ES2222667T3 - Controlador de motor multivelocidad. - Google Patents
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Abstract
Controlador de motor multivelocidad para motor CA o motor CC sin escobillas del tipo usado en aparatos domésticos o industriales incluyendo: - un rectificador (1) para rectificar la entrada CA a CC, - dicho rectificador está conectado a un puente inversor PWM (2) que consta de transistores de potencia con puertas correspondientes, - la salida de dicho puente inversor PWM está conectada a un motor CA o motor CC sin escobillas (3), - una unidad controlador (5) conectada a dicho puente inversor PWM, y unos medios de fuente de alimentación auxiliares (6) para la unidad de control y las puertas excitadoras (4) conectadas a dicha entrada CC, y - un programa de software que reside en dicha unidad controlador (5) para determinar las secuencias de tiempo para generar las señales para activar y desactivar las puertas de los transistores de potencia de dicho puente inversor PWM para producir formas de onda de voltaje sinusoidal de voltaje variable- frecuenciavariable (VVVF) para controlar la velocidadde dicho motor CA o motor CC sin escobillas usando la técnica de modulación de pulsos en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en anchura sinusoidal (SPWM), caracterizado porque dicho programa de software realiza el cálculo en tiempo real de las secuencias de conmutación e incorpora la generación de configuraciones de conmutación simétricas y bandas muertas para producir una longitud de código corta de 100-1000 bytes.
Description
Controlador de motor multivelocidad.
Esta invención se refiere a un controlador de
motor multivelocidad para un motor CA o motor CC sin escobillas y su
aplicación en herramientas de alta frecuencia, aparatos domésticos
o equipo industrial.
Es sabido que, siempre que sea posible, se
prefieren motores de inducción de jaula de ardilla, trifásicos,
para mover la carga. Sin embargo, cuando la carga requiere
velocidad variable, en el pasado, se desplegaron invariablemente
motores CC. Aunque es fácil controlar la velocidad por medios
simples, los motores CC, con el Conmutador/Engranaje de escobillas
de carbono, son menos fiables y propensos a mantenimiento más alto.
Por lo tanto, siempre se ha realizado un esfuerzo concertado por
hallar una solución simple para el control de velocidad del motor
de inducción CA.
Sin embargo, la complejidad del control de
velocidad del motor CA ha sido el inconveniente principal frente al
motor CC. En un motor CC el control de velocidad es muy simple
porque se logra variando simplemente el voltaje aplicado a la
armadura. Pero en los motores de inducción, hay que variar
simultáneamente tanto el voltaje como la frecuencia. Además,
durante la etapa de conversión de potencia, hay que garantizar que
las formas de onda de salida estén lo más cerca que sea posible de
una sinusoide, para minimizar los efectos armónicos y reducir las
pérdidas, el ruido y la vibración. La finalidad frecuente del
diseñador ha sido dar con un diseño simple y de costo razonable de
la electrónica de potencia y el controlador de modulación de pulsos
en anchura (PWM) para lograr la variabilidad de la velocidad en el
motor de inducción trifásico.
En los últimos años se han realizado esfuerzos
crecientes por idear formas y medios del método de control de
velocidad de voltaje variable-frecuencia variable
de los motores de inducción. Esto se debe principalmente a que el
motor de inducción trifásico es tal vez la máquina rotativa más
resistente y fiable que forma el caballo de batalla de la
industria. Su rotor de jaula de fundición a presión es virtualmente
indestructible y la ausencia de conmutador y engranaje de
escobillas hace de estos motores los más ampliamente utilizados en
la industria. Siempre que es posible y donde se dispone de un
suministro trifásico, el motor trifásico se prefiere también al
motor de inducción monofásico. El motor trifásico también es el que
tiene menos peso y tamaño para una potencia dada a una velocidad
concreta. El motor de inducción monofásico es generalmente menos
eficiente que el trifásico y también tiene componentes adicionales
como interruptor de arranque y condensador. Reducen la fiabilidad
de la máquina.
Para variar la velocidad del motor de inducción,
hay que variar el voltaje y la frecuencia en tándem por debajo de la
velocidad de régimen del motor. Para velocidades superiores al
valor de régimen, solamente se varía la frecuencia mientras que el
voltaje se mantiene constante. La práctica general es rectificar y
filtrar el suministro CA de entrada a CC e invertirlo a CA de
voltaje variable y frecuencia variable. Al hacerlo, es preferible
tener la forma de onda de la corriente de salida lo más cerca que
sea posible de sinusoidal. Esto es debido a que el motor de
inducción opera mejor con flujo magnético sinusoidal.
Ha habido muchos acercamientos para obtener dicha
salida sinusoidal de voltaje variable-frecuencia
variable del inversor. La mayoría de los métodos anteriores
utilizaban circuitería analógica con mucho hardware para a obtener
la generación de ondas PWM. Estos circuitos, como se describe en EP
0 886 369, emplean onda portadora triangular a una frecuencia más
alta y diferentes técnicas de muestreo para obtener la onda de
salida modulada en anchura de pulsos. Tales circuitos analógicos
tienen invariablemente limitaciones porque son complejos y caros.
también son propensos a deriva debido a envejecimiento de los
componentes y embalamiento térmico debido al calentamiento. Se
requieren frecuentes ajustes de la circuitería en factoría e in
situ. Además, el diseño se congela una vez fabricado el
producto e incluso un pequeño cambio en el diseño necesitaría más
tarde otro proceso de creación de prototipo y fabricación. Además,
dicha circuitería con mucho hardware siempre ha tenido los
problemas asociados de fiabilidad y altos costos.
Posteriormente, en épocas recientes se ha
intentado llegar a la solución de obtener la salida sinusoidal
modulada en anchura de pulsos, de voltaje
variable-frecuencia variable, empleando
controladores basados en microprocesador. Tal método atrae la
atención de los diseñadores contemporáneos como se puede ver por
las Patentes de Estados Unidos 4636928, 4599550, 4656572, 5140248,
5495160, en base a este acercamiento.
