ES2228016T3 - Procedimiento y dispositivo de mando de un convertidor estatico que alimenta una fuente de corriente. - Google Patents
Procedimiento y dispositivo de mando de un convertidor estatico que alimenta una fuente de corriente.Info
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- 230000003068 static effect Effects 0.000 title claims abstract description 56
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 23
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 28
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 11
- 125000004122 cyclic group Chemical group 0.000 claims description 3
- 239000006185 dispersion Substances 0.000 claims description 3
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 2
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 7
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 3
- 230000004044 response Effects 0.000 description 3
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 2
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 101000872083 Danio rerio Delta-like protein C Proteins 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000033228 biological regulation Effects 0.000 description 1
- 230000001143 conditioned effect Effects 0.000 description 1
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 1
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 206010053219 non-alcoholic steatohepatitis Diseases 0.000 description 1
- 230000002093 peripheral effect Effects 0.000 description 1
- 230000008569 process Effects 0.000 description 1
- 238000005382 thermal cycling Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
- 238000000844 transformation Methods 0.000 description 1
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 description 1
- 230000007704 transition Effects 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M5/00—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
- H02M5/02—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC
- H02M5/04—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters
- H02M5/22—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
- H02M5/25—Conversion of AC power input into AC power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into DC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P23/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by a control method other than vector control
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Abstract
Procedimiento de mando de un convertidor estático (1) asociado a una fuente de corriente polifásica (2) y a una fuente de tensión continua, estando dicho procedimiento destinado a permitir ajustar una magnitud eléctrica y/o magnética y/o mecánica de la fuente de corriente (2), llamada magnitud de control, caracterizado porque: - se generan unos instantes de sincronización t(i) definidos por un reloj de periodo T, - se mide por lo menos una magnitud eléctrica, magnética o mecánica, representativa del estado de la fuente de corriente, - se calcula a partir de las magnitudes medidas por lo menos una magnitud de control c(t), y su derivada c (t), y el valor cp (t(i)+T) que tomaría cada magnitud de control en el instante de sincronización siguiente t(i)+T, para la configuración Cc del convertidor estático en el instante t(i), - se compara cada magnitud de control cp (t(i)+T) con una magnitud de referencia preseleccionada llamada magnitud de consigna, y en función de los resultados de la comparación y de la configuración del convertidor estático en cada instante de sincronización t(i), se determina la configuración de dicho convertidor estático apta para permitir minimizar la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de consigna correspondiente al instante de sincronización siguiente t(i)+T, - se calcula la derivada en el instante t(i)+T de una magnitud de control, llamada privilegiada, correspondiente a la configuración Cc(t(i)+T) en el instante t(i)+T, - se determina el instante de conmutación t(i)+tcom entre estos instantes t(i) y t(i)+T apto para permitir minimizar la diferencia en el instante t(i)+T entre la magnitud de control privilegiada y la magnitud de consigna correspondiente, - y se manda la conmutación del convertidor estático en el instante t(i)+tcom.
Description
Procedimiento y dispositivo de mando de un
convertidor estático que alimenta una fuente de corriente.
La presente invención prevé un procedimiento y un
dispositivo de mando de un convertidor estático destinado a permitir
ajustar una magnitud de control eléctrico y/o magnético y/o mecánico
de una fuente de corriente alimentada por este convertidor
estático.
Desde siempre, una de las principales
aplicaciones de los convertidores estáticos de energía eléctrica es
la alimentación de máquinas eléctricas a frecuencia variable,
permitiendo así la obtención de buenos rendimientos en unos sistemas
de regulación de velocidad y de posición.
El ondulador de tensión trifásico es un
convertidor estático particularmente dedicado a la alimentación de
máquinas de corriente alterna para unos sistemas que requieren una
buena calidad de arrastre (precisión, linealidad, respuesta
transitoria, estabilidad) en una amplia zona de variación de
velocidad y de régimen de carga.
Tradicionalmente, la estructura del ondulador de
tensión utilizada está compuesta por una sola célula de conmutación
por fase, que suministra una tensión de salida con un porcentaje de
distorsión armónica del cual se conocen los límites. Este ondulador,
llamado ondulador de dos niveles, topa sin embargo con límites
tecnológicos ligados a su principio de funcionamiento.
Ha sido desarrollada una nueva estructura de
ondulador de tensión que permite una modulación de la amplitud de
los impulsos. Esta estructura multicelular, con células imbricadas,
presenta un carácter modular, que permite una mejora destacable de
la calidad de la tensión suministrada, que aumenta con el número de
células.
Se pueden considerar estos onduladores
multiniveles serie como unos convertidores numérico/analógicos de
alta potencia.
Por otra parte, los procesadores numéricos de
señal actuales son suficientemente rápidos y precisos para que pueda
realizarse un control directo del par (DTC) de la máquina de
corriente alterna. Esta estrategia de control consiste en actuar
directamente sobre el estado del ondulador, a partir de
informaciones sobre los valores instantáneos del par y del flujo de
la máquina.
Rápidamente, esta estrategia de mando ha
aparecido como una gran innovación que permite mejorar muy
sensiblemente el tiempo de respuesta del mando del par de las
máquinas de corriente alterna. Además, el principio de base
permanece muy simple puesto que consiste en elegir
"directamente" la configuración ondulador en función del signo
del error de par y del signo del error de flujo, lo que no necesita,
en particular, la presencia de un captador de velocidad o de
posición.
Unos dispositivos actuales de mando directo del
par de una máquina asíncrona, que utilizan esta estrategia de mando
están así en particular descritos en el documento FR 2 744 302, o
los artículos NASH J N: "Direct torque control, induction motor
vector control without an encoder" IEEE TRANSACTIONS ON
INDUSTRY APPLICATIONS, vol. 33, nº 2, marzo 1997, páginas
333-341, XP000724904, y CHAPUIS Y A ET AL:
"Commande directe du couple d'une machine asynchrone par le
contrôle direct de son flux statorique direct torque
control", JOURNAL DE PHYSIQUE III, vol. 5; nº 6, 1er junio
1995, páginas 863-880, XP000533453.
