ES2240785T3

ES2240785T3 - Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales en un sistema mimo.

Info

Publication number: ES2240785T3
Application number: ES02758084T
Authority: ES
Inventors: Volker Jungnickel; Thomas Haustein; Eduard Jorswieck; Clemens V. Helmot; Gerhard Wunder; Udo Kruger; Volker Pohl
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Priority date: 2001-07-03
Filing date: 2002-07-03
Publication date: 2005-10-16
Anticipated expiration: 2022-07-03
Also published as: JP2004537205A; WO2003005606A1; EP1402657B1; JP4194038B2; DE10132492A1; US7366520B2; US20040171385A1; ATE297077T1; EP1402657A1; DE50203286D1

Abstract

Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales para una transmisión por radio bidireccional de corrientes de datos digitales en el sentido de transmisión ascendente y descendente por medio de un canal MIMO con n antenas por un lado del canal y con m antenas por el otro lado del canal, y con un tratamiento previo de las señales x de transmisión por el lado de transmisión y un tratamiento posterior de las señales y recibidas por el lado de recepción, los cuales se basan los dos en una estimación de la matriz de valores complejos del canal, de modo que u el tratamiento previo de las señales por el lado de transmisión consiste en una multiplicación de las señales que van a transmitirse por una matriz de transmisión, y el tratamiento posterior de las señales por el lado de recepción consiste en una multiplicación de las señales recibidas por una matriz de recepción, de modo que el tratamiento posterior de las señales sólo tiene lugar en el sentido de transmisión ascendente y las matricesde transmisión y recepción se obtienen a partir de una descomposición lineal de la matriz H de canal estimada, u en el sentido de transmisión ascendente, nm, en el lado de recepción se utiliza al menos una antena más que en el lado de transmisión y, en el sentido de transmisión descendente, mn, en el lado de transmisión se utiliza al menos una antena más que en el lado de recepción, n<m, y que u la estimación para la matriz H del canal se determina, con una velocidad de transferencia de símbolos de al menos 100 k símbolos / s elegida en función de las propiedades del canal, de modo que aprovechando el carácter recíproco del canal MIMO, con igual frecuencia de transmisión en el sentido de transmisión ascendente y descendente y en ausencia de interferencias cocanal, la matriz del canal se obtiene y se invierte en el sentido de transferencia descendente mediante la transposición de la matriz del canal a partir de la estimación en el sentido de transmisión ascendente.

Description

Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales en un sistema MIMO.

La invención se refiere a un procedimiento adaptable para el tratamiento de señales para una transmisión bidireccional por radio de corrientes de datos digitales en sentidos de emisión ascendente y descendente por medio de un canal MIMO con n antenas por un lado del canal y con m antenas por el otro lado del canal, y con un tratamiento previo de las señales x salientes por el lado de emisión y con un tratamiento posterior de las señales y entrantes por el lado de recepción, basándose ambos en una estimación de la matriz de canal de valor complejo del canal, y en un sistema MIMO con como mínimo una estación de emisión ascendente con n antenas, una estación de emisión descendente con m antenas, así como una unidad de tratamiento de señales como mínimo en la estación equipada con m antenas para llevar a cabo el procedimiento adaptable para el tratamiento de las señales.

De los modernos sistemas de comunicaciones móviles, se espera que emitan datos en bandas de frecuencia estrechas, con una alta velocidad de transferencia de bits, con una baja potencia de emisión y con el menor número de fallos posible. Este caso ideal se contrapone a la naturaleza casual del canal de radio, cuya ganancia y desfase varían de forma extraordinariamente intensa en función del tiempo, la posición y la frecuencia de portadora (fading, atenuación). Pueden extraerse modelos de los canales de radio (modelizarse) de forma estadística por medio de una distribución de Rayleigh (sin enlace con visibilidad directa) o por medio de una distribución de Rice (con enlace con visibilidad directa). La invención se refiere a un procedimiento adaptable de transmisión que se basa en antenas de múltiples elementos en una estación móvil en un lado del canal y en una estación base en el otro lado del canal, entre las cuales tiene lugar un servicio de radio bidireccional, de manera que los dos lados pueden actuar como emisor y como receptor. Este tipo de sistemas MIMO (Multiple Input Multiple Output) se está analizando de forma creciente en todo el mundo dado que con ello puede aumentarse fundamentalmente la cantidad de datos que puede transmitirse por un ancho de banda de 1 Hz ("eficacia espectral"). Esto se consigue enviando simultáneamente varios flujos de datos en la misma banda de frecuencias (explotación cocanal).

Los sistemas MIMO desempeñan un papel importante en la transmisión de radio desde que Foschini demostró que con ello puede aumentarse considerablemente la eficacia espectral, es decir, el aprovechamiento de los escasos recursos "ancho de banda" [1]. En un sistema MIMO se emiten simultáneamente varios flujos de datos digitales en el mismo sentido de emisión por medio de varias antenas de emisión en la misma frecuencia (vector de emisión x). Las diversas antenas de recepción (vector de recepción y) comprueban la distribución resultante del campo en diferentes puntos, es decir, al llegar se encuentra en cada caso una diferente superposición de las señales salientes. Esto puede representarse mediante una ecuación vectorial:

Y = H \cdot x + n

En este caso, se indica con H la denominada "matriz del canal" en la que se exponen los valores de amplitud y desfase de los canales individuales entre cualquier par de antenas de emisión y recepción posibles ("trayectorias de las señales de datos"). El vector n indica el ruido existente en las antenas de recepción individuales. Las señales de datos enviadas pueden separarse unas de otras en el lado de recepción mediante un tratamiento adecuado de las señales. Para la separación de las señales de datos en el lado de recepción es necesario conocer la matriz H del canal a la que puede llegarse en la práctica, basándose en señales de referencia, mediante una estimación de la matriz H de canal realizada de antemano y repetida en intervalos regulares [1].

En el caso de sistemas MIMO muy sencillos conocidos en el estado de la técnica, a partir del conocimiento de la matriz H de canal se calcula, con la dimensión nxm y los elementos h_{ij} individuales de la matriz del canal (donde cada elemento es un número complejo que describe la transmisión en el canal de radio desde la antena de emisión de orden j a la antena de recepción de orden i), primero una seudoinversa H^{-1} especial de H (por ejemplo, la seudoinversa de Moore-Penrose) y, a continuación, se multiplica el vector de recepción (el denominado "zero-forcing") para reconstruir las señales de datos enviadas (las señales de datos reconstruidas se indican con un apóstrofo). Se cumple:

(2)X' = H^{-1} \cdot y = x + H^{-1} \cdot n

En este tratamiento de las señales únicamente por el lado de recepción resulta problemático el término (H^{-1} \cdot n). Éste hace que al descorrelacionar las señales salientes de acuerdo con la ecuación (2), también se intensifique el ruido en las trayectorias individuales de las señales de datos en función del canal. Como consecuencia, se necesita una potencia de emisión relativamente alta para poder decodificar sin errores todas las señales de datos.

Una mejora manifiesta fue aportada por el trabajo de Golden, Forschini et al, 1999, en el que se propuso un tratamiento de señales recursivo en el lado de recepción (Bell Labs Layered Space-Time, "BLAST" o "V-BLAST" [2]). En este caso, se selecciona y decodifica primero la señal de datos que incide de la forma más intensa. Antes de detectar la siguiente señal más intensa, se sustrae la señal ya decodificada de las señales recibidas de todas las antenas. Con ello se reduce el número efectivo de transmisores en el sistema, es decir, cada vez tienen que detectarse menos transmisores con el mismo número de antenas receptoras con lo que se reduce la probabilidad de errores durante la detección de los flujos de datos restantes. Con ello se elimina la columna correspondiente en la matriz del canal y se calcula una seudoinversa H_{1}^{-1} modificada. Mediante el resto paulatinamente creciente de antenas receptoras se reduce la norma de los vectores de las filas en las matrices H_{i}^{-1} (i = 1 ... n). Con ello la varianza de ruido se hace más pequeña y se reduce la proporción de errores durante la detección del resto de las señales de datos. En general, gracias al procedimiento BLAST se mejora la tasa de errores en los bits. Existen diversas variaciones del procedimiento recursivo de tratamiento de señales (por ejemplo, turbo - BLAST [3] o BLAST combinado con la determinación MMSE [4]). Los puntos débiles son un tratamiento recursivo de las señales que requiere mucho tiempo, el cual dificulta una transmisión en tiempo real con altas velocidades de transmisión de datos, así como las decisiones no lineales realizadas dentro de la recursión, que en caso de error pueden acarrear otras decisiones erróneas en los flujos de daos detectados posteriormente. Esta propagación de errores también se presenta en muchos algoritmos de detección no lineales, por ejemplo, también en el caso de los denominados "decisión feedback equalizer" (DFE). El procedimiento BLAST también puede reducir la influencia del término (H^{-1} \cdot n) según la ecuación (2) en la tasa de errores de bit, pero no puede eliminarla.

