ES2263771T3

ES2263771T3 - Deteccion de datos de baja complejidad utilizando la transformacion rapida de fourier de una mariz de correlacion de canal.

Info

Publication number: ES2263771T3
Application number: ES02709196T
Authority: ES
Inventors: Jung-Lin Pan; Parthapratim De; Ariela Zeira
Original assignee: InterDigital Technology Corp
Current assignee: InterDigital Technology Corp
Priority date: 2001-02-06
Filing date: 2002-01-28
Publication date: 2006-12-16
Anticipated expiration: 2022-01-28
Also published as: CN1502175A; AU2002243695A1; CA2437660A1; US20060182070A1; TWI349449B; TWI267263B; US6879578B2; NO20033476D0; US7054300B2; EP1358718B1; US20020159415A1; JP3948570B2; KR100605332B1; KR20030097840A; MXPA03007025A; US20050180495A1; WO2002063779A3; JP2004523957A; DE60212334T2; US7715305B2

Abstract

Un método para ser usado en la recepción de una pluralidad de señales de datos transmitidas sobre un espectro compartido en una ranura de tiempo en un sistema de comunicación duplex por división de tiempo que usa acceso múltiple de división de códigos, experimentando cada señal de datos una respuesta de canal similar, comprendiendo el método: recibir una señal combinada sobre el espectro compartido en la ranura de tiempo, comprendiendo la señal combinada la pluralidad de señales (48) de datos; muestrear la señal combinada; estimar la respuesta (50) de canal similar; estando caracterizado el método por: el muestreo que se efectúa al doble o más de un régimen de chip de la señal combinada; construir una matriz H de respuesta de canal basada en la respuesta (52) de canal estimada; determinar un vector de datos extendido basado en parte en una descomposición de la transformación FFT de Fourier rápida de una versión circulante de la matriz de respuesta de canal o una matriz de correlación de canal, estando basada la matriz de correlación de canal construida en un conjugado complejo de la matriz de respuestas de canal multiplicado por la matriz, HHH de respuesta de canal; y deshacer la extensión del vector de datos extendido para recuperar datos de la señal combinada recibida (56).

Description

Detección de datos de baja complejidad utilizando la transformación rápida de Fourier de una matriz de correlación de canal.

Antecedentes

La invención se refiere en general a sistemas de comunicación inalámbricos. En particular, la invención se refiere a la detección de datos en un sistema de comunicación inalámbrico.

La figura 1 es una ilustración de un sistema 10 de comunicación inalámbrico. El sistema 10 de comunicación tiene estaciones 12_{1} a 12_{5} de base que comunican con equipos de usuario (UEs) 14_{1} a 14_{3}. Cada estación 12_{1} de base tiene un área operacional asociada, en la que comunica con los UEs 14_{1} a 14_{3} en su área operacional.

En algunos sistemas de comunicación, tales como de acceso múltiple de división de código (CDMA) y dúplex por división de tiempo que usan acceso múltiple por división de código (TDD/CDMA), son enviadas múltiples comunicaciones sobre el mismo espectro de frecuencia. Estas comunicaciones son diferenciadas por sus códigos de canalización. Para usar más eficientemente el espectro de frecuencias, los sistemas de comunicación TDD/TDMA usan cuadros que repiten divididos en ranuras de tiempo para la comunicación. Una comunicación enviada en tales sistemas tendrá uno o más códigos y ranuras de tiempo asociados a ella. El uso de un código en una ranura de tiempo es denominado una unidad de recurso.

Puesto que pueden ser enviadas múltiples comunicaciones en el mismo espectro de frecuencias y al mismo tiempo, un receptor en un sistema de ese tipo debe distinguir entre las comunicaciones múltiples. Una solución para detectar tales señales es la detección multiusuario. En la detección multiusuario, las señales asociadas con todos los UEs, usuarios 14_{1} a 14_{3,} son detectadas simultáneamente. Las soluciones para poner en práctica la detección multiusuario incluyen la Detección Conjunta basada en la Igualación Lineal de Bloques (BLE-JD), que usa una descomposición de Choleski o aproximada de Choleski.

Otra solución es una detección de usuario única. En la detección de usuario única, los datos se recuperan solamente para un usuario único (un UE 14_{1}). Basada en la solicitud, los datos detectados de usuario únicos pueden haber sido enviados usando uno o múltiples códigos. Las soluciones para poner en práctica la detección de usuario única incluyen la igualación lineal de bloques que usa una descomposición de Choleski o aproximada de Choleski. Estas soluciones tienen una elevada complejidad. La alta complejidad conduce a un elevado consumo de potencia, que en el UE 14_{1} origina una reducida vida útil de la batería. Consecuentemente, es conveniente disponer de soluciones alternativas para detectar los datos recibidos.

