ES2255390B1 - Dispositivo y metodo de estimacion optima de la distorsion del medio de transmision mediante la emision secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura. - Google Patents
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Abstract
Dispositivo y método de estimación óptima de la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura, la estimación del espectro de frecuencias de un canal de transmisión permite obtener información de alto interés para analizar sus características o corregir los efectos de distorsión que introduce en un sistema de comunicación. Esta invención presenta un nuevo método de extracción de dichas características generando un preámbulo de transmisión que utiliza secuencias complementarias, que permite, en recepción, identificar la distorsión producida en cada una de las fases I/Q de un sistema de modulación en cuadratura sobre los símbolos transmitidos, cancelando los efectos de distorsión de fase producidos por el medio y reduciendo la ecualización del canal a un solo filtro ecualizador en banda base idéntico para ambas fases I2/Q2. Asimismo, las frecuencias distorsionadas, al ser recibidas en el receptor, permiten extraer las características temporales y/o frecuenciales de la distorsión producida por el medio que atraviesan con una precisión que depende de la longitud de las secuencias empleadas en la codificación.
Description
Dispositivo y método de estimación óptima de la
distorsión del medio de transmisión mediante la emisión secuencial
de pares de secuencias complementarias en cuadratura.
La presente invención se refiere a un
dispositivo y método de modulación y demodulación, así como el
transmisor y receptor, que permiten la estimación de las
características temporales y frecuenciales de cualquier medio de
transmisión, mediante la utilización de secuencias
complementarias.
Los sistemas de comunicación, análisis
espectral, RADAR y SONAR transmiten un señal que llega, reflejada o
no, al receptor después de atravesar un medio de transmisión. Este
medio se comporta como un filtro lineal con una respuesta al
impulso en frecuencia H(\omega) o temporal h[n].
Para posibilitar el proceso de recuperación de la información
emitida, en la mayoría de los sistemas de comunicación se hace
indispensable eliminar los efectos producidos por el medio de
transmisión en la señal emitida s[n]. Este proceso se conoce
como ecualización. La respuesta en frecuencia también puede
utilizarse para hacer un análisis espectral del medio y así obtener
información de las propiedades físicas del mismo.
El canal actúa como un filtro y distorsiona la
señal. A esto hay que añadir el ruido, n[n], debido a
perturbaciones en el canal, ruido térmico u otras señales que
interfieren con las emitidas. En conclusión, la señal recibida,
r[n], puede modelarse como:
(1)r[n]
= s[n] * h[n]+
n[n]
Donde * denota la operación convolución. Para
eliminar la distorsión introducida por el medio en la señal hace
falta un filtro con una respuesta impulsional, f[n], tal
que:
(2)r[n]*f[n]\approx
s[n]
Es decir, que la señal recibida sea lo más
parecida posible a la emitida. Esto nunca se cumple del todo
debido a que con la ecualización no se elimina el ruido,
n[n], ni la distorsión completamente.
Para conseguir que la ecualización sea lo mejor
posible es necesario conocer el medio a priori. Es decir, es
imprescindible analizar la h[n] del medio para poder
contrarrestar los efectos de distorsión. Existen dos métodos para
alcanzar ese objetivo:
- \bullet
- Ecualizadores estáticos: sus propiedades no cambian con el tiempo.
- \bullet
- Ecualizadores adaptativos: se adapta a las variaciones temporales de la distorsión del medio.
El principal problema de los primeros es que son
más genéricos y no soluciona los problemas particulares de cada
situación. Los ecualizadores adaptativos responden mejor ante
variaciones del medio, pero su implementación es más complicada y
son muy sensibles al ruido.
Tanto para unos como para otros sigue siendo
indispensable el conocimiento del medio de transmisión. Cuanto
mejor pueda modelarse éste mayor precisión se conseguirá a la hora
de restaurar la señal emitida. El método ideal para el análisis del
medio consiste en transmitir una delta y analizar la señal
recibida, es decir obtener la respuesta impulsional. A nivel
digital esto se consigue emitiendo una delta de Krönecker,
\delta[n]:
s[n]=\delta[n]
(3)r[n]=
h[n]+n[n]
Como se observa, la señal recibida tiene
información de la respuesta impulsional, h[n], contaminada
con ruido aditivo.
