ES2265965T3 - Procedimiento de transmision con ensanchamiento temporal y de frecuencia en el lado del emisor. - Google Patents
Procedimiento de transmision con ensanchamiento temporal y de frecuencia en el lado del emisor. Download PDFInfo
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Abstract
Procedimiento para la transmisión de símbolos de información con una velocidad de símbolos (R) a través de un canal con un ancho de banda (B) de canal, en el que - los símbolos de información se someten en el lado del emisor a un ensanchamiento de frecuencia y a un ensanchamiento temporal y, en el lado del receptor, a un estrechamiento correspondiente, - adaptándose los ensanchamientos correspondientes y, por tanto, la ganancia del sistema, de forma adaptativa a la calidad de transmisión requerida y las propiedades del canal.
Description
Procedimiento de transmisión con ensanchamiento
temporal y de frecuencia en el lado del emisor.
La invención se refiere a un procedimiento de
transmisión para la transmisión de información por banda ancha, de
forma inalámbrica o por cable, a través de un canal afectado por
perturbaciones y propagación multitrayecto, aplicando
procedimientos de ensanchamiento.
El uso de procedimientos de ensanchamiento para
la transmisión de información es bien conocido. Así, en el
procedimiento de espectro ensanchado por secuencia directa (Direct
Sequence Spread Spectrum, DSSS), los símbolos de una secuencia de
datos que se ha de transmitir se multiplican por una secuencia de
códigos establecida (secuencia de chips, código de ensanchamiento)
y, a continuación, se transmiten. En función del número de chips en
la secuencia de códigos, de esta forma se incrementa el ancho de
banda de la información. Por lo tanto, la señal de información
experimenta un ensanchamiento de frecuencia antes de ser
transmitida.
En el receptor que conoce la secuencia de código
empleada para el ensanchamiento en el lado del emisor, el
ensanchamiento de frecuencia se vuelve a anular por la correlación
de la señal de recepción con la secuencia de códigos - Se estrecha
la frecuencia de la señal recibida.
La secuencia de códigos empleada en el emisor y
el receptor para la codificación y la descodificación tiene una
longitud temporal fija que coincide con la duración de símbolos de
la fuente de datos. El sistema no es capaz de reaccionar a cambios
de la velocidad de datos de símbolos.
También en el procedimiento de espectro
ensanchado por salto de frecuencia (Frequency Hopping Spread
Spectrum, FHSS), la señal que ha de enviarse experimenta un
ensanchamiento de frecuencia, de tal manera que paquetes
individuales de la secuencia de datos se transmiten, de forma
controlada por una secuencia de códigos (hopping sequence),
sucesivamente en diferentes intervalos de frecuencia de un canal de
información existente. También en este caso, en el receptor, la
señal de información recibida se vuelve a estrechar con la ayuda de
la secuencia de salto conocida.
Los dos procedimientos tienen en común que para
la transmisión de señales de información requieren un ancho de
banda de transmisión que corresponde a un múltiplo fijo del ancho de
banda de señales de banda base. Por lo tanto, debido al sistema,
tanto el procedimiento de secuencia directa como el procedimiento de
salto de frecuencia pueden aprovechar sólo en parte la capacidad
del canal existente en enlaces de punto a punto. Las velocidades de
datos de símbolos son bajas en comparación con otros procedimientos
de transmisión. Los dos procedimientos están organizados de forma
rígida y no pueden adaptarse a un cambio de la cantidad de datos
existentes, es decir, a los cambios de la velocidad de símbolos y,
por tanto, al ancho de banda de señales de banda base,
relacionado.
Un mejor aprovechamiento de la capacidad del
canal se consigue mediante el uso de estas técnicas de
ensanchamiento de frecuencia en procedimientos de acceso múltiple
(por ejemplo, DS-CDMA). Mediante el uso paralelo de
diferentes secuencias de códigos para las distintas estaciones de
abonado, así como mediante el uso de la diversidad de espacio,
también en el procedimiento CDMA, teóricamente, puede conseguirse la
máxima velocidad de datos con el ancho de banda de canal existente.
El requisito para ello es una sincronización a nivel de los chip.
En la práctica, sin embargo, se ha mostrado que no se pueden
alcanzar los valores óptimos.
Por las bajas velocidades de símbolos, los
procedimientos CDMA son relativamente insensibles frente a las
perturbaciones de la transmisión por propagación multitrayecto. En
este contexto, también resulta ventajoso que trabajan con métodos
de selección correlativos, es decir, que realizan la separación de
canales por correlación en el eje de tiempo. Dado que la
propagación multitrayecto produce señales parásitas que presentan
otras referencias de tiempo, por los procedimientos correlativos no
sólo se suprimen los canales contiguos, sino también las señales
multitrayecto.
Si a través de canales de información
disponibles han de transmitirse datos con las máximas velocidades de
datos posible y, al mismo tiempo, ha de producirse una distribución
flexible de los recursos de ancho de banda, hay que recurrir a
otros procedimientos de acceso, por ejemplo, a procedimientos TDMA,
que permitan una gestión flexible de canales individuales y con los
que, con un aprovechamiento espectral óptimo del canal, puedan
alcanzarse velocidades de datos de hasta la velocidad límite,
físicamente posible, de datos.
Sin embargo, si con un ancho de banda
determinado del canal se aumenta la velocidad de datos de
transmisión, se incrementa al mismo tiempo también la sensibilidad
frente a perturbaciones (distorsiones) por la propagación
multitrayecto. Si durante la transmisión de un símbolo de
información a través de un canal de información se produce un
ensanchamiento temporal de determinada longitud, depende de la
velocidad de símbolos cuántos de los símbolos siguientes quedan
distorsionados por las reflexiones producidas. Cuanto mayor sea la
velocidad de símbolos, tanto más complejas de vuelven las
distorsiones de la corriente de símbolos y tanto más difícil
resulta también la compensación (ecualización) de los efectos
multitrayecto en el receptor.
