ES2263871T3 - Dispositivo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo. - Google Patents

Abstract

Dispositivo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo (W) por medio de una bobina de inducción (I), en particular para el endurecimiento de piezas de trabajo (W), que comprende un primer ondulador (22) alimentado por un primer rectificador (24) y un primer circuito resonante (20) operado por este ondulador (22) que está conformado para una primera frecuencia (f0) como frecuencia de resonancia, un segundo ondulador (32) alimentado por un segundo rectificador (34) a través de un circuito intermedio de tensión (36), y un segundo circuito resonante (30) operado por este ondulador (32) que está conformado para una segunda frecuencia (fRS) como frecuencia de resonancia, en el que la segunda frecuencia (fRS) es mayor que la primera frecuencia (f0), al menos un transformador (T1, T2) previsto entre uno de los onduladores (22, 32) y el circuito resonante (20, 30) asignado a éste, y una derivación de carga inductiva (10) que comprende la bobina de inducción (I) con conexiones de carga (AL1, AL2), que está unida a través de las conexiones de carga (AL1, AL2) tanto con el primer circuito resonante (20) como con el segundo circuito resonante (30) y que está integrada como inductividad tanto en el primer circuito resonante (20) como en el segundo circuito resonante (30), caracterizado porque el primer ondulador (22) está alimentado por un circuito intermedio de tensión (26), porque el primer circuito resonante (20) está conformado como circuito resonante L- LC, porque el circuito resonante (20) L-LC presenta para la tensión alterna de la segunda frecuencia (fRS) acoplada a través de las conexiones de carga (AL1, AL2) una derivación de atenuación (16) y una derivación de casi cortocircuito (18) situada a continuación de esta derivación de atenuación (16), porque el circuito resonante L-LC (20), para el acoplamiento de la derivación de casi cortocircuito (18) presenta con el primer ondulador (22) una inductividad de acoplamiento (L1), y porque la derivación de atenuación (16) de la derivación de casi cortocircuito (18) y la inductividad de acoplamiento (L1) atenúan reacciones de tensiones alternas de la segunda frecuencia (fRS) en el primer ondulador (22).

Description

Dispositivo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo.

La invención se refiere a un dispositivo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo por medio de una bobina de inducción, en particular para el endurecimiento de piezas de trabajo, que comprende un primer ondulador alimentado por un primer rectificador y un primer circuito resonante operado por este ondulador que está conformado para una primera frecuencia como frecuencia de resonancia, un segundo ondulador alimentado por un segundo rectificador a través de un circuito intermedio de tensión, y un segundo circuito resonante operado por este ondulador que está conformado para una segunda frecuencia como frecuencia de resonancia, en el que la segunda frecuencia es mayor que la primera frecuencia, al menos un transformador previsto entre el primer ondulador y el circuito resonante asignado a éste, y una derivación de carga inductiva que comprende la bobina de inducción con conexiones de carga, que está unida a través de las conexiones de carga tanto con el primer circuito resonante como con el segundo circuito resonante y que está integrada como inductividad tanto en el primer circuito resonante como en el segundo circuito resonante.

Un dispositivo de este tipo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo se conoce del documento
DE4011612A1, Fig. 4.

En este tipo de dispositivos que trabajan con dos frecuencias existe el problema de garantizar que el ondulador no es perturbado en su funcionamiento por medio de la otra frecuencia correspondiente, y además construir el ondulador del modo más ventajoso posible.

Este objetivo se consigue con un dispositivo del tipo descrito al comienzo, según la invención, gracias al hecho de que el primer ondulador esté alimentado por un circuito intermedio de tensión, que el primer circuito resonante esté conformado como circuito resonante L-LC, que el circuito resonante L-LC presente para la tensión alterna de la segunda frecuencia acoplada a través de las conexiones de carga una derivación de atenuación, y una derivación de casi cortocircuito que esté a continuación de esta derivación de atenuación, que el circuito resonante L-LC para el acoplamiento de la derivación de casi cortocircuito con el primer ondulador presente una inductividad de acoplamiento, y que la derivación de atenuación de la derivación de casi cortocircuito y la inductividad de acoplamiento atenúen reacciones de tensiones alternas de la segunda frecuencia sobre el primer ondulador.

La ventaja de esta solución reside en que mediante una conformación de este tipo del primer ondulador, éste, como consecuencia de su control por tensión, se puede realizar de un modo sencillo, y adicionalmente existe la posibilidad de evitar las perturbaciones del primer ondulador por medio de la segunda frecuencia como consecuencia del circuito resonante L-LC previsto con la derivación de atenuación y la derivación de casi cortocircuito.

La invención prevé que el primer circuito resonante esté conformado como circuito resonante L-LC, y comprenda una derivación de acoplamiento conectada en paralelo con el circuito de carga y unida con éste por medio de las conexiones de carga, en la que esté dispuesta la inductividad de acoplamiento y que atenúe reacciones de tensiones alternas de la segunda frecuencia en el primer ondulador.

Una derivación de acoplamiento de este tipo con derivación de atenuación tiene la gran ventaja de que ésta se puede realizar ventajosamente para el desacoplamiento del primer ondulador respecto a tensiones alternas con la segunda frecuencia.

Gracias al hecho de que la derivación de acoplamiento presenta una derivación de casi cortocircuito para tensiones alternas de la segunda frecuencia, para este tipo de tensiones resulta un cortocircuito de baja impedancia.

