ES2247663T3 - Transceptor de fibra optica para comunicaciones de datos a larga distancia. - Google Patents

Abstract

UN TRANSCEPTOR DE FIBRA OPTICA (10, 12) RECIBE DE, Y TRANSMITE A, UN DISPOSITIVO TERMINAL ELECTRONICO ASOCIADO, POR EJEMPLO UN RELE DE PROTECCION, SEÑALES DE DATOS DIGITALES. LOS TRANSCEPTORES DE FIBRA OPTICA (10, 12) PUEDEN COLOCARSE EN EXTREMOS OPUESTOS DE UNA LINEA DE CONEXION DE FIBRA OPTICA (14). LA POTENCIA DE CADA TRANSCEPTOR (10, 12) SE OBTIENE DE SU DISPOSITIVO ELECTRONICO ASOCIADO. EL TRANSCEPTOR (10, 12) INCLUYE UNA SECCION DE TRANSMISION (22), UNA SECCION DE RECEPCION (53), UNA SECCION DE SALUDO (18), A FIN DE PROPORCIONAR LA REALIMENTACION DE SEÑALES DE CONTROL QUE PODRIAN EXIGIR EL DISPOSITIVO DE TERMINAL ELECTRONICO ASOCIADO, Y UNA SECCION DE ALIMENTACION DE TENSION (18). SE USA UNA DISPOSICION PARTICULAR DE CODIFICACION OPTICA PARA CONVERTIR LA SEÑAL DE DATOS DIGITALES PROCEDENTE DEL DISPOSITIVO TERMINAL EN UNA SERIE DE IMPULSOS OPTICOS, EN LOS QUE UN PAR DE IMPULSOS OPTICOS REPRESENTA UN BORDE ELEVADO DE LA SEÑAL DE DATOS DIGITALES PROCEDENTE DEL DISPOSITIVO ELECTRONICO, MIENTRAS QUE UN IMPULSO UNICO REPRESENTA EL BORDE DE CAIDA DE LA SEÑAL DE DATOS. UNOS PARES ADICIONALES DE IMPULSOS E IMPULSOS INDIVIDUALES PUEDEN SEGUIR AL INICIAL, SEGUN LA LONGITUD DE LAS PARTES ALTA Y/O BAJA DE LA SEÑAL DE DATOS. LA PARTE DE RECEPCION (53) DEL TRANSCEPTOR (10, 12) RECIBE UNA SERIE DE IMPULSOS OPTICOS DEL CABLE DE FIBRA OPTICA (14), RECONOCE LOS IMPULSOS OPTICOS DOBLES Y SIMPLES Y RECONSTRUYE A PARTIR DE ELLOS UNA SEÑAL DE DATOS DIGITALES.

Description

Transceptor de fibra óptica para comunicaciones de datos a larga distancia.

Campo técnico

La presente invención se refiere en general a la comunicación por fibra óptica de datos asíncronos entre dispositivos electrónicos muy alejados unos de otros, tales como los relés de protección de un sistema de alimentación de energía eléctrica, y más particularmente se refiere a un transceptor para ser utilizado en una línea de comunicación por fibra óptica, en el que el transceptor convierte las señales electrónicas digitales del dispositivo electrónico en correspondientes señales ópticas y viceversa.

Antecedentes de la invención

Son muy conocidos los sistemas para la comunicación asíncrona entre dispositivos electrónicos que generan y reciben señales digitales, tales como los relés de protección de un sistema de alimentación de energía eléctrica, y que incluyen también otros dispositivos electrónicos, tales como ordenadores, etc. En una comunicación asíncrona, un dispositivo electrónico transmisor genera habitualmente una señal de referencia a tierra para la comunicación a otro de dichos dispositivos. Esta señal se transmite a menudo, a través de un cable metálico, a un dispositivo receptor que mide la señal recibida con respecto a tierra. En la comunicación asíncrona, habitualmente se utiliza el formato de comunicación EIA-232 ASCII. Los relojes internos del transmisor y el receptor no están sincronizados en las comunicaciones asíncronas.

El cable metálico presenta una determinada capacitancia. Si la comunicación de datos presenta una tasa de baudios máxima de 38,4 kBaud, la distancia máxima habitual entre un transmisor y un receptor será inferior a 50 pies. En los casos en que la distancia entre los dos dispositivos electrónicos es bastante superior a 50 pies, como sucede en los sistemas de alimentación de energía eléctrica, esto representa una desventaja. Por ejemplo, una distancia de nueve millas (15 km) puede ser habitual entre las subestaciones de alimentación de energía eléctrica de los centros de carga concentrada, mientras que, en muchos casos, la distancia entre dos subestaciones es muy superior a quince kilómetros y, en ciertos casos, superior a 50-70 millas.

En muchas aplicaciones, tales como las aplicaciones entre dos relés de protección de un sistema de alimentación de energía eléctrica, la comunicación de los datos requiere una alta seguridad y fiabilidad. Un ejemplo de dicha transmisión de datos (en la que la seguridad y la fiabilidad son requisitos importantes) es la transmisión de información que indica en qué lugar de la línea de transmisión de energía entre dos relés de protección concretos o en qué lugar de cualquier otra línea de transmisión se ha producido un fallo.

No obstante, los cables metálicos de los sistemas de comunicación convencionales presentan diversas desventajas, entre las que se incluyen los problemas de seguridad que pueden derivarse de fallos en el suministro eléctrico. Asimismo, habitualmente se produce un incremento sustancial de la tasa de errores en bits (BER), lo que da por resultado una comunicación de datos poco fiable durante dichos fallos. Además, los cables metálicos son propensos a las interferencias asociadas a las perturbaciones eléctricas, tales como rayos, que pueden ocasionar daños temporales o permanentes a los componentes electrónicos de comunicación.

Los cables de fibra óptica se han convertido en el procedimiento preferido para las comunicaciones que requieren alta seguridad y fiabilidad. Los cables de fibra óptica proporcionan, además, el aislamiento eléctrico deseado que elimina o reduce de forma significativa los problemas de seguridad de los cables metálicos y elimina o reduce de forma significativa el incremento de la BER durante los fallos. Por otro lado, los cables de fibra óptica presentan algunas desventajas, muchas de las cuales atañen a los requisitos de potencia. Es conocida la propiedad atenuadora del cable de fibra óptica, que depende de las características del cable. Un objetivo importante en relación con la transmisión por cable de fibra óptica es el aumento al máximo del presupuesto de potencia óptica, que se calcula mediante una fórmula conocida para proporcionar la mayor distancia con la menor potencia.