Todos los procedimientos conocidos para la
ecualización requieren una determinación muy exacta de los
parámetros del canal. Para averiguarlos, según el estado de la
técnica ha de realizarse una estimación del canal (medición del
canal). La magnitud de partida de dicha estimación es la respuesta
de impulsos del canal.
Para la medición de canales inalámbricos, forma
parte del estado de la técnica [documento DE3403715A1] emplear
señales con buenas propiedades autocorrelativas, en lo sucesivo
llamadas "señales de correlación". Las buenas propiedades de
una señal de correlación consisten en que la autocorrelación de la
señal que, según la definición, es una función del desplazamiento
de tiempo, posee un pronunciado valor máximo con un desplazamiento
de tiempo de cero, mientras que respecto a todos los demás
desplazamientos de tiempo, la autocorrelación presenta unos valores
lo más bajos posible. Esto significa que la autocorrelación de la
señal de correlación constituye un pulso lo más estrecho posible
con pocas oscilaciones crecientes y decrecientes. Se conocen
diferentes familias de señales de correlación. Entre las señales de
correlación figuran entre otras las secuencias de pseudorruido (PN)
realizadas en la práctica por procesamiento de señales de tiempo
discreto. Para garantizar la univocación del término, la
subcantidad de las señales de correlación de tiempo discreto se
define aquí como secuencias de correlación. Como ejemplos
adicionales de secuencias de correlación cabe mencionar las
secuencias M y las secuencias Chu Frank Zadoff.
Por la tecnología CDMA
(Direct-Sequence-CDMA) se conoce
emplear secuencias de correlación para la transmisión de
información y para la selección de canal en sistemas de acceso
múltiple. Aquí, no sólo tienen importancia las propiedades de
autocorrelación de una secuencia, sino también las propiedades de
correlación cruzada dentro de una familia. Dentro de una familia
con buenas propiedades de correlación, la correlación cruzada entre
dos secuencias distintas, discrecionales, de esta familia tiene unos
valores bajos en comparación con el máximo de la autocorrelación de
cada secuencia de la familia.
En la tecnología de la comunicación se describe
también el uso de impulsos chirp para medir determinadas propiedades
de canales de teléfono conectados por cable [T. Kamitake: "Fast
Start-up of an Echo Canceller in a
2-wire Full-duplex Modem", EEEE
proc. de ICC'84, págs. 360-364, mayo de 1984,
Ámsterdam, Holanda].
Las señales chirp, cuya aptitud especial para
fines de medición es conocida por la técnica de radar, se pueden
interpretar también como señales de correlación y, con un
procedimiento de tiempo discreto, como secuencias de correlación.
Frente a las secuencias PN empleadas habitualmente, las señales
chirp, sin embargo, son de valores complejos y presentan una
multitud de estados de fase. Además, existen propuestas [documentos
US5574748, WO18120265] de usar señales chirp para la transmisión de
información a través de canales inalámbricos y por cable.
En cuanto al estado de la técnica, resumiendo se
puede decir que en los procedimientos conocidos para el
ensanchamiento de frecuencia, la ventaja de la seguridad contra
perturbaciones va unida con bajas velocidades de símbolos y con una
baja eficiencia espectral. Una distribución flexible de los
recursos, una adaptación de los sistemas a velocidades de símbolos
cambiantes, a requisitos variables de anchos de banda, no se puede
conseguir con los procedimientos existentes.
Para transmitir con el mismo ancho de banda
informaciones con altas velocidades de símbolos, en la actualidad
hay que recurrir a otras técnicas de transmisión sin ensanchamiento
de frecuencia, que carecen de una ventaja importante de los
procedimientos de ensanchamiento, a saber, la resistencia contra
perturbaciones de banda estrecha. Se añade, en cualquier caso, la
susceptibilidad de la transmisión frente a la propagación
multitrayecto, que requiere el uso de circuitos ecualizadores y,
como requisito para ello, una determinación muy exacta de las
características del canal.
La invención tiene el objetivo de proporcionar,
para la transmisión de información a través de canales perturbados
por la propagación multitrayecto, un procedimiento de acceso
múltiple que permita transmitir señales con una alta velocidad de
símbolos y que, con la máxima eficiencia espectral, sea capaz de
reaccionar de forma flexible a cambios de la cantidad de datos y a
los requisitos variables del abonado en cuanto a la velocidad de
transmisión y la tasa de error de bit.
La invención consigue este objetivo mediante un
procedimiento de transmisión con las características según una de
las reivindicaciones 1, 28, 29, 30. Algunas variantes ventajosas se
describen en las reivindicaciones subordinadas, la descripción y
los dibujos.
La presente invención se basa en la idea de
realizar en un sistema de comunicación en el que se transmitan de
forma secuencial símbolos de información, para cada símbolo de
información, tanto un ensanchamiento de frecuencia por formación de
impulsos quasidirac, como un ensanchamiento temporal por el plegado
del símbolo de información de frecuencia ensanchada con una señal
de correlación, de tal forma que para cada velocidad de datos de
entrada quede garantizado siempre el máximo ensanchamiento de
frecuencia posible a causa del ancho de banda y el máximo
ensanchamiento de tiempo adecuado por razones técnicas, de los
símbolos de información, lo cual conduce a su vez a una mínima
susceptibilidad a las perturbaciones. El solape de tiempo de las
señales de correlación, que se produce en caso de altas velocidades
de datos, conduce a una interferencia de intersímbolos que con una
selección adecuada de las señales de correlación y/o con un correcto
ajuste de filtro es despreciable.
Además, la misma señal de correlación (por
ejemplo, señal chirp) que se usa para la transmisión de un símbolo
de información individual se emplea también para la medición del
canal, a consecuencia de lo cual se produce una gran simplificación
de la estructura del receptor.