Según este último artículo, en particular, un
comparador de histéresis de doble nivel efectúa la comparación entre
el par calculado y un par de referencia y entre el flujo calculado y
un flujo de referencia. La configuración del ondulador es
determinada en función del signo del error de par y del signo del
error de flujo.
Sin embargo, los rendimientos, excepcionales para
algunos lados de esta estrategia, no son suficientes para hacer
olvidar los defectos ligados al funcionamiento a frecuencia variable
que impone:
- -
- aumento de las pérdidas por conmutación o por histéresis y puesta en peligro de los semi-conductores cuando tienen lugar funcionamientos a frecuencia elevada,
- -
- perturbaciones acústicas cuando tienen lugar funcionamientos a frecuencia baja,
- -
- excitación de las resonancias mecánicas y/o eléctricas a causa del barrido de la frecuencia.
La presente invención prevé evitar estos
inconvenientes y tienen por principal objetivo proporcionar un
procedimiento y un dispositivo de mando de un convertidor estático
que conserva la dinámica de los procedimientos de mando directo
tales como los anteriormente descritos, conduciendo al mismo tiempo
a elegir la frecuencia de conmutación como un parámetro
independiente.
A este fin, la invención prevé en primer lugar un
procedimiento de mando de un convertidor estático asociado a una
fuente de corriente polifásica y a una fuente de tensión continua,
estando dicho procedimiento destinado a permitir ajustar una
magnitud eléctrica y/o magnética y/o mecánica de la fuente de
corriente, llamada magnitud de control, y que se caracteriza
porque:
- -
- se generan unos instantes de sincronización t(i) definidos por un reloj de periodo T,
- -
- se mide por lo menos una magnitud eléctrica, magnética o mecánica, representativa del estado de la fuente de corriente,
- -
- se calcula a partir de las magnitudes medidas por lo menos una magnitud de control c(t) y su derivada c(t), y el valor cp (t(i)+T) que tomaría cada magnitud de control en el instante de sincronización siguiente t(i)+T, para la configuración Cc del convertidor estático en el instante t(i),
- -
- se compara cada magnitud de control cp (t(i)+T) con una magnitud de referencia preseleccionada llamada magnitud de consigna, y en función del resultado de la comparación y de la configuración del convertidor estático en cada instante de sincronización t(i), se determina la configuración de dicho convertidor estático apta para permitir minimizar la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de consigna correspondiente en el instante de sincronización siguiente t(i)+T,
- -
- se calcula la derivada en el instante t(i)+T de una magnitud de control, llamada privilegiada, que corresponde a la configuración Cc (t(i)+T) en el instante t(i)+T,
- -
- se determina el instante de conmutación t(i)+tcom entre estos instantes t(i) y t(i)+T apto para permitir minimizar la diferencia en el instante t(i)+T entre la magnitud de control privilegiada y la magnitud de consigna correspondiente,
- -
- y se manda la conmutación del convertidor estático en el instante t(i)+tcom.
Según la invención, el principio de mando se
divide en tres etapas:
- -
- elección de la configuración del convertidor estático en un instante t(i)+T en función de la configuración de este convertidor en un instante t(i) y de magnitudes medidas representativas del estado de la fuente de corriente,
- -
- cálculo del instante de conmutación t(i)+tcom entre las configuraciones presente y futura, para una magnitud de control privilegiada de la que se quiere controlar la frecuencia de conmutación,
- -
- mando de la conmutación del convertidor estático en el instante t(i)+tcom.
Este procedimiento de mando conduce así:
- -
- a mandar una sola conmutación del convertidor estático entre dos instantes de muestreo t(i), t(i)+T,
- -
- a calar, entre estos dos instantes y por medio de cálculos de derivadas, el instante de conmutación de manera que minimice la diferencia entre la magnitud de control privilegiada y una magnitud de consigna preseleccionada correspondiente.
Un procedimiento de mando de este tipo permite
por tanto imponer la (o las) magnitud(es) de control
suministrada(s) por la fuente de corriente con una gran
dinámica, eligiendo al mismo tiempo la frecuencia de conmutación del
convertidor estático como un parámetro independiente y no ya
sufriéndola como una consecuencia de las condiciones de
funcionamiento.
En función de la aplicación, se podrá entonces
elegir imponer una frecuencia fija (por ejemplo para permitir un
filtrado eléctrico o mecánico con ayuda de un circuito
corta-banda muy selectivo) o hacer variar la
frecuencia de recortado en función de las condiciones de carga (por
ejemplo para mantener la temperatura de los semiconductores
constante y reducir el ciclado térmico).
Según una primera aplicación destinada al mando
de un ondulador con N niveles, con N \geq 2, asociado a una
máquina asíncrona trifásica, se seleccionan preferentemente, como
magnitud de control el flujo estatórico \phis y el par
electromagnético Cem de dicha máquina, y como magnitud de control
privilegiada el par electromagnético Cem.
Además, y de manera ventajosa, en vista al
cálculo de las magnitudes de control \phis y Cem, se miden las
corrientes de líneas I1, I2, I3 y las tensiones estatóricas,
estimadas o medidas, V1, V2, V3 a la salida del ondulador.