Los láseres de alta potencia se utilizan frecuentemente en los sistemas de comunicación por fibra óptica para realizar una comunicación a larga distancia. No obstante, dichos láseres suelen ser voluminosos y caros, suelen precisar una cantidad significativa de energía eléctrica para funcionar y suelen suponer un riesgo para los ojos y la piel del operador. Además, si se desea que el transceptor obtenga su energía del dispositivo electrónico y, por consiguiente, pueda ser montado en el dispositivo electrónico, no podrán utilizarse láseres de alta potencia.

El láser de baja potencia VCSEL (láser emitido por superficie de cavidad vertical), pese a que se aproxima a las cargas de potencia de salida deseables y tiene asimismo un tamaño pequeño adecuado, presenta todavía una potencia de salida óptica que sobrepasa los límites de seguridad reconocidos para los ojos. Es importante y deseable que la presente invención proporcione un transceptor que funcione por debajo de los límites de seguridad reconocidos para los ojos.

Los receptores ópticos utilizados para la comunicación por fibra óptica a larga distancia disponibles actualmente presentan también algunas desventajas. Dichos receptores deben ser tan sensibles como sea posible, por ejemplo, fotodetectores de avalancha (APD) o fotodiodos PIN. Sin embargo, es preferible no elegir un APD, debido a sus requisitos de alta polarización negativa y refrigeración. Es posible utilizar un fotodiodo PIN, aunque dichas configuraciones requieren habitualmente que el diodo PIN sea sometido a polarización inversa y configurado en modalidad fotoconductora, hecho que puede provocar daños o saturar los amplificadores cuando se recibe una señal demasiado potente. En dichos casos, la línea de fibra óptica suele estar provista de puentes atenuadores, lo cual no es deseable. Por consiguiente, se plantea la necesidad de disponer de un transceptor para la comunicación por fibra óptica que cumpla con los actuales estándares de seguridad para los ojos y que, a la vez, tenga suficiente potencia y sensibilidad para comunicar a través de diversas distancias, incluidas la corta y la larga distancia, sin necesidad de utilizar puentes atenuadores.

La patente US nº 4.481.676 da a conocer un transceptor óptico que utiliza un código de tres niveles para codificar una señal de datos para la transmisión óptica. En el estado inactivo, el transceptor óptico transmite una señal óptica que es el promedio de su valor máximo y su valor mínimo. El flanco ascendente de la señal de datos se representa mediante un impulso óptico positivo y el flanco descendente de la señal de datos se representa mediante un impulso óptico negativo (es decir, por debajo del nivel de inactividad).

Sumario de la invención

En consecuencia, la presente invención es un transceptor de fibra óptica para la comunicación de datos, que comprende: medios para recibir, desde un dispositivo terminal, tal como un relé de protección de un sistema de alimentación de energía eléctrica, una señal de datos digital que presenta un estado alto y un estado bajo, medios para generar una serie de impulsos ópticos a partir de la señal de datos, representando una primera disposición de impulso óptico el flanco ascendente de la señal de datos y una segunda disposición de impulso óptico, el flanco descendente de la señal de datos, generándose la primera y la segunda disposición de impulso, respectivamente, de forma repetitiva en momentos preseleccionados de dichos estados alto y bajo si los estados alto y bajo sobrepasan una duración de tiempo preseleccionada; medios para transmitir dicha serie de impulsos ópticos a lo largo de un cable de fibra óptica; medios para recibir una serie de impulsos ópticos transmitidos a lo largo de un cable de fibra óptica, para reconocer la primera y la segunda disposición de impulso óptico en la serie de impulsos ópticos y para reconstruir una señal de datos digital que presenta un estado alto y un estado bajo y que es una réplica sustancialmente idéntica a la señal de datos digital a partir de la cual se generó la serie de impulsos ópticos; y medios para proporcionar dichas señales de datos digitales reconstruidas al dispositivo terminal, caracterizado porque la primera disposición de impulso óptico es un impulso doble y la segunda disposición de impulso óptico es un impulso simple.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1 es un diagrama de bloques que representa la disposición básica de un sistema de comunicación de datos en el que se utiliza el transceptor de la presente invención.

La Figura 2 es un diagrama que representa de forma simplificada la transmisión de caracteres de datos.

La Figura 3 es una transmisión de caracteres de datos con la disposición de la señal óptica de la presente invención.

La Figura 4 es un diagrama de señales que representa la relación de temporización entre las señales de datos digitales de un dispositivo electrónico y las señales ópticas de la presente invención.

La Figura 5 es un diagrama esquemático que representa la parte transmisora del transceptor de la presente invención.

La Figura 6 es una lista de ecuaciones lógicas utilizadas en el codificador de transmisión.

Las Figuras 7A y 7B son diagramas esquemáticos que representan la parte receptora del transceptor de la presente invención.

La Figura 8 es una lista de ecuaciones lógicas utilizadas en el codificador de recepción.

Mejor modo de poner en práctica la invención

La Figura 1 es un diagrama de bloques generalizado que ilustra el transceptor de la presente invención conectado a una línea de transmisión. Los transceptores 10 y 12 representados están conectados a extremos opuestos de una línea de fibra óptica 14. La línea de fibra óptica 14 puede presentar diversas longitudes, variando entre una longitud relativamente corta (de 0,5 metros aproximadamente) y una longitud bastante larga (superior a 100 kilómetros). La distancia concreta posible para la línea dependerá de la longitud de onda del transmisor óptico y del grosor de las fibras ópticas. Por ejemplo, una longitud de onda de 850 nanometros (NM) con una fibra multimodo (de 50 micrómetros de grosor) permitirá una distancia de línea de hasta 15 kilómetros, mientras que una longitud de onda de 1300 nm con una fibra monomodo permitirá una distancia de hasta 100 km. En la forma de realización representada, se ilustra una comunicación bidireccional, en la que, por lo tanto, los transceptores 10 y 12 son capaces de funcionar tanto en la modalidad de transmisión como en la modalidad de recepción, según el caso.

Para las finalidades de la presente descripción, el transceptor 10 se hallará en modalidad de transmisión y el transceptor 12 se hallará en modalidad de recepción. Las modalidades se invierten cuando la comunicación se lleva a cabo desde el transceptor 12 hasta el transceptor 10. El transceptor 10 recibe señales digitales EIA-232 desde un dispositivo electrónico, tal como un relé de protección de una línea de transmisión de energía. Un circuito de negociación para establecimiento de conexión aplica al dispositivo electrónico retroalimentación de señales de control procedente del dispositivo electrónico para satisfacer cualquier requisito de negociación para establecimiento de conexión del dispositivo electrónico. Esto puede llevarse a cabo independientemente de si el transceptor se halla en modalidad de transmisión o en modalidad de recepción.