La "Detección Conjunta con Reducida Complejidad de Cálculo para Sistemas Híbridos TD-CDMA" XP-
000928922, de Nevio Benvenuto y Giovanna Sostrato describen un esquema de detección conjunta que usa criterios de fuerza cero o de error cuadrático medio mínimo. Una matriz A se produce convolucionando las respuestas de impulsos de los móviles con sus respectivas secuencias de identificación. La matriz A es multiplicada por su Hermitiana (matriz de Hermite). La matriz resultante es dividida en una pluralidad de matrices de Toeplitz y cada una de las matrices dividida es aproximadamente una matriz circulante. Cada una de estas matrices circulantes se descompone en una matriz A múltiple que se obtiene aproximadamente usando las matrices circulantes descompuestas. Usando la matriz aproximada, los datos se detectan a partir de la secuencia recibida.

Sumario

Una señal combinada se recibe sobre un espectro compartido en una ranura de tiempo en un sistema de comunicación dúplex por división de tiempo que usa acceso múltiple por división de código. Cada señal de datos experimenta una respuesta de canal similar. La respuesta de canal similar se estima. Una matriz que representa un canal de las señales de datos se construye basándose en parte en la respuesta de canal estimada. Un vector de datos extendidos se determina basándose en parte en una transformación rápida de Fourier (FFT) de una versión circulante de la matriz de canal. Se deshace la extensión del vector de datos extendidos para recuperar los datos de la señal combinada recibida.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un sistema de comunicación inalámbrico;

la figura 2 es un transmisor y un receptor de detección de usuario único simplificados;

la figura 3 es una ilustración de una descarga de comunicación;

la figura 4 es un diagrama de flujo de la detección de datos de baja complejidad;

las figuras 5 a 15 son gráficos del comportamiento de la detección de datos de baja complejidad.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

La figura 2 ilustra un transmisor 26 y un receptor 28 simplificados que usan detección de datos de baja complejidad en un sistema de comunicación de TDD/CDMA. En un sistema típico, un transmisor 26 está en cada UE (Equipo de Usuario) 14_{1} 14_{3} y múltiples circuitos 26 de transmisión que envían múltiples comunicaciones están en cada estación 12_{1} a 12_{5} de base. El receptor 28 detector de datos de baja complejidad puede estar en una estación 12_{1} de base, uno de los UEs 14_{1} a 14_{3} o en ambos. El receptor 28 puede ser usado en un UE 14_{1} para una detección de multiusuario o usuario único de un servicio de régimen de datos de medio a alto, capaz de 2 megabits por segundo (Mbs). El receptor 28 puede ser usado también en una estación 12_{1} de base, cuando transmita solamente un único UE 14_{1} en una ranura de tiempo.

El transistor 26 envía datos sobre un canal 30 de radio inalámbrico. Un generador 32 de datos en el transmisor 26 genera datos para que sean comunicados al receptor 28. Un dispositivo 34 de inserción de secuencias de modulación/extensión extiende los datos y hace que los datos de referencia extendidos se multiplexen en el tiempo con una secuencia de entrenamiento media lenta en la ranura de tiempo asignada apropiada y los códigos para la extensión de los datos, produciendo una descarga o descargas de comunicación.

Una descarga 16 de comunicación típica tiene una secuencia lenta media 20, un periodo 18 de vigilancia y dos descargas 22, 24 de datos, como se muestra en la figura 3. La secuencia lenta media 20 separa las dos descargas 22, 24 de datos y el periodo 18 de vigilancia separa las descargas de comunicación para permitir una diferencia en el tiempo de llegada de las descargas transmitidas desde diferentes transmisores 26. Las dos descargas 22, 24 de datos contienen los datos de descarga de comunicación.

La descarga o descargas de comunicación son moduladas por un modulador 36 de radiofrecuencia (RF). Una antena 38 radia las señales de RF a través del canal 30 de radio inalámbrico a una antena 40 del receptor 28. El tipo de modulación usado para la comunicación transmitida puede ser cualquiera de las conocidas por los expertos en la técnica, tal como de manipulación de fase en cuadratura (QPSK) o de modulación de amplitud en cuadratura de grado N (QAM).

La antena 40 del receptor 28 recibe diversas señales de radiofrecuencia. Las señales recibidas son desmoduladas por un desmodulador 42 para producir una señal de banda de base. La señal de banda de base es procesada, tal como mediante un dispositivo 44 de estimación de canal y un dispositivo 46 de detección de datos de baja complejidad, en la ranura de tiempo con los códigos apropiados asignados a las descargas recibidas. El dispositivo 44 de estimación de canal usa la componente de secuencia de entrenamiento lenta media en la señal de banda de base para proporcionar información de canal, tal como las respuestas de impulsos de canal. La información de canal es usada por el dispositivo 46 de detección de datos para estimar los datos transmitidos de las descargas de comunicación recibidas tales como símbolos duros.