El acercamiento anterior en este método es
almacenar digitalmente la forma de onda del voltaje en la memoria
de lectura solamente (ROM) del microcontrolador y leerla a
intervalos apropiados por medio de interrupciones. El programa
maneja adecuadamente las interrupciones y la salida del procesador
para enviar las señales de conmutación al inversor.
También se ha sugerido almacenar los valores
sinusoidales durante los 360º de un ciclo de la forma de onda en
forma de una tabla de consulta y que el programa los lea a los
intervalos regulares y conmute apropiadamente el puente inversor.
En ambos acercamientos indicados, el requisito de memoria del
programa es generalmente grande, del orden de 4K o más bytes. Esto
se debe principalmente al requisito de memoria de la tabla de
consulta así como el código principal propiamente dicho. Además,
una vez que el código es más grande, hay que desplegar procesadores
más rápidos con menores tiempos de ciclo de instrucción para
efectuar el control en tiempo real y dicho hardware aumenta el
costo. Tal algoritmo se implementa en la Nota de Aplicación AN1664
de Motorola.
En otro caso, se adoptó un acercamiento
matemático para generar digitalmente la onda sinusoidal. en éste se
utilizó un algoritmo matemático basado en la técnica Bresenham para
sintetizar un círculo y se generan dos ondas correspondientes a las
coordenadas x e y para seguir el contorno de este círculo de
referencia. Estas ondas sinusoidales digitales son convertidas
después por medio de un convertidor de 2/3 fases y un modulador
para obtener las señales trifásicas moduladas en anchura de pulsos.
Este equipo también emplea bastante hardware en forma de
temporizadores, contadores, unidades de frecuencia, multiplexores, y
otras unidades lógicas que hacen que el aparato sea bastante caro de
desplegar en aplicaciones sensibles al precio.
Hay varias técnicas PWM como describe J. Holz en
su artículo de investigación, "Pulse Width Modulation - A
Survey", IEEE Transactions Industrial Electronics, vol. 39, nº
5, pp. 410-420, 1992. El principio y la metodología
implicados se describen con mayor detalle en las publicaciones
indicadas a continuación:
R. M. Park: "Two-reaction
Theory of Synchronous Machines, pt. I, Generalized method of
analysis", AIEE Trans., vol. 48, nº 1, pp.
716-730, Julio 1929.
T. G. Habetler, "A Space
Vector-based rectifier regulator for ac/dc/ac
converters", IEEE Trans. Power Electronics, vol. 8, nº 1, pp.
30-36, 1993.
El objeto de la invención es obviar los
inconvenientes anteriores variando la magnitud y frecuencia del
voltaje aplicado, manteniendo al mismo tiempo la forma de onda de
salida del inversor lo más cerca de sinusoidal que sea preciso
utilizando un controlador basado en microprocesador, que es
programable para lograr la configuración de conmutación requerida
por una técnica SVPWM o PWM Sinusoidal (SPWM).
El segundo objeto de esta invención es mantener
la longitud de código y el requisito de memoria del microprocesador
a un nivel mínimo de manera que se pueda implementar SVPWM o SPWM a
un costo bajo y el controlador se pueda usar en motores de
electrodomésticos, herramientas de alta frecuencia y equipo
industrial.
Para lograr dichos objetivos esta invención
proporciona un controlador de motor multivelocidad para motor CA o
motor CC sin escobillas incluyendo:
- -
- un rectificador para rectificar la entrada CA a CC,
- -
- dicho rectificador está conectado a un puente inversor PWM que consta de transistores de potencia con puertas correspondientes,
- -
- la salida de dicho puente inversor PWM está conectada a un motor CA o motor CC sin escobillas,
- -
- una unidad controlador conectada a dicho puente inversor PWM que tiene un programa de software de longitud de código corta para determinar las secuencias de tiempo para generar las señales para activar y desactivar las puertas de los transistores de potencia de dicho puente inversor PWM para producir formas de onda de voltaje sinusoidal de voltaje variable-frecuencia variable (VVVF) para controlar la velocidad de dicho motor CA o motor CC sin escobillas usando una técnica de modulación de pulsos en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en anchura sinusoidal (SPWM),
- -
- unos medios de fuente de alimentación auxiliares para la unidad de control y las puertas excitadoras conectadas a dicha entrada CC.
Dicho motor CA es un motor monofase o un motor
trifásico o un motor polifásico. Dicho motor CA es un motor de
inducción, reluctancia o síncrono.
El motor CC sin escobillas (BLDC) está en dos o
tres fases con dos o tres pares de devanados.
El puente inversor PWM (inversor monofase) consta
de al menos 4 transistores de potencia con puertas correspondientes
en caso de que un motor monofase esté conectado a su salida.
El programa de software no proporciona más de
cuatro configuraciones de conmutación de dicho puente inversor
monofase para producir una forma de onda de voltaje sinusoidal de
voltaje variable-frecuencia variable (VVVF) para
controlar la velocidad de dicho motor monofásico usando una técnica
de modulación de pulsos en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o
modulación de pulsos en anchura sinusoidal (SPWM).
El puente inversor PWM (inversor trifásico)
consta de al menos seis transistores de potencia con puertas
correspondientes y el motor CA conectado a la salida de dicho
puente inversor PWM es un motor trifásico o motor CC sin escobillas
(BLDC) con tres pares de devanados (tres fases).
Dicho programa de software no proporciona más de
ocho configuraciones de conmutación de dicho puente inversor
trifásico para producir una forma de onda de voltaje sinusoidal de
voltaje variable-frecuencia variable (VVVF) para
controlar la velocidad de dicho motor trifásico o motor BLDC con
tres pares de devanado usando una técnica de modulación de pulsos
en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en
anchura sinusoidal (SPWM).
Se ha previsto dos puentes PWM monofásicos
totalizando ocho transistores de potencia para el motor BLDC con dos
pares de devanado (motor bifásico), la salida de cada uno de estos
dos puentes está conectada a los dos pares de devanado de tal
manera que la salida del segundo devanado se retarde 90º con
respecto a la primera.
