar, permitiendo por tanto el control de potencia en bucle abierto para funcionar adecuadamente. Por tanto el procesador ajusta la ganancia de transmisión siempre que se ajusta la ganancia de recepción.

Se pueden emplear anulaciones de potencia de señal para controlar el AGC de ganancia variable. Alternativamente, en vez de controlar ambas, la potencia de transmisión y de recepción, se puede controlar solo la potencia de recepción.

En la Fig. 16 se ilustra un proceso para controlar la ganancia de la realizaciones anteriores. Este proceso se basa en la relación ilustrada en el gráfico de la Fig. 13. En la Fig. 13 se puede ver que según se incrementa la potencia de entrada de interferencia a lo largo del eje X, los productos de intermodulación (la curva inferior) aumentan más rápido que la potencia de interferencia. Por tanto X dB de atenuación aplicados a la entrada producirán un decremento de los productos de intermodulación IM3 en 3*X dB si hay interferencias presentes a la entrada del receptor.

Típicamente los productos de intermodulación no caen dentro de la sección de FI de la radio debido a su baja potencia. Los productos de intermodulación fuera de la sección FI de la radio no producen problemas de rendimiento del receptor. Por tanto el ajuste de ganancia del receptor solo es necesario si los productos de intermodulación son de suficiente potencia como para afectar a la señal FI.

En referencia a la Fig. 16, el proceso ajusta primero la ganancia de entrada 1601. Este ajuste de ganancia es preferiblemente 3 dB. Sin embargo se pueden emplear otros valores de ajuste de ganancia como el rango 1 dB -6 dB. El procesamiento de recepción se emplea entonces para medir el cambio en la potencia de señal recibida 1605. En la realización preferida, el procesamiento de control automático de ganancia detecta el cambio de potencia en la señal FI. Se entiende que la medición del cambio de potencia en la señal recibida se puede llevar a cabo también en las etapas RF o banda base del receptor.

Si la potencia de señal cambia en aproximadamente 3 dB, la señal CDMA es mayor que el suelo de ruido y no hay productos de intermodulación que pudieran causar problemas. Un ajuste adicional de ganancia no se necesita en este caso, pero incrementado la ganancia se mejorará la sensibilidad del receptor. Cambios de aproximadamente (3 \pm 0.5) dB en potencia de señal FI se consideran aún que son de 3 dB.

Si la potencia de señal FI cambia menos de 3 dB 1610, la señal CDMA es menor que el suelo de ruido o no hay productos de intermodulación que puedan causar problemas. En este caso, el AGC está viendo solamente una señal CDMA y un ruido pequeños. Por tanto es necesario aumentar la ganancia del circuito receptor 1615 y por tanto aumentar la sensibilidad del receptor.

Si la potencia de señal FI cambia más de 3 dB, los productos de intermodulación están produciendo bastantes problemas y que es necesario un ajuste de ganancia adicional 1620. En la realización preferida, si la ganancia de entrada se cambió en 3 dB, los productos de intermodulación cambiarán en 9 dB cuando esté presente una gran interferencia. En este caso la ganancia media se puede disminuir en una pequeña cantidad (por ejemplo, 3 dB) hasta que el proceso determine que los productos de intermodulación se reducen hasta un nivel aceptable.

El proceso se puede usar continuamente, controlando los productos de intermodulación a una velocidad reducida. Esta velocidad es preferiblemente diez veces por segundo. Otras realizaciones usan el proceso una vez por ciclo de trama. Incluso otras realizaciones emplean el proceso a otras velocidades, como tras la detección de un error significativo en el enlace descendente.

En la Fig. 17 se ilustra una realización alternativa del método de la presente invención. En esta realización alternativa, se introduce un tiempo de "espera". Como en la realización de la Fig. 16, esta realización alternativa puede emplearse para controlar la ganancia de cualquiera de los circuitos previos descritos aquí, usando cualquiera de los detectores de potencia, LNAs y controladores descritos previamente. Más aún, se debe hacer notar que aunque esta realización alternativa se describe con referencia a un LNA, es igualmente aplicable a otros tipos de amplificadores, de ganancia fija o variable.