De todo lo anterior se deduce la necesidad de
una técnica que permita, por una parte emitir de manera eficiente
una delta de Krönecker, y por otra reducir el ruido de la señal
recibida. Enviar una delta de Krönecker de forma directa es muy
complejo, pues necesita una potencia de pico elevada. Como se verá,
manteniendo estas dos premisas puede obtenerse un modelo muy
preciso del medio de transmisión y de la distorsión que
produce.
\newpage
Las características extraídas del modelo del
medio pueden también utilizarse para ecualizar el mismo en
aplicaciones de comunicaciones, o para analizar las características
físicas del mismo, como es el caso de discriminar entre distintos
tipos de objetivos en sistemas SONAR y RADAR o realizar análisis
espectrales para extraer propiedades
físico-químicas, tal como se emplea en
espectroscopia.
No se conoce la existencia de patente o modelo
de utilidad alguno, cuyas características sean el objeto de la
presente invención.
La invención que se presenta utiliza conjuntos
de M secuencias complementarias. Por complementarias se entiende
que la suma de sus autocorrelaciones da como resultado una Delta de
Krönecker. El valor de M coincide también con el número de
conjuntos de secuencias complementarias que son ortogonales entre
sí. Por ortogonales se entiende que la suma de las correlaciones
cruzadas de las secuencias complementarias de cada conjunto es
cero. En el caso particular de pares (M=2) de secuencias
ortogonales, reciben el nombre de secuencias Golay en honor a su
descubridor. (Estos conceptos se discuten en el artículo publicado
por Tseng, C.-C. and Liu, C.L.: "Complementary Sets of
Sequences", en IEEE Trans. Inform. Theory, vol.
IT-18, No. 5, pp. 644-652, Sep.
1972.). La explicación se va a centrar en las secuencias Golay, ya
que es el caso más simple, aunque la patente se extiende para todo
valor de M.
La principal propiedad de las secuencias
empleadas en esta invención es que poseen una característica de
autocorrelación ideal, es decir corresponde a una delta de
Krönecker perfecta de modo que cumplen:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Siendo \phi_{ii} las autocorrelaciones
individuales de cada una de las M secuencias complementarias, de
longitud L, elegidas. Particularizado para el caso de pares
de secuencias complementarias Golay:
\vskip1.000000\baselineskip
\vskip1.000000\baselineskip
Siendo \phi_{A1A1}[n] y
\phi_{B1B1}[n] las autocorrelaciones de las secuencias
A1 y B1 respectivamente, definidas como:
\phi_{A1A1}[n]=\frac{1}{L}\sum\limits_{k=1}^{L}
A1[k]A1[k +
n]
(6)\phi_{B1B1}[n]
=\frac{1}{L}\sum\limits_{k=1}^{L}B1[k]B1[k +
n]
Además, siempre existe un par de secuencias
complementarias ortogonales (A2, B2) tal que la suma de las
correlaciones cruzadas es igual a cero, para todo n, esto es,
\vskip1.000000\baselineskip
(7)\phi_{A1A2}[n]+
\phi_{B1B2}[n]= 0\forall
n
Siendo \phi_{A1A2}[n] y
\phi_{B1B2}[n] las correlaciones cruzadas de las
secuencias A y B respectivamente de ambos pares, definidas como:
\phi_{A1A2}[n]=\frac{1}{L}\sum\limits_{k=1}^{L}A1[k]A2[k
+
n]
(8)\phi_{B1B2}[n]=\frac{1}{L}\sum\limits_{k=1}^{L}B1[k]B2[k
+
n]
\newpage
Además se cumplen las siguientes propiedades
auxiliares:
\phi_{A1A1}[n]+
\phi_{A2A2}[n]=2\delta[n]
\phi_{B1B1}[n]
+
\phi_{B2B2}[n]=2\delta[n]
(9)\phi_{A1A1}[n] -
\phi_{B2B2}[n]= 0\forall
n
\phi_{A2A2}[n]
- \phi_{B1B1}[n]= 0 \forall
n
La generación de tales secuencias se realiza a
partir de los llamados kernel básicos conocidos hasta la fecha de
2, 10 y 26 bits (las reglas de generación de secuencias Golay se
discuten en el artículo titulado "Complementary Sequences" de
M. J. E. Golay, publicado en IRE Transactions on Information Theory,
vol. IT-7, p.p. 82-87, abril de
1961).