El dispositivo 46 de detección de datos usa la información de canal proporcionada por el dispositivo 44 de estimación de canal y los códigos de propagación conocidos usados por el transmisor 26 para estimar los datos deseados de la descarga o descargas de comunicación recibidas. La detección de datos de baja complejidad se explica en combinación con el diagrama de flujo de la figura 4. Aunque la detección de datos de baja complejidad se explica usando el sistema TDD (Detección de Datos Terrestres) de UTRA (Acceso de Radio Terrestre Universal) de la tercera generación del proyecto de asociación (3GPP- Third Generation Partnership Project) como sistema de comunicaciones subyacente, es aplicable a otros sistemas. Ese sistema es un sistema de banda ancha (W-CDMA) de secuencia directa, en el que las transmisiones de enlace superior y enlace inferior están confinadas en ranuras de tiempo mutuamente
exclusivas.

El receptor 28 recibe usando la antena 40 un total de K descargas que llegan simultáneamente, 48. Las K descargas se superponen una encima de otra en un intervalo de observación. Algunas o todas las K descargas pueden proceder de o estar dirigidas a los mismos usuarios para servicios de transmisión de datos de mayor velocidad. Para el sistema 3GPP UTRA TDD, cada campo de datos de una ranura de tiempo corresponde a un intervalo de observación.

Una descarga de orden k de las K descargas usa un código C^{(k)} de longitud Q, chips para extender cada uno de sus N_{S} símbolos para producir una secuencia de longitud de Q\cdotN_{s} chips. La descarga k^{th} (de orden k) pasa a través de un canal con una respuesta de canal estimada conocida, h^{(k)}, de longitud de W chips para formar una secuencia de c. Las señales de enlace superior pueden formar una secuencia de chips de longitud, N_{c} = (SF\cdotN_{S} + W -1), donde SF es el factor de extensión. Puesto que las señales de enlace superior se pueden originar desde múltiples UEs, 14_{1} a 14_{3}, cada h^{(k)} en el enlace superior puede ser distinto. Para el enlace inferior en la ausencia de diversidad de transmisión, todas las descargas pasan a través del mismo canal y tienen las misma h^{(k)}. En el receptor 28, la descarga de todos los usuarios llega superpuesta como un vector único r recibido. Algunas o todas las descargas K pueden ser parte de una transmisión de múltiples códigos. Los múltiples códigos tienen la misma h^{(k)}, porque se originan desde el mismo transmisor 26.

El modelo de señal multiusuario se compone de N_{c} chips recibidos conocidos y K\cdotN_{s} símbolos de soporte de información desconocidos. La respuesta de símbolos, s^{(k)}, de la descarga k^{th} es la convolución de C^{(k)} con h^{(k)}. Consecuentemente, s^{(k)} es de una longitud de (SF+W-1) chips. La respuesta de impulso es W, que representa la huella de los chips izquierdos dejada por un símbolo unidad. Los símbolos desconocidos N_{s} de la descarga k^{th} que forman un vector d^{(k)}, r^{(k)} de columna es la contribución de la descarga k^{th} al vector de chips recibido, r. d^{(k)} es el vector de datos para la descarga K^{th}, d^{(k)} y r^{(k)} están relacionados por la Ecuación 1.

Ecuación 1\underline{r}^{(k)} = A^{(k)} \underline{d}^{(k)},

\hskip0.5cm

donde

\hskip0.5cm

k = 1 … K

A^{(k)} es la matriz de respuesta de canal para la descarga k^{th}, que es una matriz N_{C}\timesN_{S} cuya columna j^{th} es la respuesta de símbolos del elemento d^{(k)}. Suponiendo una respuesta de símbolos invariante con el tiempo, cada columna de A^{(k)} tiene el mismo soporte s^{(k)} y las columnas sucesivas son versiones desplazadas de amortiguación cero de la primera columna. El vector recibido, de régimen del chip, global, se define por la Ecuación 2.

Ecuación 2\underline{r} = \sum\limits^{K}_{i=1} \underline{r}^{(k)} + \underline{n}

n es un vector de ruido de valor medio cero con componentes de la varianza, \sigma^{2}, de Distribución Idéntica Independiente (i.i.d). La ecuación 2 se convierte en la Ecuación 3, cuando es escrita como una ecuación de matriz única.

Ecuación 3\underline{r} = A\underline{d} + \underline{n}

A es la matriz de respuesta de canal global, que es una matriz de tamaño N_{c}\timesK\cdotN_{s}, d es el vector de datos, que es un vector de columna de longitud K\cdotN_{S}. La Ecuación 2 y la Ecuación 3 modelan la Interferencia Entre Símbolos (ISI) y la Interferencia de Acceso Múltiple (MAI) en el vector r recibido.

Los modelos de señales de las Ecuaciones 1, 2 y 3 están formulados para el muestreo de régimen del chip, tal como de 3,84 Megachips por segundo (Mcps) en el sistema 3GPP UTRA. Para una precisión estadística incrementada, se puede usar un receptor 28 sobremuestreado, tal como con un muestreo de régimen múltiplo de chips. Un muestro de régimen múltiplo de chips es el régimen doble del chip, aunque pueden ser usados otros múltiplos. Cuando se usa un muestreo de régimen múltiplo del chip, la descarga de la señal recibida estará sobremuestreada generando secuencias de muestreo múltiplos. Cada secuencia es muestreada al régimen del chip con diferentes desplazamientos en el tiempo de una con respecto a otra. La descarga k^{th} pasa a través de un canal con una respuesta de canal conocida o estimada, h^{(k)}_{m} para la secuencia muestreada m^{th}. r^{(k)}_{m} es la contribución de la descarga k^{th} al vector r_{m} de chip muestreado global de orden m. Los vectores d^{(k)} de símbolo de datos y el vector r^{(k)}_{m} de chip muestreado m^{th} están relacionados por la Ecuación 4.