Según esta aplicación, además, se calculan
preferentemente, las derivadas \phis y C em de las
magnitudes de control \phis y C em, a partir de las fórmulas
siguientes:
\phi s =
\frac{d \phi s}{dt} = \frac{2}{3 \phi s} (\phi_{s \alpha}V_{s
\alpha} + \phi_{s \beta} V_{s \beta} - Rs(\phi_{s \alpha}I_{s
\alpha} + \phi_{s \beta}I_{s
\beta}))
y
C em =
\frac{dCem}{dt} = P(V_{s \alpha} K_{s \beta} - V_{s \beta}
K_{s \alpha} -
k1)
con:
K_{s \alpha} =
I_{s \alpha} - \frac{\phi_{s \alpha}}{\sigma Ls};K_{s \beta} = I_{s
\beta} - \frac{\phi_{s \beta}}{\sigma
Ls}
k1 =
\frac{Rs'}{\sigma LsP}Cem + \frac{3 \omega}{2 \sigma Ls} \phi s^{2}
- \omega (\phi_{s \alpha} I_{s \alpha} + \phi_{s \beta} I_{s
\beta})
Rs' = Rs +
\frac{Ls}{Lr}Rr
En el conjunto de las fórmulas anteriores:
Rs = resistencia estatórica
Rr = resistencia rotórica
P = número de pares de polos
\sigma = coeficiente de dispersión
Ls y Lr = inductancias cíclicas estatórica y
rotórica
\omega = Velocidad eléctrica de rotación de la
máquina 2.
Además, y de manera ventajosa, se calcula:
- -
- la variación de la derivada del par \DeltaC em entre las configuraciones del ondulador 1 en los instantes t(i) y t(i)+T según la ecuación siguiente:
\Delta C em =
\frac{P}{\sigma Ls} ((\sigma Lsl_{s \beta} - \phi_{s \beta})\Delta
V_{s \alpha} - (\sigma L sl_{s \alpha} - \phi_{s \alpha})\Delta V_{s
\beta})
en la que \DeltaV_{s \alpha} y
\Delta_{s \beta} corresponden a las variaciones de las tensiones
estatóricas entre los instantes t(i) y
t(i)+T.
- -
- el instante de conmutación t(i)+tcom, entre t(i) y t(i)+T, del ondulador según la fórmula:
tcom = -
\frac{(Cem)ref-Cem}{\Delta C \ em} + T
\frac{C \ em + \Delta C \ em}{\Delta C \
em}
Por otra parte, según un modo de realización
preferido que prevé esta primera aplicación:
- -
- se calcula, a partir de la configuración del ondulador 1 en un instante t(i) correspondiente a una localización Qi de la tensión de salida en un plano de fase \alpha\beta recortado en seis sectores angulares \theta1...\theta6, las pendientes de los valores de control a partir de las derivada \phis y C em,
- -
- se deduce del valor de estas pendientes si conviene aumentar o reducir estas últimas de manera que minimicen la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de referencia correspondiente al instante t(i)+T,
- -
- y se determina el punto PK = Qi + 1 correspondiente a la configuración del ondulador en un instante t(i)+T por medio de la tabla de verdad siguiente:
Según una segunda aplicación para el mando de un
interruptor (k), tal como en particular un transistor, asociado a
una carga RL tal como en particular un cortador de dos niveles, y en
cada instante de muestreo t(i):
- -
- se calculan las derivadas de la magnitud I a mandar en los instante t(i) y t(i)+T función del estado del interruptor (k) en el instante t(i) según las fórmulas siguientes:
- \bullet
- si el interruptor (k) está pasando por el instante t(i):
I(t(i)) = \frac{E -
V}{L} \ y \ I(t(i)+ \ T ) = -
\frac{V}{L}
- \bullet
- si el interruptor (k) está bloqueado en el instante t(i):
I(t(i)) = \frac{-
V}{L} \ y \ I(t(i)+ \ T ) = - \frac{E -
V}{L}
- -
- y se determina el instante t(i)+tcom de conmutación entre t(i) y t(i)+T de cambio de estado del interruptor (k) según las fórmulas:
- \bullet
- si el interruptor (k) está pasando por el instante t(i):
tcom =
\frac{Iref - I(t(i))}{E/L} + T
\frac{V}{E}
- \bullet
- si el interruptor (k) está bloqueado en el instante t(i):
tcom =-
\frac{Iref - I(t(i))}{E/L} + T \frac{E -
V}{E}
La invención se extiende a un dispositivo de
mando que comprende:
- -
- un reloj de periodo T apto para generar unos tiempos de sincronización t(i),
- -
- un modulo de cálculo apto para calcular en cada instante t(i):
- \bullet
- a partir de por lo menos una magnitud medida representativa del estado de la fuente de corriente por lo menos una magnitud de control c(t), y su derivada c(t),
- \bullet
- a partir de cada magnitud de control c(t) y de su derivada c(t), y por comparación con una magnitud de referencia preseleccionada, determinar la configuración del convertidor estático apta para conducir a una minimización de la diferencia en el instante t(i)+T entre cada magnitud de control y la magnitud de referencia correspondiente,
- \bullet
- la variación de la derivada de una de las magnitudes de control, llamada privilegiada, entre las configuraciones del convertidor estático respectivamente en los instantes t(i) y t(i)+T,
- -
- una unidad de cálculo del instante de conmutación t(i)+tcom entre t(i) y t(i)+T apta para permitir minimizar la diferencia en el instante t(i)+T entre el valor de control privilegiado y el valor de referencia asociado,
- -
- y una unidad de mando de la conmutación del convertidor estático en un instante t(i)+tcom.