A continuación, la invención se describe
detalladamente con la ayuda de un ejemplo de realización
representado en los dibujos. Muestran:
la figura 1 un diagrama de bloques de un sistema
de transmisión según la invención,
la figura 2 un diagrama de bloques de una forma
de realización alternativa del procedimiento de transmisión según
la invención;
la figura 3 otro ejemplo de realización de la
invención con la ayuda de un diagrama de bloques,
la figura 4 un diagrama de bloques de otra
variante de la invención;
la figura 5 un diagrama de bloques de un control
de reloj en el receptor;
la figura 6 diagramas de señales de la figura
3;
la figura 7 un plano de secuencia del programa
para una estimación de canal;
la figura 8 una curva envolvente de un impulso
chirp comprimido;
la figura 9.1a diagrama: relación de ruidos de
señal/velocidad de datos de canal;
la figura 9.1b la representación de señales a la
entrada de un filtro de compresión en el lado del receptor;
la figura 9.2a la representación de señales de
una perturbación de transmisión de banda ancha;
la figura 9.2b la representación de espectros de
una señal de emisión y la perturbación de banda ancha que la
heterodina;
la figura 9.2c un diagrama de bloques con
heterodinación aditiva de una señal de emisión y perturbaciones en
forma de impulsos;
la figura 9.2d la representación de señales de
impulsos chirp comprimidos y partes de perturbación expandidas;
las figuras 9.3 a 9.8 planos de secuencia de
programa para un procedimiento de acceso según la invención;
la figura 9.9 la representación de un marco TDMA
con varias ranuras de tiempo de abonado de distintos anchos;
las figuras 9.10a y 9.10b la representación del
marco TDMA con slots de tiempo de distinto ancho y la representación
esquemática relativa al curso de señales tras la compresión en el
lado del receptor;
la figura 9.11 la representación de fórmulas
para el cálculo de las amplitudes de cresta de señales comprimidas
en el lado del receptor, en diferentes ranuras de tiempo según la
figura 9.10;
la figura 9.12 la representación para la
modificación de datos (de slot) de ranura de tiempo con requisitos
cambiados del sistema (con respecto a la figura 9.10);
la figura 9.13 la representación de fórmulas
para el cálculo de las amplitudes de cresta de las señales
comprimidas en el lado del receptor según la figura 9.12;
la figura 9.14 la representación de la
envolvente de la señal de emisión según la figura 9.9.
La figura 1 muestra la estructura simplificada
del sistema de transmisión según la invención. Los símbolos de
información que han de transmitirse experimentan, en primer lugar,
un ensanchamiento de frecuencia. En el caso del procesamiento de
señales de tiempo continuo, esto se realiza, por ejemplo, mediante
la conversión en impulsos "pseudodirac" con filtrado
subsiguiente por filtro pasabanda. En el caso del procesamiento de
señales de tiempo discreto, por ejemplo, la operación del incremento
de la velocidad de exploración ("upsampling") provoca un
ensanchamiento de frecuencia.
En el siguiente paso se produce el
ensanchamiento de frecuencia de los símbolos de frecuencia
ensanchada. Por ejemplo, esto se realiza por el plegado con una
secuencia de correlación. A continuación, está el canal de
transmisión, siendo consideradas posibles fases de modulación, de
frecuencia intermedia y de alta frecuencia como parte del canal de
transmisión. La señal recibida, afectada por perturbaciones, pasa
ahora por una compresión de tiempo, por ejemplo mediante el plegado
con la secuencia de correlación conjugada compleja, de tiempo
invertido.
Los símbolos que se producen a continuación
permiten una buena estimación del canal, lo que, a su vez, permite
el uso de ecualizadores conocidos incluso para altas velocidades de
símbolos. En el último paso, se produce una compresión de
frecuencia que se realiza, por ejemplo, mediante un elemento
"sample & hold" o un elemento "integrate and
dump".
\newpage
Un ejemplo de realización (concreto) de la
invención en técnica de procesamiento de señales digital y, por
tanto, de tiempo discreto, está representado en la figura 2. Una
secuencia de símbolos de emisión, en la que cada elemento
representa un número complejo de un alfabeto de símbolos, se
encuentra con un ciclo de símbolos en la entrada de la disposición.
Para dicha secuencia se incrementa en el factor N la velocidad de
exploración 1, aumentando la velocidad de exploración e insertando
ceros matemáticos (ninguna información), lo que corresponde a un
ensanchamiento de frecuencia. La secuencia con velocidad de
exploración incrementada pasa por un filtro de emisión 2, cuya
respuesta de impulso corresponde a la secuencia de correlación
seleccionada. Físicamente, esto significa que cada símbolo
desencadena la secuencia de correlación multiplicada por el valor de
símbolo. Matemáticamente, esto corresponde al plegado de la
secuencia de velocidad de exploración incrementada con la secuencia
de correlación, produciéndose un ensanchamiento de tiempo del
símbolo individual. La señal resultante pasa por un convertidor
digital-analógico 3 y, a continuación, por un filtro
pasabajos de salida 4. A continuación, está el canal de transmisión
5 que en este ejemplo puede contener todos los elementos de
transmisión que puedan existir, tales como fases de amplificación,
de mezcla, de frecuencia intermedia y de alta frecuencia.
En el lado del receptor, la señal pasa, en
primer lugar, por un filtro pasabajos de entrada 6 y, a
continuación, por un conversor analógico-digital 7.
Ahora, la señal digitalizada se conduce a un filtro de recepción 8
que presenta una respuesta de frecuencia conjugada compleja,
respecto al filtro de emisión. De esta forma, se produce una
compresión de tiempo. Para el caso de que en el lado de emisión se
haya enviado un solo símbolo de referencia, en la salida del filtro
de recepción aparece directamente y sin trabajo adicional la
respuesta de impulsos del canal.
Por tanto, es posible calcular inmediatamente
los coeficientes de un corrector o ecualizador según los algoritmos
conocidos [K.D. Kammayer: "Nachrichtenübertragung" 2ª ed.,
Stuttgart, 181 y siguientes ...] 13. En el presente ejemplo, se
emplea un "Fractional Spaced Equalizer", FSE, en combinación
con un "Decisión Feedback Equalizer", DFE [S. Aureshi;
Adaptative Equalization, IEE Communications Magazine, vol. 20 de
marzo de 1982, pág. 9-16].