Ecuación 4\underline{r}^{(k)}_{m} = A^{(k)}_{m} \ \underline{d}^{(k)},

\hskip0.5cm

k = 1 ...K,

\hskip0.5cm

m = 1 ...M

A^{(k)}_{m} es la matriz de respuesta de símbolos para la secuencia m^{th}. Es una matriz del tamaño N_{c} \times N_{S'} cuya columna j^{th} es la respuesta de símbolos muestreada m^{th} del elemento j^{th} de d^{(k)}.

La ecuación 5 es el vector recibido r_{m} de régimen de chip global, de la secuencia muestreada m^{th}.

Ecuación 5\underline{r}_{m} = \sum\limits^{K}_{i = 1} \underline{r}^{(k)}_{m} + \underline{n}

\hskip0.5cm

m = 1 … M

Para un múltiplo M del muestreo de régimen del chip, una expresión de la matriz única es dada por la Ecuación 6.

Ecuación 6\underline{r}' = A'\underline{d} + \underline{n}

r' es el vector de la señal recibida y es definido por la Ecuación 7.

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1

\newpage

A' es definida por la Ecuación 8.

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2

La ecuación 9 es la Ecuación 8 reescrita como una forma de sumación de K descargas.

Ecuación 9\underline{r}_{m} = \sum\limits^{K}_{i = 1} \ A^{r(k)} \ \underline{d}^{(k)} + \underline{n}

La ecuación 9 puede ser reescrita como Ecuación 10.

Ecuación 10\underline{r}_{m} = \sum\limits^{K}_{i = 1} \ H^{r(k)} \ C^{k} \ \underline{d}^{k} + \underline{n}

C^{(k)} es la secuencia de códigos de la descarga k^{th}. H^{(k)} es la respuesta de canal para la secuencia k^{th}, que está definida para el muestreo del régimen de chip múltiplo M por la Ecuación 11.

\vskip1.000000\baselineskip

3

Cuando todas las señales se descargan en una ranura de tiempo desde el mismo usuario en el enlace superior o van al mismo usuario en el enlace inferior, las descargas pasan a través de la misma trayectoria de propagación y, consecuentemente, el mismo canal se debilita. Como un resultado, H'^{(k)} es el mismo para todas las descargas (H'^{(k)} = H'^{(j)} = H'_{c'} para todos los valores de k y j) y es sustituida en la ecuación 10 con H'_{c} como en la Ecuación 12.

Ecuación 12\underline{r}' = H'_{c}\sum\limits^{K}_{k = 1} \ C^{(k)} \ \underline{d}^{(k)} + \underline{n}

La ecuación 13 es la ecuación 12 reescrita como una expresión de matriz única.

Ecuación 13\underline{r}' = H'_{c} \ C\underline{d} + \underline{n}

C es la matriz de códigos. Para el muestreo de régimen del chip M, H'_{c} es dado por la ecuación 14.

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4

Para una muestra de régimen del chip m^{th}, H_{cm} es la respuesta de canal para la secuencia muestreada m^{th}. Cada H_{cm}, donde m = 1...M, es determinado por el dispositivo 44, 50 de estimación de canal. La estructura de la matriz de cada H_{cm} es dada por la ecuación 15, 52.

5

El modelo de señal global de la detección de datos está representado por las ecuaciones 16 y 17.

Ecuación 16\underline{r}' = H'_{c} \ \underline{s + n}

Ecuación 17\underline{s} = C \ \underline{d}

donde s es el vector de chip de datos extendido, C es el vector de código. Una solución para determinar s es usar una solución de fuerza cero (ZF) de la ecuación 16 usando la Ecuación 18.

Ecuación 18\underline{s} = (H'{}^{H}_{c} \ H'_{c})^{-1} \ H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}

H'^{H}_{c} es la congruencia hermitiana de H'_{c}. Otra solución es hallar el error cuadrático medio mínimo (MMSE) mediante la ecuación 19

Ecuación 19\underline{s} = (H'{}^{H}_{c} \ H'_{c} + \sigma^{2} \ I)^{-1} \ H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}

\sigma^{2} es la varianza de ruido, I es la matriz de identidad. Después de resolver la Ecuación 17 o la 18 para obtener s, la solución la solución de la Ecuación 17 se obtiene deshaciendo la extensión, como se representa mediante la Ecuación 20, 56.