El sistema consta de dos bloques principales: Un
codificador y un decodificador. El sistema codificador se encarga
de generar el preámbulo de ecualización a emitir con las
correspondientes secuencias complementarias en el orden y mediante
las fases que se definen en la figura 2. El decodificador, por el
contrario se encarga de correlar las señales recibidas con las
mismas secuencias complementarias que se utilizan en la emisión y
sumar los resultados tal como se explica a continuación.
Los distintos procesos de
modulación/demodulación M-QAM (y sus derivadas
digitales y analógicas: M-PSK, QPSK, ASK, QASK,
etc) utilizan dos fases en cuadratura I y Q (salvo en PSK y ASK que
sólo emplean una fase generalmente), que al atravesar un medio de
transmisión sufren una distorsión de fase y módulo que son
afectadas de distinto modo por el medio, produciéndose una
interferencia mutua entre fases. El proceso de demodulación no es
el objeto de este documento, por lo que se trabajará con las fases
I y Q demoduladas y en banda base. Con el fin de poder trabajar de
forma teórica con señales conviene observar un diagrama de bloques
del proceso (figura 1).
Es bien sabido que utilizando las propiedades de
las secuencias complementarias transmitidas podemos estimar la
función de transferencia que distorsiona los datos recibidos.
Asimismo, la observación demuestra que las señales recibidas después
de demodular ambas fases en banda base, corresponden a las
siguientes ecuaciones en el dominio de la frecuencia. Por claridad
se omite \omega de las expresiones:
AH_{I}+Bi_{QI}+N_{I}
=I
(10)BH_{Q}+Ai_{IQ}+N_{Q}
=Q
Donde A y B son las secuencias enviadas por cada
una de las fases en cuadratura, I y Q, respectivamente, H_{Q} y
H_{I} corresponden a la función de distorsión del canal sobre la
fase Q e I respectivamente, debidas a la distorsión de amplitud
del canal, e i_{IQ} y i_{QI} son las funciones de interferencia
del canal I sobre el Q y viceversa debido a la distorsión de fase
del canal, el ruido recibido en ambas fases es distinto y queda
reflejado en los términos N_{I} y N_{Q}. La distorsión de fase
que produce el canal sobre los datos, produce interferencias entre
ambas fases. Si realizamos la transmisión del preámbulo definido en
la figura 2, podemos eliminar las interferencias mutuas y hacer
independientes I de B y Q de A, realizando la siguiente operación
de filtrado (suponiendo que no hay términos de ruido), que se
describe en la figura 3:
(AH_{I}
+ Bi_{QI})H_{Q} - (BH_{Q} + Ai_{IQ} )i_{QI} = A(H_{I}H_{Q} -
i_{IQ}i_{QI}) = AH =
I2
(11)(BH_{Q} +
Ai_{IQ})H_{I} - (AH_{I} + Bi_{QI})i_{IQ} = B(H_{I}H_{Q} -
i_{IQ}i_{QI}) = BH =
Q2
Donde
(12)H
=\frac{1}{H_{eq}}=H_{I}H_{Q} -
i_{IQ}i_{QI}
Corresponde con el filtro a ecualizar y H_{eq}
el filtro ecualizador común a ambas fases e implementable con
cualquier método actual de ecualización de canal. De este modo, se
obtienen dos nuevas señales I2 y Q2 independientes y que sólo
dependen de las secuencias que deseamos recibir. De este modo
mediante dos filtros idénticos podemos ecualizar ambas fases
recuperando la información transmitida sin distorsión.