El proceso comienza en el bloque 1702 con el LNA estando "habilitado", es decir con el LNA amplificando la señal RF recibida. En el bloque de decisión 1704 se determina si la potencia recibida es mayor que un umbral de deshabilitación, tal como se trató previamente en referencia a las Figs. 1-4. Si la potencia recibida no es mayor que el umbral de deshabilitación, entonces el proceso vuelve al bloque 1702.

El proceso permanece con el LNA habilitado hasta que se determina en el bloque de decisión 1704 que la potencia recibida es efectivamente mayor que el umbral de deshabilitación y el proceso se desplaza hasta el bloque 1706 donde el LNA es "deshabilitado", es decir impedido de amplificar la señal RF recibida durante un periodo de tiempo determinado. Este periodo de tiempo determinado puede denominarse tiempo de "espera" que es deseable con el fin de limitar la velocidad de conmutación del LNA activo e inactivo. Agregando este tiempo de "espera", los bucles automáticos de control de ganancia de recepción (véanse Figs. 1-4 y 15) se pueden mantener estables.

Tras el transcurso del periodo de tiempo determinado (es decir del tiempo de espera) del bloque 1706, se mide nuevamente la potencia recibida y se compara esta potencia con un umbral de habilitación en el bloque de decisión 1708. En la realización preferida, el umbral habilitante del bloque de decisión 1708 es menos que el umbral deshabilitante del bloque de decisión 1704, proporcionando por esto histéresis. No obstante esto no es necesario estrictamente.

Si la potencia recibida es mayor que el umbral habilitante, entonces la potencia recibida es todavía demasiado alta y el LNA permanece deshabilitado hasta que la potencia recibida es menor que el umbral habilitante. Cuando la potencia recibida es menor que el umbral habilitante según se determina en el bloque de decisión 1708, entonces el proceso continúa hasta el bloque de decisión 1710 donde se determina si están presentes componentes de intermodulación significativos. Esta determinación se hace preferiblemente conmutando a activo el LNA durante un periodo breve y midiendo el "desplazamiento" (es decir la cantidad de compensación AGC) en los bucles de control automático de ganancia de recepción. Como se trató en referencia a la Fig. 16, la presencia de componentes de intermodulación significativos produciría que la potencia de señal recibida se incrementara más de lo que lo haría en presencia de la señal deseada sólo. Este incremento extra en potencia de señal recibida causaría que los bucles de control automático de ganancia de recepción proporcionaran una señal de control de ganancia mayor a los amplificadores AGC.

Si hay componentes de intermodulación significativos presentes según se determina en el bloque de decisión 1710, entonces el LNA no es rehabilitado, sino que más bien el proceso vuelve al bloque 1706 donde el LNA permanece deshabilitado durante el periodo de tiempo determinado. Sin embargo, si no hay componentes de intermodulación significativos presentes, entonces la ganancia del extremo frontal se puede incrementar para mejorar el rendimiento del receptor mediante la rehabilitación del LNA y volviendo al bloque 1702.

En resumen el método permite a una radio móvil moverse cerca de antenas de diferentes sistemas al tiempo que se incrementa la resistencia de la radio a interferencia de radiofrecuencia del otro sistema. Mediante el decremento de la ganancia de extremo frontal, el punto de intercepción de la circuitería de recepción de la radio se incrementa de forma que los espúreos de las señales del otro sistema no producirán degradación del funcionamiento del receptor y del demodulador.