Otras características, objetivos y ventajas de la
invención resaltarán de la descripción detallada que sigue con
referencia a los planos anexos que representan, a título de ejemplo
limitativo, un dispositivo de acuerdo con la invención de aplicación
general, y dos tipos de aplicaciones preferidas del proceso según la
invención. En estos planos que forman parte integrante de la
presente invención:
- la figura 1 es un esquema sinóptico general de
un dispositivo de acuerdo con la invención aplicado al mando de una
fuente de corriente,
- las figuras 2a a 2e son unos gráficos que
ilustran el principio de control utilizado según el procedimiento de
la invención,
- la figura 3 es un esquema eléctrico que
representa un cortador de dos niveles, que suministra en carga
(R,L),
- la figura 4 es un gráfico que representa la
respuesta de la corriente obtenida a la salida del cortador según el
procedimiento de mando de acuerdo con la invención,
- la figura 5 es un esquema sinóptico de un
dispositivo de acuerdo con la invención aplicado al mando de una
máquina asíncrona trifásica,
- la figura 6 es una representación de los
sectores angulares de referenciado de la posición del flujo de esta
máquina asíncrona,
- las figuras 7a y 7b son unas representaciones
de los vectores de tensión alcanzables respectivamente por un
ondulador trifásico con dos niveles y un ondulador trifásico con
tres niveles,
- la figura 8 es una tabla de selección para la
generación de las señales de mando,
- la figura 9 es un esquema que ilustra la
estrategia de elección necesaria para la utilización de la tabla de
selección de la figura 8,
- y la figura 10 es un gráfico que representa un
ejemplo de trayectoria del vector de tensión en el curso de un
régimen transitorio.
El dispositivo según la invención cuyo sinóptico
está representado de forma general en la figura 1 está ideado para
permitir ajustar una magnitud de control de una fuente de corriente
2 alimentada por un convertidor estático 1, todo ello con una gran
dinámica e imponiendo la frecuencia de conmutación de dicho
convertidor estático.
A este fin, el dispositivo comprende una unidad
de mando 3 que comprende, en primer lugar, un módulo de cálculo 4
programado para:
- -
- calcular a partir de por lo menos una magnitud medida representativa del estado de la fuente de corriente 2:
- \bullet
- un valor de control c(t) y su derivada c (t) en el instante de muestreo t(i),
- \bullet
- la pendiente c(t(i)+T) de este valor de control c(t) en el instante t(i)+T que permite minimizar la diferencia entre ésta última y un valor de referencia cref predeterminado,
- -
- suministrar dos señales representativas cada una de los valores de
c(t(i))y \ \Delta \
c \ (t(i)) = c \ (t(i) \ + \ T) \ - \ c \
(t(i)).
Esta unidad de mando 3 comprende, además, una
unidad de cálculo 5 del instante t(i)+tcom entre t(i)
y t(i)+T apta para permitir obtener o aproximar el valor de
referencia cref en el instante t(i)+T.
Esta unidad de mando 3 comprende finalmente un
bloque de mando 6 adaptado para imponer la nueva configuración
siguiente del convertidor estático 1 en el instante
t(i)+tcom, condicionado a un generador de impulsos 7 que
determina la frecuencia de funcionamiento.
El principio de funcionamiento de este
dispositivo esta ilustrado en las figuras 2a a 2e, y consiste por
tanto en dividir el tiempo en periodos de corte iguales de duración
T, y en proceder a como máximo una conmutación del convertidor
estático 1 durante cada periodo.
\newpage
Un dispositivo de este tipo puede, a título de
ejemplo y en primer lugar, ser aplicado al mando de la corriente de
salida de un interruptor estándar tal como el representado en la
figura 3.
A este fin, según el principio tal como el
descrito anteriormente, se impone una corriente de salida igual a
una corriente de referencia en cada instante de muestreo, con además
una sola conmutación del interruptor entre dos instantes de
muestreo.
A cada instante de muestreo t(i), se
calcula por tanto el instante t(i)+tcom en que tendrá lugar
la conmutación siguiente a fin de obtener en el instante
t(i)+T, una corriente igual a una corriente de referencia.
Esto conduce a escribir:
I(t(i)) \ + \ I \
(t(i))\cdot \ tcom \ + \ I(t(i) \ + \
T)\cdot(T-tcom) =
Iref
lo que
da:
tcom =
\frac{Iref-I(t(i))}{I(t(i)-I(ti)
\ + \ T} - T
\frac{I(t(i)+T)}{I(t(i))-(I(i)+T)}
Este modo de mando impone por tanto calcular las
derivadas de la magnitud a mandar, y distinguir dos casos:
1º) si el transistor K está pasante en el
instante de muestreo:
I(t(i))=
\frac{E-V}{L} \ y \ I(t(i) \ + \ T)=
-\frac{V}{L}
y por consiguiente, se bloqueará
en:
tcom =
\frac{Iref-I(t(i))}{E/L} \ + \ T
\frac{V}{E}
2º) si el transistor está bloqueado en el
instante de muestreo:
I(t(i))=
\frac{-V}{L} \ y \ I(t(i)+T)=
\frac{E-V}{L}
y por consiguiente, se iniciará
en:
tcom = -
\frac{Iref-I(t(i))}{E/L} \ + \ T \
\frac{E-V}{E}
El resultado de este mando está ilustrado en la
figura 4 que representa la corriente de salida del interruptor que
para un valor Iref dado oscila alrededor de este valor y en régimen
permanente resulta igual a este último en cada instante de
muestreo.
El dispositivo según la invención representado en
la figura 5 está en cuanto a sí mismo adaptado para mandar
directamente el par de una máquina asíncrona 2 alimentada por un
convertidor estático 1. Este dispositivo permite imponer el par
suministrado por la máquina 2 con una gran dinámica, imponiendo al
mismo tiempo la frecuencia de conmutación del convertidor estático
1.
Según esta aplicación, el módulo de cálculo 4 de
la unidad de mando 3 comprende principalmente:
- -
- un módulo 4a de estimación de las magnitudes a controlar, par y flujo, y de sus derivadas,
- -
- un bloque de cálculo 4b asociado a una tabla representada en la figura 8 que permite elegir la configuración siguiente del convertidor 1,
- -
- un módulo 4c de predicción de la variación de la derivada del par *** entre las configuraciones actual y siguiente.
Esta unidad de mando 3 comprende además:
- -
- el bloque 5 de cálculo del instante t(i)+tcom de paso de una configuración ondulador Cc(t(i)) a la configuración siguiente Cc(t(i)+T),
- -
- y el bloque 6 ideado para imponer la configuración ondulador Cc(t(i)+T) en el instante t(i)+tcom según el top de reloj corriente suministrado por el generador de impulsos 7.