En principio, se sabe que la potencia del sistema puede mejorarse mediante un tratamiento de señales por el lado de transmisión. Por ejemplo, un trabajo de Telatar, 1999, [5] da una indicación acerca de cómo puede maximizarse la capacidad por el lado de transmisión simplemente mediante el conocimiento del canal. El procedimiento se denomina "proceso de Waterfilling". Sin embargo, en este trabajo no se hace referencia al procedimiento de modulación que debe utilizarse y al número de canales individuales empleados realmente para optimizar la capacidad teórica de información. Los canales individuales malos se desconectan durante el proceso de Waterfilling dado que resulta ventajoso transmitir sus señales de datos por medio del resto de los canales con una mayor velocidad de transferencia de datos. En este caso, la potencia de transmisión se reparte en el resto de los canales de manera que en todos los canales la suma de la potencia de transmisión y la potencia de ruido equivale a una constante que puede interpretarse ilustrativamente como "nivel de llenado" ("Waterfilling"). No obstante, las investigaciones han demostrado que el procedimiento de Waterfilling da como resultado una ganancia de capacidad perceptible sólo en caso de una baja razón de eficacia señal a ruido. Sin embargo, requiere una flexibilidad y complejidad relativamente alta en el sistema de transmisión dado que la razón señal a ruido es diferente en los distintos canales. Como consecuencia, en cada canal individual se requiere un procedimiento de modulación y codificación adaptado de forma correspondiente. En el trabajo teórico de Telatar se propone este enfoque para mejorar la capacidad de un sistema MIMO. Para valorar los sistemas de comunicaciones, la teoría de la información utiliza la capacidad como medida para la mayor cantidad de datos posible que puede transmitirse en un ancho de banda de 1 Hz con una baja tasa de errores. Durante las consideraciones de la capacidad no se hace referencia a condiciones técnicas secundarias tales como, por ejemplo, la velocidad de transferencia de datos, el procedimiento de modulación y la codificación del canal. De la derivada de Schannon se observa que en el sistema puede alcanzarse la capacidad final pero sólo con una redundancia que tiende al infinito, sinónimo de un coste técnico infinitamente alto. Con ello, no obstante, la eficacia en la transformación práctica de este procedimiento conocido se vuelve muy pequeña. Por tanto, en la práctica, para la valoración del sistema se utiliza como mínimo la tasa de errores de bit, fijándose los parámetros técnicos mencionados anteriormente. Entonces se seleccionan procedimientos de transmisión que, en relación con la capacidad siempre están por debajo del nivel óptimo, pero están en un nivel óptimo en relación con la eficacia durante la transformación práctica. Este tipo de procedimientos tiene en la mayoría de los casos una estructura muy sencilla o aprovecha hábilmente determinadas particularidades del canal de radio para disminuir considerablemente el coste técnico.

Los procedimientos "zero forcing", "V-BLAST" y "Waterfilling" anteriormente descritos están concebidos para los denominados "canales MIMO planos". Un canal puede considerarse "plano" si el coeficiente de canal de valor complejo como función de la frecuencia en la banda de transmisión sólo varía poco. Esto sólo se produce en sistemas de transmisión de banda estrecha en los que la varianza de retardo de las señales de radio entre el transmisor y el emisor es menor que la duración de los símbolos. En caso contrario, el canal es selectivo en frecuencia y se necesita adicionalmente una compensación temporal de las señales. En el trabajo de Wong et al., 2000 [6] se analiza la compensación espacial - temporal conjunta para un sistema MIMO en canales selectivos en frecuencia. En este caso, los datos que van a transmitirse se multiplican con una matriz T de transmisión y los datos que van a recibirse se multiplican con una matriz R de recepción. Se utiliza un modelo de señales habitual en el que se reformula la convolución realmente necesaria de la señal transmitida con la respuesta de impulsos del canal de la matriz como multiplicación con una matriz de Töplitz. En el trabajo se deriva la estructura de las matrices R y T que minimiza en el detector la razón de señal a interferencia y ruido (MMSE, solución Minimum-Mean-Square -Error). A continuación, se reduce la solución compleja para el canal selectivo en frecuencia en el caso del canal plano. No obstante, no queda claro cómo debe conseguir el transmisor en un enfoque de sistemas real los conocimientos sobre los coeficientes del canal. En los canales selectivos en frecuencia, el número de parámetros de canal que deben estimarse aumenta el factor de la longitud límite del canal. Si se considera, por ejemplo, un sistema MIMO con 8 transmisores y 12 receptores con una longitud límite del canal de 10 símbolos, entonces el transmisor debe conocer 8x12x10=960 parámetros complejos del canal para poder realizar en el transmisor las operaciones descritas por Wong et al. Dado que el canal puede variar en función del tiempo, estos parámetros deben transmitirse nuevamente desde el receptor al transmisor dentro del reducido tiempo de coherencia del canal (por ejemplo, en 5 ms). En caso de una solución de 8 bits para la parte real e imaginaria de cada uno de los coeficientes del canal, se requiere en el canal de retorno un ancho de banda de 2*960*8 bit / 5 ms \approx 3 Mbit/s únicamente para la transmisión de retorno de la información del canal, lo cual parece no poder realizarse en la práctica. Además, queda abierta la cuestión de si el procedimiento descrito por Wong et al. es apropiado para cualquier configuración de antenas y de qué requisitos existen en relación con la precisión de la estimación del canal.

Partiendo del estado de la técnica conocido por Foschini [1, 2], el punto fuerte de la presente invención, especialmente en relación con Telatar [5] radica en la consecución de una eficacia de transformación en la práctica lo más alta posible, es decir, con un coste técnico lo mas bajo posible. Por tanto, una difícil tarea para la presente invención consiste en perfeccionar el procedimiento adaptable para el tratamiento de señales del tipo indicado al principio en un canal MIMO, de manera que se consigue una optimización de la tasa de errores de bit en el sentido de una reducción significativa. En este caso, el procedimiento según la invención debe aportar una solución básica de sistema. Al mismo tiempo, con el procedimiento según la invención deben alcanzarse las potencias más reducidas posibles de transmisión y transmisiones en tiempo real. Durante la transformación en un sistema MIMO concreto, sobre la base de la eficacia alcanzada mediante el procedimiento mejorado deben generarse posibilidades de realización rentables y de fácil manejo.

La solución para esta difícil tarea se caracteriza en el caso de la presente invención básicamente por las características significativas de la reivindicación principal para un sistema adaptable de tratamiento de señales en un canal MIMO de tipo genérico y por las características significativas de las reivindicaciones dependientes para un sistema MIMO del tipo genérico para la realización ventajosa del procedimiento según la invención. De las reivindicaciones dependientes en cada caso han de desprenderse las formas de realización preferidas.

El procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención carece totalmente de redundancia y realimentación. No trabaja según el principio de la compensación recursiva de errores, sino que evita de antemano la aparición de errores. El procedimiento se caracteriza por un tratamiento de señales en general lineal, especialmente en el sentido ascendente de la transmisión, con un esfuerzo muy reducido para el tratamiento de las señales. En ausencia de interferencias cocanal, mediante un tratamiento previo de las señales en el transmisor se hace que la razón señal a ruido sea igual en todos los canales individuales del canal de transmisión MIMO. Con ello se consigue una transmisión de igual calidad para todos los canales en un número de canales individuales determinado de antemano. Por tanto, puede utilizarse la misma velocidad de transferencia de símbolos en todos los canales individuales y el mismo procedimiento de modulación. El prever un tratamiento de las señales por el lado de transmisión no representa un coste adicional fundamental en la transformación técnica en relación con los sistemas conocidos. Al mismo tiempo, se ahorran costes de forma manifiesta en el lado del receptor ya que no hay que realizar costosos cálculos de recursión vinculados a las líneas de retroalimentación, de manera que, considerado en conjunto, el coste en hardware y software es menor que en el caso del procedimiento BLAST conocido, lo cual, de todos modos, en el procedimiento según [5], estaría unido a un coste que tiende al infinito. La estructura del canal de inversión, trazada conscientemente de forma lineal en el sistema de tratamiento de señales según la invención, permite una transmisión en tiempo real con velocidades de transferencia de señales de datos constantemente altas. Además, mediante las condiciones expuestas en la reivindicación principal se mejora también la calidad de la transmisión MIMO en el receptor. No obstante, para ello hay que contar, dado el caso, con una potencia de transmisión algo más alta. La tasa de errores de bit para una selección de condiciones secundarias motivada por la capacidad de conversión práctica (número fijo de canales individuales, igual velocidad de transferencia de símbolos para todos los canales individuales, procedimiento de modulación libremente seleccionable) se minimiza y se simplifica la conversión práctica.