Para atenuar las tensiones alternas de la segunda frecuencia que actúan sobre la derivación de casi cortocircuito ya antes de que tengan un efecto sobre la derivación de casi cortocircuito, está previsto, preferentemente, que la derivación de casi cortocircuito esté acoplada a través de una inductividad de choque para tensiones alternas de la segunda frecuencia a las conexiones de carga, de manera que por medio de la inductividad de choque se puede realizar una atenuación todavía mejor de la reacciones de tensiones alternas de la segunda frecuencia en el primer ondulador.

Además, la derivación de acoplamiento se puede conformar ventajosamente de tal manera que la derivación de casi cortocircuito esté acoplada por medio de la inductividad de acoplamiento con el primer ondulador, de manera que la derivación de casi cortocircuito pueda ser efectiva de un modo óptimo.

Respecto a la conformación de la derivación de cortocircuito, se puede pensar en las más diferentes soluciones.

De esta manera, una solución especialmente ventajosa prevé que la derivación de casi cortocircuito comprenda una capacidad.

En este caso, la capacidad se ha de diseñar de tal manera que cortocircuite las tensiones de la segunda frecuencia.

Por otro lado, en el segundo circuito resonante también se requiere una capacidad del circuito resonante.

La capacidad del circuito resonante está conformada en este caso de tal manera que incluye la capacidad de la derivación de cortocircuito.

Una solución especialmente adecuada prevé que la capacidad del circuito resonante esté dispuesta así mismo en la derivación de acoplamiento.

En el caso más sencillo, en este caso, la capacidad del circuito resonante es idéntica a la capacidad de la derivación de cortocircuito.

Respecto al funcionamiento del primer circuito resonante, hasta el momento no se han dado indicaciones más precisas. En principio, se podría pensar en operar el primer circuito resonante en un intervalo alrededor de la frecuencia de resonancia.

Una solución especialmente adecuada respecto al control de potencia del primer ondulador prevé que el primer circuito resonante se opere por el primer ondulador directamente a la primera frecuencia, es decir, a su frecuencia de resonancia. Esto tiene grandes ventajas respecto a un control de potencia del ondulador, ya que se pueden reducir las pérdidas por conmutación.

Respecto a la conformación general del primer circuito resonante, se ha mostrado como algo ventajoso que éste comprenda, además de una inductividad de acoplamiento, un circuito resonante paralelo.

Con un circuito resonante paralelo de este tipo se puede atenuar de modo ventajoso la tensión alterna de la segunda frecuencia.

Preferentemente, en este caso, está previsto que el circuito resonante paralelo presente una frecuencia de resonancia que difiera de la frecuencia de resonancia del primer circuito resonante, preferentemente, la frecuencia de resonancia del circuito resonante paralelo difiere sólo ligeramente de la frecuencia de resonancia del primer circuito resonante, de manera que las pérdidas condicionadas por medio del circuito resonante paralelo se pueden despreciar.

Preferentemente, en este caso el circuito resonante paralelo comprende al menos un condensador, y como inductividad al menos la inductividad conformada por la derivación de carga inductiva, estando conectado el condensador en paralelo con la derivación de carga inductiva.

Sin embargo, también se puede pensar en prever en el circuito resonante paralelo varios condensadores y varias inductividades.

Una forma de realización especialmente adecuada de un dispositivo conforme a la invención prevé que en el primer circuito resonante esté dispuesta entre una de las conexiones de carga y el condensador paralelo a la derivación de carga una inductividad de choque.

Una inductividad de choque de este tipo prevista en el circuito resonante paralelo consigue, además, evitar la posibilidad de que la corriente alterna actúe con la segunda frecuencia en el primer ondulador.

Un ejemplo de realización especialmente ventajoso de un primer circuito resonante conformado según la invención prevé que el primer circuito resonante presente una capacidad de acoplamiento con la que se pueda optimizar la transmisión de energía.

Preferentemente, en este caso, la capacidad de acoplamiento y la inductividad de acoplamiento están conectadas en serie.

Es especialmente adecuado para el acoplamiento del primer ondulador que la inductividad de acoplamiento y la capacidad de acoplamiento estén dispuestas en la derivación de acoplamiento entre la derivación de casi cortocircuito y el primer ondulador.

Respecto a la conformación del segundo circuito resonante, hasta el momento no se han dado indicaciones más precisas. De este modo, por ejemplo, también se podría pensar en conformar el segundo circuito resonante como circuito en paralelo.

Sin embargo, se ha mostrado como especialmente ventajoso el hecho de que el segundo circuito resonante sea un circuito resonante en serie, ya que con éste se puede atenuar de un modo sencillo una reacción de una corriente alterna con la primera frecuencia en el segundo oscilador.

Respecto al control del ondulador, se puede pensar en las más diferentes soluciones.

Una forma especialmente ventajosa prevé que al primer ondulador esté asignado un primer control del ondulador como control de potencia.

Un control de potencia de este tipo se puede realizar de diferentes maneras.

En el caso de la primera frecuencia, es especialmente adecuado que el primer control del ondulador controle la potencia del primer ondulador por medio de una modulación de duración de impulsos.

El empleo de la modulación de duración de impulsos para el control de potencia del primer ondulador tiene sentido, en particular, con frecuencia de hasta 50 kHz, como máximo de hasta 100 kHz.

En el caso de frecuencias mayores, una solución ventajosa prevé que en lugar de la modulación de duración de impulsos para el control de potencia se emplee un control de paquetes de impulsos.