Dicho programa de software manipula
configuraciones de conmutación de dicho puente inversor para
producir una forma de onda de voltaje sinusoidal de voltaje
variable-frecuencia variable (VVVF) para controlar
la velocidad del motor polifásico usando una técnica de modulación
en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en
anchura sinusoidal (SPWM).
La unidad controlador es un microcontrolador con
el procesador asociado, ROM, RAM y los puertos de entrada/salida
(E/S) que tienen dicho programa de software en ROM para producir
señales de temporización enviadas mediante el puerto de salida a
dicho CI excitador.
Dichos transistores de potencia en el puente
inversor PWM son de tipo MOSFET (transistor de efecto de campo de
óxido metálico semiconductor) o del tipo de transistor bipolar de
puerta aislada (IGBT) para simplificar la circuitería de excitación
de puertas.
Dichas secuencias de tiempo son tales que el
período inactivo del puente se distribuye en tres etapas, una al
comienzo, una en el medio y la tercera al final del ciclo PWM de
manera que produzca una configuración simétrica con respecto al
centro del período de conmutación.
Dicho programa de software en el microcontrolador
es tal que obtenga la utilización máxima de dicho voltaje CC de
entrada.
Dicho programa de software genera una
configuración simétrica de señales de temporización produciendo por
ello formas de onda de voltaje sinusoidal de voltaje
variable-frecuencia variable (VVVF) con el menor
contenido armó-
nico.
nico.
La longitud de código corta del programa es de
100-1000 bytes.
La longitud de código corta del programa es
preferiblemente de 200-400 bytes.
Dicho programa de software incluye medios para
generar una banda muerta en las señales de conmutación para
garantizar que en ningún punto de tiempo los dos transistores de
potencia en la misma pata de puente inversor PWM sean conductores
simultáneamente.
Dicho programa de software incluye medios para
obtener la velocidad establecida del motor CA o motor CC sin
escobillas de la consola de operador.
Un excitador para cargar el condensador de puerta
está conectado a la puerta para activar el transistor.
Dicho excitador es un excitador de CI de puerta
de versión trifásica para excitar los tres transistores de lado
bajo y los tres transistores de lado alto del inversor PWM.
Dichos medios de fuente de alimentación auxiliar
generan los 5V, 15V CC requeridos para alimentar el microcontrolador
y el conductor respectivamente.
Dicho software también incluye medios de arranque
suave, si es preciso.
La unidad controlador con el CI excitador y los
medios de fuente de alimentación auxiliares se implementan en ASIC
(Circuito Integrado Específico de Aplicación).
Dicho ASIC y los componentes pasivos del
controlador de motor multivelocidad se integran en un CI
híbrido.
Dicho ASIC tiene medios para conectar con un chip
de memoria externo, si es preciso.
Dicho controlador de motor multivelocidad está
provisto de medios para conectar con aparatos domésticos y equipo
industrial para controlar la variación de velocidad para adaptarla
a la necesidad individual del cliente.
Los aparatos domésticos y el equipo industrial
son lavadoras, frigoríficos, acondicionadores de aire de sala,
telares de anillo textiles, ventiladores, soplantes, compresores y
máquinas herramienta.
La invención se describirá con referencia ahora a
los dibujos anexos.
La figura 1 muestra el diagrama de bloques del
controlador de motor multivelocidad para un motor CA o un motor CC
sin escobillas.
La figura 2a muestra un puente inversor PWM que
consta de 4 transistores con puertas correspondientes para un motor
de inducción monofásico.
La figura 2b muestra un puente inversor PWM que
consta de 6 transistores con puertas correspondientes para un motor
de inducción trifásico.
La figura 3 muestra la forma de onda de voltaje
de una fase para un semiciclo del período de tiempo. La amplitud de
la onda es constante y el tiempo de activación de los pulsos se
varía continuamente según el requisito de SVPWM.
La figura 4 muestra los voltajes medios durante
diferentes períodos de ciclo PWM, en un ciclo completo de la forma
de onda. En ella es evidente la formación del tipo de escalera de
la forma de onda que se aproxima a la configuración sinusoidal.
La figura 5a ilustra las cuatro combinaciones de
conmutación posibles de los cuatro transistores de potencia.
La figura 5b ilustra las ocho combinaciones de
conmutación posibles del puente inversor trifásico de seis
transistores de potencia. Se considera que el estado de activación
o desactivación del dispositivo de potencia de lado inferior del
puente denota el estado del puente. Las ocho combinaciones posibles
son V_{0}-V_{7}. V_{0} y V_{7} representan
el puente en condición desactivada o no conductora en la que los
tres dispositivos de potencia inferiores o superiores están en
estado activado. En los otros seis estados
V_{1}-V_{6}, el puente está en estado activado.
Uno o dos de los dispositivos de lado superior y dos o uno de los
otros dispositivos de lado inferior están en estado activado.
La figura 6 muestra los vectores espaciales
correspondientes a las configuraciones antes indicadas y están
representados por los seis vectores espaciales,
V_{1}-V_{6}. Los vectores nulos V_{0} y
V_{7} colocados en el origen representan las otras dos
combinaciones, donde el puente está en estado no conductor.
La figura 7 explica la manera en que el voltaje
de referencia de estator requerido V_{ref} se resuelve en dos
vectores espaciales, V_{1} y V_{2}.
La figura 8 ilustra la configuración de
conmutación de inversor para el caso antes mencionado, que implica
los vectores espaciales V_{1} y V_{2}.
La figura 9 expone el diagrama de flujo general
del programa y la lógica que implica, para generar las señales de
activación periódica del microcontrolador según el algoritmo PWM de
vector espacial. También se explica allí la interface con la
consola de operador y la rutina de manipulación de
interrupciones.
La figura 9A muestra la unidad microcontrolador,
fuente de alimentación auxiliar y el CI excitador implementado en
ASIC.
La figura 10 muestra el incremento paso a paso de
la frecuencia y velocidad y el desplazamiento de la posición de par
máximo con un mecanismo de arranque suave.