Con la presente invención se obtienen buenas propiedades de transmisión para un sistema de comunicación inalámbrico innovador y en cuanto a la eficacia se encuentra en un nivel óptimo en el caso de la conversión práctica dado que el coste es relativamente reducido. Con las condiciones mencionadas, las señales de datos que van a transmitirse se acoplan de forma óptima en el canal de transmisión por radio. Las propiedades de ruido en el receptor se mantienen en gran medida sin verse afectadas por la reconstrucción de las señales y ya con una pequeña potencia de transmisión se consiguen tasas de errores de bit relativamente bajas, lo cual en otro caso sólo sería posible con la transmisión por cable o con conexiones por radio encauzadas con conexión con visibilidad directa. Por el contrario, el sistema MIMO para realizar el procedimiento de tratamiento de señales según la invención se entiende sin conexión con visibilidad directa. El tratamiento propuesto de las señales en el lado de transmisión y en el lado de recepción tiene una estructura algebraica lineal que posibilita una implementación sencilla y en tiempo real también en casos de altas velocidades de transferencia de datos. En el procedimiento de tratamiento de señales según la invención, se optimiza la tasa de errores de bit en caso de una modulación variable, pero igual para todos los canales individuales y de una potencia de transmisión global predeterminada de forma fija. También se fija el número de canales individuales. De forma análoga a la terminología empleada en los sistemas monocanales, en el procedimiento de tratamiento de señales según la invención se habla en lo sucesivo de una "inversión del canal" en el sentido de transmisión ascendente y descendente.

Con las condiciones indicadas en la reivindicación principal, se obtiene una indicación de manejo clara y, a diferencia del procedimiento conocido a partir de [5], también fácil de convertir en la práctica, de cómo deben distribuirse las señales de datos que van a transmitirse en las antenas individuales y de qué combinación lineal de señales recibidas se requiere adicionalmente en el sentido de transmisión ascendente para garantizar una transmisión fiable con una baja tasa de errores de bit. El procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención se basa en una descomposición lineal de la matriz del canal. Para esta descomposición lineal de las matrices se conocen en general y se adaptan bien diversos métodos matemáticos. Una descomposición lineal especialmente preferida que debe explicarse detalladamente a continuación a título de ejemplo se basa en la denominada "descomposición de valor singular" de la matriz del canal para

(3)H = U \cdot D \cdot V^{H}

donde U es una matriz (m x n) y V es una matriz (n x n) con vectores columna ortonormales. D es una matriz diagonal (n x n) en la que en la diagonal se disponen los valores singulares de la matriz de canal H. Los valores singulares son las raíces formadas por los valores característicos de la matriz de canal H. El número de valores característicos corresponde al número de canales individuales paralelos (virtuales) en el canal MIMO. El parámetro de los valores característicos es una medida de la transferencia de potencia en un canal individual. Dado que en el procedimiento de tratamiento de señales según la invención el número de antenas se elige diferente en los dos lados del canal (n > m), el número máximo de canales individuales paralelos equivale al rango de la matriz del canal, el cual viene dado por el número menor. En el caso de las matrices de canal H de Rayleigh y Rice comunes en la radiodifusión, los valores singulares se distribuyen de forma continua por una franja ancha, es decir, dentro de unos determinados límites hay valores singulares grandes y pequeños.

Si ahora se emplea la descomposición lineal según la ecuación (3) en la ecuación general de transmisión (1) y primero se desprecia el ruido, entonces se obtiene

(1a)Y = U \cdot D \cdot V^{H} \cdot x

Las operaciones matemáticas prescritas con ello en el vector x de la señal se realizan de derecha a izquierda y deben explicarse detalladamente a continuación para una ilustración con mayor detalle. En primer lugar, se multiplica el vector x de la señal por la matriz V^{H}. Esto equivale a un giro o, gráficamente, a una proyección en las direcciones de los canales individuales paralelos (virtuales). Con ello, cada una de las señales de datos transmitidas por una antena se distribuye a todos los canales individuales paralelos. Mediante la siguiente multiplicación por la matriz diagonal D, la mezcla de señales proyectada sobre cada uno de los canales individuales se extiende ahora el valor singular correspondiente. La multiplicación por la matriz U, no cuadrada debido a la desigualdad del número de antenas entre los dos lados del canal (n < m), provoca una proyección en el espacio de las antenas receptoras. Con ello, las señales anteriormente extendidas de los n canales individuales perpendiculares se proyectan en m vectores ortogonales en el espacio de las antenas receptoras. Por tanto, las n corrientes de datos que se han acoplado en n canales individuales paralelos, los cuales tenían diferentes propiedades de transmisión, llegan mezclados a m antenas receptoras.

La seudoinversa H^{-1} especial empleada en la ecuación (2), que puede tratarse preferiblemente de una seudoinversa Moore-Penrose, puede calcularse mediante la descomposición del valor singular para

(4)H^{-1} = V \cdot D^{-1} \cdot U^{H}

Con la ecuación (3) se observa que, H^{-1} \cdot H da la matriz unidad. La matriz diagonal D^{-1} contiene los valores singulares inversos que están distribuidos de igual forma que los valores singulares en una franja ancha. También se observa que en especial el valor singular más pequeño, que ocasionalmente también puede estar próximo a cero, ejerce una influencia decisiva sobre el ruido que queda en la ecuación (2) y se acentúa de forma correspondiente mediante la multiplicación por los valores singulares inversos tras la reconstrucción de las señales de datos transmitidas. La descomposición del valor singular puede realizarse en tiempo real, es decir, incluso para las matrices de canal H mayores con microprocesadores modernos puede calcularse en un breve intervalo de tiempo, en comparación con la variación temporal del canal.

En el sentido ascendente se modifican ahora (las señales de datos modificadas se indican con un asterisco *) las señales x de datos que van a transmitirse, antes de la transmisión, con ayuda de

(5),x\text{*} = V \cdot D^{-1} \cdot V^{H} \cdot x

o, de forma alternativa,

(5a).x\text{*} = V \cdot D^{-1} \cdot x

Los dos tipos de inversión de canal en el tramo ascendente según las ecuaciones (5) y (5a) se diferencian en la forma de distribución de los datos en los ejes principales del espacio de transmisión. En el primer caso, se invierte el canal, pero cada corriente de datos se transmite por todos los ejes principales en el espacio de las señales. En el segundo caso, cada corriente de datos se transforma y se transmite en un eje principal del espacio de las señales. A partir de la señalización no puede reconocerse ninguna diferencia en el rendimiento de las dos variantes, sin embargo, ha de suponerse que la primera variante es algo más robusta en lo relativo a los errores en la estimación del canal dado que los datos se extienden por todos los ejes principales.

Por tanto, cada una de las antenas transmisoras envía una combinación lineal diferente de las señales x de daros en el canal de transmisión MIMO, es decir, el vector x de transmisión se sustituye en la ecuación (1) por el vector x* de transmisión modificado según la ecuación (5). Las siguientes realizaciones sirven para ilustrar este tratamiento previo de las señales en el lado de transmisión en el sentido de transmisión ascendente. Mediante el tratamiento previo de las señales se ocupa de que una corriente de señales de datos se transmita ahora por las n antenas, de manera que se sitúe de forma precisa en la dirección de proyección de un canal individual. Esta forma de proceder se realiza de modo análogo para todos los canales individuales paralelos. Ahora, cada una de las corrientes de señales de datos se estira el valor inverso del valor singular correspondiente al canal individual, es decir, todas las corrientes de señales de datos se transmitirían con diferente calidad sin un tratamiento previo de las señales. Para compensar esto, ahora se transmiten las corrientes de señales de datos en un canal individual bueno con poca potencia y proporciona la potencia ahorrada adicionalmente en una corriente de señales de datos a un canal individual peor. De forma óptima, esto se consigue mediante la multiplicación por la matriz D^{-1} diagonal inversa. Esto provoca una adaptación de la potencia de las corrientes de señales de datos en todos los canales individuales paralelos detrás del estiramiento mediante la matriz D diagonal. Lo mismo es válido para el sentido de transmisión descendente, que se explica detalladamente dos párrafos más abajo. Aquí tiene lugar la descomposición previa con una seudoinversa de la matriz traspuesta del canal, y se acoplan n señales de datos, pasando por m antenas, en n canales paralelos. Dado que en el sentido de transmisión descendente sólo hay n antenas receptoras, aquí el tratamiento previo de las señales puede realizarse de tal manera que las salidas de los canales individuales están asignadas directamente a las antenas individuales, con lo que se suprime una separación de los canales en el lado de recepción.