Según este dispositivo de mando, el principio de
control se divide en tres etapas principales:
- -
- determinación por el bloque de cálculo 4a de la configuración ondulador Cc(t(i)+T) futura a partir de la configuración actual Cc(t(i)) y de las mediciones extraídas,
- -
- cálculo por el bloque 5 del instante de conmutación t(i)+tcom entre las configuraciones actual y futura para una magnitud de control privilegiada de la que se quiere controlar la frecuencia de conmutación, en el ejemplo el par Cem de la máquina 2,
- -
- imposición por el bloque 6 de la nueva configuración Cc(t(i)+T) en un instante deseado.
Cada una de estas etapas se describe a
continuación de forma detallada por análisis de las funciones de
cada módulo y bloque 4a-4c, 5, 6.
El primer módulo 4a está ideado, a partir de las
mediciones de las corrientes de líneas I1, I2, I3 y de las tensiones
estatóricas, estimadas o medidas V1, V2, V3 de salida del ondulador
1, para reconstituir por el modelo de la máquina asíncrona 2, las
magnitudes de control, es decir el par electromagnético Cem y el
flujo estatórico \phis, así como sus derivadas.
Estos valores del flujo y del par se obtienen de
forma clásica colocándose en una referencia fija \alpha \beta
ligada al estator de la máquina 2, y calculando I_{s\alpha},
I_{s\beta}, V_{s\alpha} y V_{s\beta} haciendo unas
transformaciones trifásico/difásico de potencia constante sobre los
ejes \alpha\beta.
El cálculo del flujo estatórico puede por ejemplo
ser así obtenido utilizando las ecuaciones estatóricas de la máquina
2 por medio de las ecuaciones siguientes:
\phi_{s
\alpha} = \int\limits_{0}^{t}(V_{s \alpha} - RsI_{s
\alpha})dt
\phi_{s \beta}
= \int\limits_{0}^{t}(V_{s \beta} - RsI_{s
\beta})dt
El par electromagnético de la máquina 2 es en
cuanto a sí mismo calculado a partir de valores \phi_{s\alpha} y
\phi_{s\beta} y de las mediciones de las corrientes de línea,
utilizando la ecuación siguiente:
Cem =
P(\phi_{s \alpha} I_{s \beta} - \phi_{s \beta} I_{s
\alpha})
A partir de estas ecuaciones, los valores de las
derivadas del flujo y del par se obtienen por las fórmulas
siguientes:
\phi s =
\frac{d \phi s}{dt} = \frac{2}{3 \phi s} (\phi_{s \alpha}V_{s
\alpha} + \phi_{s \beta} V_{s \beta} - Rs( \phi_{s \alpha}I_{s
\alpha} + \phi_{s \beta}I_{s
\beta}))
y
C \ em =
\frac{dCem}{dt} = P(V_{s \alpha} K_{s \beta} - V_{s \beta}
K_{s \alpha} -
k1)
con:
K_{s \alpha} =
I_{s \alpha} - \frac{\phi_{s\alpha}}{\sigma Ls};K_{s \beta} \ = \
I_{s \beta} \ - \ \frac{\phi_{s \alpha}}{\sigma
Ls}
k1 =
\frac{Rr'}{\sigma LsP}Cem \ + \ \frac{3 \omega}{2 \sigma Ls} \phi
s^{2} - \omega (\phi_{s \alpha} I_{s \alpha} + \phi_{s \beta} I_{s
\beta})
Rs' = Rs +
\frac{Ls}{Lr}Rr
En el conjunto de las fórmulas anteriores:
Rs = resistencia estatórica
Rr = resistencia rotórica
P = número de pares de polos
\sigma = coeficiente de dispersión
Ls y Lr = inductancias cíclicas estatórica y
rotórica
\omega = Velocidad eléctrica de rotación de la
máquina 2.
El control de estas magnitudes se realiza por la
técnica clásica del Control Directo del par ("DTC") que depende
directamente de la posición del flujo estatórico en el plano de fase
\alpha\beta. Tal como se ilustra en la figura 6, este plano
\alpha\beta está recortado en seis sectores angulares
\theta1...\theta6. Según este recorte, las magnitudes de control
tienen un sentido de evolución constante en el interior de un sector
angular dado, para una configuración ondulador elegida, y los
vectores de tensión alcanzables por unos onduladores con dos y con
tres niveles están representados a título de ejemplos en las figuras
7a y 7b.
Sin embargo, la configuración del ondulador 1
corresponde a las órdenes lógicas impuestas a cada interruptor, y
dicho ondulador puede tener un número cualquiera de células de
conmutación en serie (p = N - 1). Los vectores tensión de salida
pueden por tanto así alcanzar un conjunto de puntos inscritos en el
interior de un hexágono representado en el plano de fase, tal como
se ha ilustrado en la figura 10, que representa la trayectoria del
vector tensión en el curso de un régimen transitorio.
El bloque de cálculo 4b está, en cuanto así
mismo, adaptado para calcular, a partir de los valores de las
magnitudes de control en un instante (t(i)), los valores de
estas magnitudes de control en el instante de muestreo
(t(i)+T).
A este fin, y en primer lugar, este bloque de
cálculo 4b está adaptado, a partir de la configuración del ondulador
1 en un instante t(i) correspondiente a una localización Qi
de la tensión de salida en el plano de fase, para calcular las
pendientes de los valores de control a partir de valores \phis y C
em suministrados por el módulo 4a.
El valor de estas pendientes permite predecir si
la configuración en el instante t(i) conduce las magnitudes
de control por debajo o por encima de los valores de referencia.
Sabiendo que el objetivo es obtener un error nulo entre magnitudes
de control y magnitudes de referencia en el instante t(i)+T,
el bloque de cálculo 4b está entonces adaptado para definir si
conviene aumentar (+) o disminuir (-) estas pendientes.