La figura 11 muestra la variación de la corriente
con la velocidad cuando el motor se acelera en el modo de arranque
suave, la corriente de entrada se limita a I_{max} durante todo
el período de aceleración.
Las figuras 12, 13 y 14 muestran la aplicación de
la invención en lavadoras, frigoríficos y aparatos de aire
acondicionado. El controlador de motor multivelocidad se puede
conectar al motor de la lavadora, frigorífico o aparato de aire
acondicionado con la ayuda de una caja de engranajes si es preciso y
así aumentan la versatilidad del equipo que se controla. Al basarse
en software, el sistema se puede personalizar fácilmente para
adaptarlo a las necesidades individuales del cliente. El tiempo a
mercado se reduce mucho a causa de esta característica y ésta es
una ventaja principal en las manos de los fabricantes de aparatos y
equipo.
Con referencia a los dibujos, en la figura 1 se
describe la configuración general del controlador de motor. El
suministro CA de entrada es rectificado y filtrado mediante (1) a
CC. La entrada puede ser monofásica o trifásica, siendo la
monofásica más común para motores de electrodomésticos. El puente
inversor PWM (2) consta de 4 transistores de potencia para motor
monofásico (figura 2a) o seis transistores de potencia para motor
trifásico (figura 2b). Dichos transistores de potencia pueden ser
MOSFETs (Transistor de efecto de campo de óxido metálico
semiconductor) o IGBTs (Transistor bipolar de puerta aislada). Con
la tecnología actual en el campo de los semiconductores de potencia
es fácil lograr el régimen de salida del puente del orden de
aproximadamente 20 HP, usando dispositivos discretos. Se prefieren
MOSFET e IGBT porque la puerta del dispositivo está aislada de los
otros terminales del transistor y por lo tanto es más fácil diseñar
la circuitería de excitación de puerta.
En la figura 2b se explica el puente inversor (2)
con mayor detalle. Q1-Q6 son los seis transistores
y G1-G6 son las puertas correspondientes. Cuando se
envía una señal alta (1) a la puerta, el transistor se activa y una
baja (0) en la puerta desactiva el transistor. El microcontrolador
(5) genera la lógica de conmutación que controla estas señales. Se
ha de garantizar que dos pares de transistores complementarios
Q1/Q2, Q3/Q4 o Q5/Q6 no estén activados simultáneamente en ningún
momento, a menos que se cortocircuite el bus CC. Para activar los
transistores, la señal alta deberá tener intensidad suficiente para
cargar el condensador de puerta. Para ello, se dispone de ICs de
excitación de puerta especiales. De hecho, en la presente invención
se utiliza una versión trifásica de dicho CI (4). El CI es capaz de
excitar los tres transistores de lado bajo y los tres transistores
de lado alto, proporcionando inherentemente el voltaje de
compensación que se requiere para activar los transistores de lado
alto. Los tres voltajes de salida en R, Y y B están conectados a los
tres devanados del motor M como se representa en la figura 1.
El controlador representado en la figura 1 es un
microcontrolador (5) con el procesador asociado, ROM (Memoria de
lectura solamente), RAM (Memoria de acceso aleatorio) y los puertos
de entrada/salida (E/S). El único software reside en la ROM y el
procesador ejecuta las instrucciones según la lógica para lograr las
señales de disparo SVPWM que se envían mediante el puerto de salida
al CI excitador (4). El microcontrolador también lee periódicamente
la consola/teclado del operador y comprueba la velocidad
establecida. En caso de control en bucle abierto, el voltaje de
salida y la frecuencia se regulan según los valores demandados por
la velocidad establecida. En la versión en bucle cerrado, el
controlador verifica también el sensor de velocidad y cambia las
señales de puerta según los cambios observados en el valor de la
velocidad de salida. Más adelante se expone la lógica de la SVPWM
así como una descripción del programa.
El otro elemento de la figura 1 es la fuente de
alimentación auxiliar (6) que suministra los 5 V y 15 V CC
necesarios para alimentar el CI de microcontrolador y el CI
excitador, respectivamente. Esta fuente de alimentación mantiene
bastante constantes los voltajes de salida dobles para una amplia
gama de fluctuaciones del suministro de entrada.
El principio del vector espacial PWM (SVPWM) se
explica brevemente aquí. El voltaje de estator del motor se puede
expresar vectorialmente en términos de los voltajes trifásicos del
inversor como
V_{s} = V_{r}
+ \gamma V_{y} + \gamma^{2}
V_{b}
donde \gamma = exp (j *
2\pi/3)
Los voltajes trifásicos del inversor se separan
en el tiempo 120º uno de otro y se pueden expresar como:
V_{r} = V_{m}
\ sen \ \overline{\omega}
t
V_{y} = V_{m}
\ sen \ (\overline{\omega} t -
120)
V_{b} = V_{m}
\ sen \ (\overline{\omega} t +
120)
donde V_{m} es la amplitud del
componente
fundamental.
En la figura 5a se representan cuatro
combinaciones de conmutación básicas del inversor para un motor
monofásico. En la figura 5b se representan las ocho combinaciones
de conmutación básicas del inversor para un motor trifásico. Cuando
los tres transistores de lado superior o de lado inferior están en
condición desactivada, el puente no conduce y el vector de voltaje
de estator resultante V_{s} es cero en estos dos estados. En
todas las otras seis combinaciones, uno o dos de los transistores
de lado superior Q1, Q3 y/o Q5 conduce. Según el requisito básico
del puente, los transistores de lado inferior correspondientes
deben estar en estado desactivado. El voltaje de estator resultante
V_{s} correspondiente a estas seis combinaciones puede darse por
la ecuación siguiente como
V_{n} = 2/3 \
\text{*} \ V_{d} \ exp \ [j \ \text{*} \ (n-1) \
\text{*} \ \pi \ / \
3]
donde n = 1, 2, 3, 4, 5, 6 y
V_{d} es el voltaje de bus
CC.