Partiendo de la ecuación (5), para la reconstrucción de las señales de datos deben tratarse adicionalmente por el lado de recepción las señales y recibidas (las señales de datos recibidas se indican mediante un apóstrofo ') de la forma

\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
  \hskip0,5cm  \+ x' \+ =  V  \cdot  U ^{H}   \cdot  y\cr  
 \hskip0,5cm  \+ \+  = V  \cdot  U ^{H}   \cdot  (H  \cdot 
x* + n)\cr    \hskip0,5cm  \+ \+  = V  \cdot  U ^{H} 
 \cdot  (U  \cdot  D  \cdot  V ^{H}   \cdot  V  \cdot   D ^{-1} 
 \cdot  V ^{H}   \cdot  x + n)\cr    \hskip0,5cm  \+ \+ = x
+ V . U ^{H}   \cdot  n  \hskip11,5cm 
(6)\cr}

o, de forma alternativa,

\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
   \hskip0,5cm  \+ x' \+ = U ^{H}   \cdot  y\cr 
 \hskip0,5cm  \+ \+  = U ^{H}   \cdot  (H  \cdot  x* +
n)\cr   \hskip0,5cm  \+ \+ = U ^{H}   \cdot  (U  \cdot  D
 \cdot  V ^{H}   \cdot  V  \cdot  D ^{-1}    \cdot  x + n)\cr 
 \hskip0,5cm  \+ \+ = x + U ^{H}   \cdot  n
 \hskip11,9cm 
(6a)\cr}

En las líneas expuestas por encima de la ecuación (6) o (6a) se observa que a partir de las diversas matrices se obtiene finalmente la matriz unidad. Sin embargo, mucho más interesante es el hecho de que el nivel de ruido restante se diferencia con total claridad del resultado sin tratamiento de las señales por el lado de transmisión según la ecuación (2). A diferencia de H^{+}, las matrices V y U^{H} no modifican el carácter isotrópico del ruido, es decir, la influencia de la descomposición del valor singular sobre el ruido se elimina completamente mediante las ecuaciones (5) y (6). Por tanto, la tasa de errores de bit ya sólo depende, igual que en el canal con ruido blanco aditivo, de la razón señal a ruido en el receptor, y ya no depende de las propiedades del canal. Para una transmisión de datos sin errores en el canal MIMO, es decir, para la probabilidad de errores de bit inferior a 10^{-9} requerida en las aplicaciones en tiempo real, con el procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención se requiere de media una potencia de transmisión fundamentalmente más baja que en los procedimientos conocidos de tratamiento de señales ("zero forcing") según la ecuación (2).

La potencia de emisión aumenta el factor n/(n-m) debido al tratamiento de las señales en el lado de transmisión en el tramo ascendente y descendente. Con ello se proporciona la ecuación (6) o (6a), es decir, sin ruido el canal es transparente (x' = x). No obstante, en el tramo ascendente s se multiplica el ruido adicionalmente por las matrices V y U^{H}. Con ello se reduce la dimensión del vector accidental de ruido distribuido de forma isotrópica de m a n, es decir, de media, el vector se hace más corto. Si entonces, en lugar de utilizar la potencia de recepción como se hizo anteriormente, se utiliza la potencia de transmisión como criterio de valoración para el procedimiento de transmisión de señales, entonces la tasa de errores de bit de la inversión del canal en el sentido ascendente, con el mismo número de antenas, es aproximadamente equivalente a la tasa de errores de bit del procedimiento V-BLAST conocido (véase la figura 8). Sin embargo, para ello la inversión del canal sólo requiere en cada caso una multiplicación lineal matriz - vector en el transmisor y el receptor, mientras que el procedimiento V-BLAST debe realizar varias multiplicaciones matriz - vector sucesivas en el receptor. Por otra parte, para la inversión del canal son necesarias secuencias piloto claramente más largas que para el procedimiento V-BLAST, lo cual sólo parece practicable para velocidades de transferencia de datos más altas.

Las condiciones en el procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención son todavía más sencillas en el sentido de transmisión descendente. Aquí sólo se multiplica la señal transmitida por una seudoinversa por el lado derecho de la matriz del canal. Si la estimación del canal en el sentido de transmisión ascendente y la transmisión de datos en el sentido de transmisión descendente trabajan a la misma frecuencia y la matriz del canal en el sentido ascendente viene dada por H, entonces H^{T} es la matriz del canal en el sentido descendente, es decir, en la ecuación (1) H se sustituye por la traspuesta H^{T}. Esto se desprende de la suposición de la denominada "reciprocidad" del canal de radio. Si se forma un par cualquiera a partir de una antena en cada caso en los dos lados del canal MIMO, entonces los tramos ascendente y descendente correspondientes en una ventana temporal tienen las mismas propiedades de canal mientras no se presente ninguna variación temporal. Una inversa posible por el lado derecho puede hallarse con ayuda de (H^{-1})^{T}, es decir, la seudoinversa Moore-Penroose traspuesta. Esto último minimiza la potencia de transmisión media en caso de atenuación Rayleigh. Por tanto, los datos enviados se multiplican por (H^{-1})^{T}

(7)x\text{*} = (H^{-1})^{T} \cdot x

es decir, se sustituye s en la ecuación (1) por s* según la ecuación (7). En la siguiente ecuación (8) se observa que las señales de datos transmitidas originalmente ya se reconstruyen completamente por el lado de recepción dado que:

\dotable{\tabskip\tabcolsep#\hfil\+#\hfil\+#\hfil\tabskip0ptplus1fil\dddarstrut\cr}{
  \hskip1cm  \+ x' \+ = H ^{T}   \cdot  x* + n\cr 
 \hskip1cm  \+ \+ = H ^{T}   \cdot  (H ^{-1} )   ^{T} 
 \cdot  x + n\cr   \hskip1cm  \+ \+ = x + n\cr  
 \hskip1cm  \+ \+ = y   \hskip13cm 
(8)\cr}

A las señales de datos transmitidas se añade además el ruido propio de los amplificadores / desvíos individuales de las antenas en el lado de recepción. Por tanto, en el receptor puede partirse de la misma tasa de transferencia de errores que en el canal aditivo con ruido blanco. En especial, con una tratamiento de las señales según las ecuaciones (7) y (8) ya con una potencia de transmisión relativamente muy baja es posible una transferencia de datos casi sin fallos en el caso del procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención.

El concepto para el tratamiento de señales según la presente invención puede transformarse en la práctica de forma especialmente sencilla dado que, en el sentido de transmisión ascendente, sólo debe multiplicarse el vector de las señales de datos por una matriz en cada caso en el lado de emisión y de transmisión. En el sentido de transmisión descendente, el vector de las señales de datos se multiplica por una matriz únicamente en el lado de transmisión. En este caso se trata de operaciones algebraicas lineales que pueden realizarse de forma fundamentalmente más sencilla que el tratamiento recursivo de las señales en el lado de recepción en el caso del procedimiento BLAST conocido, en el que se presenta una serie de decisiones no lineales que presentan la propiedad de propagación de errores. El procedimiento de tratamiento lineal de las señales según la invención es adecuado de forma fundamentalmente mejor para una transmisión en tiempo real con altas velocidades de transferencia de las señales de datos. Adicionalmente, en caso de que se cuente con una potencia de recepción igual, pueden implementarse tasas claramente más bajas de errores de bit.