Esta selección, que consiste en elegir aumentar o
disminuir la pendiente del par, está ilustrada en la figura 9 en la
cual están representados los valores del par de referencia
(Cem)ref y de diversas pendientes C em en el instante
t(i).
A partir de esta determinación y del conocimiento
del sector angular \theta (k) donde se encuentra el flujo,
suministrado por el módulo 4a, el bloque de cálculo 4b está ideado
por medio de una tabla de verdad representada en la figura 8 para
determinar el punto Qi + 1 = PK correspondiente a la configuración
del ondulador en el instante t(i)+T. Tal como está
representado en la figura 10, este punto Qi + 1 es uno de los seis
puntos del hexágono periférico de Qi.
El módulo 4c está, en cuanto a sí mismo, adaptado
para calcular la variación de la derivada del par \Delta C
em entre las configuraciones del ondulador 1 en unos instantes
t(i) y t(i)+T. Este cálculo se efectúa por medio de la
ecuación siguiente:
\Delta \ C \
em = \frac{P}{\sigma Ls} ((\sigma Lsl_{s \beta} - \phi_{s
\beta})\Delta V_{s \alpha} - (\sigma Lsl_{s \alpha} - \phi_{s
\alpha})\Delta V_{s
\beta})
\DeltaV_{s\alpha}\DeltaV_{s\beta}
corresponden a las variaciones de las tensiones estatóricas de una
configuración del ondulador en el instante t(i) con la del
instante t(i)+T.
Finalmente, el cálculo del instante de
conmutación t(i)+tcom del ondulador, realizado a nivel del
bloque 5 está basado en la ecuación siguiente:
tcom = -
\frac{(Cem)ref-Cem}{\Delta \ C \ em} + T
\frac{C \ em \ + \ \Delta \ C \ em}{\Delta \ C \
em}
La estrategia de mando descrita anteriormente
tiene por tanto por objetivo principal imponer la frecuencia de
conmutación eligiéndola como un parámetro independiente y no ya
sufriéndola como una consecuencia de las condiciones de
funcionamiento.
A este fin, se define el tiempo en periodos de
corte iguales y de duración T, y tal como se ha representado en la
figura 10, se asegura que durante cada periodo T, haya un solo
desplazamiento de un punto alcanzable por el ondulador 1 a otro
punto próximo.
Para ello, considerando en un instante de corte
que el vector correspondiente al punto Qi ha sido elegido en el
periodo anterior, deben resolverse dos cuestiones:
- 1º)
- elegir el punto PK entre los seis puntos alrededor de Qi (P1 a P6) para el cual es preciso conmutar y que constituirá en el periodo de corte siguiente el punto que coincide con el punto central (Qi + 1),
- 2º)
- determinar el instante t(i)+tcom en el intervalo [t(i), t(i)+T] al cual debe realizarse la transición de Qi hacia Qi +1 = PK.
Para resolver la primera cuestión, se utiliza la
tabla de la figura 8, que da para cada sector \theta, el punto PK
capaz de proporcionar los signos de:
\Delta \ C \
em = C \ em(t(i)+T)-C \
em(t(i)) \ y \ de \ \Delta \phi s = \phi
s(t(i)+T)- \phi
s(t(i)).
Se recuerda que la estrategia de elección del
signo (\DeltaC em) y lo mismo para el signo (\Delta \phis)
necesario para la utilización de la tabla de la figura 8 está
representada en la figura 9.
Para resolver la segunda cuestión, se calcula el
instante de conmutación t(i)+tcom que permite obtener un
error nulo del par con respecto a un valor de par de referencia
Cemref en cada instante de corte.
Así, el algoritmo correspondiente a esta ley de
mando a frecuencia fija puede presentarse en la forma siguiente. En
cada instante t(i), hacer:
1) cálculo de C em = \frac{dCem}{dt}
2) elección del punto PK por utilización de la
tabla de la figura 8,
3) cálculo de \Delta C correspondiente
al paso Qi hacia PK,
4) cálculo del instante de conmutación
t(i)+tcom.
Claims (10)
1. Procedimiento de mando de un convertidor
estático (1) asociado a una fuente de corriente polifásica (2) y a
una fuente de tensión continua, estando dicho procedimiento
destinado a permitir ajustar una magnitud eléctrica y/o magnética
y/o mecánica de la fuente de corriente (2), llamada magnitud de
control, caracterizado porque:
- -
- se generan unos instantes de sincronización t(i) definidos por un reloj de periodo T,
- -
- se mide por lo menos una magnitud eléctrica, magnética o mecánica, representativa del estado de la fuente de corriente,
- -
- se calcula a partir de las magnitudes medidas por lo menos una magnitud de control c(t), y su derivada c (t), y el valor cp (t(i)+T) que tomaría cada magnitud de control en el instante de sincronización siguiente t(i)+T, para la configuración Cc del convertidor estático en el instante t(i),
- -
- se compara cada magnitud de control cp (t(i)+T) con una magnitud de referencia preseleccionada llamada magnitud de consigna, y en función de los resultados de la comparación y de la configuración del convertidor estático en cada instante de sincronización t(i), se determina la configuración de dicho convertidor estático apta para permitir minimizar la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de consigna correspondiente al instante de sincronización siguiente t(i)+T,
- -
- se calcula la derivada en el instante t(i)+T de una magnitud de control, llamada privilegiada, correspondiente a la configuración Cc(t(i)+T) en el instante t(i)+T,
- -
- se determina el instante de conmutación t(i)+tcom entre estos instantes t(i) y t(i)+T apto para permitir minimizar la diferencia en el instante t(i)+T entre la magnitud de control privilegiada y la magnitud de consigna correspondiente,
- -
- y se manda la conmutación del convertidor estático en el instante t(i)+tcom.
2. Procedimiento según la reivindicación 1 de
mando de un ondulador (1) con N niveles, con N\geq2, asociado a
una máquina asíncrona trifásica (2), caracterizada porque se
selecciona como magnitud de control, el flujo estatórico \phis y
el par electromagnético Cem de dicha máquina, y como magnitud de
control privilegiada el par electromagnético Cem.