Ecuación 20\underline{d} = C^{H} \ \underline{s}

Las soluciones siguientes para resolver las Ecuaciones 18 y 19 para obtener s usan una descomposición de la transformación rápida de Fourier (FFT) de una aproximación circulante de la matriz R de correlación de canal, o la matriz de respuesta de canal, H'_{c'}54. La utilización de una de las matrices requiere una aproximación; no obstante, la utilización de la matriz H'_{c'} requiere también el truncamiento de al menos W-1 filas de la matriz para hacerla cuadrada. Consecuentemente, para eliminar la degradación debida al truncamiento se usa preferiblemente la matriz R de correlación de canal.

Una descomposición de FFT de la matriz R de correlación de canal se realiza como sigue. Para una aproximación de ZF, R se define por la Ecuación 21.

Ecuación 21R = H'{}^{H}_{c} \ H'_{c} = \sum\limits^{M}_{m=1} \ H^{H}_{cm} \ H_{cm}

Para una solución MMSE, R se define por la Ecuación 22.

Ecuación 22R = H'{}^{H}_{c} \ H'_{c} + \sigma^{2} \ I

La estructura de la matriz R de correlación de canal, se representa por la Ecuación 23.

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6

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Las ecuaciones 18 y 19 se escriben de nuevo en función de R como las ecuaciones 24 y 25, respectivamente.

Ecuación 24\underline{s} = R^{-1} \ H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}

\vskip1.000000\baselineskip

Ecuación 25R \ \underline{s} = H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}

La multiplicación Rs del vector de la matriz puede ser vista como una combinación lineal de vectores de columna de la matriz, R, de correlación de canal, ponderada por los elementos correspondientes del vector s de chip de datos, por la Ecuación 26.

Ecuación 26R \underline{s} = s_{1} \ \underline{g}_{1} + s_{2} \ \underline{g}_{2} + ... + s_{w} \ \underline{g}_{w} + s_{w+1} \ \underline{g}_{W+1} + ... + s_{N \cdot SF} \ \underline{g}_{N \cdot SF}

g_{i} es la columna i^{th} de la matriz R de correlación de canal; s_{i} es el elemento i^{th} del vector s de chip de datos extendido.

Modificando la estructura de la matriz R, puede ser determinada una aproximación de la matriz circulante óptima de la matriz de correlación de canal usando la Ecuación 27.

7

La primera columna, q, tiene la totalidad de los elementos distintos de cero sin truncación alguna. La matriz circulante, R_{cir}, se obtiene permutando la columna g_{w} de orden W^{th} de la matriz, R, de correlación de canal usando el operador o vector índice de la permutación como se define mediante la Ecuación 28.

Ecuación 28\underline{p} = [W : N \cdot Q, 1 : W -1]

Alternativamente, una matriz circulante está definida también por la columna g_{w} de orden W^{th} de la matriz, R. de correlación de canal. En general cualquier columna mayor que la columna W^{th} puede ser usada con un vector índice apropiado (vector de permutación).

Esta matriz, R'_{cir} de correlación de canal circulante aproximada alternativa se refiere a la R_{cir} mediante la Ecuación 29.

Ecuación 29R'_{cir} = R_{cir} (:, \underline{p})\cdot

La ventaja con esta solución radica en que g_{W} se usa directamente sin permutación. No obstante, el vector s de chip de datos extendidos resuelto se requiere que sea permutado inversamente por el vector índice \overline{\underline{p}} mediante la Ecuación 30.

Permutando la primera fila en la solución anterior, la necesidad de la permutación inversa s se elimina.

Ecuación 30\overline{\underline{p}} = [N \cdot SF - W + 2 : N \cdot SF, 1 : N \cdot SF - W + 1]

La ecuación 31 es la descomposición FFT de la matriz R_{cir}.

Ecuación 31R_{cir} = D^{-1}_{P} \ \Lambda_{R} \ D_{P}

D_{P} es la matriz de FFT de puntos P y \Lambda_{R} la matriz diagonal, cuya diagonal es la FFT de la primera columna de la matriz R_{cir}. \Lambda_{R} es definida como \Lambda_{R} = diag(D_{P}q).

Usando una FFT la descomposición de la matriz, H'_{c} de respuesta de canal, se realiza como sigue. La filtración equilibrada, H'^{H}_{c} r', se representa mediante la Ecuación 32.

Ecuación 32H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}' = \sum\limits^{M}_{m=1} \ H^{H}_{cm} \ \underline{r}_{m}

La matriz de respuesta de canal que corresponde a cada secuencia muestreada, H_{cm}, M = 1, 2, ..., M, son matrices circulantes. Cada matriz puede ser descompuesta en tres FFT de multiplicación de matrices, por la ecuación 33.

Ecuación 33H_{cm} = D^{-1}_{P} \ \Lambda_{H \ cm} \ D_{P},

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m = 1 ... M

Como un resultado, la descomposición de la matriz de respuesta de canal es dada por la Ecuación 34.

Ecuación 34H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}' = D^{-1}_{P} \sum\limits^{M}_{m=1} \ \Lambda^{\text{*}}{}_{H \ cm} \ D_{P} \ \underline{r}_{m}

Para recuperar el vector s de chip de datos, se usa la Ecuación 35.