Como se ha explicado anteriormente V_{0} y
V_{7} son vectores nulos, es decir, su valor es cero. Estos seis
vectores se muestran en la figura 6 como V_{1} a V_{6}. Forman
los radios del hexágono formado por los seis sectores, I a VI. El
vector de voltaje de estator V_{s} gira en una configuración
cíclica mediante estos seis sectores. Su valor es variable desde
cero en el origen al máximo representado por los radios de V_{1} a
V_{6}.
Dependiendo del sector en el que está situado el
vector de voltaje de referencia del estator, lo mismo puede
escribirse en términos de los dos vectores adyacentes del hexágono.
Esto se explica en la figura 7. Suponiendo que V_{s} esté situado
en el sector I, está formado por V_{1} y V_{2} y se expresa en
sus términos como
V_{s} =V_{1} \
\text{*} \ T_{1}/T_{s} + V_{2} \ \text{*} \
T_{2}/T_{s}.
Cuando T_{2} es cero, V_{s} está formado
totalmente por V_{1}, y cuando T_{1} es cero, está formado
totalmente por V_{2}. T_{1} y T_{2} son los períodos durante
los que el puente inversor conduce en las configuraciones
correspondientes, es decir, 100 y 110. T_{s} es el período de
conmutación PWM y puesto que T_{1} y T_{2} son los dos períodos
conductores del puente, el período T_{0} = T_{s} -
(T_{1}+T_{2}) representa el período durante el que el puente
está en estado no conductor. Así, el período PWM T_{s} está
formado por el puente conductor en la configuración 100 (V_{1})
durante un tiempo T_{1} y en la configuración 110 (V_{2})
durante un tiempo T_{2} y la configuración 000 (V_{7}) o 111
(V_{0}) durante un período T_{0}.
Las combinaciones de conmutación anteriores para
sintetizar el vector de voltaje de referencia del estator V_{s}
en el sector I se representan en la figura 8. Aquí, el período
T_{0} durante el que el puente está inactivo se distribuye en
tres etapas, una al comienzo, una en el medio y la tercera al final
del ciclo PWM. El puente está en estado 000 (V_{7}) durante un
período T_{0}/4 donde los tres transistores Q1, Q3 y Q5 en el
lado superior están en estado activado y los transistores de lado
inferior correspondientes Q2, Q4 y Q6 están en estado desactivado.
Al final del período T_{0}/4, Q1 se desactiva y Q2 se activa.
Esta configuración de conmutación se mantiene durante un período
T_{1}/2. Al final de este período, el transistor Q3 se desactiva
y Q4 se activa. Esta nueva configuración se mantiene durante un
período de T_{2}/2. Al final de este período, el transistor Q5 se
activa y Q6 se desactiva. Ahora el puente es de nuevo no conductor
y la configuración corresponderá al vector nulo 111 (V_{0}).
Este estado se mantiene durante un período T_{0}/2.
Durante el resto del período PWM la situación se
repite a la inversa. Al final del período T_{0}/2, el transistor
Q5 se desactiva y Q6 se activa. Este estado es durante un período
de tiempo T_{2}/2. Al final de este período Q3 se desactiva y Q4
se activa durante otro período T_{1}/2. Después de esto, Q1 se
desactiva y Q2 se activa. Esto corresponde a la etapa no conductora
del puente y continúa durante un período T_{0}/4.
Las señales de conmutación para las tres patas
del puente se representan en la figura 8 y se puede ver que la
configuración es simétrica con respecto al centro del período de
conmutación T_{s}. Esto se denomina el método de conmutación PWM
simétrica y se sabe que produce menos armónicos en las formas de
onda de salida.
La secuencia de conmutación descrita
anteriormente es un período PWM y al final de éste, se produce el
período próximo correspondiente a otra posición del voltaje de
referencia de estator V_{s}. Mientras V_{s} está en el sector I,
se toman los vectores espaciales adyacentes V_{1} y V_{2} y el
período T_{1} y T_{2} son los períodos de permanencia. T_{1}
y T_{2} se pueden calcular a partir de la Transformada de Park
explicada en la referencia citada anteriormente. Los períodos de
tiempo T_{1}, T_{2} y T_{0} vienen dados por las ecuaciones
siguientes:
T_{1} = T_{s}
\ /2\text{*} \ a\text{*} \ sen \ (60 - \theta) \ / \ sen \
60
T_{2} =
T_{s}/2\text{*} \ a\text{*} \ sen \ \theta \ / \ sen \
60
T_{0} = T_{s}
- (T_{1} +
T_{2})
\theta es el ángulo de fase del voltaje de
referencia de estator V_{s} y a es el índice de modulación.
"a" es la relación de la magnitud requerida del voltaje
V_{s} al valor máximo posible del mismo, es decir, |V_{1}|. Así
es cómo se controla la magnitud del voltaje de salida con respecto
a la frecuencia para obtener el V/f requerido.
Como el vector de voltaje de referencia del
estator V_{s} gira en el tiempo, incrementando \theta, los
períodos de tiempo T_{1}, T_{2} y T_{0} cambian
continuamente. En algún punto de tiempo el vector entra en el sector
II. Aquí, los vectores base se toman como V_{2} y V_{3},
correspondientes a las configuraciones de conmutación 110 y 010,
respectivamente. El vector de voltaje de estator V_{s} está
formado ahora por V_{2} y V_{3} y T_{1}, T_{2} y T_{0} se
calculan como antes. Así, la secuencia pasa por sectores los III,
IV, V y VI cuando \theta aumenta de 60 a 360º. Para cada uno de
estos sectores, los pares adyacentes correspondientes del hexágono
se toman para descomposición del vector V_{s} en los dos vectores
requeridos. La rotación de 0 a 360º corresponderá a un ciclo de la
forma de onda de salida. El valor incremental de \theta
determinará la resolución de la onda sinusoidal. Cuanto más fina
sea, más lisa será la onda sinusoidal.
Los pulsos PWM de una fase se muestran en la
figura 3. Para ilustración se supone que un semiciclo está formado
por nueve pulsos o períodos PWM. Así, \theta tiene un valor de
20º. Se ve que aunque la magnitud del pulso es constante, la
anchura del pulso aumenta progresivamente en la primera mitad y
después se reduce igualmente en la segunda mitad del período de
tiempo mostrado. Se ve que los pulsos 6 a 10 tienen anchuras
crecientes, y en los pulsos 10 a 14 la anchura disminuye
progresivamente.