3. Procedimiento según la reivindicación 2,
caracterizado porque para el cálculo de las magnitudes de
control \phis y Cem, se miden las corrientes de línea I1, I2, I3 y
las tensiones estatóricas, estimadas o medidas, V1, V2, V3 a la
salida del ondulador (1).
4. procedimiento según una de las
reivindicaciones 2 ó 3, caracterizado porque se calculan las
derivadas \phis y C em de las magnitudes de control \phis
y Cem a partir de las fórmulas siguientes:
\phi s =
\frac{d \phi s}{dt} = \frac{2}{3 \phi s} (\phi_{s \alpha}V_{s
\alpha} + \phi_{s \beta} V_{s \beta} - Rs( \phi_{s \alpha}I_{s
\alpha} + \phi_{s \beta}I_{s
\beta}))
y
C \ em =
\frac{dCem}{dt} = P(V_{s \alpha} K_{s \beta} - V_{s \beta}
K_{s \alpha} -
k1)
con:
K_{s \alpha} =
I_{s \alpha} - \frac{\phi_{s \alpha}}{\sigma Ls};K_{s \beta} = I_{s
\beta} - \frac{\phi_{s \alpha}}{\sigma
Ls}
k1 =
\frac{Rs'}{\sigma LsP}Cem + \frac{3 \omega}{2 \sigma Ls} \phi s^{2}
- \omega (\phi_{s \alpha} I_{s \alpha} + \phi_{s \beta} I_{s
\beta})
Rs' = Rs +
\frac{Ls}{Lr}Rr
En el conjunto de las fórmulas anteriores:
Rs = resistencia estatórica
Rr = resistencia rotórica
P = número de pares de polos
\sigma = coeficiente de dispersión
Ls y Lr = inductancias cíclicas estatórica y
rotórica
\omega = Velocidad eléctrica de rotación de la
máquina 2.
5. Procedimiento según la reivindicación 4,
caracterizado porque se calcula:
- -
- la variación de la derivada del par \Delta C em entre las configuraciones del ondulador (1) en los instantes t(i) y t(i)+T según la ecuación siguiente:
\Delta \ C \
em = \frac{P}{\sigma Ls} ((\sigma Lsl_{s \beta} - \phi_{s
\beta})\Delta V_{s \alpha} - (\sigma Lsl_{s \alpha} - \phi_{s
\alpha})\Delta V_{s
\beta})
- en la que \DeltaV_{s \alpha} \DeltaV_{s \beta} corresponden a las variaciones de las tensiones estatóricas entre los instantes t(i) y t(i)+T,
- -
- el instante de conmutación t(i)+tcom, entre t(i) y t(i)+T, del ondulador (1) según la fórmula:
tcom
=-\frac{(Cem)ref-Cem}{\Delta \ C \ em} + T
\frac{C \ em \ + \ \Delta \ C \ em}{\Delta \ C \
em}
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 4 ó 5, caracterizado porque:
- -
- se calculan, a partir de la configuración del ondulador (1) en un instante t(i) correspondiente a una localización Qi de la tensión de salida en un plano de fase \alpha\beta recortado en seis sectores angulares \theta1...\theta6, las pendientes de los valores de control a partir de las derivadas \phis y C em,
- -
- se deduce del valor de estas pendientes si conviene aumentar o reducir estas últimas de manera que se minimice la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de referencia correspondiente al instante t(i)+T,
- -
- y se determina el punto PK = Qi + 1 correspondiente a la configuración del ondulador (1) en el instante t(i)+T por medio de la tabla de verdad siguiente:
7. Procedimiento según la reivindicación 1 de
mando de un interruptor (k) tal como en particular un transistor,
asociado a una carga RL tal como en particular un cortador con dos
niveles, caracterizado porque en cada instante de muestreo
t(i):
- -
- se calculan las derivadas de la magnitud I a mandar en los instantes t(i) y t(i)+T función del estado del interruptor (k) en el instante t(i) según las fórmulas siguientes:
- \bullet
- si el interruptor (k) está pasando por el instante t(i):
I(t(i))=
\frac{E-V}{L} \ y \ I(t(i)+T)=
-\frac{V}{L}
- \bullet
- si el interruptor (k) está bloqueado en el instante t(i)
I(t(i))=
\frac{-V}{L} \ y \ I(t(i)+T)=
-\frac{E-V}{L}
- -
- y se determina el instante t(i)+tcom de conmutación entre t(i) y t(i)+T de cambio de estado del interruptor (k) según las fórmulas:
- \bullet
- si el interruptor (k) está pasando por el instante t(i):
tcom =
\frac{Iref-I(t(i))}{E/L} \ + \ T \
\frac{V}{E}
- \bullet
- si el interruptor (k) está bloqueado en el instante t(i):
tcom = -
\frac{Iref-I(t(i))}{E/L} \ + \ T \
\frac{E-V}{E}
8. Dispositivo de mando de un convertidor
estático (1) asociado a una fuente de corriente polifásica (2) y a
una fuente de tensión continua, estando dicho dispositivo destinado
a permitir ajustar una magnitud eléctrica y/o magnética y/o mecánica
de la fuente de corriente (2), llamada magnitud de control,
caracterizado porque comprende:
- -
- un reloj (7) de periodo T apto para generar unos tiempos de sincronización t(i),
- -
- un modulo de cálculo (4) apto para calcular en cada instante t(i):
- \bullet
- a partir de por lo menos una magnitud medida representativa del estado de la fuente de corriente (2) por lo menos una magnitud de control c(t), y su derivada c(t),
- \bullet
- a partir de cada magnitud de control c(t) y de su derivada c(t), y por comparación con una magnitud de referencia preseleccionada, determinar la configuración del convertidor estático (1) apta para conducir a una minimización de la diferencia entre cada magnitud de control y la magnitud de referencia correspondiente al instante t(i)+T,
- \bullet
- la variación de la derivada de una de las magnitudes de control, llamada privilegiada, entre las configuraciones del convertidor estático respectivamente en los instantes t(i) y t(i)+T,
- -
- una unidad de cálculo (5) del instante de conmutación t(i)+tcom entre t(i) y t(i)+T apta para permitir minimizar la diferencia en el instante t(i)+T entre el valor de control privilegiado y el valor de referencia asociado,
- -
- y una unidad (6) de mando de la conmutación del convertidor estático en el instante t(i)+tcom.