Ecuación 35\underline{s} = R^{-1}_{cir} \ H'{}^{H}_{c} \ \underline{r}' = D^{-1}_{P} \ \Lambda^{-1}_{R_{cm}} \ \sum\limits^{M}_{m=1} \Lambda^{\text{*}}{}_{H \ cm} \ D_{p} \ \underline{r}_{m}

En el dominio de la frecuencia, la Ecuación 35 se convierte en la Ecuación 36.

Ecuación 36F(\underline{s}) = \frac{\sum\limits^{M}_{m=1} \ F(\underline{h})^{\text{*}} \ \otimes \ F(\underline{r}_{m})}{F(\underline{q})}

\otimes representa la operación de multiplicación de elemento por elemento. Usando la Ecuación 36 se determina F(s). Tomando la transformación inversa de F(s) se determina el vector s de datos de propagación. Si se usa para la detección multiusuario en el enlace descendente o para un usuario único solamente usa una ranura de tiempo en el enlace ascendente, s es recompuesto usando todos los códigos para recuperar los datos d transmitidos como símbolos blandos. Si se usa para la detección de un único usuario en el enlace descendente, s es recompuesto usando los códigos de usuario para recuperar esos datos de usuario como símbolos blandos. Las decisiones de grabación se toman para convertir los símbolos blandos en símbolos duros.

Dos soluciones para ejecutar la composición FFT son un algoritmo de factores primos (PFA) y un algoritmo de base 2. Aunque un PFA es considerado más eficiente que un algoritmo de base 2 cuando se usa un número de puntos que no es una potencia de dos, el análisis de complejidad siguiente está basado en una ejecución de FFT de base 2 para simplicidad. La complejidad basada en el algoritmo de base 2 puede ser considerada como el caso peor. Una mejora adicional en la complejidad puede ser obtenida cuando se usa PFA. La ejecución de la FFT de base 2 de amortiguación cero conlleva que la amortiguación sea cero en la primera columna de H_{cm}, m = 1 ... M, los vectores r_{m}, m = 1 ... M y q. El amortiguamiento cero hace su longitud igual al entero de base 2 más próximo que sea mayor que o igual a la longitud de un campo de datos. Por ejemplo, la longitud de un campo de datos es de 976 chips para el tipo 1 en una descarga TDD especificada por la norma 3GPPW-CDMA. El entero de base 2 más próximo a 976 es 1024 (P=1024). P es el entero de base 2.

Se requieren cuatro tipos de cálculos de FFT de base 2: D_{P}r_{m'}, D_{P}h_{m'}, D_{P}g_{1} y D_{P}(\cdot)/P. Dos de los cálculos se calculan M veces para todas las secuencias muestreadas: D_{P}r_{m'} para m = 1 ... M y D_{P}h_{m'} para m = 1 ... M. Las otras dos se realizan solamente una vez para las secuencias muestreadas. D_{P}h_{m'} para m = 1 ... M y D_{P}g_{1} son calculadas una vez para la ranura de tiempo. D_{P}r_{m'} para m = 1 ... M, y D_{P}(\cdot)/P son calculadas dos veces para la ranura de tiempo. Como un resultado, se requiere un total de 3(M+1) cálculos de FFT de base 2. Cada uno necesita Plog_{2}P operaciones complejas. Suponiendo que cada operación compleja requiera cuatro operaciones reales, la complejidad para los cálculos de FFT de base 2 en términos de millones de operaciones reales por segundo (MROPS) es dada por la Ecuación 37.

Ecuación 37C_{1} = 3(M + 1) \ Plog_{2} \ P\cdot 4\cdot 100\cdot 10^{-6}

\hskip0.5cm

MROPS

Debido a la complejidad de las multiplicaciones de vectores, hay M multiplicaciones de vectores de elemento por elemento y una división de vectores de elemento por elemento, que se realizan dos veces por cada ranura de tiempo. Como un resultado, la complejidad de las operaciones vectoriales en términos de MROPS viene dada por la Ecuación 38.

Ecuación 38C_{2} = 2(M + 1)P\cdot 4\cdot 100\cdot 10^{-6}

\hskip0.5cm

MROPS

Debido a la complejidad del cálculo del vector g, este requiere MW^{2} operaciones complejas, que se realizan una vez por ranura de tiempo. La complejidad en términos de MROPS viene dada por la Ecuación 39.

Ecuación 39C_{3} = MW^{2}\cdot 4\cdot 100\cdot 10^{-6}

\hskip0.5cm

MROPS

La complejidad total con la excepción de la neutralización de la extensión, en MROPS, es dada por la ecuación 40.

Ecuación 40C_{fft} = C_{1} + C_{2} + C_{3}

\hskip0.5cm

MROPS

La neutralización de la extensión se realiza dos veces por ranura de tiempo. La complejidad de la neutralización de la extensión en términos de MROPS es dada por la Ecuación 41.