La energía para el transceptor 10 es suministrada por un circuito de suministro de voltaje, designado por 18, que incluye el circuito de negociación para establecimiento de conexión. Dicho circuito no es una fuente de alimentación convencional. El transceptor 10 está diseñado para obtener la energía a partir del propio dispositivo electrónico. El circuito de suministro de voltaje 18 procesa la señal o las señales seleccionadas del dispositivo electrónico y proporciona las señales de potencia a los diversos transceptores, incluido un codificador de transmisión 20 que dirige la transmisión, por un transmisor de fibra óptica 22, de los impulsos ópticos resultantes a lo largo de la línea de fibra óptica 14 hasta el transceptor 12 situado en el otro extremo de la línea. Los detalles estructurales del codificador de transmisión 20 y el transmisor 22 se describirán en mayor detalle en los párrafos siguientes. El transceptor 10 incluye también un receptor de fibra óptica y un decodificador de recepción que se describirán en mayor detalle más adelante.

La Figura 2 representa un carácter digital de ocho bits habitual, con un bit inicial 26 y un bit de parada 28, codificados en serie en relación con el tiempo. Este carácter de ocho bits es representativo de la comunicación de datos asíncrona convencional. A una tasa de baudios de 40.000 bits por segundo, que es la habitual, el intervalo de bit será de 25 microsegundos.

Con un transceptor de fibra óptica convencional, en la modalidad de transmisión, el transceptor codifica la señal eléctrica digital de la Figura 2 como una correspondiente señal óptica que, a continuación, es transmitida a lo largo de la línea de fibra óptica. En el otro extremo de la línea, en la modalidad de recepción, el transceptor de fibra óptica decodifica la señal de fibra óptica recibida y reproduce la señal eléctrica digital original.

La presente invención incluye un sistema de codificación óptica particular para una señal de datos eléctrica. En este sistema de codificación, cuando el nivel de la señal de datos de transmisión original asciende (flanco ascendente), se generan y transmiten impulsos ópticos dobles, mientras que cuando el nivel de la señal de datos de transmisión desciende (flanco descendente), se genera y transmite un impulso óptico simple. El tiempo entre el flanco ascendente o descendente de la señal de datos eléctricos y el flanco ascendente de la correspondiente disposición de impulso óptico (impulso doble o sencillo) es fijo, es decir, ligeramente inferior a un intervalo de bit en la forma de realización representada, o ligeramente inferior a 25 microsegundos para una tasa de 40 kBaud. La anchura de los impulsos ópticos será de alrededor de 1/10 del intervalo de bit.

Si los datos de transmisión se mantienen a un nivel de señal bajo durante una serie de bits consecutivos, se generarán y transmitirán impulsos ópticos simples adicionales a una frecuencia de repetición que, en la forma de realización representada, es de aproximadamente un impulso óptico por cada intervalo de 1/2 bit. Si los datos de transmisión se mantienen a un nivel alto durante una serie de bits consecutivos, se generarán y transmitirán impulsos ópticos dobles a una frecuencia de repetición de alrededor de un par de impulsos ópticos dobles por intervalo de bit. Por consiguiente, la energía total de los impulsos simples y dobles durante de un intervalo de bit es aproximadamente la misma. Los flancos ascendentes de los impulsos ópticos consecutivos están separados por alrededor de un tercio de intervalo de bit en la forma de realización representada. Los detalles de temporización de los impulsos ópticos se describirán en mayor detalle en los siguientes párrafos.

La Figura 3 ilustra los principios de codificación óptica de la presente invención descritos brevemente más arriba. En la Figura 3, un tiempo fijo después del flanco ascendente del impulso inicial 30, en los datos transmitidos (TXD), se generan y transmiten un par de impulsos ópticos 32. A continuación, un tiempo fijo después del flanco descendente del impulso inicial 30, se transmite un impulso óptico simple 34. Cuando los datos de transmisión se mantienen en un nivel bajo (bits 1 y 2 en la Figura 3), se transmiten impulsos simples adicionales 36 y 38 a intervalos fijos. En este ejemplo, la señal de transmisión permanece en un nivel bajo durante el primer bit y el segundo bit, transmitiéndose un total de tres impulsos ópticos simples. El tercer bit de datos 40 está a un nivel alto, por lo tanto, al cabo de un tiempo fijo tras el flanco ascendente del bit de datos 40, se transmiten impulsos ópticos dobles 42. El flanco descendente del bit de datos 40 da por resultado un impulso simple
44.

El flanco ascendente del bit de datos 46 dará por resultado un primer impulso óptico doble 48 al cabo de un tiempo fijo, seguido de un impulso óptico doble adicional 50, generado al cabo de un tiempo fijo, debido a que el siguiente bit de datos 47 todavía está a un nivel alto. El flanco descendente del bit de datos 47 viene seguido, un tiempo fijo después, de un impulso óptico simple 52. Puesto que el impulso doble 50 se hallaba en el proceso de ser transmitido en el tiempo del flanco descendente del bit de datos 47, el impulso 50 es completado y transmitido.

Habitualmente, las anchuras concretas de los impulsos ópticos y la temporización específica de los impulsos pueden optimizarse para obtener una señal con la mayor potencia para la transmisión de un impulso óptico dado.

Haciendo referencia otra vez a la Figura 1, el transceptor 12 recibe datos de impulsos ópticos, como los representados en la Figura 3 y descritos anteriormente. La parte receptora 53 del transceptor detecta si se ha recibido un impulso óptico simple o doble, dependiendo de la temporización preestablecida de los impulsos. Si se detecta un impulso óptico simple, el decodificador 55 mantiene la señal de recepción reconstruida resultante a un nivel bajo. Si se detecta un impulso óptico doble, se genera una señal de flanco ascendente hacia el nivel alto.

El punto de decisión (el momento) en el cual se decide si se ha recibido un impulso simple o doble habitualmente es un período de tiempo fijo que sigue al primer flanco ascendente del impulso o los impulsos ópticos recibidos. En la forma de realización representada, el punto de decisión se halla aproximadamente a 2/5 de un intervalo de bit desde el flanco ascendente del primer impulso óptico, ya sea un impulso simple o bien un impulso doble. La señal de recepción reconstruida cambia de nivel sólo en este punto de decisión. Puesto que el transmisor del transceptor 10 se activa en los flancos de los datos de transmisión y el transceptor 12 se desactiva en los flancos ascendentes de los impulsos ópticos recibidos, la señal de recepción reconstruida resultante es casi una réplica de la señal de transmisión original.