El procedimiento de la modulación de duración de impulsos ofrece la ventaja de que se puede realizar de un modo sencillo un control de potencia, en el que, preferentemente se realiza una conmutación de la tensión, en particular una conexión de la tensión en los pasos por cero de la corriente.

Respecto al control del segundo ondulador, así mismo, se puede pensar en las más diferentes posibilidades.

Es especialmente adecuado que al segundo ondulador esté asignado un segundo control del ondulador como control de carga, para también poder controlar la tensión del segundo ondulador de un modo adecuado.

Fundamentalmente, en el segundo control del ondulador también se podría pensar en emplear para el control de la potencia modulaciones de duración de impulsos, en particular en el caso de frecuencias inferiores a 100 kHz.

En el caso de frecuencias por encima de 100 kHz está previsto, de modo adecuado, que el segundo control del ondulador controle la potencia del segundo ondulador en la segunda frecuencia por medio de un control de paquetes de impulsos.

Un control de paquetes de impulsos comprende en este caso un control del ondulador, de tal manera que éste conecta la tensión al menos en una media onda completa de la corriente alterna que fluye en el segundo circuito resonante, y gracias a ello conforma un paquete de impulsos, y después de este paquete de impulsos prevé, de modo correspondiente al grado de modulación, un intervalo sin impulsos hasta el siguiente paquete de impulsos. El paquete de impulsos, sin embargo, también puede comprender varias medias ondas, habitualmente un periodo, y entonces, dependiendo del grado de modulación, se puede elegir después del paquete de impulsos el intervalo previsto sin impulsos más largo o más corto.

Una forma de realización especialmente adecuada de un dispositivo conforme a la invención prevé que el dispositivo presente un control integral que esté acoplado con el primer y con el segundo control del ondulador, y con el que se pueda ajustar la potencia del primer ondulador y la potencia del segundo ondulador de modo diferente. Preferentemente, las potencias, en este caso, se pueden ajustar de modo relativo entre ellas con una relación diferente.

Con un control integral de este tipo existe la posibilidad de adaptar la potencia de la corriente alterna con las diferentes frecuencias de modo individual a la pieza de trabajo correspondiente, y con ello obtener un calentamiento óptimo de la pieza de trabajo, en particular adaptándola a la forma de la superficie de la misma.

De un modo adecuado, en este caso está previsto que con el control integral se puedan ajustar fundamentalmente de modo continuo la potencia del primer ondulador y la potencia del segundo ondulador, respectivamente.

En este caso está previsto, preferentemente, que la potencia del primer ondulador se pueda ajustar de modo relativo a la potencia del segundo ondulador al menos en un intervalo que va desde una relación de 60:40 hasta una relación de 40:60, siendo todavía mejor que el intervalo vaya de una relación de 30:70 a una relación de 70:30, y se prefiere al menos un intervalo que vaya desde una relación de 10: 90 a una relación de 90:10.

Respecto a la diferencia entre la primera y la segunda frecuencia, hasta el momento, no se han dado indicaciones más precisas conjuntamente con la presente invención. De este modo, sólo se ha constatado que la segunda frecuencia ha de ser mayor que la primera frecuencia.

Se ha mostrado como especialmente adecuado que la primera frecuencia y la segunda frecuencia se diferencien en al menos media década, para poder atenuar lo mejor posible en los circuitos resonantes correspondientes la reacción de la otra frecuencia, respectivamente, en el ondulador asignado al circuito resonante, y para conseguir diferentes efectos sobre la pieza de trabajo.

Respecto a las frecuencias de los circuitos resonantes individuales, así mismo, hasta el momento no se ha dado ninguna indicación más precisa conjuntamente con la explicación de la invención. De este modo, un ejemplo de realización ventajoso prevé que la primera frecuencia esté en un intervalo de 1 kHz a 500 kHz.

Respecto a la segunda frecuencia, hasta el momento, de la misma manera, no se han dado indicaciones más precisas. De este modo, una solución ventajosa prevé que la segunda frecuencia esté en un intervalo de 5 kHz a 3 MHz.

En principio, las inductividades y las capacidades en los circuitos resonantes individuales se han de dimensionar de modo correspondiente a la primera frecuencia prevista o a la segunda frecuencia prevista.

Únicamente en los casos en los que estén previstas bobinas de choque se dan más grados de libertad por lo que refiere al dimensionamiento de los componentes.

De este modo, una solución especialmente ventajosa prevé que la inductividad de choque presente en el primer circuito resonante un valor de inductividad que tenga un valor mínimo, aproximadamente, que sea el triple de la suma de los valores de inductividad del resto de inductividades del primer circuito resonante.

Además, en el caso de una inductividad de choque está prevista una derivación de acoplamiento que está dispuesta entre la derivación de casi cortocircuito y la conexión de carga, y está previsto que ésta presente un valor de inductividad que se corresponda al menos con el triple del valor de inductividad de circuito de carga.

Respecto a la realización del circuito de carga, hasta el momento no se han dado indicaciones más precisas.

En el caso más sencillo, el circuito de carga se ha de realizar de tal manera que sólo comprenda la bobina de inducción.

Para poder llevar a cabo una adaptación de modo ventajoso, está previsto, preferentemente, que en el circuito de carga esté previsto un transformador entre las conexiones de carga y la bobina de inducción.

Conjuntamente con los ejemplos de realización descritos hasta el momento, no se ha entrado con más detalle en si entre los onduladores y los circuitos resonantes correspondientes se tiene que prever un transformador.