Ahora, la señal pasa por el FSE 9 que constituye
un filtro lineal, por lo que se compensa una parte de las
distorsiones que la señal ha experimentado por el canal. A
continuación, la velocidad de exploración de la señal se reduce 10
en el factor N. Por la reducción de la velocidad de exploración se
transmite sólo cada N-ésimo valor. Finalmente, se produce una fase
de decisión 11 en la que se decide de qué símbolo del alfabeto
acordado se trata en el presente símbolo. Esta decisión se reacopla
finalmente al DFE 12. De este modo, se compensan otras distorsiones
de canal en la señal.
Según otro ejemplo de realización representado
en la figura 3, al paquete de datos compuesto por símbolos de
información, que ha de transmitirse, se anteponen símbolos de
referencia para determinar las características del canal en un
intervalo de medición especial. Aplicando la combinación de
procedimientos de ensanchamiento temporal y de frecuencia, los
símbolos de referencia y de información se transmiten al receptor.
Las distorsiones de los símbolos de referencia, producidas en el
intervalo de medición debido a la propagación multitrayecto, se
registran, se analizan y se usan directamente para determinar los
coeficientes para el ecualizador.
Para poder realizar la medición del canal con la
alta precisión necesaria, los símbolos de referencias deben
transmitirse con una elevada proporción señal/ruido. Además, las
señales de referencia deben tener una alta resolución en el eje de
tiempo para poder determinar exactamente la posición de fase de las
partes multipath. Ambos requisitos se satisfacen mediante la
transmisión de los símbolos de referencia con ensanchamiento
temporal y de frecuencia.
Como secuencia de correlación para el
ensanchamiento de tiempo y para la compresión de tiempo de los
símbolos, en el ejemplo se usa un impulso chirp. En los impulsos
chirp se trata de impulsos de frecuencia modulada de forma lineal,
de amplitud constante, de la duración T, dentro de la cual la
frecuencia cambia constantemente de forma ascendente o descendente
linealmente, de una frecuencia inferior a una frecuencia superior.
La diferencia entre la frecuencia superior y la frecuencia
inferior, la constituye el ancho de banda B del impulso chirp.
La duración total T de dicho impulso,
multiplicada por el ancho de banda B del impulso, se denomina factor
de extensión o de ensanchamiento \psi, siendo aplicable: \psi =
B \cdot T. Si un impulso chirp de este tipo pasa por un filtro de
característica de duración de frecuencia adaptada
correspondientemente, se produce un impulso de tiempo comprimido con
una curva envolvente similar a sinx/x (figura 8), cuya amplitud
máxima está incrementada en el factor \surdBT con respecto a la
amplitud de entrada.
Esto quiere decir que la proporción entre la
potencia cresta de salida y la potencia de entrada es igual al
producto BT del impulso chirp, el grado del incremento
P_{out-max} / P_{in} con el ancho de banda dado
puede ajustarse libremente mediante la duración T del impulso de
emisión. El impulso comprimido tiene el pleno ancho de banda B, su
duración media de impulso es de 1/B. Por lo tanto, la resolución de
tiempo alcanzable es determinada únicamente por el ancho de banda de
transmisión. Dos impulsos comprimidos contiguos todavía han de
separarse uno del otro, si tienen un intervalo entre sí de al menos
1/B, es decir, es decir, si los impulsos chirp no comprimidos están
desplazados uno respecto al otro exactamente en este intervalo.
El proceso de la compresión es reversible; un
impulso de frecuencia portadora con curva envolvente similar a
sinx/x puede transformarse con un filtro dispersivo de
característica de duración de grupo de frecuencia, en un impulso
chirp de amplitud aproximadamente constante. El impulso similar a
x/x experimenta durante ello un ensanchamiento temporal en el
factor BT.
Los impulsos chirp generados en el emisor,
transmitidos a través de un canal sujeto a perturbaciones y
comprimidos en el receptor, ofrecen grandes ventajas en el S/N
frente a las señales no comprimidas. La ventaja especial que
predestina las señales chirp (o en general, las señales de tiempo
ensanchado) para las medidas de canal, es su ganancia del sistema
en cuando a la proporción de señal/ruido por la compresión temporal
en el lado del receptor, que con una indicación en dB se calcula en
10 \cdot log (BT).
En el siguiente ejemplo se trata de transmitir
símbolos de información de la velocidad de símbolos D a través de
un canal de información del ancho de banda B.
Como secuencia de correlación para el
ensanchamiento de tiempo sirve un impulso chirp de la longitud T.
Para cada símbolo individual se genera un impulso chirp de este
tipo, ponderado con el valor de símbolo. Por lo tanto, un símbolo se
ensancha temporalmente a una longitud de T. El intervalo
\Delta\iota de impulsos chirp contiguos resulta entonces
directamente de la velocidad de símbolos D[baudios] y
asciende a \Delta\iota = 1/D. En función de este intervalo de
impulsos, los impulsos chirp generados se pueden solapar en el
tiempo. La cantidad n de los impulsos que se solapan en un momento,
se determina como cociente de la duración de chirp T y el intervalo
de impulsos \Delta\iota.
Para transmitir las señales ensanchadas, en un
período de emisión se envía la máxima potencia de emisión P
disponible. Dicha potencia se divide entre los impulsos chirp
solapadas n veces. Por lo tanto, cada impulso chirp individual se
transmite con una potencia de P/n.
Por la compresión temporal en el emisor, un
impulso chirp experimenta un incremento de potencia de
P_{out-max} / P_{in} = B \cdot T. Si con la
potencia de entrada P_{in} se reciben y se comprimen impulsos
chirp solapados n veces, la potencia cresta de un impulso individual
es de P_{out-max} = P_{in} \cdot B \cdot
T/n.
Según la invención, para el ensanchamiento
temporal de los símbolos de información y de los símbolos de
referencia (para la estimación del canal) se usa la misma secuencia
de correlación. Para transmitir los símbolos de referencia enviados
en el intervalo de medición, de forma preferente frente a los
símbolos de información del paquete de datos en el S/N, basta con
aumentar el intervalo de los símbolos de referencia con una potencia
cresta constante, de tal forma que se solapen menos impulsos, es
decir, que disminuya el valor n.