El valor medio del voltaje en el período PWM
aumenta así constantemente en el período de 0 a 90º y después
disminuye de forma similar de 90 a 180º. Esto se representa en la
figura 4 para el ciclo completo como una onda parecida a escalera.
Cuando aumenta el número de escalones, se reduce la anchura de la
escalera y la onda resulta lisa y más próxima a una sinusoide. El
número de escalones o la resolución de la forma de onda la decide
totalmente el diseño del motor y el requisito de la aplicación. La
finura de la onda sinusoidal dicta el valor incremental de
\theta. El método SVPWM también da lugar a la utilización máxima
del voltaje de bus CC, en comparación con otros tipos de técnicas
PWM.
Así se repite la rotación del vector espacial en
el cuadro de tiempo, y la velocidad a la que el vector V_{s} esté
girando decidirá la frecuencia de la onda de salida. Así, la
frecuencia de la onda se decide por la velocidad de rotación del
vector de voltaje de estator y su magnitud por el índice de
modulación. La magnitud del voltaje la fijan indirectamente los
períodos de tiempo T_{1} y T_{2} durante los que el puente se
activa en casos diferentes. De esta forma se obtiene el control V/f
que se requiere para el control de velocidad del motor CA.
Se ve que, al conmutar el puente de una
configuración a otra, los estados activado/desactivado de los dos
transistores en una pata vertical del puente, a saber, Q1/Q2, Q3/Q4
o Q5/Q6 experimentan un cambio. Por ejemplo, en la figura 8, cuando
al final de T_{0}/4 cuando la configuración cambia de 000
(V_{7}) a 100 (V_{1}), el transistor Q1 cambia del estado
activado a desactivado y simultáneamente el transistor Q2 cambia de
estado desactivado a activado. Al conmutar a desactivado, un
transistor tarda un tiempo definido en desactivarse. Este tiempo
t_{q} se determina por el tiempo de paso a desactivado del
transistor. En el ejemplo citado, es preceptivo que Q2 no se active
antes de que Q1 esté completamente desactivado. Así, se requiere un
pequeño retardo de tiempo antes de desactivar Q1 antes de activar
Q2. Este período de tiempo en el que Q1 y Q2 no son conductores se
denomina la "banda muerta" y esta banda muerta se ha de
incorporar en el software de conmutación para garantizar que en
ningún punto del tiempo Q1 y Q2 (o Q3 y Q4 o Q5 y Q6) sean
conductores simultáneamente. En la presente invención, esta banda
muerta se incorpora en el algoritmo propiamente dicho por medio de
software y por lo tanto la fiabilidad del inversor puente es muy
alta.
En la figura 9 se describe el diagrama de flujo
del programa para el vector espacial PWM. En primer lugar, se ponen
a cero los temporizadores y los registros de interrupciones del
microcontrolador. Primero se verifica si está activado el control
de Motor activado; en caso contrario, el controlador pone el puente
en el estado no conductor, que también es el modo por defecto. Si el
conmutador está en posición activada, se lee el valor de velocidad
establecida de la consola de operador o del teclado. Se calculan la
frecuencia correspondiente a la velocidad establecida y el voltaje
correspondiente. Dependiendo de la frecuencia de conmutación del
puente, también se calcula el período PWM, T_{s}.
\theta se inicializa al valor cero en primer
lugar, y en correspondencia a dicho \theta, se determina el
sector del vector de voltaje V_{s} y se calculan los períodos de
tiempo T_{1}, T_{2} y T_{0}. Se determinan los dos vectores
de composición V_{n} y V_{n\pm1} para dicho sector y se toman
las configuraciones de conmutación relacionadas de los puentes para
T_{1} y T_{2}.
El programa carga los registros de temporizador
con los valores de T_{0}, T_{1} y T_{2} y se habilita la
interrupción. El programa también comprueba la dirección requerida
de rotación y, por consiguiente, se inicia la dirección de rotación
del vector de voltaje de referencia del estator V_{s}. Para
rotación a la derecha del eje, V_{s} ha de girar a la derecha;
para rotación a la izquierda del motor, V_{s} también se mueve
hacia la izquierda. La configuración de conmutación para T_{0} es
V_{7} o V_{0} cuando el puente está en estado no conductor
durante ese tiempo.
Las señales de activación periódica para cada uno
de los períodos de tiempo, T_{0}/4, T_{1}/2, T_{2}/2,
T_{0}/2, T_{2}/2, T_{1}/2 y T_{0}/4 correspondientes a la
configuración de conmutación de los vectores V_{7}, V_{n},
V_{n\pm1}, V_{0}, V_{n\pm1}, V_{n} y V_{7} se envían al
puerto de salida del controlador para enrutamiento a las puertas del
puente inversor. El programa también garantiza que, durante los
casos de transición en cada uno de los siete períodos de tiempo,
también se envíe la configuración de banda muerta apropiada a las
puertas mediante el puerto de salida. La configuración de
conmutación consta de seis bits de 1 ó 0. Por ejemplo, un byte
100101 en el puerto de salida significa que todos los transistores
Q1, Q4 y Q6 están activados y todos los transistores Q2, Q3 y Q5
están desactivados.
El programa también comprueba si se produce
rebosamiento del temporizador, y si es así, incrementa el valor de
\theta y repite todos los pasos anteriores de la subrutina.
Siempre que el valor de \theta llega a 360º, significa que se
termina un ciclo de la onda. En este caso, \theta se inicializa a
cero y se repite todo el programa. Este proceso continúa
ininterrumpidamente, verificando cada vez todo cambio de la
velocidad establecida. Si hay un cambio en el valor de la velocidad
establecida, se calculan nuevos valores de f, V. Esto cambiará la
velocidad a la que giran V_{s} y el índice de modulación,
cambiando por ello también los valores de T_{0}, T_{1} y
T_{2}.