La ventaja más significativa del sistema de codificación óptica anterior es que el ciclo de servicio es relativamente bajo. En la forma de realización representada, el ciclo de servicio de los impulsos ópticos no es superior al 20%. El ciclo de servicio puede ser incluso inferior, dependiendo del número de bits real contenido en el tren de datos eléctricos de transmisión. Una ventaja de este ciclo de servicio bajo es que reduce la potencia de transmisión óptica hasta niveles seguros. Por ejemplo, en el caso de un láser VCSEL de 850 nm de longitud de onda, la potencia de transmisión óptica media se reducirá desde un nivel anterior de 1,5 miliwatts (que está por encima del nivel de seguridad para los ojos de 0,44 miliwatts) hasta 0,3 miliwatts (que está muy por debajo del nivel de seguridad para los ojos). Es posible utilizar un ciclo de servicio superior al 20%, probablemente alrededor del 30% por lo menos, y mantenerse todavía dentro de los estándares de seguridad deseados.

El sistema anterior presenta una serie de ventajas significativas. En primer lugar, el tren de datos eléctricos del dispositivo electrónico puede utilizarse tal cual, sin tener en cuenta ni el protocolo, ni el formato de datos, ni la tasa de baudios. Además, no es necesario que el transceptor almacene la señal de transmisión en memoria tampón. Asimismo, el retardo global entre el tiempo de entrada de la señal de datos en el transceptor de transmisión 10 y el momento de salida del transceptor de recepción 12 es relativamente corto, habitualmente inferior a 1,5 intervalos de bit. Asimismo, como se ha indicado anteriormente, el bajo ciclo de servicio reduce la potencia óptica media del transmisor hasta un nivel seguro. La potencia óptica se optimiza para satisfacer los niveles de seguridad adecuados para los ojos, a la vez que mantiene un nivel suficiente para permitir las comunicaciones a larga distancia. Por ejemplo, los objetivos de distancia expuestos anteriormente pueden alcanzarse mediante la presente invención.

El bajo ciclo de servicio permite además obtener los requisitos de potencia eléctrica del transceptor a partir del dispositivo electrónico asociado. Un ciclo de servicio uniforme permite al transceptor de recepción 12 acoplarse en CA, eliminando todo el ruido dC asociado a la "corriente de oscuridad" (corriente que fluye desde el fotodiodo PIN del receptor cuando no se recibe luz). El sistema puede ser utilizado con velocidades de hasta 40 kBaud, manteniéndose al mismo tiempo una BER inferior a 10^{-9}, para diversas distancias de cable de fibra, sin necesidad de utilizar puentes atenuadores.

La Figura 4 ilustra una disposición de temporización particular entre la señal de transmisión (TXD), la señal óptica resultante (fibra) y la señal de recepción reconstruida (RXD). Debe destacarse que es posible utilizar otras disposiciones de temporización comprendidas en el procedimiento de la presente invención. La señal de transmisión presenta un flanco descendente en 58. 20 segundos después, se genera un impulso de fibra óptica simple 60. El impulso de fibra óptica 60 presenta una anchura de 2,5 microsegundos. Si la señal de transmisión sigue siendo baja, se transmitirán impulsos simples adicionales, tal como se representa en 62. En la forma de realización ilustrada, estos impulsos simples adicionales se generarán cada 13,5 microsegundos, siempre que la señal de transmisión se mantenga en un nivel bajo.

Cuando los impulsos ópticos simples de la Figura 4 se aplican a un receptor, el flanco descendente 64 de la señal de recepción reconstruida se detectará 10 microsegundos después del inicio del impulso simple 60. Por consiguiente, en la forma de realización representada, existe aproximadamente un retardo de 30 microsegundos entre las señales de transmisión y de recepción reconstruidas, además de cualquier retardo en la transmisión.

Se ilustra también una señal de transmisión de flanco ascendente. En la señal de datos de transmisión, el flanco ascendente se indica mediante la referencia 66. Veinte microsegundos después, se transmite un impulso doble 68. En la forma de realización representada, la anchura total del impulso doble es de 10 microsegundos, mientras que el tiempo entre los flancos ascendentes de los impulsos dobles consecutivos es de 7,5 microsegundos; por lo tanto, la anchura de impulso para cada uno de los impulsos dobles es de 2,5 microsegundos. Al cabo de 25,75 microsegundos, se transmite otro impulso doble 70 si el nivel de la señal de transmisión de datos es todavía alto.

En el receptor, se reconstruye un impulso ascendente 72 aproximadamente 10 microsegundos después de recibirse y reconocerse el impulso doble 68, con un retardo aproximado de 30 microsegundos, aparte de cualquier retardo en la transmisión. Sin embargo, deberá sobrentenderse otra vez que es posible utilizar otras disposiciones de temporización. La disposición de temporización descrita anteriormente tiene como finalidad ilustrar y describir la presente invención.

La parte transmisora del transceptor de fibra óptica utiliza un transmisor VCSEL que funciona a 850 NM, es decir, en el rango de los infrarrojos. El transmisor podría utilizar también un LED en lugar de un láser. El transmisor láser es controlado con una fuente de corriente constante de alrededor de 12 miliamperios. Como se ha indicado anteriormente, el ciclo de servicio será aproximadamente del 20%, aunque puede ser inferior, dependiendo de la secuencia de datos para transmitir. El pico máximo de potencia óptica de salida del láser de la forma de realización representada es inferior a 1,5 miliwatts a través de un rango de temperatura de -40º a 85ºC. Como se ha indicado, esto da por resultado una potencia media que está muy por debajo de los límites de seguridad requeridos.

La Figura 5 representa el circuito transmisor de la presente invención. El circuito de suministro de voltaje (no representado) proporciona voltajes positivos y negativos al circuito transmisor. Como se ha indicado anteriormente, la potencia se obtiene del dispositivo electrónico asociado y se procesa mínimamente para proporcionar los niveles de voltaje necesarios para el transceptor. El circuito transmisor representado en la Figura 5 de forma esquemática comprende el láser VSCEL 76, un circuito de resonador cerámico, un codificador de transmisión 80 que en la forma de realización representada es un circuito de procesamiento de lógica de matriz de puerta (GAL) que contiene y ejecuta ecuaciones lógicas para generar los impulsos para transmitir y una fuente de corriente constante para accionar el láser 76.