Preferentemente se ha de prever un transformador al menos entre uno de los onduladores y el circuito resonante asignado a éste, para desacoplar los dos onduladores acoplados por medio del circuito de carga respecto a potenciales de tensión continua de los potenciales de tensión continua de este tipo.

Es especialmente ventajoso que entre el primer ondulador y el primer circuito resonante esté previsto un transformador de adaptación que, correspondientemente, haga posible además una adaptación al circuito resonante correspondiente.

Además, igualmente, es ventajoso que también entre el segundo ondulador y el segundo circuito resonante esté previsto un transformador de adaptación.

Otras características y ventajas de la solución conforme a la invención son objeto de la siguiente descripción, así como de la representación ilustrativa de algunos ejemplos de realización. En el dibujo se muestra:

Fig. 1 una representación esquemática de un primer ejemplo de realización de un dispositivo conforme a la invención;

Fig. 2 una representación en perspectiva aumentada de una bobina de inducción del ejemplo de realización representado en la Fig. 1 y de la tensión alterna que se da en esta bobina de inducción;

Fig. 3 una representación esquemática aumentada de un primer rectificador, de un primer ondulador con el circuito resonante;

Fig. 4 una representación esquemática de la evolución de la tensión generada por el primer ondulador, y de la tensión correspondiente;

Fig. 5 una representación esquemática del segundo rectificador, del segundo ondulador y del segundo circuito resonante;

Fig. 6 una representación de la evolución temporal de la tensión generada por el segundo ondulador y de la corriente generada por el segundo ondulador con una modulación al 100%.

Fig. 7 una representación esquemática de la evolución de la tensión y de la corriente similar a la de la Fig. 6 con una modulación al 50%;

Fig. 8 una representación esquemática de la evolución de la tensión y de la corriente similar a la de la Fig. 6 con una modulación del 20%, y

Fig. 9 una representación esquemática de un segundo ejemplo de realización de un dispositivo conforme a la invención similar a la Fig. 1.

Un primer ejemplo de realización de un dispositivo conforme a la invención para el calentamiento inductivo de una pieza de trabajo W comprende, tal y como se representa en la Fig. 1, una derivación de carga 10 inductiva en la que está dispuesta una bobina de inducción I, con la que se puede calentar la pieza de trabajo W de modo inductivo, en particular, se puede endurecer.

La bobina de inducción I, en este caso, está unida a través de un transformador T3 con conexiones de carga AL1 y AL2 y, en concreto, de tal manera que un devanado primario T3_{1} está conectado eléctricamente directamente con las conexiones de carga AL1 y AL2, mientras que un devanado secundario T3_{2} del transformador T3 está conectado eléctricamente directamente con la bobina de inducción I.

En conjunto, con ello se conforma la derivación de carga 10 inductiva por medio del transformador T3 y la bobina de inducción, que en principio representan inductividades, en las que L [T3_{1}] = (Relación del transformador)^{2} · L[I]

En paralelo a la derivación de carga 10, entre las conexiones de carga AL1 y AL2 se encuentra una derivación de acoplamiento 12 que conjuntamente con la derivación de carga 10 conforma un primer circuito resonante 20.

La derivación de acoplamiento 12 del primer circuito resonante 20 comprende en este caso una capacidad C1 dispuesta entre las conexiones AC1 y AC2, que está conectada entre las conexiones AL1 y AL2 en paralelo con la derivación de carga 10, en la que, preferentemente, entre una de las conexiones AC1 o AC2 y la conexión de carga AL1 o AL2 correspondiente está prevista una inductividad de choque L2 que se explica posteriormente con más detalle.

Adicionalmente, la conexión AC1 o AC2 de la derivación de acoplamiento 12 está conectada por medio de una inductividad de acoplamiento L1 con un transformador T1, y en concreto con un devanado secundario T1_{2} del mismo, mientras que un devanado primario T1_{1} del transformador T1 está conectado con salidas A1_{1} y A2_{1} de un primer ondulador 22 al que se le suministra tensión continua a partir de un primer rectificador 24 a través de un circuito intermedio de tensión 26, en el que en el circuito intermedio de tensión 26, entre el primer rectificador 24 y el primer ondulador 22 está previsto un condensador CG_{1}, que sirve para atenuar la reacción de tensiones alternas a la frecuencia del primer ondulador 22 sobre la red de distribución para el primer rectificador 24.

El ondulador 22, en este caso, es un denominado ondulador con circuito intermedio de tensión que se ha de explicar posteriormente con más detalle, que trabaja de tal manera que opera el circuito resonante 20 en resonancia.

El primer circuito resonante 20 del primer ejemplo de realización representado se puede designar como circuito resonante L-LC.

La frecuencia de resonancia de este circuito resonante L-LC 20, en este caso, está determinada por medio de los valores de inductividad L[L1], L[L2] de las inductividades L1, L2, y por medio del valor de inductividad L[T3_{1}] del devanado primario T3_{1}, así como la capacidad C1. Este circuito resonante L-LC 20 tiene una frecuencia de resonancia f_{0} que está fijada de la siguiente manera

f_{0} = \frac{1}{2 \pi \sqrt{\frac{C1}{\frac{1}{L[L1]} + \frac{1}{L[L2] + L[T3_{1}]}}}}

En este caso, en el primer circuito resonante 20 fluye una corriente desde la derivación de carga 10 al condensador C1 de la derivación de acoplamiento 12, y a la inversa, de manera que de un modo sencillo se puede considerar una parte del primer circuito de oscilación 20 de tal manera como si éste fuera un circuito resonante paralelo 14, con la capacidad C1 y la inductividad de choque L2 conectada en serie como el devanado primario T3_{1}.