La descripción anterior de las realizaciones preferidas se proporcionan para permitir a cualquier persona experimentada en la técnica que haga o emplee la presente invención. Varias modificaciones a estas realizaciones serán fácilmente evidentes para aquellos con experiencia en la técnica y los principios genéricos definidos aquí se pueden aplicar a otras realizaciones sin empleo de facultad inventiva. Por tanto la presente invención no pretende estar limitada a las realizaciones mostradas aquí sino que se debe conceder el ámbito más amplio definido por las reivindicaciones.

Claims (14)

1. Un método para ajustar la ganancia de un circuito, teniendo el circuito un amplificador de bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) y que recibe una señal que tiene potencia, comprendiendo el método:

medir (105, 210, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;

comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia medida de dicha señal con un primer umbral;

disminuir la ganancia de dicho amplificador de bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) durante un periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida es mayor que dicho primer umbral;

volver a medir (105, 210, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;

volver a comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia vuelta a medir de dicha señal con un segundo umbral;

variar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205);

caracterizado por:

detectar un cambio en dicha potencia de señal;

incrementar dicha ganancia de dicho amplificador de bajo ruido (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) si dicha potencia de dicha señal vuelta a medir es menor que dicho segundo umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad determinada.

2. El método de la reivindicación 1, donde dicha disminución de dicha ganancia incluye conmutar dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) a una posición de baja ganancia y donde incremento de dicha ganancia incluye conmutar dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) a una posición de alta ganancia.

3. El método de la reivindicación 2, comprendiendo además la conmutación de dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) a dicha posición de baja ganancia durante dicho periodo de tiempo determinado si dicha potencia vuelta a medir de dicha señal no es menor que dicho segundo umbral o dicho cambio detectado no es menor que dicha cantidad determinada.

4. El método de la reivindicación 3, donde dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de ganancia fija y dicha posición de baja ganancia es sustancialmente igual a ganancia cero.

5. El método de la reivindicación 1, donde dicho circuito es un circuito de recepción y dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de ganancia fija, comprendiendo el método:

amplificar (1702) dicha señal recibida condicho amplificador de ganancia fija;

donde:

dicha medición comprende medir una potencia de señal amplificada de dicha señal amplificada;

dicha comparación (1704) de dicha potencia medida comprende comparar (1704) dicha potencia medida de señal amplificada con dicho primer umbral;

dicho decremento de ganancia de dicho amplificador comprende evitar (1706) que dicho amplificador de ganancia fija amplifique;

dicha vuelta a medir comprende medir una potencia de señal no amplificada de dicha señal recibida después de que dicho primer periodo determinado ha transcurrido;

dicha comparación de dicha potencia vuelta a medir comprende comparar (1708) dicha potencia medida de señal no amplificada con dicho segundo umbral;

dicha variación de dicha ganancia de dicho amplificador comprende volver a amplificar dicha señal recibida con dicho amplificador durante un segundo periodo determinado; comprendiendo además dicho método:

medir una potencia de señal vuelta a amplificar de dicha señal vuelta a amplificar; donde

dicha detección de un cambio de dicha potencia de señal comprende detectar (1710) una diferencia entre dicha potencia medida de señal no amplificada y dicha potencia de señal vuelta a amplificar; y

dicho aumento de dicha ganancia comprende repetir dicha amplificación si dicha potencia medida de señal no amplificada es menor que un segundo umbral y dicha diferencia detectada es menor que una determinada cantidad.

6. El método de la reivindicación 5, comprendiendo además evitar (1706) que dicho amplificador de ganancia fija amplifique dicha señal recibida durante dicho primer periodo determinado si dicha potencia medida de señal no amplificada no es menor que dicho segundo umbral o dicha diferencia detectada no es menor que dicha cantidad determinada.