Evidentemente, necesitamos identificar los
filtros H_{I}, H_{Q}, i_{IQ} y i_{QI}. Se puede demostrar
fácilmente que dichos filtros se obtienen de las señales I y Q en
banda base recibidas (figura 4) operando mediante los operadores
de correlación, definidos en (6) y (8), con las secuencias A, B y
A_{c}, B_{c} y aplicando las propiedades definidas de las
secuencias complementarias, como sigue:
H_{I}
=IA1+IA2+N_{I}/2L
H_{Q}
=QB1+QB2+N_{Q}/2L
(13)i_{IQ} =
QA1 + QA2 + N_{Q} /
2L
i_{QI}
=IB1+IB2+N_{I}/2L
Tomando como referencia la figura 4, IA1
corresponderá la correlación de la fase I con la secuencia Al en el
intervalo definido por IA1, IA2 la correlación de las muestras de
la fase I con la secuencia A2 en el intervalo definido por IA2, QB1
la correlación de la fase Q con la secuencia BI en el intervalo
definido por QB1, QB2 la correlación de las muestras de la fase Q
con la secuencia B2 en el intervalo definido por QB2, QA1 la
correlación de la fase Q con la secuencia Al en el intervalo
definido por QA1, QA2 la correlación de la fase Q con la secuencia
A2 en el intervalo definido por QA2, IB1 la correlación de la fase
I con la secuencia B1 en el intervalo definido por IB1, e IB2 la
correlación de las muestras de la fase I con la secuencia B2 en el
intervalo definido por IB2. Asimismo, se observa que el ruido
queda promediado y, por tanto, su potencia reducida gracias a las
funciones de correlación por 2L, siendo L la longitud de las
secuencias complementarias. Este resultado es independiente de la
longitud de las secuencias empleadas para la identificación.
Como conclusión puede afirmarse que las ventajas
de esta técnica son, por una parte poder estimar las funciones de
transferencia que distorsionan el medio de transmisión de forma
óptima e independiente por cada fase, y por otra reducir en función
de L los efectos del ruido. Por tanto, la invención que se describe
constituye un potente sistema de estimación de la distorsión del
medio para utilización en aplicaciones de ecualización o
simplemente para analizar las características frecuenciales o
espectro electromagnético de un medio dado.
Figura 1.- Muestra el diagrama de bloques de un
sistema de estimación del medio.
Figura 2.- Muestra el cronograma que describe el
preámbulo de transmisión y las secuencias enviadas por cada una de
las dos fases en cuadratura I/Q.
Figura 3.- Muestra un esquema de bloques del
proceso de filtrado.
Figura 4.- Muestra el cronograma que describe el
preámbulo de recepción y las señales recibidas.
A continuación se detalla una posible
implementación de esta técnica aplicada a la obtención y
cancelación de interferencia un transmisor y un receptor de ondas
de radio. Por claridad, en la figura 1 aparece esquematizada la
implementación. Esta implementación, consta de los siguientes
elementos:
1. Señal digital de preámbulo a emitir
s[n]. Para estimar el medio se envían al menos 4 deltas
(\delta[n]) separadas, al menos una distancia de L
símbolos o chips de secuencia.
2. Codificador con secuencias complementarias.
El filtro convoluciona s[n] con las respectivas secuencias
complementarias.
3. El resultado de convolucionar la señal
digital a emitir con las secuencias complementarias, según el
cronograma de la figura 2 donde se obtienen dos fases I y Q.
4. Modulador en cuadratura donde se suman ambas
fases.
5. Señal modulada en cuadratura.
6. Convertidor de frecuencia (Upconverter) para
enviar al medio en la banda deseada.
7. Medio de transmisión bajo análisis
h[n]: este bloque incluye la electrónica necesaria para
modular/demodular, el transductor o antena y el medio físico de
transmisión.
8. Señales a la entrada del receptor: son las
mismas secuencias complementarias emitidas, pero distorsionadas y
afectadas por el ruido del canal.
9. Convertidor de frecuencia (Downconverter)
para devolver la señal a su banda original para su
tratamiento.