Para poder aprovechar estas ventajas deben cumplirse tres condiciones fundamentales que ya han sido estudiadas de forma detallada por medio de simulaciones. Por una parte, a causa de la limitada potencia de transmisión en un lado del canal de transmisión MIMO debe utilizarse como mínimo una antena más que en el otro lado. Sin embargo, conviene más la adición de más antenas en la estación de transmisión descendente para reducir adicionalmente la dinámica de los transmisores. La segunda condición es que se requiere una estimación del canal relativamente precisa. La oscilación del error de estimación debe ser la cantidad equivalente al factor 3 menor que en el procedimiento BLAST conocido. Por tanto, para conseguir las menores tasas de errores de bit posibles, en una realización posible de la estimación de canal pueden emplearse, por ejemplo, con secuencias piloto ortogonales según Jungnickel et al. [7], secuencias con una longitud de aproximadamente 100 símbolos. De ello se desprende la tercera condición: la velocidad de transferencia de símbolos, que se obtiene a partir de la velocidad de transferencia de señales de datos en función del procedimiento de modulación seleccionado, debería ser, en caso de un consumo de tiempo relativo para la estimación del canal de como máximo el 20%, superior a 150 k símbolos /s. Este requisito puede cumplirse sin más, por ejemplo, en espacios interiores, en función de las propiedades del canal. En el demostrador BLAST se ha utilizado una velocidad de transferencia de símbolos de 30 kHz y se han enviado de forma alterna 20 símbolos para la estimación del canal y 80 símbolos de datos. Como consecuencia, resultó válida una estimación del canal para \tau = 3,3 ms. En el caso las frecuencias Doppler de cómo máximo f_{D} = 17 Hz que han de esperarse en los entornos interiores con una frecuencia de portadora de 5 HHz y una velocidad de hasta 1 m/s, se produciría en este intervalo de tiempo una modificación de fase de \Delta\phi = 2\pi f_{D}= 10º, lo cual es suficientemente reducido para la detección de señales por amplitud de cuadratura 16). No obstante, con 100 símbolos se perdería todo el tiempo de transmisión con la estimación del canal. Sin embargo, si se emplea una velocidad de transferencia de símbolos más alta que en BLAST, por ejemplo, en las redes locales inalámbricas (WLAN), entonces se reduce la duración de la ventana temporal que se pierde con la estimación del canal. Con una velocidad de transferencia de símbolos de, por ejemplo, 1 MHz, se envían 3300 símbolos en 3,3 ms. Por tanto, una estimación del canal con 100 símbolos tan sólo requeriría entonces aproximadamente el 3% del tiempo total disponible. No obstante, en el dispositivo de transmisión ascendente se requiere el doble de tiempo para la estimación del canal dado que el canal debe conocerse a ambos lados del canal. Por tanto, la inversión del canal MIMO en el procedimiento de tratamiento de señales según la invención sólo puede emplearse con sentido en caso de velocidades de transferencia de símbolos más altas por encima de 100 k símbolos /s, especialmente a partir de 150 k símbolos / s.

A continuación debe explicarse de forma aún más detallada el procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la invención en un canal MIMO y, especialmente, configuraciones adecuadas de un sistema MIMO para la realización del procedimiento basándose en figuras esquemáticas. A este respecto, muestran

la figura 1, el tratamiento de señales en el canal MIMO en el sentido de transmisión ascendente y descendente,

la figura 2, un sistema MIMO bidireccional con inversión de canal,

la figura 3, una posible estimación de canal y ponderación,

la figura 4, un circuito de correlación con secuencias ortogonales para la estimación del canal según la figura 3,

la figura 5, una estimación del canal MIMO en el modo TDD (Time Division Duplex, Dúplex por División en el Tiempo),

la figura 6, una estimación del canal MIMO en el modo FDD (Frequency Division Duplex, Dúplex por División de Frecuencia),

la figura 7, diversas curvas gráficas de la tasa de errores de bit como función de la razón media señal a ruido,

la figura 8, diversas curvas gráficas de la tasa de errores de bit como función de la potencia global de transmisión, y

la figura 9, la distribución de la potencia en el lado de transmisión y de recepción a partir de una simulación.

En la figura 1 se muestran los diferentes esquemas de transmisión del canal MIMO. El esquema A indica el sistema MIMO más sencillo que puede concebirse, que consta únicamente de tratamiento de señales por el lado de recepción y que se conoce a partir del estado de la técnica (véase, por ejemplo, [6]). El esquema B muestra el tratamiento previo y posterior de las señales según la invención en el lado de transmisión y de recepción en caso de una inversión del canal en el sentido de transmisión ascendente, y el esquema C muestra el tratamiento de señales según la invención exclusivamente en el lado de transmisión en caso de una inversión del canal en el sentido de transmisión descendente. En el sistema MIMO mostrado, la estación de transmisión ascendente se forma por una estación móvil (mobile unit) con n antenas (1 ... n) y la estación de transmisión descendente está formada por una estación base (base station) con m antenas (1 ... m). Se cumple n < m. Las operaciones de cálculo que han de aplicarse, por el lado de transmisión, a los vectores x de transmisión y, por el lado de recepción, a los vectores y de recepción, que se han explicado en la parte general de la descripción en el ejemplo de la descomposición lineal del valor singular, están asignadas a las estaciones correspondientes. Las señales transmitidas modificadas se indican con un asterisco, las señales de datos reconstruidas se indican mediante un guión, el sentido de transmisión ascendente se diferencia con "up" y el sentido de transmisión descendente, con "down" (en fondo gris).

La figura 2 muestra un diagrama de circuitos general del sistema de transmisión MIMO según la invención de acuerdo con el esquema B con un tratamiento previo de la señales por el lado de transmisión (Tx signal processing) y un tratamiento posterior de las señales por el lado de recepción (Rx signal processing). La estación de transmisión ascendente y la estación de transmisión ascendente se han indicado aquí, imitando un escenario de comunicaciones móviles celulares, con "mobile unit" y "base station". Basándose en una estimación del canal con la matriz H^{T} del canal transpuesta en el sentido descendente, en la unidad para la estimación del canal y la ponderación (channel estimating & weight setting) en el aparato móvil (mobile unit) se calcula la ponderación para el tratamiento de las señales por el lado de transmisión con ayuda de la matriz H del canal y la ecuación (5). Estos indican cómo fluyen las señales individuales de datos en la señal que va a transmitirse en cada caso por medio de una antena. Las cantidades ponderadas se suman luego de forma independiente y se obtienen las señales x* de transmisión que se transmiten simultáneamente por el canal MIMO. El tratamiento subsiguiente de las señales en el receptor se basa en una estimación adicional de la matriz H del canal en el sentido de transmisión ascendente. La ponderación se calcula por medio de la ecuación (6) y las señales individuales x' de datos se reconstruyen, igual que en el caso anterior del transmisor, como combinación lineal de las señales y de recepción. Las señales x de datos que van a transmitirse en el sentido de transmisión descendente se multiplican por los valores ponderados según la ecuación (7), que se han obtenido a partir de una estimación de la matriz H del canal en el sentido de transmisión ascendente. A partir de las sumas correspondientes se obtienen las señales x de transmisión. Tal como se muestra en la ecuación (8), en el sentido de transmisión descendente no se requiere ningún tratamiento de las señales en el receptor. Como consecuencia, los datos x' reconstruidos se obtienen directamente a partir de las señales y de banda base de los receptores individuales.

Para la estimación del canal se identifica cada una de las antenas de forma similar a [7] mediante una secuencia PN p_{i} (Pseudo Noise) característica para éstas, la cual se modula preferiblemente mediante modulación por desplazamiento de fase binaria en la portadora y se envía con ayuda de un conmutador S_{Pilot/Data} analógico rápido para determinados momentos, en lugar de la señal de datos. El acoplamiento de las señales piloto tras la modulación y el tratamiento de las señales por el lado de transmisión permiten diferentes procedimientos de modulación para las señales piloto y las señales de datos.

La figura 3 muestra el principio de la unidad de estimación del canal y de ponderación. Primero se estima en una unidad de correlación en cada caso (correlation circuit) la parte I_{H} real y la parte Q_{H} imaginaria de cada elemento individual de la matriz H del canal. Después, se digitalizan los datos analógicos y se leen en un procesador digital de señales (digital signal processor). Aquí, se calcula la matriz W ponderada y emite en forma de su parte I_{W} real y su parte Q_{W} imaginaria. Para una realización analógica del tratamiento de señales deberían transformarse ahora nuevamente los valores ponderados de digitales a analógicos (sin embargo, con ello no debe excluirse un tratamiento ulterior únicamente digital de las señales). En el tratamiento posterior analógico, las señales se proporcionan a continuación a un modulador IQ (IQ-Mod). Éste está en condiciones de modificar la amplitud y la fase del oscilador local (LO) en función de la correspondiente ponderación. En este caso, el LO sirve como portador de la información de ponderación. Con ayuda de la señal LO modificada de esta manera cada una de las señales individuales recibidas se transforma individualmente en la banda base. La forma de proceder subsiguiente ya se ha descrito en relación con la figura 2.

La figura 4 muestra la unidad para estimar un elemento de valor complejo en la matriz H del canal. Aquí se muestra a modo de ejemplo únicamente la realización en la franja de transmisión. También es posible una realización similar en la frecuencia intermedia, o también puede tener lugar, mediante multiplicaciones de valores complejos, directamente en la franja base. Durante una estimación del canal, todas las antenas envían simultáneamente secuencias ortogonales entre sí mediante las cuales pueden identificarse durante la estimación del canal. Suponiendo que deba medirse el elemento H_{ij} de la matriz. Para ello se alimenta la señal e_{j} recibida de orden j a un circuito de correlación. Un generador produce la misma secuencia con la que se identifica la antena transmisora de orden i y la modula primero en el LO, así como en una copia del LO desfasada 90º. Estas dos señales de referencia se multiplican entonces por la señal e_{j} recibida y los dos resultados se integran por toda la duración de una secuencia. En [7] se ha mostrado que con esta disposición pueden medirse de forma independiente entre sí la parte I_{H} real y la parte Q_{H} imaginaria del elemento H_{IH} de la matriz. Debido a la ortogonalidad de las secuencias, las señales piloto de las otras antenas transmitidas de forma simultánea no perturban el resultado de la estimación. La forma de proceder subsiguiente ya se ha explicado en relación con la figura 3.