Si el intervalo de impulsos \Delta\iota es
igual o superior a la duración de chirp T, se transmite un impulso
chirp con la plena potencia de envío P. La potencia cresta tras la
compresión en el lado del receptor asciende entonces a:
P_{out-max} = P_{in} \cdot B \cdot T.
De la manera más sencilla se cumple la condición
\Delta\iota = T, si en el intervalo de medición se envía sólo
un único impulso de referencia. En el ejemplo presentado se
transmiten dos impulsos de referencia. Se muestra que su intervalo
a elegir no depende sólo de la longitud de chirp, sino
adicionalmente del ensanchamiento temporal esperado del trayecto de
transmisión.
La señal de entrada g1 (véanse las figuras 3 y
6a) contiene los símbolos de información que se han de transmitir
que están reunidos en paquetes de datos de la longitud T_{señal}.
En el ejemplo, g1 es una señal compuesta por impulsos rectangulares
bipolares.
Un generador de impulsos G genera en un
intervalo de medición designado por T_{Ref} una secuencia de (en
el ejemplo dos) símbolos de referencia g2, cuya posición está
representada en la figura 6b. Se generan impulsos rectangulares,
cuya potencia de impulso es incrementada en el factor n = D \cdot
T con respecto a los impulsos del intervalo de señales. (D es la
velocidad de símbolos en el intervalo de señales, T es la duración
de chirp y n es la cantidad de los impulsos en el intervalo de
señales, que se solapan tras el ensanchamiento temporal).
Según el ensanchamiento temporal máximo esperado
del canal de transmisión, el intervalo temporal de los dos símbolos
de referencia se elige al menos tan grande que las reflexiones del
primer símbolo de referencia que se producen durante la transmisión
pueda representarse completamente en el intervalo entre los
impulsos.
Dado que el intervalo de señales T_{señal} y
el intervalo de medición T_{Ref} no se solapan, la señal de
entrada g1 y la señal de referencia g2 pueden sumarse sin
heterodinación con la ayuda de un elemento de adición.
A continuación, la señal de suma g3 se
suministra a un formador de impulsos que convierte cada impulso
rectangular de la señal de suma en un impulso quasidirac con la
misma energía y que, por tanto, realiza el ensanchamiento de
frecuencia en sí. La secuencia originada de impulsos de aguja
(figura 6c) se suministra a un filtro pasabajos y, por tanto, su
banda se limita a la mitad del ancho de banda de transmisión. El
comportamiento de duración del filtro pasabajos presenta poco antes
de la frecuencia límite un incremento, de forma que los distintos
impulsos de aguja se transformen respectivamente en impulsos
"si", cuya forma corresponde a la función "si" conocida
si(x) = sin(x)/x.
A continuación, la secuencia de impulsos
"si" se conduce a un modulador de amplitud (realizado por
ejemplo como multiplicador de cuatro cuadrantes) que modula estos
señales a una oscilación portadora de la frecuencia f_{T}
generada por un oscilador, de forma que a la salida del modulador de
amplitud, tal como está representado en la figura 6d, se generen
impulsos de frecuencia portadora con una curva envolvente en forma
de "si" por impulsos La señal de salida del modulador de
amplitud tiene el ancho de banda del canal de transmisión. Con
otras palabras: La secuencia de símbolos de referencia y de
información ha experimentado un ensanchamiento de referencia al
pleno ancho de banda de canal.
Los impulsos generados de esta manera tienen en
el intervalo de frecuencias de transmisión un espectro de densidad
de potencia aproximadamente rectangular. Por esta razón, los
impulsos de referencia del intervalo de medición pueden utilizarse
de una manera ideal como señal de prueba para determinar la
respuesta de impulsos del canal.
Al modulador de amplitud está postconectado un
filtro de dispersión (filtro chirp) que filtra la señal portadora
g4 modulada, en función de su característica de duración
diferencial, dependiente de la frecuencia (ensanchamiento
temporal). Este procedimiento corresponde al plegado de la señal
portadora con la función de peso del filtro chirp. Como resultado
de esta operación, cada uno de los impulsos de frecuencia portadora
se transforma individualmente en un impulso chirp y, por tanto, se
ensancha en el eje de tiempo (figura 6e). En el intervalo de
medición, los impulsos de chirp de referencia, libres de
heterodinaciones, aparecen respectivamente con la misma potencia
que la que se emplea en el intervalo de señales para transmitir n
impulsos chirp solapados. Por consiguiente, frente a un impulso
individual de un paquete de datos, se generan con una potencia n
veces mayor y, por tanto, con una proporción señales/ruidos
mejorado en el factor n.
La señal de salida del filtro dispersivo se
transmite a través del canal de información al receptor. Aquí, se
considera que del canal de información forman parte también todos
los demás elementos de transmisión, tales como la fase final de
emisión, el filtro de recepción, el amplificador de recepción
etc.
La señal de recepción g6 que contiene los
impulsos chirp del intervalo de medición y del paquete de datos,
así como las reflexiones de dichos impulsos, pasa por un filtro
dispersivo, cuya característica de duración de grupo, diferencial,
dependiente de la frecuencia, es complementaria a la característica
del filtro dispersivo en el lado del emisor. Los impulsos chirp
individuales se comprimen temporalmente, es decir, se transforman
en impulsos de frecuencia portadora con una curva envolvente similar
a sin(x)/x.
Dado que las reflexiones heterodinadas de los
impulsos chirp transmitidas son a su vez impulsos chirp, es decir
que presentan la misma característica de frecuencia y tiempo,
también son comprimidos de la misma manera.
A continuación, la señal de salida del filtro
dispersivo se conduce a un desmodulador y a un filtro pasabajos
postconectado que libera la señal de la oscilación portadora de alta
frecuencia. A la salida del pasabajos está presente la señal g7
comprimida y desmodulada, a la cual, a consecuencia de la
propagación multitrayecto, están heterodinadas perturbaciones.