10. Señal recibida en cuadratura. Dichas señales
son moduladas en cuadratura y sumadas conformarán una modulación
QAM (Quadrature Amplitude Modulation) o, genéricamente, WASK
(Quadrature Amplitude Shift Keying).
11. Demodulador en cuadratura. Extrae las
señales en banda base I y Q distorsionadas.
12. Señales en banda base remoduladas.
13. Filtro cancelador de interferencias. Este
filtro se inserta a la entrada del bloque 15 de la figura 1 una
vez que los coeficientes son obtenidos.
Inicialmente se programa en modo bypass y se
cargan los coeficientes cuando son identificados en 15.
14. Fases obtenidas después de filtrar.
15. Decodificador: Filtros que correlan las
fases recibidas con las mismas secuencias complementarias que se
utilizaron para la codificación y en el mismo orden obteniendo la
información de los coeficientes de los filtros en 13.
16. Proceso de carga de coeficientes
calculados.
17. Señal recibida ecualizada al final del
proceso de identificación y filtrado.
Como se ha dicho anteriormente, se basa en la
aplicación de este método a sistemas de radiofrecuencia. Para
simplificar la explicación se ha recurrido al caso particular de
pares de secuencias complementarias Golay moduladas en QASK. El
sistema consta de dos bloques bien diferenciados: el sistema de
transmisión y el de recepción.
El sistema de transmisión A/ se encarga de:
- \bullet
- Que la señal digital (1) de preámbulo emitida a través de un medio físico, está compuesta al menos por 4 deltas de Krönecker (d(n)) con una separación de al menos cada una de las secuencias que forman los pares de Golay de longitud L, utilizando cualquier anchura, T, con cualquier amplitud y con cualquier nivel de sobremuestreo.
- \bullet
- Convolucionar la señal de entrada (al menos cuatro deltas de Krönecker) con cada una de las secuencias que forman los pares Golay de longitud L en el orden y fase definidos anteriormente.
- \bullet
- Modular en cuadratura las dos señales resultantes de la codificación sumando ambas fases.
- \bullet
- Convertir en frecuencia (upconverter) la señal modulada en cuadratura para poder transmitirla en la correspondiente zona del espectro radioeléctrico.
- \bullet
- Transmitir la señal a la antena.
El sistema de recepción se encarga de:
- \bullet
- Sincronizar y convertir en frecuencia (downconverter) la señal recibida por la antena.
- \bullet
- Obtener las componentes I [n], en fase, y Q [n], en cuadratura, mediante la demodulación en cuadratura.
- \bullet
- Correlar ambas fases por las secuencias originales, en el orden y fase definidos en la transmisión, y extraer los coeficientes según se ha definido previamente.
- \bullet
- Actualizar los coeficientes de los filtros de entrada.
- \bullet
- Ecualizar la señal, si es necesario, mediante el filtro H_{eq} idéntico por fase.
La señal resultante del proceso contiene la
información de distorsión producida por el medio por el que se ha
propagado la onda electromagnética en el ancho de banda donde se
aplica, con una disminución del ruido térmico y el introducido por
la distintas etapas del proceso proporcional a la longitud L de las
secuencias complementarias utilizadas.
También existe otra posibilidad, es que en un
sistema de reopción B/, la señal emitida desde la antena (7) es
recogida por la antena (8) y transmitida al convertidor de
frecuencias(downconverter) (9) donde es sincronizada y
convertida la frecuencia para devolverla a su banda original para
tratarla por medio del demulador en cuadratura (11) que extrae las
señales en banda base I y Q distorsionadas, pasando estas señales
al filtro cancelador de interferencias (13) y de allí al
decodificador (15), donde se encuentran los filtros que correlan las
fases recibidas con las mismas secuencias complementarias que se
utilizaron para la codificación y en el mismo orden, obteniendo
esta información de los filtros del decodificador (15) que los
reenvía al filtro cancelador de interferencias (13), recibiéndose
finalmente la señal después del proceso de identificación y
filtrado debidamente ecualizada. Con los mismos elementos, se puede
modificar el método de generar el preámbulo de codificación de la
siguiente forma:
- a.-
- La emisión de una de las secuencias del primer par mediante una de las fases, manteniendo la fase en cuadratura sin emisión
- b.-
- La emisión de otra secuencia complementaria del segundo par por una de las fases, manteniendo la fase en cuadratura sin emisión
- c.-
- La emisión de de otra secuencia del primer par mediante la fase en cuadratura con la utilizada en (a), manteniendo la otra fase sin emisión.