El circuito de resonador cerámico incluye un invertidor 84, un resonador cerámico 86, las resistencias 88 y 90 y los condensadores 92 y 94. El circuito del resonador cerámico proporciona una señal de reloj de onda cuadrada de 800 kHz a la salida del invertidor 84. El flanco ascendente de esta señal de reloj adelanta (sincroniza) la lógica del codificador de transmisión 80.

El codificador 80 genera una señal de salida (denominada "señal de fibra" en la Figura 5), que determina la transmisión de impulsos de luz desde el láser 76. Cuando la señal de datos eléctricos que va a transmitirse desde el dispositivo electrónico está a un nivel bajo, se transmite un impulso de luz de 2,5 microsegundos cada 13,5 microsegundos. Cuando la señal de transmisión está a un nivel alto, se transmiten dos impulsos de 2,5 microsegundos cada 28,75 microsegundos. Las ecuaciones para generar estos impulsos presentes en la GAL 80 se representan en la Figura 6.

La señal de transmisión se aplica al codificador 80 por medio de un circuito que incluye una resistencia 96, una resistencia 98, un FET 100 y una resistencia 102. La señal destinada al codificador 80 es una versión invertida de la señal de datos eléctricos. El FET 100 lleva a cabo la transición desde los niveles de voltaje de la señal de datos hasta los niveles de voltaje de la lógica utilizada en el codificador.

La fuente de corriente constante para el láser 76 acciona el láser cuando la "señal de fibra" del codificador 80 está a un nivel alto. En la forma de realización representada, la corriente se regula entre 11,5 miliamperios y 13,5 miliamperios a través del rango de temperaturas seleccionado. El amplificador operativo 103 (patillas 1, 2 y 3) proporciona una referencia aproximada de 1,2 volts. El amplificador operativo (op-amp) 104 (patillas 5, 6 y 7) está conectado como un seguidor. La trayectoria de retroalimentación negativa obliga al voltaje de la patilla 6 a seguir el voltaje de la patilla 5. El voltaje de la patilla 5 es la salida de la memoria tampón del regulador de voltaje menos la caída del diodo Schottky, determinada por el diodo 106 y la resistencia 108. Esta caída del diodo compensa la caída del diodo del detector de picos 110 y la resistencia 112. La fuente de la trayectoria de retroalimentación del seguidor del op-amp es un circuito de detección de picos para el voltaje que pasa por la resistencia 114. La salida del op-amp 104 se mantiene, por lo tanto, en un voltaje CC bastante constante, aun cuando el FET 113 sea conectado y desconectado para generar los impulsos ópticos.

Puesto que el ciclo de servicio de los impulsos luminosos será bastante constante, el detector de picos presentará muy poca fluctuación y, entonces, la salida del op-amp 104 se mantendrá constante. El op-amp llevará el transistor 118 a su zona activa y lo retendrá allí la cantidad de tiempo necesaria para mantener un pico de voltaje constante a través de la resistencia 114, de tal forma que el pico de voltaje sea igual al voltaje de referencia del regulador de voltaje del op-amp 103, es decir, 1,2 volts aproximadamente. El voltaje colector-emisor a través del transistor 118 variará para mantener constante el flujo de corriente a través del láser siempre que el FET 113 esté conectado. La resistencia 120 en serie con la puerta del FET 113 limitará el pico de corriente que puede fluir por el transistor 118 cuando el FET es conectado por primera vez, mientras que la resistencia 122 limitará la corriente básica del transistor 118 cuando el transceptor es conectado por primera vez. El condensador 124 amortigua la oscilación transitoria del op-amp que puede producirse cuando se conecta el FET 113 por primera vez.

La salida del láser 76 es una serie de impulsos ópticos, como la representada en la Figura 3. Estos impulsos ópticos son transmitidos, a continuación, a lo largo del cable de fibra óptica (de longitud seleccionada, según la aplicación) hasta el transceptor situado en el otro extremo de la línea. Los impulsos ópticos recibidos se aplican a la parte receptora del transceptor.

La parte receptora del transceptor se representa en la Figura 7. La potencia necesaria para el receptor es suministrada por el circuito de suministro de voltaje que obtiene la potencia del dispositivo electrónico asociado con el cual está conectado, exactamente de la misma forma que el transceptor situado en la zona de transmisión. El circuito receptor incluye un fotodiodo PIN 130, cuatro etapas de op-amp, un decodificador de recepción de GAL 132, que es similar a la GAL 80 de la sección de transmisión y que vuelve a convertir los impulsos ópticos recibidos en la forma de señal de datos original, y un circuito de cambio de nivel para generar la señal de datos a partir de la GAL 132. En la forma de realización representada, la GAL 132 es un circuito de procesamiento de lógica de matriz de puerta que contiene y ejecuta las ecuaciones lógicas para decodificar los impulsos recibidos y convertirlos en la señal de datos original.

Las cuatro etapas de op-amp convierten los impulsos ópticos recibidos por el cable de fibra óptica en impulsos digitales que presentan una resolución suficiente para diferenciar con facilidad los impulsos simples y los impulsos dobles. Como se ha indicado anteriormente, si se recibe un impulso óptico simple, se obtiene una señal de datos reconstruida de nivel bajo, en cambio, si se recibe un impulso doble, se obtiene una señal de datos reconstruida de nivel alto. El primer op-amp 138 determina el nivel de sensibilidad del receptor y funciona como un amplificador de transimpedancia, convirtiendo una señal de corriente en una señal de voltaje. El op-amp de la primera etapa aumenta al máximo la relación señal-ruido (SNR) para un nivel de receptor óptico dado. Esto se lleva a cabo eligiendo el valor más alto posible para la resistencia de retroalimentación 140, puesto que la intensidad de la señal es directamente proporcional al valor de la resistencia 140, mientras que el ruido es directamente proporcional a la raíz cuadrada de la resistencia 140.