En el sistema MIMO según la invención se aprovecha de forma explícita el carácter recíproco del canal de radio para poder prescindir de un canal de retorno según el documento US-PS 6.131.016 [8]. El carácter recíproco significa que entre una antena en la estación móvil y una antena en la estación base el canal de radio en el sentido de transmisión ascendente y en el sentido de transmisión descendente es totalmente idéntico salvo pocas excepciones que se presentan en muy raras ocasiones. A partir de la idea de que la señal de radio recibida está compuesta de un número de señales de eco que han realizado en cada caso distintos recorridos, puede indicarse que la ganancia y el desfase de cada una de las señales de eco individuales en los dos sentidos de transmisión son idénticos, es decir, recíprocos. De ello se desprende también el carácter recíproco para toda la señal. Por tanto, en ausencia de interferencias cocanal, pueden reutilizarse los parámetros obtenidos a partir de la estimación del canal en el sentido de transmisión ascendente directamente para la transmisión de datos en el sentido de transmisión descendente y a la inversa, suponiendo que para los dos sentidos se utilice de forma alterna la misma frecuencia de portadora (transmisión dúplex por división en el tiempo, TDD). De esta manera el transmisor puede conocer a priori los coeficientes del canal. Mediante el tratamiento previo de las señales en el lado de la transmisión puede adaptar la potencia de la señal de forma correspondiente a cada trayectoria individual.

Para aumentar la robustez frente a interferencias cocanal, ha de recurrirse a una solución con canal de retorno dado que el transmisor básicamente no puede conocer a priori la situación en el receptor. En primer lugar puede procederse tal como se ha indicado anteriormente, es decir, se utiliza el carácter recíproco y se maximiza con ello la potencia de las señales en todos los canales individuales. A continuación, se mezcla en el receptor, en cada una de las trayectorias individuales de las señales de datos, la potencia P_{interf} de interferencia de acuerdo con el tratamiento espacial de las señales y sólo remite al transmisor información sobre la magnitud de la potencia de interferencia en los canales individuales de datos por medio del canal de retorno. La velocidad de transferencia de datos necesaria para ello es en el ejemplo anterior la cantidad correspondiente al factor 24 más baja que en la transmisión de retorno de todos los parámetros para la estimación del canal. Entonces, en el transmisor, antes del tratamiento de las señales por el lado de transmisión (multiplicación por la matriz), se adapta la potencia de las señales de datos que van a transmitirse de manera que todas las señales recibidas presenten la misma razón señal a interferencia más ruido (SINR) (regulación de la potencia en el canal individual).

En el caso más sencillo, la reutilización de la estimación del canal puede aclararse a partir del sentido contrario en el dúplex por división en el tiempo (TDD). En este caso, los sentidos de transmisión ascendente y descendente comparten una frecuencia de portadora y se ponen en funcionamiento en diferentes puntos temporales. La figura 5 muestra una posible división del tiempo que se realiza con ayuda del control de conexión (transmission control) y de los distintos conmutadores analógicos según la figura 2. Para el sentido de transmisión ascendente (uplink data) se requiere una estimación del canal en la estación móvil y en la estación base (MS, BS). Para ello la estación base envía primero sus secuencias piloto (base station transmitting), de manera que la estación móvil puede ajustar su ponderación de transmisión. A continuación, la estación móvil (mobile unit transmitting) envía sus secuencias de antenas y la estación base ajusta la ponderación de recepción. Ahora la conexión está ajustada correctamente y pueden transmitirse datos. Antes del cambio del sentido de transmisión, la estación móvil envía una vez más brevemente sus secuencias de antenas, de manera que la estación base puede ajustar su ponderación para el sentido de transmisión descendente sobre la base de una estimación de canal actual. Por tanto, en la estación móvil no se necesita en el sentido descendente conocimiento del canal.

En el dúplex por división de frecuencia (FDD), el desarrollo temporal es algo más complicado. En este caso, los sentidos de transmisión ascendente y descendente utilizan diferentes frecuencias para el mismo intervalo de tiempo. A este respecto, debe tenerse en cuenta que el carácter recíproco sólo es válido para una única frecuencia portadora. Por tanto, la estación móvil y la estación base deben hacerse funcionar en cada caso con la misma frecuencia portadora para el intervalo de tiempo de la estimación del canal, utilizándose dicha frecuencia portadora para la transmisión en el sentido previsto. Por tanto, los osciladores locales en la estación móvil y en la estación base y la unidad de sincronización correspondiente en cada caso deben poder trabajar de forma que puedan conmutarse rápidamente a las dos frecuencias. En la figura 6 se muestra una posible división del tiempo para las dos frecuencias. Para el sentido de transmisión ascendente (uplink data) se requiere una estimación del canal en la estación móvil y en la estación base para la frecuencia A. Para ello, la estación móvil envía primero sus secuencias piloto de manera que la estación base pueda ajustar su ponderación de recepción. A continuación también la estación base envía sus secuencias piloto en la frecuencia A y la estación móvil ajusta su ponderación de transmisión. En el sentido de transmisión descendente sólo se requiere una estimación del canal en la estación base. Dado que los transmisores en la estación móvil sólo pueden trabajar simultáneamente en una frecuencia, se propone que la estación móvil envíe sus frecuencias piloto en la frecuencia B en el mismo momento en el que realiza la estimación del canal en el sentido descendente en la frecuencia A. Para ello, los conmutadores S_{up/down} de transmisión/recepción en las antenas según la figura 2 deben sustituirse por filtros selectivos en frecuencia (circuladores). La estación base lleva a cabo una estimación del canal en la frecuencia B, ajusta su ponderación de emisión y envía datos en el sentido descendente en la frecuencia B.

La figura 7 muestra diferentes curvas gráficas de la tasa de errores de bit como función de la razón media señal a ruido en una antena receptora como resultados de una simulación. Se muestra la tasa de errores de bit de una simulación del sistema con errores casuales en la estimación del canal correspondiente a una longitud de la secuencia de 128 símbolos (modulación BPSK para las secuencias piloto, modulación QAM-16 para las señales de datos) como función de la razón señal a ruido en una antena receptora para los tres esquemas A, B y C de transmisión según la figura 1. Como orientación, se han mostrado también el V-BLAST, así como una transmisión monocanal en el canal con ruido blanco. Primero se observa que con un tratamiento de las señales únicamente por el lado de recepción (Rx signal processing only) y el mismo número de antenas en los dos lados (curva i, n=m=10) se presentan tasas de errores de bit extremadamente altas que sólo se reducen un poco al aumentar la razón señal a ruido (SNR). En este caso se requiere aproximadamente 10 veces más SNR para reducir la tasa de errores de bit un factor 10. Esto ha de atribuirse a la influencia del término H^{-1} en la ecuación (2). Con el mismo número de antenas, existe una probabilidad muy alta de que se presenten valores singulares muy pequeños como indicio de una matriz H de canal prácticamente singular. Sobre la base de la ecuación (4), se aumenta considerablemente el ruido mediante el tratamiento de las señales y la tasa de errores de bit es alta. La adición de antenas en el receptor (curva ii, n=8, m=12) trae ya una ganancia considerable (por ejemplo, con 8 antenas transmisoras y 12 antenas receptoras se requiere una potencia de transmisión 16 dB más baja para una tasa de errores de bit de 0,01 que con 10 antenas transmisoras y 10 antenas receptoras). El procedimiento V-BLAST (curva iii, n=8, m=12) reduce de forma aún más intensa la influencia del tratamiento de las señales en el ruido mediante una detección recursiva hábil de las corrientes individuales de señales de datos. Sin embargo, el esfuerzo de cálculo para ello es relativamente alto.