El programa ocupa solamente aproximadamente
200-400 bytes de ROM en el procesador, dependiendo
de la lisura de la onda sinusoidal requerida. Esto significa que es
un código muy eficiente y se puede implementar fácilmente en
cualquier microcontrolador de gama baja a un costo muy bajo. Tampoco
hay grandes tablas que haya que almacenar puesto que la SVPWM se
implementa en tiempo real. La parte restante de la ROM se puede
utilizar para conectar el controlador con la máquina activada para
controlar el tiempo y secuencia del mismo, junto con las interfaces
de entrada/salida necesarias. Como la mayoría de los aparatos de
hoy día utilizan cada vez más microcontroladores, la presente
invención puede mejorar fácilmente la capacidad de los mismos
dotando a la máquina de capacidad de velocidad variable
prácticamente sin costo adicional. Pero la versatilidad y las
características de producto de la máquina se mejoran en gran
medida, ofreciendo al diseñador una herramienta potente, pero de
bajo costo, en forma de un motor de velocidad variable. No tiene
las trabas de las limitaciones anteriores de la controlabilidad del
motor CA y tiene la libertad de elegir utilizarlo en lugar de un
motor CC más caro, más grande y más costoso.
Así, el motor funcionará al valor apropiado
correspondiente a la velocidad establecida. La lisura de la onda
sinusoidal se logra fácilmente disminuyendo el valor incremental de
\theta. La configuración de banda muerta para cada uno de los
puntos de transición de la configuración de conmutación SVPWM
simétrica es constante y el tiempo de la banda muerta se carga
mediante el programa. La banda muerta es muy fácil de variar en un
grupo diferente de transistores con t_{q} variable.
Se realiza un ejercicio similar con un puente
inversor PWM (inversor monofásico) que tiene cuatro transistores de
potencia con cuatro configuraciones de conmutación, como se
representa en las figuras 2a y 5a para proporcionar multivelocidad
a un motor monofásico. Para un motor monofásico hay dos vectores
espaciales y cuatro combinaciones de conmutación básicas. El
programa de software en el microcontrolador calcula los tiempos de
permanencia para cada una de estas configuraciones y también se
introduce el programa de banda muerta correspondiente en el lugar
adecuado como en el caso del circuito trifásico.
La construcción de un motor CC sin escobillas
(BLDC) es similar a la de un motor de inducción polifásico, a
excepción de que, en el motor CC sin escobillas, el rotor es un
imán permanente en lugar de aluminio fundido a presión. En general,
el motor BLDC entra en 2 ó 3 fases con 2 ó 3 pares de devanados y la
conmutación se realiza de manera similar a un motor bi- o
trifásico, mientras que la versión trifásica es similar a la
descrita anteriormente, en que en el motor bifásico hay dos puentes
monofásicos que totalizan ocho transistores de potencia. La salida
de cada uno de estos puentes está conectada a los dos pares de
devanado. La salida de dicho devanado se retarda 90º con respecto a
la primera. Cuando los voltajes se aplican de forma cíclica a los
devanados como se ha descrito anteriormente, se establece un campo
magnético rotativo y el rotor de imán permanente sigue este campo y
gira continuamente.
En las figuras 10 y 11 se representan las
características de arranque suave. La figura 10 muestra las curvas
de par en función de la velocidad para los 5 pasos, mientras que
figura 11 ilustra la variación de corriente con velocidad para los
mismos pasos. El inversor y por lo tanto el motor se ponen en marcha
en el paso 1 a una frecuencia baja y su voltaje correspondiente. El
par de arranque es muy alto y la corriente de arranque cae dentro
del valor permitido de I_{max}. Cuando el motor acelera y la
velocidad llega al valor en el paso 2, el valor de corriente
también disminuye. En este punto se incrementan el voltaje y la
frecuencia. El punto de par máximo o potencia se desplaza a la
derecha. El motor muestra un aumento del par de aceleración y la
velocidad aumenta más. La corriente también aumenta, pero se
mantiene dentro de I_{max}. Se realiza un ejercicio similar en
los pasos 3, 4 y 5. La curva referente al paso 5 son las
características de par en función de la velocidad del motor al
voltaje y frecuencia de régimen, y un motor sigue esta curva desde
el comienzo del paso 5 y llega a su velocidad de régimen.
La aplicación de la invención anterior se ilustra
por medio de ejemplos en las figuras 12-14 con
respecto a lavadoras, frigoríficos y aparatos de aire
acondicionado. El controlador de motor multivelocidad se puede
conectar al motor de la lavadora, frigorífico o aparato de aire
acondicionado con la ayuda de una caja de engranajes si es preciso,
y así aumenta la versatilidad del equipo que se controla. Aunque
los ejemplos son aplicaciones típicas de la tecnología, se pueden
aplicar a otros aparatos y equipo donde el motor de inducción haya
de operar a varias velocidades deseadas.
La invención anterior también se utiliza en
equipo industrial tal como telares de anillo textiles, herramientas
portátiles, ventiladores industriales, soplantes y compresores y
otras máquinas herramientas.
Claims (27)
1. Controlador de motor multivelocidad para motor
CA o motor CC sin escobillas del tipo usado en aparatos domésticos o
industriales incluyendo:
- -
- un rectificador (1) para rectificar la entrada CA a CC,
- -
- dicho rectificador está conectado a un puente inversor PWM (2) que consta de transistores de potencia con puertas correspondientes,
- -
- la salida de dicho puente inversor PWM está conectada a un motor CA o motor CC sin escobillas (3),
- -
- una unidad controlador (5) conectada a dicho puente inversor PWM, y unos medios de fuente de alimentación auxiliares (6) para la unidad de control y las puertas excitadoras (4) conectadas a dicha entrada CC, y
- -
- un programa de software que reside en dicha unidad controlador (5) para determinar las secuencias de tiempo para generar las señales para activar y desactivar las puertas de los transistores de potencia de dicho puente inversor PWM para producir formas de onda de voltaje sinusoidal de voltaje variable- frecuencia variable (VVVF) para controlar la velocidad de dicho motor CA o motor CC sin escobillas usando la técnica de modulación de pulsos en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en anchura sinusoidal (SPWM),
caracterizado porque dicho programa de
software realiza el cálculo en tiempo real de las secuencias de
conmutación e incorpora la generación de configuraciones de
conmutación simétricas y bandas muertas para producir una longitud
de código corta de 100-1000 bytes.
2. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho motor CA (3) es un
motor monofase o un motor trifásico o un motor polifásico.
3. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho motor CA (3) es un
motor de inducción, reluctancia o síncrono.
4. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde el motor CC sin escobillas
(BLDC) (3) está en dos o tres fases con dos o tres pares de
devanados.
5. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde el puente inversor PWM (2)
consta de al menos 4 transistores de potencia
(21-24) con puertas correspondientes
(G1-G4) en caso de que un motor monofase esté
conectado en su salida.
6. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 1 y 5, donde dicho programa de
software no proporciona más de cuatro configuraciones de
conmutación de dicho inversor puente para producir forma de onda de
voltaje sinusoidal de voltaje variable-frecuencia
variable (VVVF) para controlar la velocidad de dicho motor
monofásico usando la técnica de modulación en anchura de espacio
vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en anchura sinusoidal
(SPWM).
7. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 1 y 2, donde el puente inversor
PWM (inversor trifásico) (2) consta de al menos seis transistores
de potencia (21-26) con puertas correspondientes
(G1-G6) y el motor CA conectado a la salida de dicho
puente inversor PWM (2) es un motor trifásico o motor CC sin
escobillas (BLDG) (3) con tres pares de devanados (tres fases).
8. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 1, 2 y 7, donde dicho programa
de software no proporciona más de ocho configuraciones de
conmutación de dicho inversor puente (2) para producir forma de
onda de voltaje sinusoidal de voltaje
variable-frecuencia variable (VVVF) para controlar
la velocidad de dicho motor trifásico o motor BLDC (3) con tres
pares de devanados usando la técnica de modulación en anchura de
espacio vectorial (SVPWM) o modulación de pulsos en anchura
sinusoidal (SPWM).
9. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 2 y 5, donde se ha previsto dos
puentes PWM monofásicos que totalizan ocho transistores de potencia
para el motor BLDC (3) con dos pares de devanado (motor bifásico),
la salida de cada uno de estos dos puentes está conectada a los dos
pares de devanados de tal manera que la salida del segundo devanado
se retarde 90º de la primera.
10. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 1, 3 y 7, donde dicho programa
de software manipula configuraciones de conmutación de dicho
inversor puente (2) para producir forma de onda de voltaje
sinusoidal de voltaje variable-frecuencia variable
(VVVF) para controlar la velocidad del motor polifásico (3) usando
una técnica de modulación en anchura de espacio vectorial (SVPWM) o
modulación de pulsos en anchura sinusoidal (SPWM).
11. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde la unidad controlador (5)
es un microcontrolador con el procesador asociado, ROM, RAM y los
puertos de entrada/salida (E/S) que tienen dicho programa de
software en ROM para producir señales de tiempo enviadas mediante el
puerto de salida a dicho CI excitador.
12. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 1, 4 y 7, donde dichos
transistores de potencia en el puente inversor PWM (2) son de tipo
MOSFET (óxido metálico semi-conductor transistor de
efecto de campo) o de tipo de transistor bipolar de puerta aislada
(IGBT) para simplificar la circuitería de excitación de
puertas.
13. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dichas secuencias de tiempo
son tales que el período inactivo del puente se distribuya en tres
etapas, una al comienzo, una en el medio y la tercera al final del
ciclo PWM de manera que produzca una configuración simétrica con
respecto al centro del período de conmutación.
14. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho programa de software
en el microcontrolador (5) es tal que obtenga la utilización máxima
de dicho voltaje CC de entrada.
15. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho programa de software
genera una configuración simétrica de señales de temporización
produciendo por ello formas de onda de voltaje sinusoidal de
voltaje variable-frecuencia variable (VVVF) con el
menor contenido armónico.
16. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho programa de software
incluye banda muerta en las señales de conmutación para garantizar
que en ningún punto de tiempo ninguno de dos transistores de
potencia en la misma pata del puente inversor PWM (2) sean
conductores simultáneamente.
17. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho programa de software
obtiene la velocidad establecida del motor CA o motor CC sin
escobillas de la consola de operador.
18. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde un excitador para cargar el
condensador de puerta se conecta a la puerta para activar el
transistor.
19. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho excitador es un CI
excitador de puerta de versión trifásica (4) para excitar los tres
transistores de lado bajo y los tres transistores de lado alto del
inversor PWM (2).
20. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dichos medios de fuente de
alimentación auxiliar (6) generan los 5 V, 15 V CC requeridos para
alimentar el microcontrolador (5) y el conductor (4)
respectivamente.
21. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho software también
incluye medios de arranque suave.
22. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde el controlador excluyendo
el excitador y la unidad de potencia auxiliar se implementa en ASIC
(Circuito Integrado Específico de Aplicación).
23. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho ASIC y los
componentes pasivos del controlador de motor multivelocidad se
integran en un CI híbrido.
24. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en las reivindicaciones 22 y 23, donde dicho ASIC tiene
medios para conectar con un chip de memoria externo, si es
preciso.
25. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 1, donde dicho controlador de motor
multivelocidad se integra con aparatos domésticos y equipo
industrial para controlar la variación de velocidad para adaptarla
a la necesidad individual del cliente.
26. Controlador de motor multivelocidad según se
reivindica en la reivindicación 25, donde los aparatos domésticos y
el equipo industrial son lavadoras, frigoríficos, aparatos de aire
acondicionado, telares de anillo textiles, ventiladores, soplantes,
compresores y máquinas herramienta.
27. Controlador de motor multivelocidad para
motor CA o motor CC sin escobillas sustancialmente como se describe
con referencia a los dibujos anexos y como se ilustra en ellos.
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