El valor máximo de la resistencia 140 viene determinado por el ancho de banda mínimo admisible y el valor mínimo del condensador 142 necesarios para mantener la estabilidad del op-amp 138. Un valor mínimo práctico para el condensador 142 es 1 pF, mientras que el ancho de banda mínimo admisible viene determinado por la resolución del impulso digital necesaria en la salida de la última etapa de op-amp que, en este caso particular, es de aproximadamente 160 kHz. El valor mínimo de 1 pF para el condensador 142 y el valor de ancho de banda mínimo de 160 kHz establecen el valor de la resistencia de retroalimentación en 1 mOhm. Para las señales de potencia óptica de bajo nivel (débiles), la resistencia 151 y el condensador 153 no ejercen básicamente ningún efecto operativo sobre la señal recibida, y el diodo PIN 130 es sometido a polarización inversa a aproximadamente - 3 volts. Esta polarización inversa se lleva a cabo con una fuente de voltaje de + 5 volts y un divisor de voltaje constituido por las resistencias 142 y 144 y el condensador 146.

Este circuito está conectado a la entrada positiva del op-amp 138. La salida del op-amp 138, cuando no se recibe ningún impulso óptico, será aproximadamente de 2 volts, menos la caída de voltaje CC de la "corriente de oscuridad" del diodo PIN (cuando no se recibe luz) a través de la resistencia de retroalimentación de 1 mOhm 140. Cuando se recibe un impulso óptico (de 2,5 microsegundos en la forma de realización representada), el diodo PIN 130 genera una corriente de 2,5 microsegundos. La magnitud del impulso de corriente del fotodiodo PIN se basa en el nivel de potencia del impulso óptico y la sensibilidad del fotodiodo PIN. La ganancia del op-amp 138 es aproximadamente de 10. En este nivel de ganancia, se dispone de un divisor de corriente de condensador entre el condensador de retroalimentación 142 y la capacitancia parásita de la entrada del op-amp y el fotodiodo PIN. De esta forma, en realidad, la corriente que fluye a través de la resistencia de retroalimentación 140 es aproximadamente entre 1/2 y 3/4 de la corriente del diodo PIN.

La primera etapa de op-amp y los circuitos asociados son propensos al ruido y, en consecuencia, están contenidos en una caja de blindaje EMI conectada a tierra que protege los dos nodos de alta impedancia contra el ruido irradiado por el circuito de la fuente de voltaje o los circuitos de la lógica. La fuente de voltaje para el primer y el segundo op-amp se filtra. El filtrado elimina el ruido no deseado generado por el cambio de frecuencias de la fuente de voltaje.

Para poder trabajar con un gran rango dinámico de niveles de potencia óptica, es importante evitar que el op-amp de la primera etapa se sature. Si el op-amp 138 llegara a saturarse, la anchura del impulso digital de la señal eléctrica resultante sería tan grande que sería imposible diferenciar correctamente entre los impulsos simples y los impulsos dobles. Se evita que el op-amp 138 se sature mediante la resistencia de 20 mOhm 151 que está situada entre el fotodiodo PIN 130 y el op-amp de la primera etapa 138. Cuando la corriente media del fotodiodo PIN sobrepasa los 150 nanoamperios, el fotodiodo PIN deja de estar inversamente polarizado. En este momento, el fotodiodo PIN funciona en modalidad fotovoltaica. La eliminación de la polarización inversa del diodo PIN durante los niveles altos de potencia óptica también protege al fotodiodo PIN contra los daños.

Puesto que el pico de voltaje positivo del ánodo del diodo PIN no puede superar la caída de voltaje directo del diodo de alrededor de 0,7 volts por encima de la fuente de voltaje de +5 volts, el pico de corriente que fluye a través de la resistencia 151 se limita a 185 nanoamperios. Esto garantiza la no saturación de la primera etapa de op-amp. Por lo tanto, para las señales de potencia óptica alta, el diodo PIN se mantiene en la modalidad fotovoltaica. El valor del condensador 153 se elige para que exista sólo una diferencia mínima en la magnitud de los impulsos de corriente que fluyen a través de la resistencia de retroalimentación 140. El valor del condensador 153 determina que la magnitud de los impulsos de corriente cuando el diodo PIN presenta una escasa polarización inversa (modalidad fotoconductora) difiera muy poco de la magnitud de éstos cuando el diodo presenta una escasa polarización directa (modalidad fotovoltaica). Por consiguiente, no se producirán grandes variaciones en la magnitud de los impulsos de corriente cuando el diodo PIN alterna con rapidez entre las modalidades fotovoltaica y fotoconductora, debido a ligeras variaciones del ciclo de servicio.

El primer op-amp se desacopla del op-amp de la segunda etapa 156 mediante un condensador 158. Este condensador 158 elimina cualquier señal CC que pueda estar presente en la señal de salida del op-amp debido a la "corriente de oscuridad" del fotodiodo o los desplazamientos del op-amp de la primera etapa. El objetivo principal del op-amp 156 es proporcionar una gran ganancia sin introducir ningún nivel significativo de ruido en la señal resultante. El op-amp 156 está configurado como un amplificador sumador invertidor. Nominalmente, la ganancia de la señal CA se determina dividiendo la resistencia de retroalimentación 160 por la resistencia de la fuente 162. La ganancia está limitada, no obstante, por el producto ganancia-ancho de banda (GBW) del op-amp, que depende de las características del op-amp particular seleccionado. El condensador de retroalimentación 164 con la resistencia de retroalimentación 160 proporciona un filtro pasa baja con una frecuencia de codo de alrededor de 160 kHz. La resistencia 168 situada en serie con la entrada negativa del op-amp limita el consumo de energía de los op-amp de primera y segunda etapa para niveles de potencia óptica altos.

La salida de un amplificador separador, que de hecho se halla dentro del op-amp, se aplica a la entrada negativa del op-amp 156. La salida del op-amp se ajusta de tal forma que la corriente que entra o sale de la entrada negativa del op-amp 156 se mantiene a cero. Sin embargo, si el op-amp se satura, la entrada negativa podría "drenar" una cantidad de corriente significativa. La resistencia 168 limita esta corriente. La resistencia 170 determina que se sume una señal CC a la señal de entrada. Por consiguiente, la salida del segundo op-amp es de 1,4 volts aproximadamente cuando no se recibe ningún impulso óptico.

Para señales de gran potencia óptica, cuando el diodo PIN funciona en modalidad fotovoltaica, la salida del op-amp de la segunda etapa habrá alcanzado la saturación. El cambio de nivel CC introducido por la resistencia 170 determina que la "ventana" de la señal de salida de la primera etapa se ajuste en sentido decreciente. Este ajuste de CC mantiene esta "ventana" alejada de la parte superior de la señal, en la que una respuesta no amortiguada de la primera etapa podría confundirse con un impulso óptico recibido. La ventana se mantiene alejada también de la parte inferior de la señal, en la que la magnitud de un segundo impulso de 2,5 microsegundos no es tan elevada y podría pasarse por alto.