En el bloque siguiente, "determinación de
coeficiente", se evalúan las señales en el intervalo de medición
T_{Ref}. Dentro de este intervalo está presente la señal de
referencia comprimida y desmodulada, incluidas las reflexiones
"multipath" heterodinadas. Por lo tanto, para la estimación del
canal está disponible un ecograma que refleja las reflexiones
heterodinadas en el trayecto de transmisión con impulsos de aguja en
forma de sin(x)/x.
La respuesta de impulsos averiguada del canal de
transmisión se remite al ecualizador que compensa las partes de
reflexión heterodinadas a los símbolos de información dentro del
período de señal T_{señal}. La señal de salida del ecualizador es
conducida a una fase de "sample and hold". De este modo, dicha
señal se vuelve a estrechar en el intervalo de frecuencias. Como
resultado de dicho proceso, los símbolos transmitidos vuelven a
estar presentes en forma de impulsos rectangulares.
Debido a su elevada resolución temporal y la
transmisión asegurada especialmente contra perturbaciones, los
impulsos de referencia desmodulados pueden usarse también para el
control de reloj del receptor.
Según otra variante (figura 4), antes de
determinar los coeficientes, se inserta un bloque adicional
"estimación de canal", que somete la reacción del canal a los
símbolos de referencia a un algoritmo matemático adicional con el
objetivo de determinar la respuesta de impulsos del canal de forma
aún mucho más exacta.
Un posible algoritmo para la estimación del
canal está representado en la figura 7 en forma de un diagrama de
flujo. Al contrario de los algoritmos conocidos, se trata de una
estimación "paramétrica" de canal. Esto quiere decir que se
detectan ecos multitrayecto discretos y se estiman sus parámetros
correspondientes, la amplitud, la fase y el momento que, en lo
sucesivo, se denominan "coeficientes de reflexión".
Después del primer inicio se calcula, en primer
lugar, la forma de impulso conocida de un símbolo no distorsionado,
y se deposita en una memoria. En el siguiente paso se espera el
comienzo de un período de ecualización. Durante el período de
ecualización, la señal de entrada se deposita en una memoria
intermedia. Después del período de ecualización se evalúa el
contenido de la memoria intermedia. En primer lugar, se determina la
desviación estándar del ruido, siendo interpretada como ruido la
señal antes de uno o varios símbolos contenidos en el período de
ecualización. A partir de esta desviación estándar se calcula un
umbral de amplitud.
\newpage
Ahora, comienza un bucle:
- 1.
- Busca la muestra con el máximo valor en la memoria intermedia e interprétala como coeficiente de reflexión.
- 2.
- Comprueba si dicho valor es superior al umbral.
- 3.a
- En caso afirmativo, calcula un impulso de reflexión, cuyo importe, fase y momento sean determinados por el coeficiente de reflexión, mientras que su forma está dada por el impulso de referencia.
- 3.b
- Si no, finaliza el bucle; normaliza los coeficientes de reflexión encontrados hasta ahora, en cuanto al coeficiente de reflexión con el valor máximo, y devuélvelos como resultado.
- 4.
- Resta el impulso de reflexión calculado por muestras del contenido de la memoria intermedia. Si el importe de una muestra del impulso de reflexión es superior al importe de la muestra que corresponde en el tiempo en la memoria intermedia, anota la diferencia de la muestra en la memoria, en caso contrario, anota en este lugar un cero en la memoria intermedia.
Vuelve a comenzar por 1.
Durante un período de ecualización se transmiten
uno o varios símbolos de referencia. En el caso más sencillo, la
señal comprimida temporalmente h(t) de un símbolo de
referencia se interpreta como estimación de la respuesta de
impulsos de canal. Una mejor estimación de la respuesta de impulsos
de canal, gracias a una reducción de ruidos, se obtiene realizando
una promediación a través de varios símbolos de referencia.
Asimismo, para la supresión de ruidos resulta adecuado un filtrado
de valor umbral. Para ello, la respuesta de impulsos de canal
h_{Sch}(t) filtrada en cuanto al valor umbral es
interpretada como ruido y puesta a cero siempre que el importe de
h(t) sea inferior a un umbral de amplitud a definir. El
umbral se elige, por ejemplo, como fracción especificada de la
amplitud máxima o media de señal. Otra posibilidad consiste en
elegir el umbral de tal forma que, después de la formación de
valores umbrales, la señal siga conteniendo una parte fija (por
ejemplo, el 95%) de su energía.
Para generar por modulación de amplitud en
cuadratura QAM en el intervalo de frecuencia intermedia o de alta
frecuencia una señal chirp con frecuencia ascendente linealmente,
resulta adecuada una señal de banda base compleja de la forma
z(t) =
Z_{0} \cdot exp \left(j \cdot \frac{\pi \cdot B \cdot
t^{2}}{T}\right) para \ |t| \leq
\frac{T}{2}
\hskip7cm 0 \hskip2cm si no
Aquí, B es el ancho de banda de la señal chirp,
T la duración de tiempo y Z_{0} es una información que ha de
transmitirse y que para la duración de la señal chirp se considera
como constante. Por la exploración con la frecuencia de exploración
fs resulta una secuencia de chirp de N puntos:
z(n) =
Z_{0} \cdot exp \left(j \cdot \pi \cdot \frac{B}{fs \cdot
N}\cdot n^{2}\right) para \ |n| \leqslant
\frac{N}{2}
\hskip7cm 0 \hskip2,2cm si no
Por tanto, la señal z(t) representa una
señal chirp que puede usarse en la disposición según la figura 1.
Además, z(n) constituye una secuencia de chirp que se puede
usar como secuencia de correlación en la disposición según la
figura 2. La secuencia z(n) es, en el presente caso, una
secuencia compleja polifásica, uniforme, lo que, sin embargo, no es
ninguna condición necesaria para su aplicación en la disposición
según la figura 2.