Un circuito resonante paralelo 14 de este tipo, sin embargo, tendría en este caso una frecuencia de resonancia f_{RP}

f_{RP} = \frac{1}{2 \pi \sqrt{\frac{C1}{\frac{1}{L[L2] + L[T3_{1}]}}}}

en la que la inductividad que determina la frecuencia de resonancia f_{RP} de este circuito resonante 14 paralelo se ha de conformar a partir de la suma de los valores de inductividad L[L2] y L[T3_{1}].

En este caso, esta frecuencia de resonancia f_{RP} está por debajo de la frecuencia de resonancia f_{0} del primer circuito resonante 20.

Gracias al hecho de que, a pesar de ello, el circuito resonante 20 se opera a la frecuencia de resonancia f_{0}, este circuito resonante paralelo 14 que representa una parte del circuito resonante 20 no oscila a su frecuencia de resonancia f_{RP}, de manera que realmente, en la bobina de inducción I se produce un calentamiento inductivo de la pieza de trabajo W por medio de una corriente alterna con la frecuencia de resonancia f_{0}.

El primer ondulador 22 trabaja en este caso, preferentemente, en un intervalo de 1 kHz a 500 kHz, en particular a una denominada frecuencia central.

Para, junto con el calentamiento inductivo de la pieza de trabajo W con la corriente alterna de la frecuencia f_{0}, poder calentar también al mismo tiempo la pieza de trabajo W de modo inductivo con una corriente alterna de una mayor frecuencia, está previsto un segundo circuito resonante 30, preferentemente un circuito resonante en serie, que está conformado por medio de un condensador C2 y de una derivación de carga 10 inductiva, estando conectado el condensador C2 en serie con el devanado primario T3_{1} del transformador T3 y encontrándose, por ejemplo, en la conexión entre la primera conexión de carga AL1 y un devanado secundario T2_{2} de un transformador T2, mientras que el devanado secundario T2_{2} además está conectado directamente con la segunda conexión de carga AL2.

El transformador T2 está conectado con su devanado primario T2_{1} con una parte de salida de un segundo ondulador 32, que está alimentado con tensión continua por medio de un segundo rectificador 34.

Este segundo ondulador 32 trabaja del mismo modo que el ondulador controlado por tensión, y genera una corriente alterna con una frecuencia de resonancia f_{RS} del circuito resonante en serie 30, que resulta de la siguiente manera

f_{RS} = \frac{1}{2 \pi \sqrt{\frac{C2}{\frac{1}{L[T3_{1}]} + \frac{1}{L[L2]}}}}

En este circuito resonante en serie 30, la derivación de carga 10 inductiva representa, en particular por medio del devanado primario T3_{1} del transformador T3, la inductividad conectada en serie con el condensador C2, estando conectado el devanado primario T3_{1} en paralelo con la inductividad L2.

La segunda frecuencia de resonancia f_{RS}, en este caso, es mayor que la primera frecuencia de resonancia f_{0}, y está preferentemente en frecuencias en el intervalo de 5 kHz a 3 MHz.

Aunque con ello tanto el primer circuito resonante 20 que comprende el circuito resonante paralelo 14 como el segundo circuito resonante 30 realizado como circuito resonante conectado en serie comprenden cada uno de ellos la misma derivación de carga 10 inductiva como inductividad, ni la primera frecuencia de resonancia f_{0} ni la segunda frecuencia de resonancia f_{RS} llevan a perturbaciones de segundo y del primer ondulador 32 y 22 que trabajan respectivamente con esta frecuencia, en concreto, por las siguientes razones:

Si se observan las relaciones en el primer circuito resonante 20 para la tensión alterna de la segunda frecuencia f_{RS}, acoplada en éste a través de las conexiones de carga AL1 y AL2, entonces la derivación de carga 12 comprende en primer lugar una derivación de atenuación 16 que en el ejemplo de realización representado está conformada por medio de la inductividad de choque L2, y a continuación de esta derivación de atenuación 16 está conformada una derivación de casi cortocircuito 18, que en el ejemplo de realización representada está conformada por medio del condensador C1.

La inductividad de choque L2 está dimensionada en este caso de tal manera que reduce el acoplamiento de una corriente alterna de la segunda frecuencia f_{RS} en el primer ondulador 22, ya que por medio de la inductividad de choque L2 se atenúa una corriente alterna de la frecuencia f_{RS} en la derivación de acoplamiento 12.

La inductividad de choque L2 es especialmente efectiva cuando su valor de inductividad L[L2] es al menos tres veces más grande que el valor de inductividad L[T3_{1}] del devanado primario T3_{1} del transformador T3, de manera que gracias a ello, en la conexión AC_{1} del condensador C1 se ajusta sólo una corriente alterna reducida con la segunda frecuencia de resonancia f_{RS}.

Adicionalmente, la derivación de casi cortocircuito 18 en la derivación de acoplamiento 12 que está conformada en el ejemplo de realización representado por medio de la capacidad C1, lleva a un cortocircuito para una corriente alterna de la segunda frecuencia f_{RS}, de manera que gracias a ello se realiza una supresión adicional de la conformación de una corriente alterna de la segunda frecuencia f_{RS} en la derivación de acoplamiento 12.