La segunda etapa de op-amp se desacopla de la tercera etapa mediante el condensador 174. Esto elimina la corriente CC que se sumó en la segunda etapa de op-amp, así como cualquier voltaje o corriente de desplazamiento. El tercer op-amp 176 y el cuarto op-amp 178 de la forma de realización representada forman parte de un op-amp doble. La finalidad del op-amp de la tercera etapa 176 es proporcionar una ganancia aproximada de 40 y fijar el nivel de la señal de salida en \pm 0,7 volts, aproximadamente. El tercer op-amp 176 está configurado como un amplificador sumador invertidor. La ganancia de la señal de entrada se obtiene dividiendo la resistencia de "retroalimentación" por la resistencia de la fuente 182. Puesto que no existe una resistencia de retroalimentación per se, la resistencia de retroalimentación viene determinada por los diodos de fijación de nivel 184 y 186.

Para las señales más débiles del condensador 174, la resistencia de retroalimentación será grande, mientras que para las señales más potentes, la resistencia de retroalimentación será pequeña. La ganancia de la tercera etapa también está limitada por el GBW del op-amp. La salida de la tercera etapa será bastante constante y el voltaje pico a pico permanecerá un poco por debajo de los 1,4 volts. La señal de salida estará centrada en torno a la polarización CC (aproximadamente 2 volts) del op-amp, que es proporcionada por el divisor que comprende la resistencia 188, la resistencia 190 y el condensador 192 conectado al op-amp. La resistencia 194 determina que se sume una señal CC a la señal de entrada.

Cuando no se recibe ningún impulso óptico, la salida de la tercera etapa de op- amp será ligeramente superior a 2 volts. Para las señales de potencia óptica de bajo nivel, esta suma de un nivel CC provoca el desplazamiento de la "ventana" para la tercera etapa. En relación con la salida de la segunda etapa de op-amp, la ventana se desplaza hacia el lado positivo para estar más centrada en torno a la señal pico a pico. Esta función de centrado determina que la relación señal-ruido sea uniforme tanto si la salida de la segunda etapa se halla en su punto alto como si se halla en su punto bajo.

El op-amp de la cuarta etapa 178 convierte la señal de entrada en una señal digital. La cuarta etapa 178 se desacopla de la tercera etapa mediante el condensador 179. Esto se lleva a cabo a través de una configuración invertidora del op-amp, utilizando una resistencia de retroalimentación 196 y una resistencia de fuente 198. La salida del op-amp de la cuarta etapa se satura para la salida positiva y toma un valor fijo justo por encima del valor de tierra para una salida baja o negativa. Se obtiene un punto de polarización CC de aproximadamente 0,7 volts a partir del diodo 183, la resistencia 185 y el condensador 187. La salida del op-amp 178 se aplica a la memoria tampón de un disparador Schmitt 200 antes de ser introducida en el decodificador de recepción 132. La salida del disparador Schmitt desciende de nivel (impulsos) en respuesta a la recepción de impulsos ópticos por el diodo PIN. El retardo entre la recepción de la señal óptica recibida en la entrada del primer op-amp y la salida hacia el disparador Schmitt será habitualmente de alrededor de 5 microsegundos.

La anchura de los impulsos del disparador Schmitt puede variar ligeramente también, debido a la intensidad de la señal de fibra óptica, las variaciones del rango de temperaturas, etc. Por ejemplo, para un impulso óptico simple de 2,5 microsegundos, la correspondiente anchura de la señal de salida del disparador Schmitt puede adoptar cualquier valor comprendido entre 3,7 y 9 microsegundos. Para los impulsos ópticos dobles, la señal del disparador Schmitt puede consistir en dos impulsos cortos o un impulso largo. Cuando el impulso óptico doble se convierte en un impulso de salida de disparador Schmitt, la anchura del impulso puede variar entre 12,1 y 15,6 microsegundos en la forma de realización representada. Cuando ambos impulsos están presentes, los impulsos tienen una anchura de por lo menos 4,2 microsegundos y el segundo impulso empieza al cabo de 8,7 microsegundos como máximo después del flanco ascendente del primer impulso.

El decodificador de recepción 132 analiza los impulsos de entrada del circuito disparador Schmitt y genera la señal digital reconstruida. Cuando sólo se reconoce un impulso simple, el decodificador pone o mantiene la señal digital recibida en un nivel bajo. Cuando se reconocen impulsos dobles, el decodificador pone o mantiene la señal de datos recibidos en un nivel alto. Debido a que el resonador cerámico sincroniza el transmisor, las anchuras de los impulsos recibidos por el transductor de recepción son muy uniformes y en torno a los 2,5 microsegundos. El resto de temporizacion de los impulsos ópticos también es muy uniforme.

La frecuencia del reloj de la lógica del decodificador de recepción es de 1,25 microsegundos, de tal forma que el punto de decisión de la forma de realización representada entre los impulsos simples y los impulsos dobles puede hallarse en cualquier valor comprendido entre 10 y 11,25 microsegundos. Al cabo de 10 microsegundos, el impulso óptico simple dejará de estar presente. Para el impulso doble, al cabo de 11,25 microsegundos, se habrán detectado los flancos descendentes de ambos impulsos o estará presente el segundo impulso. Esta es la lógica utilizada por el decodificador de recepción para reconstruir la señal de datos original. El decodificador utiliza un contador de tres bits para el recuento hasta 10 microsegundos y también utiliza dos registros para contar el número de impulsos que se han recibido dentro del intervalo de 10 microsegundos. La Figura 8 representa el conjunto de ecuaciones lógicas utilizadas en el decodificador de recepción 132 para decodificar los impulsos ópticos recibidos y convertirlos en la señal de transmisión original.

La verdadera señal de datos es generada por un circuito transistor de cambio de nivel. El diodo 202, la resistencia 204 y el condensador 206 retardan ligeramente la activación del FET 208. Esto tiene por objetivo equilibrar las anchuras de los impulsos de las señales de datos de nivel alto y de nivel bajo. De lo contrario, las anchuras de los impulsos pueden estar ligeramente distorsionadas debido al FET utilizado. Cuando la señal recibida desde el decodificador 132 aumenta de nivel, el FET 208 se activa después del ligero retardo. Cuando la señal recibida desde el codificador disminuye de nivel, el FET 208 se desactiva. Los voltajes positivo y negativo de referencia son proporcionados por la fuente de voltaje del transductor.