Las curvas con tratamiento de las señales por el lado de transmisión (curvas iv y vi) de la figura 7 se acercan mucho, tal como era de esperar, al canal con ruido blanco (curva v, n=m=1, AWG channel). En el sentido de transmisión descendente (curva iv, downlink channel inversion) la pequeña desviación es resultado de la errónea estimación del canal. En el sentido de transmisión ascendente con tratamiento de las señales por el lado de transmisión y por el lado de recepción (curva vi, n=8, m=12, Tx and Rx signal Processing, uplink channel inversion) se encuentra como función de la razón señal a ruido en el receptor, al parecer tasas de errores de bit incluso más bajas que en el canal AWGN. Sin embargo, en una consideración más precisa esto se muestra como artefacto. Mediante la multiplicación por VU^{H}, el vector n de ruido de 12 dimensiones se proyecta en un hiperplano de 8 dimensiones. Con ello se reduce la potencia de ruido primero el factor 8/12, lo que corresponde a una ganancia de 1,5 dB. No obstante, en el sentido de transmisión ascendente la potencia de recepción media por antena transmisora también es menor que en el sentido de transmisión descendente dado que las señales en las antenas aún no están totalmente descorrelacionadas. Si se considera el balance de potencia en el receptor en función por bit transmitido, la tasa de errores de bit durante la inversión del canal se comporta fundamentalmente igual en el sentido de transmisión ascendente y descendente. Las diferencias surgen únicamente porque el tratamiento de señales en el sentido de transmisión descendente sólo se basa en una estimación del canal en la estación base, mientras que en el sentido de transmisión ascendente se utilizan dos estimaciones independientes entre sí de H en la estación base y de H^{T} en la estación móvil. No obstante, en este caso no se ha tenido en cuenta que la potencia de transmisión, debido al tratamiento de las señales por el lado de transmisión, se modifica en función de la matriz H actual del canal.

Sin embargo, una comparación de gran valor informativo entre los procedimientos individuales sólo es posible si la tasa de errores de bit se muestra como función de la potencia de transmisión.

En la figura 8 se muestran diversas curvas gráficas de la tasa de errores de bit como función de la potencia de transmisión total referida a la potencia de ruido en un receptor a partir de una simulación (V-BLAST) o a partir de consideraciones analíticas (LCI, AWGN en el canal individual). Dado que la potencia de transmisión durante la inversión del canal está distribuida de forma estadística, es correcto mostrar las curvas gráficas por encima de la potencia de transmisión media, en relación con el ruido en un receptor. En [9] se indica, basándose en [10], que la curva de la tasa de errores de bit con inversión del canal es básicamente similar a la tasa de errores de bit en un canal AWGN individual. No obstante, la curva está desplazada en el sentido de transmisión descendente (down-link) el factor n/m-n) respecto a la curva AWGN. En el sentido de transmisión ascendente, el efecto ya descrito anteriormente produce que se detecten n señales de datos con m antenas receptoras, lo que corresponde a una ganancia de 10*log(m/n). Como consecuencia, la curva de la tasa de errores de bit está desplazada este factor hacia la izquierda. La comparación con otros procedimientos que trabajan mediante el tratamiento de señales por el lado de recepción se hace posible cuando se supone normalmente que la pérdida de trayectoria de una entrada en H está normalizada a uno. Sin tratamiento de las señales por el lado de transmisión, se encuentra entonces en cada uno de los receptores, como valor medio de muchas realizaciones de canal, la potencia de transmisión total. Por tanto pueden "reutilizarse" las curvas conocidas de tasas de errores de bit con la normalización anterior de la pérdida de trayectoria, dado que la NRS media por antena receptora es igual a la potencia de transmisión, dividida por el ruido en un receptor. Para la comparación, se determina la potencia de transmisión media durante la inversión del canal y se registran las curvas de tipo AWGN considerando el desplazamiento anteriormente mencionado. Se observa que la inversión del canal en el sentido ascendente es equiparable al procedimiento V-BLAST, mientras que en el sentido descendente se necesita aproximadamente 17 dB más de potencia dado que no hay tratamiento posterior en el receptor. La intensificación isotrópica del ruido se observa en un descenso fundamentalmente más pronunciado de las curvas para la inversión del canal en comparación con el procedimiento Zero Forcing.

La figura 9 muestra las distribuciones de potencia por el lado de transmisión y recepción (power at eac Tx antenna, power at each Rx antena) para los esquemas A, B, C individuales según la figura 1. En el esquema A (tratamiento de las señales únicamente por el lado de recepción) en cada transmisor se encuentran tres líneas discretas que se diferencian en su situación sólo por el número de antenas transmisoras. Todas las antenas transmisoras emiten de media la misma potencia y las líneas resultan de las posibles energías de los símbolos en la modulación QAM-16 seleccionada. En cada receptor se obtiene para la potencia, debido a la naturaleza estadística del canal de radio, una distribución \chi^{2} ampliamente dispersa con dos grados de libertad. La distribución no depende del número de antenas transmisoras dado que la potencia total de las corrientes de datos está normalizada y los canales de transmisión individuales son independientes estadísticamente.

Durante la inversión del canal en el sentido de transmisión ascendente según el esquema B (tratamiento de señales por el lado de transmisión y el lado de recepción) se encuentra en el transmisor y en el receptor una distribución continua de la potencia. Se observa que la distribución está localizada de forma más intensa la cantidad de una potencia de transmisión media cuando se utilizan más antenas en la estación base. Por tanto, se requiere una dinámica fundamentalmente menor, lo que hace posible el empleo de amplificadores económicos. Con el mismo número de antenas, la distribución tiene una cola expandida hacia potencias de transmisión demasiado altas. En especial, el valor medio estático no converge con un valor fijo cuando se amplía el intervalo de valores para la potencia de transmisión. Esto dificulta el dimensionado del amplificador de transmisión.

En el sentido de transmisión descendente con inversión del canal según el esquema C, se encuentra en m=n=10 un comportamiento similar en el transmisor al comportamiento en el sentido de transmisión ascendente con inversión del canal (esquema B). No obstante, esta vez no puede indicarse un valor límite inferior para la distribución con número de antenas desigual, es decir, la dinámica del transmisor no está delimitada hacia abajo. En el sentido de transmisión descendente, se encuentran ahora de nuevo en el receptor, independiente de la elección de los parámetros libres, las tres líneas pronunciadas que resultan de la modulación QAM-16.

Mediante las realizaciones expuestas en combinación con la figura 1, pueden realizarse, según la aplicación, diferentes sistemas MIMO. En este caso se parte de que la estación de transmisión en sentido ascendente está formada por una estación móvil que puede variar su posición y la estación de transmisión en sentido descendente está formada por una estación base estacionaria. No obstante, aquí no existe una asignación fija. Sin embargo, como condición se establece que en uno de los lados del canal están previstas más antenas que en el otro. Entonces, el sentido de transmisión descendente se determina porque se dirige desde el lado del canal con el número mayor de antenas al lado del canal con el número menor de antenas. Lo contrario es válido para el sentido de transmisión ascendente. En el caso del número mayor de antenas en la estación de transmisión descendente, el sentido de transmisión descendente es siempre el sentido de transmisión cualitativamente mejor en el sistema de transmisión en caso de un tratamiento de las señales únicamente lineal en el transmisor o en el receptor. Por tanto, la estación que debe configurarse como móvil o estacionaria y, especialmente, la estación emisora o receptora, depende exclusivamente de la asignación del número de antenas. En función del caso de aplicación, esta distribución debe llevarse a cabo de tal manera que el sentido de transmisión descendente de alta calidad coincide con el sentido de transmisión de datos de alta velocidad. Por ejemplo, en el caso contrario, una cámara de vídeo, como aparato móvil, puede estar equipada con más antenas. Entonces, ésta transmite corrientes de señales de datos complejas en sentido de transmisión descendente a una estación base que presenta menos antenas. La estación base sirve en este caso únicamente para la retroalimentación sencilla, por ejemplo, para el control espacial de la cámara de vídeo.

Sistema MIMO I: Se utiliza el sistema B para el sentido de transmisión ascendente y el esquema C para el sentido de transmisión descendente de un sistema de comunicaciones móviles. Este concepto posibilita la transmisión MIMO bidireccional con excelentes propiedades de transmisión y mayor velocidad en los dos sentidos y básicamente es adecuado tanto para el acceso a Internet y a una Intranet por medio de una estación base, como también para el funcionamiento ad hoc entre dos terminales móviles.

Sistema MIMO II: Se combina el esquema A para el sentido de transmisión ascendente con el esquema C para el sentido de transmisión descendente. Esto posibilita una estructura sencilla y económica de los terminales móviles que envían las secuencias piloto para la estimación del canal y, por lo demás, se componen de varios transmisores y receptores sencillos sin tratamiento de señales. Todo el tratamiento de las señales necesario para la transmisión tiene lugar en la estación base. Por regla general, en el sentido ascendente la tasa de errores de bit se hace mayor, lo cual puede compensarse mediante la codificación del canal. Con ello se reduce la velocidad efectiva de transmisión de señales de datos que puede utilizarse en el sentido de transmisión ascendente. Este concepto es especialmente adecuado para el tráfico asimétrico de datos, por ejemplo, en el acceso a Internet. No obstante, una transmisión ad-hoc entre dos estaciones móviles no es posible debido a que carecen de tratamiento de señales.