9. Dispositivo según la reivindicación 8 de mando
de un ondulador (1) con N niveles, con N\geq2, asociado a una
máquina asíncrona trifásica (2), caracterizado porque el
módulo de cálculo (4) comprende:
- -
- un módulo (4a) de estimación de magnitudes a controlar, par Cem y flujo \phis, y de sus derivadas C em y \phis,
- -
- un bloque de cálculo (4b) de determinación de la configuración del ondulador (1) en un instante t(i)+T en función de su configuración en el instante t(i), asociado a una tabla de verdad,
- -
- y un módulo (4c) de predicción de la variación de la derivada del par \Delta C em entre las configuraciones en los instantes t(i) y t(i)+T.
10. Dispositivo según la reivindicación 9,
caracterizado porque la tabla de verdad asociada al bloque de
cálculo (4b) es la siguiente:
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR9804445 | 1994-01-18 | ||
| FR9804445A FR2777399B1 (fr) | 1998-04-09 | 1998-04-09 | Procede et dispositif de commande d'un convertisseur statique alimentant une source de courant |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2228016T3 true ES2228016T3 (es) | 2005-04-01 |
Family
ID=9525057
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES99909054T Expired - Lifetime ES2228016T3 (es) | 1998-04-09 | 1999-03-19 | Procedimiento y dispositivo de mando de un convertidor estatico que alimenta una fuente de corriente. |
Country Status (10)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6262904B1 (es) |
| EP (1) | EP1070384B1 (es) |
| JP (1) | JP2002511730A (es) |
| KR (1) | KR20010092258A (es) |
| AU (1) | AU2843899A (es) |
| CA (1) | CA2324882A1 (es) |
| DE (1) | DE69919528T2 (es) |
| ES (1) | ES2228016T3 (es) |
| FR (1) | FR2777399B1 (es) |
| WO (1) | WO1999053607A1 (es) |
Families Citing this family (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH0761340A (ja) * | 1993-08-25 | 1995-03-07 | Nippon Denshi Kogyo Kk | Ａｂｓ装置に於ける制御点検出法 |
| US6660758B1 (en) * | 1996-12-13 | 2003-12-09 | The Scripps Research Institute | Epothilone analogs |
| AU2002226879A1 (en) * | 2000-10-24 | 2002-05-06 | Doubleclick Inc. | Method and system for sharing anonymous user information |
| AU2003206526A1 (en) | 2002-02-28 | 2003-09-09 | Zetacon Corporation | Predictive control system and method |
| US7102321B2 (en) * | 2002-12-31 | 2006-09-05 | The Boeing Company | Control method for peak power delivery with limited DC-bus voltage |
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| EP2469692B1 (en) * | 2010-12-24 | 2019-06-12 | ABB Research Ltd. | Method for controlling a converter |
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| US12567793B2 (en) | 2022-07-01 | 2026-03-03 | Outdoor Wireless Networks LLC | System and method for providing a direct current power to a time domain duplexing radio |
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|---|---|---|---|---|
| SE333409B (es) * | 1968-10-09 | 1971-03-15 | Asea Ab | |
| CH578960A5 (es) * | 1973-11-15 | 1976-08-31 | Siemens Ag | |
| DE3230206A1 (de) * | 1982-08-13 | 1984-02-23 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Regeleinrichtung fuer stromrichter |
| DE3779506D1 (de) * | 1986-08-01 | 1992-07-09 | Bbc Brown Boveri & Cie | Stromrichterschaltung und verfahren zu dessen steuerung. |
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| FR2744302A1 (fr) * | 1996-01-25 | 1997-08-01 | Amin Barham | Procede et systeme de controle direct du couple d'un moteur asynchrone alimente par un onduleur de tension |
-
1998
- 1998-04-09 FR FR9804445A patent/FR2777399B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-03-19 DE DE69919528T patent/DE69919528T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-19 CA CA002324882A patent/CA2324882A1/fr not_active Abandoned
- 1999-03-19 AU AU28438/99A patent/AU2843899A/en not_active Abandoned
- 1999-03-19 KR KR1020007011075A patent/KR20010092258A/ko not_active Abandoned
- 1999-03-19 WO PCT/FR1999/000648 patent/WO1999053607A1/fr not_active Ceased
- 1999-03-19 JP JP2000544057A patent/JP2002511730A/ja active Pending
- 1999-03-19 ES ES99909054T patent/ES2228016T3/es not_active Expired - Lifetime
- 1999-03-19 US US09/647,990 patent/US6262904B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-03-19 EP EP99909054A patent/EP1070384B1/fr not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6262904B1 (en) | 2001-07-17 |
| DE69919528T2 (de) | 2005-09-29 |
| WO1999053607A1 (fr) | 1999-10-21 |
| FR2777399A1 (fr) | 1999-10-15 |
| JP2002511730A (ja) | 2002-04-16 |
| FR2777399B1 (fr) | 2000-06-09 |
| KR20010092258A (ko) | 2001-10-24 |
| EP1070384A1 (fr) | 2001-01-24 |
| CA2324882A1 (fr) | 1999-10-21 |
| EP1070384B1 (fr) | 2004-08-18 |
| AU2843899A (en) | 1999-11-01 |
| DE69919528D1 (de) | 2004-09-23 |
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