7. El método de la reivindicación 3 ó 6, donde dicho primer umbral es mayor que dicho segundo umbral.

8. Un aparato para ajustar la ganancia de un circuito, teniendo el circuito un amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) y recibiendo una señal que tiene potencia, comprendiendo el aparato:

un medio operable para medir (105, 210, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;

un medio operable para comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia medida de dicha señal con dicho primer umbral;

un medio operable para reducir la ganancia de dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) durante un periodo de tiempo determinado si dicha potencia de señal medida es mayor que dicho primer umbral;

un medio operable para volver a medir (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) la potencia de dicha señal;

un medio operable para comparar (105, 225, 310, 420, 740, 1020, 1140, 1240) dicha potencia vuelta a medir de dicha señal con un segundo umbral;

un medio operable para variar dicha ganancia de dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205);

caracterizado por:

un medio operable para detectar un cambio en dicha potencia de señal;

un medio operable para aumentar dicha ganancia de dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) si dicha potencia vuelta a medir de dicha señal es menor que dicho segundo umbral y dicho cambio detectado es menor que una cantidad determinada.

9. El aparato de la reivindicación 8, donde dicho medio operable para reducir dicha ganancia incluye un medio operable para conmutar dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) a una posición de baja ganancia y donde dicho medio operable para aumentar dicha ganancia incluye un medio operable para conmutar dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) a una posición de alta ganancia.

10. El aparato de la reivindicación 9, comprendiendo además un medio operable para conmutar dicho amplificador (110, 235, 310, 425, 703, 1002,1110,1205) a dicha posición de baja ganancia durante dicho periodo de tiempo determinado si dicha potencia vuelta a medir de dicha señal no es menor que dicho segundo umbral o dicho cambio detectado no es menor que dicha determinada cantidad.

11. El aparato de la reivindicación 10, donde dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de ganancia fija y dicha posición de baja ganancia es sustancialmente igual a ganancia cero.

12. El aparato de la reivindicación 8, donde dicho circuito es un circuito de recepción y dicho amplificador (110, 235, 301, 425, 703, 1002,1110,1205) es un amplificador de ganancia fija, comprendiendo el aparato:

un medio operable para amplificar (1702) dicha señal recibida con dicho amplificador de ganancia fija;

donde:

dicho medio operable para medir comprende un medio operable para medir una potencia de señal amplificada de dicha señal amplificada;

dicho medio operable para comparar (1704) dicha potencia medida comprende un medio operable para comparar (1704) dicha potencia medida de señal amplificada con dicho primer umbral;

dicho medio operable para reducir una ganancia de dicho amplificador comprende un medio operable para evitar (1706) que dicho amplificador de ganancia fija amplifique;

dicho medio operable para volver a medir comprende un medio operable para medir una potencia de señal no amplificada de dicha señal recibida después de que dicho primer periodo determinado ha transcurrido;

dicho medio operable para comprar dicha potencia vuelta a medir comprende un medio operable para comparar (1708) dicha potencia medida de señal no amplificada con dicho segundo umbral;

dicho medio operable para variar dicha ganancia de dicho amplificador comprende un medio operable para volver a amplificar dicha señal recibida con dicho amplificador durante un segundo periodo determinado; comprendiendo además dicho aparato:

un medio operable para medir una potencia de señal vuelta a amplificar de dicha señal vuelta a amplificar; donde

dicho medio operable para detectar un cambio en dicha potencia de señal comprende un medio operable para detectar (1710) una diferencia entre dicha potencia medida de señal no amplificada y dicha potencia de señal vuelta a amplificar; y

dicho medio operable para aumentar dicha ganancia comprende un medio operable para repetir dicha amplificación si dicha potencia medida de señal no amplificada es menor que un segundo umbral y dicha diferencia detectada es menor que una determinada cantidad.

13. El aparato de la reivindicación 12, comprendiendo además un medio operable para evitar (1706) que dicho amplificador de ganancia fija amplifique dicha señal recibida durante dicho primer periodo determinado si dicha potencia medida de señal no amplificada no es menor que dicho segundo umbral o dicha diferencia detectada no es menor que dicha determinada cantidad.

14. El aparato de la reivindicación 10 ó 13, donde dicho primer umbral es mayor que dicho segundo umbral.