- d.-
- La emisión de otra secuencia del segundo par mediante la fase en cuadratura con la utilizada en (b), manteniendo la otra fase sin emisión.
- e.-
- La modulación del resultado en cuadratura y la emisión a un medio de transmisión.
Claims (7)
1. Dispositivo y método de estimación óptima de
la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura,
caracterizado esencialmente por estar basado en el uso de
secuencias complementarias, transmitidas secuencialmente a un
medio físico y separadas en el tiempo, cuya demodulación y
posterior correlación permite extraer en recepción las
características espectrales y temporales del medio, minimizando el
efecto ruido.
2. Dispositivo y método de estimación óptima de
la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
según la reivindicación primera y caracterizado
esencialmente porque el dispositivo está constituido al menos
por:
A/.- Un sistema de transmisión constituido
por:
- .-
- Codificador (2) con secuencias complementarias y filtro de convolución,
- .-
- Modulador en cuadratura (4),
- .-
- Convertidor de frecuencias (upconverter) (6),
- .-
- Transmisor (7), incluida la antena.
B/.- Un sistema de recepción constituido
por:
- .-
- Convertidor de frecuencias (downconverter) (9),
- .-
- Demodulador en cuadratura (11),
- .-
- Filtro cancelador de interferencias (13),
- .-
- Decodificador (15).
3. Dispositivo y método de estimación óptima
de la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
caracterizado por las reivindicaciones 1ª y 2ª y además
caracterizado porque el sistema de transmisión A/ se encarga
de que la señal digital (1) de preámbulo emitida a través de un
medio físico, está compuesta al menos por 4 deltas de Krönecker
(d(n)) con una separación de al menos cada una de las
secuencias que forman los pares de Golay de longitud L, utilizando
cualquier anchura, T, con cualquier amplitud y con cualquier nivel
de sobremuestreo.
4. Dispositivo y método de estimación óptima
de la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
según las reivindicaciones anteriores y caracterizado además
porque la señal digital (1) de acuerdo con al reivindicación
anterior; pasa como fase I y Q (3) al modulador en cuadratura (4)
que modulando ambas fases en cuadratura y sumadas conformaran una
modulación QAM (Quadrature Amplitude Modulation) o genericamente
QASK (Quadrature Amplitude Shift Keying), y por medio del
convertidor (6) convierte en frecuencia la señal modulada en
cuadratura para poder transmitirla en la correspondiente zona del
espectro radioeléctrico por medio del transmisor y antena (7).
5. Dispositivo y método de estimación óptima
de la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
caracterizado por las reivindicaciones anteriores y además
caracterizado porque en el sistema de reopción B/ la señal
emitida desde la antena (7) es recogida por la antena (8) y
transmitida al convertidor de frecuencias (downconverter) (9) donde
es sincronizada y convertida la frecuencia para devolverla a su
banda original para tratarla por medio del demulador en cuadratura
(11) que extrae las señales en banda base I y Q distorsionadas,
pasando estas señales al filtro cancelador de interferencias (13) y
de allí al decodificador (15), donde se encuentran los filtros que
correlan las fases recibidas con las mismas secuencias
complementarias que se utilizaron para la codificación y en el
mismo orden, obteniendo esta información de los filtros del
decodificador (15) que los reenvía al filtro cancelador de
interferencias (13), recibiéndose finalmente la señal después del
proceso de identificación y filtrado debidamente ecualizada.