Con ello se produce, en su junto, ya a través de la derivación de atenuación 16 y de la derivación de casi cortocircuito 18 en la derivación de acoplamiento 12 una atenuación, en su mayor parte, de la conformación de una corriente alterna de la segunda frecuencia f_{RS}, de manera que se puede evitar en su mayor parte una reacción de la misma en el segundo ondulador 22.

Una atenuación adicional de la reacción de una tensión alterna con la segunda frecuencia f_{RS} en el primer ondulador 22 se realiza además por medio de la inductividad de acoplamiento L1 que está prevista entre el devanado secundario T12 del transformador T1 y la conexión AC1. En este caso, el valor de la inductividad L[L1] de la inductividad de acoplamiento L1 es preferentemente aproximadamente tres veces mayor que la suma de los valores de inductividad L[L2] y L[T3_{1}] de la inductividad L2 y del devanado primario T3_{1}.

En conjunto, con ello, el primer ondulador 22 trabaja fundamentalmente sin estar influido por la tensión alterna de la segunda frecuencia de resonancia f_{RS}.

Adicionalmente, tampoco se producen reacciones de tensiones alternas de la primera frecuencia de resonancia f_{0} en el segundo ondulador 32 que se opera con la segunda frecuencia de resonancia f_{RS}, y en concreto, como consecuencia del condensador C2 que se encuentra en serie entre la primera conexión de carga AL1 y el devanado secundario T22 del transformador T2, que como consecuencia de su reducida capacidad para la corriente alterna de la primera frecuencia de resonancia f_{RP} actúa realizando un bloqueo, y con ello, lleva a una atenuación suficientemente grande de la reacción de la misma en el segundo ondulador 32.

Adicionalmente, el dispositivo conforme a la invención también comprende para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo W un control integral 40 con el que existe la posibilidad de controlar el primer ondulador 22 y el segundo ondulador 32, respecto a su potencia relativa entre ellos, en un intervalo amplio, preferentemente en una relación que va de 1:99 hasta una relación de 99:1, para así, dependiendo del caso de aplicación, operar la bobina de inducción I con corriente alterna de la primera frecuencia de resonancia f_{0}, y corriente alterna de la segunda frecuencia de resonancia f_{RS} con una potencia diferente, respectivamente, y para poder actuar con los campos correspondientes sobre la pieza de trabajo W.

Con ello, existe la posibilidad, tal y como demuestra la Fig. 2 a partir de una rueda dentada conformada como pieza de trabajo, de calentar con los campos de una corriente alterna que presenta dos componentes de frecuencia, en concreto f_{0} y f_{RS}, la pieza de trabajo W en su superficie de modo inductivo, y conseguir un calentamiento uniforme de la superficie, y con ello un endurecimiento uniforme de la superficie, que se expresa en el hecho de que tanto en la región de cabeza del diente como en la región del pie del diente el calentamiento es aproximadamente igual de elevado, y con ello, también se puede alcanzar una profundidad de endurecimiento aproximadamente igual.

Esto depende de la pieza de trabajo, y requiere, por ejemplo en el caso de una forma determinada de la pieza de trabajo W, un ajuste de la potencia de tal manera que la potencia de la corriente alterna con la primera frecuencia de resonancia f_{0} sea mayor que la potencia de la corriente alterna con la segunda frecuencia de resonancia f_{RS}.

El modo de trabajo del primer ondulador 22 conjuntamente con el primer rectificador 24 y con el circuito resonante L-LC 20 se representa de nuevo, en detalle, en la Fig. 3.

El primer rectificador 24 está realizado, preferentemente, como rectificador de montaje en puente con seis bobinas para una red de corriente trifásica, si bien en el caso de mayores potencias está realizado con un pulso mayor, y general, por ejemplo, una tensión continua de 540 V en el circuito intermedio de tensión 26.

Con esta tensión continua se alimenta el primer ondulador 22, que está realizado como circuito de montaje en puente, y que presenta transistores de conmutación V1_{1}, V2_{1}, V3_{1} y V4_{1}, a los que están asignados diodos de rueda libre D1_{1}, D2_{1}, D3_{1} y D4_{1} de manera antiparalela. Los transistores de conmutación individuales V1_{1} a V4_{1}, sin embargo, también pueden constar de varios transistores individuales conectados en paralelo con diodos de rueda libre correspondientes.

Los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1} son controlados en este caso por un primer control del ondulador 50, que opera los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1} de tal manera que las salidas A1_{1} y A2_{1} del primer ondulador 22 se conectan de modo alternativo con la entrada positiva y con la entrada negativa del primer ondulador 22, para generar la tensión alterna Ua_{1} representada en la Fig. 4, aproximadamente en forma rectangular, y la corriente alterna Ia_{1} correspondiente que se produce.

La periodicidad de la tensión alterna Ua_{1} se corresponde en este caso con la frecuencia de resonancia f_{0} del circuito resonante L-LC 20, tomando para ello el primer control del ondulador 50, para el control de los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1}, la corriente Ia_{1} en la salida del primer ondulador 22, y determinando a través de un circuito PLL la secuencia temporal del control para los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1} adaptándose a la evolución temporal de la corriente Ia_{1}.