Para un nivel alto, el transistor de señales de salida 212 se activa cuando la corriente básica fluye debido a la activación del FET 208. A su vez, el transistor 214 se activa debido a la activación del transistor 212. La señal recibida cambia a un nivel bajo siempre que el transistor 212 se desactiva, desactivándose entonces el transistor 214 y activándose el transistor 216. La señal resultante es una reconstrucción de la señal de transmisión de datos original.

En lo anterior, se ha descrito un transceptor de fibra óptica que, mediante una disposición de impulso óptico particular que representa la señal de datos digitales y una implementación en hardware particular de éste, proporciona un transceptor que satisface los estándares de seguridad para los ojos, conservando al mismo tiempo suficiente potencia para transmitir una señal de fibra óptica a través de un cable de fibra óptica de longitud considerable, dependiendo en cierta medida de la longitud de onda del transmisor óptico.

Aunque se ha dado a conocer una forma de realización preferida de la presente invención con fines ilustrativos, deberá sobrentenderse que es posible incorporar en dicha forma de realización diversos cambios, modificaciones y sustituciones sin apartarse por ello del alcance de la presente invención tal como se define en las reivindicaciones adjuntas.

Claims (16)

1. Transceptor de fibra óptica (10 y 12) para la comunicación de datos, que comprende:

medios (20) para recibir, desde un dispositivo terminal, una señal de datos digital que presenta un estado alto y un estado bajo,

medios (20) para generar una serie de impulsos ópticos a partir de la señal de datos, representando una primera disposición de impulso óptico el flanco ascendente de la señal de datos y representando una segunda disposición de impulso óptico el flanco descendente de la señal de datos, generándose la primera y la segunda disposición de impulso, respectivamente, de forma repetitiva en momentos preseleccionados de dichos estados alto y bajo si los estados alto y bajo sobrepasan una duración de tiempo preseleccionada;

medios (22) para transmitir dicha serie de impulsos ópticos a lo largo de un cable de fibra óptica;

medios (53, 55) para recibir una serie de impulsos ópticos transmitidos a lo largo de un cable de fibra óptica, para reconocer las primeras y las segundas disposiciones de impulso óptico en la serie de impulsos ópticos y para reconstruir a partir de los mismos una señal de datos digitales que presenta los estados alto y bajo, que es una réplica prácticamente idéntica a la señal de datos digital a partir de la cual se generó la serie de impulsos ópticos y

medios (55) para proporcionar dicha señal de datos digital reconstruida al dispositivo terminal,

caracterizado porque la primera disposición de impulso óptico es un impulso doble y la segunda disposición de impulso óptico es un impulso simple.

2. Aparato según la reivindicación 1, en el que el tiempo entre el flanco ascendente y el flanco descendente de la señal de datos digital y la primera y la segunda disposición de impulso resultante es aproximadamente un intervalo de bit de la señal de datos digital.

3. Aparato según la reivindicación 1, en el que la primera disposición de impulso óptico presenta una energía media aproximadamente igual a la energía media de la segunda disposición de impulso.

4. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que el tiempo preseleccionado para la primera disposición de impulso es aproximadamente ½ intervalo de bit y el tiempo preseleccionado para la segunda disposición de impulso es aproximadamente un intervalo de bit.

5. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la potencia para el aparato se obtiene a partir del dispositivo electrónico terminal.

6. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que la serie de impulsos ópticos presenta un ciclo de servicio que es inferior al 30%.

7. Aparato según la reivindicación 6, en el que la serie de impulsos ópticos transmitidos presenta un nivel de potencia que no supone ningún peligro sustancial para los ojos del usuario.

8. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que incluye medios para proporcionar la negociación de establecimiento de conexión para el dispositivo terminal.

9. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que los medios de generación incluyen un pequeño láser de baja potencia y un codificador de transmisión para generar señales de excitación para el láser a partir de la señal de datos digital.

10. Aparato según la reivindicación 9, en el que el láser es un láser VCSEL y los medios de excitación del codificador de transmisión incluyen medios de lógica digital y un oscilador de reloj para accionar dichos medios de lógica digital.

11. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que los medios de generación incluyen un LED y medios para generar señales de excitación para el LED a partir de la señal de datos digital.

12. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que los medios de generación son capaces de utilizar la señal de datos digital obtenida directamente desde el terminal de datos, sin modificar el formato ni ninguna otra de las características de la señal.

13. Aparato según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que los medios de recepción incluyen un fotodiodo PIN, una pluralidad de etapas de amplificador, un decodificador de recepción y un cambiador de nivel para generar una señal de datos digital reconstruida.

14. Aparato según la reivindicación 13, que incluye cuatro etapas de amplificador, en el que la primera etapa de amplificador aumenta al máximo la relación señal- ruido para un nivel de recepción óptica dado, en el que la segunda y la tercera etapa proporcionan la amplificación de dichos impulsos digitales y en el que la cuarta etapa convierte la señal para el receptor en una señal digital.

15. Aparato según la reivindicación 13, en el que los medios de recepción están acoplados en CA y el decodificador de recepción incluye medios de lógica digital y un oscilador de reloj para accionar los medios de lógica digital.

16. Procedimiento para comunicar datos por medio de un cable de fibra óptica, comprendiendo el procedimiento:

la recepción desde un dispositivo terminal de una señal de datos digital que presenta un estado alto y un estado bajo;

la generación de una serie de impulsos ópticos a partir de la señal de datos, representando una primera disposición de impulso óptico el flanco ascendente de la señal de datos y representando una segunda disposición de impulso óptico el flanco descendente de la señal de datos, generándose la primera y la segunda disposición de impulso, respectivamente, de forma repetitiva en momentos preseleccionados de dichos estados alto y bajo si los estados alto y bajo sobrepasan una duración de tiempo preseleccionada;

la transmisión de dicha serie de impulsos ópticos a lo largo de un cable de fibra óptica;

la recepción de una serie de impulsos ópticos transmitidos a lo largo de un cable de fibra óptica, el reconocimiento de primeras y segundas disposiciones de impulso en la serie de impulsos ópticos y la reconstrucción de una señal de datos digital que presenta un estado alto y un estado bajo, siendo la señal de datos digital reconstruida una réplica sustancialmente idéntica a la señal de datos digital a partir de la cual se generó la serie de impulsos ópticos, y

la provisión de dicha señal de datos digital reconstruida al dispositivo terminal,

caracterizado porque la primera disposición de impulso óptico es un impulso doble y la segunda disposición de impulso óptico es un impulso simple.