6. Dispositivo y método de estimación óptima de
la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
según las reivindicaciones anteriores y caracterizado además
porque un método para generar el preámbulo de codificación con al
menos dos secuencias complementarias puede comprender:
- a.-
- La emisión de una de las secuencias del primer par mediante una de las fases, manteniendo la fase en cuadratura sin emisión
\newpage
- b.-
- La emisión de otra secuencia complementaria del segundo par por una de las fases, manteniendo la fase en cuadratura sin emisión
- c.-
- La emisión de de otra secuencia del primer par mediante la fase en cuadratura con la utilizada en (a), manteniendo la otra fase sin emisión.
- d.-
- La emisión de otra secuencia del segundo par mediante la fase en cuadratura con la utilizada en (b), manteniendo la otra fase sin emisión.
- e.-
- La modulación del resultado en cuadratura y la emisión a un medio de transmisión.
7. Dispositivo y método de estimación óptima de
la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión
secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura
según las reivindicaciones anteriores y caracterizado además
porque un método para obtener la decodificación con secuencias
complementarias con el fin de transmitir señales a un medio con el
fin de obtener sus características temporales o frecuenciales puede
comprender:
- f.-
- La correlación o filtrado adaptado de las fases en cuadratura demuladas a la entrada del codificador con cada una de las secuencias complementarias que componen el conjunto utilizado en la emisión en el mismo orden y fases en que se transmitieron.
- g.-
- La suma de los resultados de las correlaciones resultantes mediante las siguientes ecuaciones:
H_{I} =IA1+IA2
+ N_{I}/2L
H_{Q}=QB1+QB2
+ N_{Q}/2L
i_{IQ} =QA1 +
QA2 +
N_{Q}/2L
i_{QI} = IB1
+ IB2 + N_{I}
/2L
para la obtención de los
coeficientes de los
filtros.
- h.-
- La utilización de la información obtenida de la ecuación:
H=\frac{1}{H_{eq}}= H_{I}H_{Q} -
i_{IQ}i_{QI}
para identificar o eliminar la
distorsión del
canal.
Priority Applications (9)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200401299A ES2255390B1 (es) | 2004-05-28 | 2004-05-28 | Dispositivo y metodo de estimacion optima de la distorsion del medio de transmision mediante la emision secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura. |
| CN200580017182.2A CN1961553B (zh) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | 通过顺序发射正交互补序列对来最优估算传输介质所引起失真的方法 |
| US11/587,680 US7995456B2 (en) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | Optimal estimation of distortion of a transmission medium using sequential emission of pairs of quadrature complementary sequences |
| HK07111952.6A HK1106641B (en) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | Method for the optimal estimation of distortion of a transmission medium, comprising the sequential emission of pairs of quadrature complementary sequences |
| EP05745540A EP1783976A1 (en) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | Device and method for the optimal estimation of distortion of a transmission medium, comprising the sequential emission of pairs of quadrature complementary sequences |
| RU2006144408/09A RU2392762C2 (ru) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | Устройство и способ оптимальной оценки искажений передающей среды, включающий последовательное генерирование пар квадратурных комплементарных последовательностей |
| PCT/ES2005/000228 WO2005122513A1 (es) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | Dispositivo y método de estimación óptima de la distorsión del medio de transmisión mediante la emisión secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura |
| JP2007513972A JP4913043B2 (ja) | 2004-05-28 | 2005-04-29 | 直交相補系列のペアの逐次発射によって、送信メディアによって生じたひずみを最適に推定する装置及び方法 |