Ecuación 41C_{desp} = 2\cdot K\cdot N\cdot Q\cdot 4\cdot 100\cdot 10^{-6}

\hskip0.5cm

MROPS

Como un resultado, la complejidad total de la detección de datos, incluyendo la neutralización de la extensión, es dada por las Ecuaciones 42 ó 43.

Ecuación 42C_{Total} = C_{fft} + C_{desp}

\hskip0.5cm

MROPS

Ecuación 43C_{Total} = [3(M+1) \ Plog_{2}P + 2(M+1)P + MW^{2} + 2KNQ]\cdot 4\cdot 100\cdot 10^{-6} \hskip0.5cm MROPS \hskip1,5cm

Las tablas siguientes muestran la complejidad en MROPS para un cálculo de 1024 puntos de base 2 (P = 1024). La complejidad se muestrea en la Tabla 1 con el régimen del chip y en la Tabla 2 muestreando a dos veces el régimen del chip. Una comparación de la complejidad se efectúa en MROPS entre BLE-JD usando la descomposición de Cholesky aproximada y la detección de datos de baja complejidad, como se muestra en las Tablas 3 y 4. La Tabla 5 es una comparación de la complejidad que muestra la complejidad de la detección de datos de baja complejidad como un porcentaje de la complejidad de BLE-JD usando la descomposición de Cholesky aproximada. Como se muestra, la detección de datos de baja complejidad tiene mucha menor complejidad que la basada en BLE-JD de Cholesky aproximada. Dependiendo del número de descargas transmitido y de los factores de dispersión, para la mayoría de los casos, la detección de datos de baja complejidad es el 25% al régimen del chip, y el 30% al régimen doble del chip, de la complejidad de la BLE-JD basada en Choleski aproximada.

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TABLA 1 MROPS de una descarga completa que usa detección de datos de baja complejidad para el tipo 1 de descarga en el muestreo de régimen del chip

8

TABLA 2 MROPS de una descarga completa que usa detección de datos de baja complejidad para el tipo 1 de descarga en el muestreo de régimen del chip

9

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TABLA 3 Comparación en MROPS entre BLE-JD (descomposición de Choleski aproximada) y detección de datos de baja complejidad en el muestreo de régimen del chip

Factor extensión, Q	Nº descargas, K	Algoritmo propuesto	BLE-JD
1	1	26,7	318,2
16	8	32,2	81,1
	12	35,3	174,8
	13	36	205,5
	14	36,8	239,4
	16	38,4	318,2

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TABLA 4 Comparación en MROPS entre BLE-JD (descomposición de Choleski aproximada) y detección de datos de baja complejidad en el muestreo al doble de régimen del chip

Factor extensión, Q	Nº descargas, K	Algoritmo propuesto	BLE-JD
1	1	52,6	427,8
16	8	58,1	124,8
	12	61,2	248,3
	13	61,9	287,7
	14	62,7	330,4
	16	64,3	427,8

TABLA 5 Complejidad de FFT de la matriz de correlación externa como un porcentaje de la complejidad de BLE-JD basada en Cholesky. BLE-JD basada en Cholesky aproximada se establece en el 100% de complejidad

Factor extensión	Nº descargas	Muestreo al régimen	Muestreo al doble del régimen
		del chip	del chip
1	1	8%	12%
16	8	39%	47%
	12	20%	25%
	13	18%	22%
	14	15%	19%
	16	12%	15%

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Las figuras 5 a 15 son gráficos del comportamiento de la detección de datos de baja complejidad. Se simulan dos servicios de alto régimen de datos. Uno es una transmisión de código único con SF = 1 y el otro la transmisión multicodificada con doce códigos y el factor 16 de extensión para cada uno. La detección de datos de baja complejidad es ensayada bajo diversos tipos de extensión del retardo que incluyen cuatro (WG4) del grupo de trabajo 3GPP definidos por los casos 1, 2 y 3. Las simulaciones se establecen para ambos el régimen de muestreo del chip y el doble de este régimen del chip. La longitud del retardo extendido se supone W=57. El error de regulación cero se supone a través de todas las simulaciones. La respuesta de impulso de canal se supone que es exactamente conocida. En general el comportamiento del BER (Régimen de Errores de Bits) del caso multicódigo es mejor que el correspondiente a su contrapartida de código único en la simulación. Para el ejemplo particular usado en la simulación, la transmisión de código único usa 16 unidades de recurso por ranura a de tiempo mientras que la transmisión multicódigo usa solamente 12 unidades de recurso en cada ranura de tiempo. La utilización de solamente 12 códigos produce menos interferencia y por lo tanto un mejor BER. En comparación con BLE-JD, se observa solamente una pequeña o limitada degradación para el algoritmo propuesto basado en la descomposición FFT de la matriz (FFT-R) de correlación del canal en los casos de código único y de múltiples códigos. En el caso de código único, la solución basada en la FFT-R es idéntica a la estructura de igualación lineal de bloques. La solución basada en la FFT-R propuesta y la solución basada en la FFT de la matriz (FFT-H) de respuesta del canal son idéntica entre sí en el muestreo de régimen del chip.