Sistema MIMO III: En el concepto II varios aparatos móviles se reparten entre sí el número total de antenas de manera que un aparato móvil utiliza una o varias antenas. En general, únicamente el número total de antenas en todas las estaciones móviles debe ser menor que el número de antenas en la estación base. Todas las estaciones móviles transmiten o reciben en cada caso en la misma frecuencia. Este concepto posibilita al sistema MIMO repartir sus recursos de forma flexible en varios terminales que admiten las diferentes aplicaciones y están equipados en cada caso únicamente con el hardware necesario para ello.

Listado de las citas indicadas

[1] G.J. Foschini "Layered space-time architecture for wireless communication in a fading environment when using multiple antennas", Bell Labs Technical Journal 1996 (2), pp. 41-59.

[2] G.D. Golden, C.J. Foschini, R.A Valenzuela and P.W. Wolniansky "Detection algorithm and initial laboratory results using V-BLAST space-time communication architecture", Electronics Letters 1999, vol.35, núm.1, pp. 14-16.

[3] A. van Zelst, R. van Nee, G.A. Awater "Turbo-BLAST and its Performance", Proceedings 53^{rd} IEEE Vehicular Technology Conference VTC (Spring) May 6-9 2001, Rhodos, Greece.

[4] C.Z.W.H. Sweatman, J.S. Thompson, B. Mulgrew and P.M. Grant "A comparison of detection algorithms including BLAST for wireless communication using multiple antennas" Proceedings IEEE Symposium on Personal, Indoor and Mobile Radio Communication Sept. 18-21 2000, London, p.698-703. E. Telatar "Capacity of Multi-Antenna Gaussian Channels", Europ.Trans. Telecomm. vol.10, núm.6, (1999), pp. 585-595.

[6] K.K. Wong, R.D. Murch, K.B. Letaief "MIMO antenna system for frequency-selective fading channels", in IEEE Int. Symp. on Personal, Indoor and Mobile Radio Communications, PIMRC 2000, vol. 2, pp. 1500-1504.

[7] V. Junnickel, V. Pohl, U. Krüger, C. von Helmolt, T. Haustein and S. Stanczak "A Radio System With Multi-Element Antennas", Proceedings 53^{rd} IEEE Vehicular Technology Conference VTC (Spring) May 6-9 2001, Rhodos, Greece.

[8] L.J. Greenstein, N.R. Sollenberger "Method and apparatus for enhancing communication reception at a wireless communication terminal", U.S. Patent Nº 6.131.016, filed Aug. 27, 1997.

En este punto han de indicarse también publicaciones del inventor posteriores al día de prioridad de la presente solicitud que también se refieren, entre otros, a los objetos reivindicados de la invención.

[9] V. Jungnickel, T. Haustein, E. Jorswieck, C. v. Helmot "A MIMO WLAN Based on Linear Channel Inversion", IEE Seminar on MIMO Systems, Dec.12, 2001, London, UK.

[10] E. Jorswieck, G. Wunder, V. Jungnickel, T. Haustein, "Inverse Eigenvalue Statistics for Rayleigh and Rician MIMO Channels" IEE Seminar on MIMO Systems, Dec.12, 2001, London, UK.

[11] T. Haustein, C. von Helmolt, E. Jorswieck, V. Jungnickel, V. Pohl "Performance of MIMO Systems with channel inversion", IEEE VTC Spring 2002, Birmingham, AL, May 6-9, 2002.

Claims

1. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales para una transmisión por radio bidireccional de corrientes de datos digitales en el sentido de transmisión ascendente y descendente por medio de un canal MIMO con n antenas por un lado del canal y con m antenas por el otro lado del canal, y con un tratamiento previo de las señales x de transmisión por el lado de transmisión y un tratamiento posterior de las señales y recibidas por el lado de recepción, los cuales se basan los dos en una estimación de la matriz de valores complejos del canal, de modo que

\bullet: el tratamiento previo de las señales por el lado de transmisión consiste en una multiplicación de las señales que van a transmitirse por una matriz de transmisión, y el tratamiento posterior de las señales por el lado de recepción consiste en una multiplicación de las señales recibidas por una matriz de recepción, de modo que el tratamiento posterior de las señales sólo tiene lugar en el sentido de transmisión ascendente y las matrices de transmisión y recepción se obtienen a partir de una descomposición lineal de la matriz H de canal estimada,

\bullet: en el sentido de transmisión ascendente, n\rightarrowm, en el lado de recepción se utiliza al menos una antena más que en el lado de transmisión y, en el sentido de transmisión descendente, m\rightarrown, en el lado de transmisión se utiliza al menos una antena más que en el lado de recepción, n<m, y que

\bullet: la estimación para la matriz H del canal se determina, con una velocidad de transferencia de símbolos de al menos 100 k símbolos / s elegida en función de las propiedades del canal, de modo que aprovechando el carácter recíproco del canal MIMO, con igual frecuencia de transmisión en el sentido de transmisión ascendente y descendente y en ausencia de interferencias cocanal, la matriz del canal se obtiene y se invierte en el sentido de transferencia descendente mediante la transposición de la matriz del canal a partir de la estimación en el sentido de transmisión ascendente.

2. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la reivindicación 1, caracterizado porque en el sentido de transmisión ascendente la matriz de transmisión para la multiplicación con las señales x de transmisión se determina sobre la base de la descomposición del valor singular de la matriz H del canal donde n<m, la cual viene dada por

(I)H = U \cdot D \cdot V^{H}

donde U, V = matrices ortonormales de (mxn), (nxn) columnas (exponente H : matriz hermítica), D = matriz diagonal (nxn) con los valores singulares de la matriz H del canal, de manera que las señales x* de transmisión modificadas se determinan mediante una multiplicación vectorial lineal de la matriz según

(II)x\text{*}=V \cdot D^{-1} \cdot V^{H}\cdot x,

\hskip0,5cm

o

\hskip0,5cm

x\text{*}= V \cdot D^{-1} \cdot x

y porque el tratamiento posterior por el lado de recepción de las señales y recibidas tiene lugar en el sentido de transmisión ascendente, para determinar las señales x' transmitidas reconstruidas, mediante una multiplicación vectorial lineal de la matriz según

(III)x'=V \cdot U^{H} \cdot y,

\hskip0,5cm

o

\hskip0,5cm

x'=V \cdot U^{H} \cdot y,

y porque en el lado de transmisión descendente, las señales x* de transmisión modificadas se determinan a partir de la multiplicación de las señales x de transmisión con una inversa generalizada de la matriz H^{T} traspuesta del canal aprovechando el carácter recíproco del canal de transmisión mediante una multiplicación vectorial lineal de la matriz según

(IV)x\text{*}=(H^{-1})^{T}. x.

3. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la reivindicación 2, caracterizado porque la inversa generalizada es la seudoinversa Moore-Penrose.

4. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según una de las reivindicaciones 1 a 3, caracterizado porque para la estimación más precisa posible de la matriz del canal se emiten, de forma intermitente o de forma simultánea superpuestas a las señales de transmisión, señales piloto especiales que pueden generarse y reconocerse fácilmente, las cuales caracterizan de forma inequívoca a cada una de las antenas.

5. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la reivindicación 4, caracterizado porque las señales piloto se generan a partir de secuencias ortogonales, especialmente según Gold o Hadamard, con una longitud de más de 100 símbolos.

6. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque la transmisión por radio se lleva a cabo en el procedimiento dúplex por división en el tiempo.

7. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según una de las reivindicaciones 1 a 5, caracterizado porque la transmisión se lleva a cabo en el procedimiento dúplex por división de frecuencia, de modo que las señales piloto se emiten y se detectan siempre en la misma frecuencia de portadora en la que también se envían las señales de transmisión.

8. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según una de las reivindicaciones 1 a 7, caracterizado porque las potencias de las interferencias cocanal que se presentan en cualquier trayectoria de señales de datos que se presente en el canal MIMO se miden tras la reconstrucción de las señales de transmisión en el lado de recepción y se vuelven a transmitir regularmente al lado de transmisión por medio de un canal de retorno.

9. Procedimiento adaptable para el tratamiento de señales según la reivindicación 8, caracterizado porque la potencia en cada una de las trayectorias de señales de datos que se presentan en el canal MIMO se adapta antes del tratamiento previo de las señales a la interferencia cocanal medida en el lado de recepción en cada caso tras el tratamiento posterior de las señales, de manera que la razón señal a interferencia más ruido es de igual magnitud en todas las trayectorias de señales de datos.