| US13/083,334 US8755263B2 (en) | 2004-05-28 | 2011-04-08 | Device and method for the optimal estimation of distortion of a transmission medium, comprising the sequential emission of pairs of quadrature complementary sequences |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| ES200401299A ES2255390B1 (es) | 2004-05-28 | 2004-05-28 | Dispositivo y metodo de estimacion optima de la distorsion del medio de transmision mediante la emision secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2255390A1 ES2255390A1 (es) | 2006-06-16 |
| ES2255390B1 true ES2255390B1 (es) | 2008-02-01 |
Family
ID=35503481
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES200401299A Expired - Fee Related ES2255390B1 (es) | 2004-05-28 | 2004-05-28 | Dispositivo y metodo de estimacion optima de la distorsion del medio de transmision mediante la emision secuencial de pares de secuencias complementarias en cuadratura. |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7995456B2 (es) |
| EP (1) | EP1783976A1 (es) |
| JP (1) | JP4913043B2 (es) |
| CN (1) | CN1961553B (es) |
| ES (1) | ES2255390B1 (es) |
| RU (1) | RU2392762C2 (es) |
| WO (1) | WO2005122513A1 (es) |
Families Citing this family (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| ES2351564B1 (es) * | 2008-12-23 | 2011-11-25 | Golay Coding Modulation, S.L. | Metodo y aparato para la obtencion de inmunidad a la diferencia de fase y el efecto doppler en sistemas de deteccion y comunicaciones. |
| US20100111217A1 (en) * | 2002-12-30 | 2010-05-06 | Fuente Vicente D | Method and system for reducing phase difference and doppler effects in detection and communication systems |
| ES2324688B2 (es) * | 2006-07-20 | 2011-01-17 | Semiconductores Investigacion Y Diseño Sa | Metodo y sistema de estimacion de canales de multiple entrada y multiple salida. |
| ES2302638B1 (es) * | 2006-12-21 | 2009-06-04 | Vicente Diaz Fuente | Metodo mejorado de codificacion y decodificacion con al menos dos pares de secuencias ortogonales. |
| ES2332840B2 (es) * | 2007-05-18 | 2010-07-01 | Sidsa (Semiconductores Investigacion Y Diseño, S.A) | Metodo de estimacion en banda base de canales complejos mediante transmision secuencial y simultanea de pares ortogonales de secuencias complementarias. |
| CN101321002B (zh) * | 2007-06-06 | 2013-03-27 | 华为技术有限公司 | 信号感知方法及装置 |
| KR101363744B1 (ko) * | 2007-07-13 | 2014-02-21 | 삼성전자주식회사 | 무선통신 시스템에서 상향링크 제어 채널의 송수신 장치 및방법 |
| WO2009035306A2 (en) * | 2007-09-14 | 2009-03-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Apparatus and method for communication using near golay sequence |
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| WO2005010799A2 (en) * | 2003-07-16 | 2005-02-03 | Shrenik Deliwala | Optical encoding and reconstruction |
-
2004
- 2004-05-28 ES ES200401299A patent/ES2255390B1/es not_active Expired - Fee Related
-
2005
- 2005-04-29 WO PCT/ES2005/000228 patent/WO2005122513A1/es not_active Ceased
- 2005-04-29 RU RU2006144408/09A patent/RU2392762C2/ru not_active IP Right Cessation
- 2005-04-29 EP EP05745540A patent/EP1783976A1/en not_active Withdrawn
- 2005-04-29 CN CN200580017182.2A patent/CN1961553B/zh not_active Expired - Fee Related
- 2005-04-29 US US11/587,680 patent/US7995456B2/en not_active Expired - Fee Related
- 2005-04-29 JP JP2007513972A patent/JP4913043B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2011
- 2011-04-08 US US13/083,334 patent/US8755263B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US20110211653A1 (en) | 2011-09-01 |
| RU2006144408A (ru) | 2008-07-20 |
| WO2005122513A1 (es) | 2005-12-22 |
| US20080112501A1 (en) | 2008-05-15 |
| RU2392762C2 (ru) | 2010-06-20 |
| JP4913043B2 (ja) | 2012-04-11 |
| ES2255390A1 (es) | 2006-06-16 |
| EP1783976A1 (en) | 2007-05-09 |
| HK1106641A1 (en) | 2008-03-14 |
| JP2008501264A (ja) | 2008-01-17 |
| CN1961553B (zh) | 2013-06-12 |
| US7995456B2 (en) | 2011-08-09 |
| US8755263B2 (en) | 2014-06-17 |
| CN1961553A (zh) | 2007-05-09 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| EC2A | Search report published |
Date of ref document: 20060616 Kind code of ref document: A1 |
|
| FG2A | Definitive protection |
Ref document number: 2255390B1 Country of ref document: ES |
|
| FD2A | Announcement of lapse in spain |
Effective date: 20180809 |