El comportamiento de la detección de datos de baja complejidad usando la FFT-R y FFT-H es comparada con un enlace de usuario único ideal, una filtración conjugada de caso peor, BLE-JD y la detección de usuario único con BLE usando una descomposición de Cholesky aproximada. Para los puntos de trabajo de interés, el margen de DER estuvo comprendido típicamente entre el 1% y el 10%. Solamente unas pequeñas o limitadas degradaciones del comportamiento de la relación SNR (Relación de Ruido a Señal) fueron observadas para la detección de datos de baja complejidad en comparación con BLE-JD, y un mejor comportamiento de la SNR significativo sobre la filtración conjugada (MF). La detección de datos de baja complejidad se comporta bien también en un medio de canal de ruido gaussiano blanco aditivo (AWGN). Las figuras 5 a 15 muestran que la detección de datos de baja complejidad ofrece un comportamiento muy comparable en VER o SNR con un consumo de potencia y una complejidad mucho más bajas en comparación con la BLE-JD que usa la descomposición de Cholesky aproximada.

Claims

1. Un método para ser usado en la recepción de una pluralidad de señales de datos transmitidas sobre un espectro compartido en una ranura de tiempo en un sistema de comunicación dúplex por división de tiempo que usa acceso múltiple de división de códigos, experimentando cada señal de datos una respuesta de canal similar, comprendiendo el método:

recibir una señal combinada sobre el espectro compartido en la ranura de tiempo, comprendiendo la señal combinada la pluralidad de señales (48) de datos;

muestrear la señal combinada;

estimar la respuesta (50) de canal similar; estando caracterizado el método por:

: el muestreo que se efectúa al doble o más de un régimen de chip de la señal combinada;

: construir una matriz H de respuesta de canal basada en la respuesta (52) de canal estimada;

: determinar un vector de datos extendido basado en parte en una descomposición de la transformación FFT de Fourier rápida de una versión circulante de la matriz de respuesta de canal o una matriz de correlación de canal, estando basada la matriz de correlación de canal construida en un conjugado complejo de la matriz de respuestas de canal multiplicado por la matriz, H^{H}H de respuesta de canal; y

: deshacer la extensión del vector de datos extendido para recuperar datos de la señal combinada recibida (56).

2. El método de la reivindicación 1, en el que el muestreo se efectúa al doble del régimen del chip.

3. El método de la reivindicación 1, en el que la determinación se realiza usando un algoritmo de fuerza cero.

4. El método de la reivindicación 1, en el que la determinación se realiza usando un algoritmo de error cuadrático medio mínimo.

5. El método de la reivindicación 1, para ser usado en la detección multiusuario del enlace inferior en el que se deshace la extensión usando todos los códigos usados en la ranura de tiempo.

6. El método de la reivindicación 1, para ser usado en la detección de usuario único en la que la extensión se deshace usando códigos asociados con un usuario único en la ranura de tiempo.

7. El método de la reivindicación 6, en el que la detección de usuario único es una detección de usuario único de enlace superior y el usuario único es un usuario solamente que transmite en la ranura de tiempo.

8. El método de la reivindicación 1, en el que la descomposición de FFT se realiza usando una primera fila permutada de la matriz de correlación de canal.

9. El método de la reivindicación 1, en el que la descomposición de FFT se realiza usando una fila de definición de la matriz de correlación de canal.

10. Un receptor para ser usado en un sistema de comunicación dúplex por división de tiempo que usa acceso múltiple por división de código, usando el sistema de comunicación una pluralidad de señales de datos en una ranura de tiempo, experimentando cada señal de datos una respuesta de canal similar, y comprendiendo el receptor:

una antena (40) para recibir señales de radiofrecuencia que incluyen la pluralidad de señales de datos;

un desmodulador (42) para desmodular señales de radiofrecuencia para producir una señal de banda de base;

un dispositivo (44) de estimación de canal para estimar la respuesta de un canal similar; caracterizado el receptor por:

: la respuesta del canal similar que es estimada al régimen doble o mayor del régimen del chip de la señal combinada;

: un dispositivo (46) de detector de datos para construir una matriz H de respuesta de canal, que represente un canal de las señales de datos basado en la respuesta de canal estimada, que determina un vector de datos extendidos basado en, o en parte, una transformación FFT de Fourier rápida de un versión circulante de la matriz de respuesta de canal o la matriz de correlación de canal, representando la matriz de correlación del canal un canal de las señales de datos construido basado en un complejo conjugado de la matriz de respuesta de canal multiplicada por la matriz H^{H}H de respuesta de canal, y deshaciendo la extensión del vector de datos extendidos para recuperar datos de la señal combinada recibida.

11. El receptor de la reivindicación 10, en el que el muestreo se efectúa al doble de la velocidad del chip.

12. El receptor de la reivindicación 10, en el que la descomposición FFT se realiza usando una primera fila permutada de la matriz de correlación de canal.

13. El receptor de la reivindicación 10, en el que la descomposición FFT se realiza usando una fila de definición de la matriz de correlación de canal.