En sistemas de transmisión corresponde al estado
de la técnica el someter a los símbolos que se han de transmitir,
para la formación de impulsos, a un filtrado con un filtro "raised
cosine rolloff". De esta forma, se garantiza que los símbolos
cumplan después de la transmisión la condición de Nyquist, por la
que queda asegurado que no se produzcan interferencias
intersímbolos perturbadoras. Asimismo, es habitual dividir el filtro
raised cosine rolloff entre el emisor y el receptor, por ejemplo,
usando un filtro con una característica raised cosine rollof de
raíz. Lo decisivo es que la función de transmisión resultante de
todos los elementos del trayecto de transmisión corresponda a la
característica raised cosine rolloff resultante por la velocidad de
símbolos deseada.
Una gran ventaja de las señales chirp lineales
consiste en que de una manera sencilla se puede imponer cualquier
respuesta de frecuencia, es decir, también una característica de
raised cosine rolloff de raíz, de tal forma que la señal se
multiplica, es decir, se pondera en el intervalo de tiempo con la
respuesta de frecuencia deseada. Esto es posible, porque en el
chirp lineal, cada momento corresponde también exactamente a un
punto de frecuencia. La conexión (f(t) exacta entre el
momento y el punto de frecuencia resulta de la deducción de la fase
de la señal chirp.
Una secuencia de la fórmula
z(n) =
Z_{0} \cdot exp \left(j \cdot \pi \cdot \frac{B}{fs \cdot N}
\cdot n^{2}\right) \cdot W(f(n)) para \ |n| \leqslant
\frac{N}{2}
\hskip7,3cm 0 \hskip2,9cm si
no
constituye, por tanto, una secuencia chirp
ponderada. La función de ponderación W(f) es la
característica deseada de la frecuencia, es decir, por ejemplo, la
característica raised cosine rolloff de raíz, conocida.
La función f(n) describe aquí la conexión
entre el momento actual y la frecuencia momentánea. Para la
secuencia de chirp empleada aquí es válido:
f(n) =
2 \cdot \pi \cdot \frac{B}{fs} \cdot
\frac{n}{N}
Por lo tanto, usando señales de correlación y,
en especial, señales chirp, es posible realizar el filtrado de
formación de impulsos, necesario de por sí, ya antes de la
transmisión, prefiltrando la señal de correlación
correspondientemente o ponderando la señal chirp
correspondientemente. La desventaja de la mayor necesidad de
cálculo para el procedimiento de señales de correlación queda más
que compensada de esta forma.
Dado que los símbolos de referencia se envían,
preferentemente, sin solape, tienen después de la compresión
temporal una elevada amplitud. Por lo tanto, se pueden detectar con
medios sencillos con precisión temporal. Esto ofrece la posibilidad
de deducir el control de reloj del receptor directamente de los
símbolos de referencia. La figura 5 muestra una disposición que lo
permite. Se parte del caso sencillo de que a un símbolo de
referencia sigue, respectivamente después de un intervalo de tiempo
de M ciclos de símbolo, un paquete de N símbolos de
información.
En primer lugar, el símbolo de referencia se
detecta mediante un comparador 1. La aparición de un símbolo de
referencia provoca la liberación de un divisor de frecuencia 3. En
la entrada del divisor de frecuencia está presente la señal de un
oscilador 2, cuya frecuencia asciende a un múltiplo del ciclo de
símbolos. En la salida del divisor de frecuencia está presente
ahora el ciclo de símbolos. La fase del ciclo de símbolos es
determinada por el momento de liberación. El error de fase es
pequeño según lo esperado, porque sólo depende de la precisión
temporal del momento de liberación.
Un contador 1 ... M 4 cuenta la cantidad M
conocida de ciclos de símbolos que se sitúa entre el símbolo de
referencia y el primer símbolo de información. Un contador 1 ... N 5
cuenta el número conocido de ciclos de símbolos N, comprendido
entre el primer símbolo de información y el último símbolo de
información. Los contadores 1 ... M y 1 ... N son contadores "de
contaje único" que, en cuanto han alcanzado su valor final,
permanecen en su estado momentáneo hasta que se repongan por una
señal de RESET.
En el intervalo de tiempo en el que está activo
el contador 1 ... N, a la salida de la puerta de salida 6 está
presente una señal con cuyos flancos se pueden muestrear de forma
precisa todos los símbolos de información. En cuanto el contador 1
... N haya alcanzado su valor final, la disposición se repone al
estado original y espera la activación por el siguiente símbolo de
referencia.
La presente invención combina, para la
transmisión de señales de información, un procedimiento de
ensanchamiento de frecuencia con un procedimiento de ensanchamiento
temporal. Para lograr el mejor aprovechamiento espectral posible
del canal de transmisión, se ensancha la frecuencia de los símbolos
que han de transmitirse. A diferencia de otros procedimientos de
ensanchamiento de frecuencia, el ensanchamiento de frecuencia no se
produce aquí por la multiplicación de símbolos por una secuencia de
códigos, sino mediante el incremento de velocidad de exploración o
la formación de impulsos quasidirac con filtrado subsiguiente.
Como resultado del ensanchamiento de frecuencia,
cada uno de los impulsos que se ha de transmitir tiene una densidad
de potencia espectral aproximadamente rectangular a través de todo
el intervalo de frecuencias de la transmisión. Por esta anchura de
banda, las señales de frecuencia ensanchada son resistentes frente a
las perturbaciones de banda estrecha.
Una característica importante de la invención
consiste además en que los símbolos de frecuencia ensanchada de
todo el período de emisión (es decir, símbolos de referencia y de
información) adicionalmente se someten a un ensanchamiento temporal
antes de la transmisión. Por dicho ensanchamiento temporal, la
energía de los distintos símbolos se reparte por un período de
tiempo más largo. De esta forma, la transmisión se vuelve más
resistente contra las perturbaciones temporales. Los símbolos de
tiempo ensanchado de esta forma se vuelven a comprimir
temporalmente en el receptor.
Por esta compresión resulta una ganancia del
sistema en cuanto a la proporción señales/ruido, que depende
directamente de la medida del ensanchamiento temporal. Debido al
espectro de densidad de potencia rectangular, los símbolos de
frecuencia ensanchada resultan especialmente adecuados como señales
de prueba para determinar las características del canal.