La regulación de potencia de la corriente alterna generada por el primer ondulador 22 se realiza por medio de una modulación de duración de impulsos, de la tensión Ua_{1}, en la que, tal y como se representa en la Fig. 4, los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1} son conectados por el primer control del ondulador 50, respectivamente, cuando se produce un paso por cero de la corriente Ia_{1}, y dependiendo de la potencia deseada, se desconectan o bien, en el caso de una modulación de duración de impulsos del 100%, justo antes del siguiente paso por cero de la corriente Ia_{1}, o bien, en el caso de una señal modulada por duración de impulsos de menos del 100%, de modo correspondiente anteriormente, antes del siguiente paso por cero de la corriente Ia_{1}, tal y como está representado con una modulación por duración de impulsos del 50% en la Fig. 4 por medio de la evolución de la tensión Ua_{1}'.

Puesto que el primer ondulador 22 trabaja en todo momento con la frecuencia de resonancia f_{0} del primer circuito resonante 20, existe la posibilidad de conectar los transistores de conmutación V1_{1} a V4_{1} al menos con pocas pérdidas, mientras que una desconexión se realiza con pérdidas, dependiendo de la duración de los impulsos ajustada. Sin embargo, en este caso, las pérdidas que se han de aceptar están minimizadas dentro de las posibilidades.

El segundo rectificador 34 y el segundo ondulador 32 están construidos, en principio, de la misma manera, y trabajan con un circuito intermedio de tensión 36, como el primer ondulador 22, en el que los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2} se pueden controlar por medio de un segundo control de ondulador 60 (Fig. 5), que al contrario de lo que sucede con el primer control de ondulador 50, trabaja según el principio de control del "control de paquetes de impulsos".

Para la sincronización con la frecuencia f_{RS} del circuito resonante en serie 30, el segundo control de ondulador 60 toma la corriente Ia_{2} en las salidas A1_{2} ó A2_{2}, y sincroniza la secuencia temporal del control de los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2} por medio de un circuito PLL conocido, de manera que los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2} conmutan de modo síncrono respecto a la segunda frecuencia de resonancia f_{RS}.

Tal y como se representa en la Fig. 6, con la potencia al máximo del segundo ondulador 32, esto lleva a que la tensión Ua_{2} en las salidas A1_{2} y A2_{2} conmute en forma rectangular por medio de la conmutación de los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2}, y resulte, de modo correspondiente, en una evolución aproximadamente sinusoidal de la corriente Ia_{2}.

En este caso, en todo momento se realiza una conexión de los transistores de conmutación V1_{2} a V2_{4}, fundamentalmente durante el paso por cero de la corriente Ia_{2}.

En caso de que se haya de reducir la potencia, entonces, tal y como se representa en la Fig. 7, no se produce, como en el caso de una modulación por duración de impulsos, una desconexión de la tensión Ua_{2} antes del siguiente paso por cero, sino que se conforman los denominados paquetes de impulsos 62, que comprenden al menos fundamentalmente un medio periodo de la evolución temporal de la corriente Ia_{2}, y después de estos paquetes de impulsos 62 se lleva a cabo una interrupción hasta el siguiente paquete de impulsos 62, de manera que la tensión Ua_{2}, según esto, se conecta y se desconecta fundamentalmente en el paso por cero de la corriente Ia_{2}.

En el caso de que, por ejemplo, se lleve a cabo un control de paquetes de impulsos en el que la potencia del segundo ondulador 32 se haya de corresponder con un valor efectivo de la tensión del 50%, entonces se conecta la tensión Ua_{2} durante una media onda positiva y a continuación una media onda negativa de la corriente Ia_{2}', a continuación se desconecta durante la siguiente media onda positiva y negativa, a continuación se vuelve a conectar durante una media onda positiva y una media onda negativa posterior, etcétera, desvaneciéndose la amplitud de la corriente Ia_{2}' después de un paquete de impulsos 62 de este tipo, y volviendo a crecer en el siguiente impulso de paquetes 62.

Las relaciones se hacen aún más extremas cuando, tal y como se representa en la Fig. 8, se realiza un control de paquetes de impulsos con una potencia del segundo ondulador 32 que se corresponde con el valor efectivo de la tensión del 20%. Para ello, por ejemplo, durante una media onda positiva y durante la siguiente media onda negativa de la corriente Ia_{2}'', se conecta la tensión Ua_{2}'' por medio de los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2}, y a continuación se apaga, por ejemplo durante las ocho medias ondas posteriores, de manera que después de este paquete de impulsos 62 la corriente Ia_{2}'' se reduce respecto a su amplitud, y en el siguiente paquete de impulsos 62 vuelve a alcanzar la amplitud máxima, y después de éste se vuelve a desvanecer.

Gracias a ello existe la posibilidad de conectar o desconectar, por un lado, de modo ventajoso, los transistores de conmutación V1_{2} a V4_{2} durante el paso por cero de la corriente Ia, respectivamente.

En un segundo ejemplo de realización de un dispositivo conforme a la invención, representado en la Fig. 9, el primer circuito resonante 20' está conformado de tal manera que la derivación de acoplamiento 12' presenta además de la inductividad de acoplamiento L1, una capacidad de acoplamiento C3 que está conectada en serie con la inductividad de acoplamiento L1, y que no sirve sólo para desacoplar el primer ondulador 22 y el segundo ondulador 32 desde el punto de vista de la corriente continua, sino que al mismo tiempo también influye en la frecuencia de resonancia f_{0} del primer circuito resonante 20.

Por lo demás, el segundo ejemplo de realización está conformado de la misma manera que el primer ejemplo de realización, de manera que se puede hacer referencia en todo su contenido a las indicaciones realizadas refiriéndose al primer ejemplo de realización.

Claims (20)

1. Dispositivo para el calentamiento inductivo de piezas de trabajo (W) por medio de una bobina de inducción (I), en particular para el endurecimiento de piezas de trabajo (W), que comprende un primer ondulador (22) alimentado por un primer rectificador (24) y un primer circuito resonante (20) operado por este ondulador (22) que está conformado para una primera frecuencia (f_{0}) como frecuencia de resonancia, un segundo ondulador (32) alimentado por un segundo rectificador (34) a través de un circuito intermedio de tensión (36), y un segundo circuito resonante (30) operado por este ondulador (32) que está conformado para una segunda frecuencia (f_{RS}) como frecuencia de resonancia, en el que la segunda frecuencia (f_{RS}) es mayor que la primera frecuencia (f_{0}), al menos un transformador (T1, T2) previsto entre uno de los onduladores (22, 32) y el circuito resonante (20, 30) asignado a éste, y una derivación de carga inductiva (10) que comprende la bobina de inducción (I) con conexiones de carga (AL1, AL2), que está unida a través de las conexiones de carga (AL1, AL2) tanto con el primer circuito resonante (20) como con el segundo circuito resonante (30) y que está integrada como inductividad tanto en el primer circuito resonante (20) como en el segundo circuito resonante (30), caracterizado porque el primer ondulador (22) está alimentado por un circuito intermedio de tensión (26), porque el primer circuito resonante (20) está conformado como circuito resonante L-LC, porque el circuito resonante (20) L-LC presenta para la tensión alterna de la segunda frecuencia (f_{RS}) acoplada a través de las conexiones de carga (AL1, AL2) una derivación de atenuación (16) y una derivación de casi cortocircuito (18) situada a continuación de esta derivación de atenuación (16), porque el circuito resonante L-LC (20), para el acoplamiento de la derivación de casi cortocircuito (18) presenta con el primer ondulador (22) una inductividad de acoplamiento (L1), y porque la derivación de atenuación (16) de la derivación de casi cortocircuito (18) y la inductividad de acoplamiento (L1) atenúan reacciones de tensiones alternas de la segunda frecuencia (f_{RS}) en el primer ondulador (22).

2. Dispositivo según la reivindicación 1, caracterizado porque la derivación de atenuación (16) comprende una inductividad de choque (L2).

3. Dispositivo según una de las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado porque la derivación de casi cortocircuito (18) comprende una capacidad (C1).

4. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el primer circuito resonante (20') presenta una capacidad de acoplamiento (C3).

5. Dispositivo según la reivindicación 4, caracterizado porque la capacidad de acoplamiento (C3) y la inductividad de acoplamiento (L1) están conectadas en serie.

6. Dispositivo según la reivindicación 4 ó 5, caracterizado porque la inductividad de acoplamiento (L1) y la capacidad de acoplamiento (C3) en la derivación de acoplamiento (12') están entre la derivación de casi cortocircuito (18) y el primer ondulador (22).

7. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque el segundo circuito resonante (30) es un circuito resonante en serie.

8. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque al primer ondulador (22) está asignado un primer control de ondulador (50) como control de potencia.

9. Dispositivo según la reivindicación 8, caracterizado porque el primer control de ondulador (50) controla la potencia del primer ondulador (22) por medio de una modulación de duración de impulsos.

10. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque al segundo ondulador (32) está asignado un segundo control de ondulador (60) como control de potencia.

11. Dispositivo según la reivindicación 10, caracterizado porque el segundo control de ondulador (60) controla la potencia del segundo ondulador (32) por medio de un control de paquetes de impulsos.

12. Dispositivo según una de las reivindicaciones 8 a 11, caracterizado porque el dispositivo presenta un control integral (40) que está acoplado con el primer y con el segundo control de ondulador (50, 60), y con el que se puede ajustar de modo diferente la potencia del primer ondulador (22) y la potencia del segundo ondulador (32).

13. Dispositivo según la reivindicación 12, caracterizado porque con el control integral (40) se puede ajustar la potencia del primer ondulador (22) y la potencia del segundo ondulador (32) de modo prácticamente continuo en cada uno de ellos.

14. Dispositivo según la reivindicación 12 ó 13, caracterizado porque la potencia del primer ondulador (22) se puede ajustar de modo relativo respecto a la potencia del segundo ondulador (32) al menos en un intervalo que va desde una relación de 40:60 a una relación de 60:40.

15. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la primera frecuencia (f_{0}) y la segunda frecuencia (f_{RS}) se diferencian en al menos media década.

16. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la primera frecuencia (f_{0}) está en un intervalo que va de 1 kHz a 500 kHz.

17. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la segunda frecuencia (f_{RS}) está en un intervalo de 5 kHz a 3 MHz.

18. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la inductividad de acoplamiento (L1) del primer circuito resonante (20) presenta un valor de inductividad que es al menos el triple de la suma de los valores de inductividad del resto de inductividades (L2, T3_{1}) en el primer circuito resonante.

19. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la inductividad de choque (L2) que está en la derivación de acoplamiento entre la conexión de carga (AL1) y la derivación de casi cortocircuito (C1) presenta un valor de inductividad que es al menos tres veces mayor que el valor de inductividad (L[T3_{1}]) efectivo del circuito de carga (10) en el primer circuito resonante (20).

20. Dispositivo según una de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque en el circuito de carga (10) está previsto entre las conexiones de carga (AL1, AL2) y la bobina de inducción (I) un transformador (T3).