Por ello, en un intervalo de medición especial
para la estimación del canal se emiten símbolos de frecuencia
ensanchada para estimular el canal en todo el intervalo de
frecuencias con la misma intensidad. La respuesta de impulsos del
canal se registra en el receptor y se usa como magnitud de entrada
para la compensación del eco.
En caso de la transmisión con altas velocidades
de datos de símbolos a través de canales de información afectados
por perturbaciones, la compensación de las distorsiones
multitrayecto requiere una determinación muy exacta de los
parámetros de canal. La condición de ello es una transmisión de los
símbolos de referencia, asegurada especialmente contra las
perturbaciones. Esto significa que deberían enviarse con una mayor
potencia respecto a los símbolos de información. En los sistemas de
potencia limitada, sin embargo, dentro de un período de emisión se
emite siempre con la misma potencia máxima. Por el ensanchamiento
por símbolos, los símbolos de información transmitidos se pueden
solapar de forma más o menos fuerte en función de la velocidad de
símbolos y de la longitud de ensanchamiento, de tal forma que la
potencia de emisión emitida se divida siempre entre varios
símbolos. Según la invención, los símbolos de referencia
transmitidos en el intervalo de medición para la estimación del
canal, en cambio, se posicionan de tal forma que estén libres de
solapes, por lo que se transmiten con la plena potencia de emisión.
Por lo tanto, su potencia está incrementada frente a los distintos
símbolos de información y aparecen con un S/N elevado en el
receptor.
Tanto los símbolos de referencia para la
estimación del canal como los símbolos de información pasan en el
emisor por un dispositivo común en el que, en primer lugar, se
realiza el ensanchamiento de frecuencia y, a continuación, un
ensanchamiento del tiempo. De manera correspondiente está concebido
también el receptor que realiza, en primer lugar, la compresión
temporal y, a continuación, el estrechamiento en el intervalo de
frecuencias.
Por lo tanto, la transmisión de los símbolos de
referencia está integrada de una manera muy sencilla en la
transmisión de datos. Para determinar los parámetros del canal no se
precisan adicionalmente módulos de emisión o de recepción
especiales, dispositivos de filtrado aparatosos ni correladores
adicionales.
Los procedimientos de ensanchamiento empleados
manifiestan sus ventajas (alta seguridad contra las perturbaciones
de banda estrecha y banda ancha) ya durante la mera transmisión de
información. Por el uso adicional para la determinación de los
parámetros de canal, estas ventajas son concentradas de una manera
especial.
Anteriormente - por ejemplo, en contexto con la
figura 3 - se ha descrito el uso de una seña como señal de
correlación. Una señal chirp se conoce como tal, por lo que aquí
únicamente cabe señalar otra vez las características esenciales de
un impulso chirp o de una señal chirp. Los impulsos chirp son
impulsos de frecuencia modulada linealmente de la duración T,
dentro de la cual la frecuencia cambia constantemente ascendiendo o
descendiendo linealmente entre una frecuencia inferior y una
frecuencia superior. La diferencia entre las frecuencias superior e
inferior constituye el ancho de banda del impulso chirp. La duración
total T del impulso, multiplicada por el ancho de banda B del
impulso se denomina factor de extensión o de ensanchamiento. La
figura 8 muestra la curva envolvente de un impulso comprimido que
se produce cuando un impulso chirp pasa por un filtro dispersivo,
cuya respuesta fase-frecuencia es parabólica y cuyo
comportamiento de duración de grupo es lineal.
Anteriormente, se ha descrito el procesamiento
de señales por ensanchamiento temporal y de frecuencia. Esta
combinación del ensanchamiento temporal y de frecuencia ofrece
ventajas especiales en la supresión de perturbaciones en la vía de
transmisión. Cabe destacar que tanto el ensanchamiento de frecuencia
como el ensanchamiento temporal pueden integrarse bien en
procedimientos de alta velocidad para la transmisión de datos con
velocidades límite de datos. Al transmitir con las máximas
velocidades de datos, para la supresión de efectos multitrayectoria
se requiere una potente ecualización. El requisito previo para ello
es la estimación descrita del canal.
A continuación, se describe cómo los métodos del
ensanchamiento de frecuencia y del ensanchamiento temporal se
incorporan de una manera novedosa en un sistema de acceso múltiple,
en el que se persigue el objetivo primordial de garantizar la
máxima flexibilidad de los accesos de abonado con la máxima
seguridad posible contra las perturbaciones.
Los recursos de canal disponibles para la
transmisión son el ancho de banda B del canal y la máxima potencia
de emisión P alcanzable (o permitida). Especialmente si se trata de
establecer un sistema de punto a multipunto, es importante
gestionar de forma eficaz los recursos del canal. No se trata de una
optimización y un ajuste únicos, como por ejemplo al crear una ruta
de radioenlace, sino de una adaptación dinámica a requisitos de
anchos de banda de los distintos abonados y a condiciones
ambientales que también varían.
El sistema de acceso según la invención es capaz
de trabajar en las siguientes condiciones de servicio:
- -
- diferentes velocidades de datos de abonado a abonado, velocidades de datos asimétricas
- -
- influencias ambientales variables (ruidos, señales parásitas)
- -
- condiciones multitrayectoria diferentes y variables para distintos abonados
- -
- distancias diferentes, eventualmente variables, de los abonados respecto a la estación base
- -
- densidad de tráfico variable
- -
- también los requisitos BER (BER = tasa de error de bit) son diferentes para los distintos abonados, en función de la naturaleza de los datos que se han de transmitir (voz, música, vídeo, banca online, etc.). Por lo tanto, el sistema debe garantizar también que las tasas de error de bit requeridas por cada abonado según el tipo de los datos que se han de transmitir se cumplan en cualquier caso.
Un sistema de transmisión que debe reaccionar a
tantas magnitudes variables y que al mismo tiempo debe garantizar
tasas de error de bit individuales aceptables, exige según la
invención la máxima flexibilidad posible y, al mismo tiempo, la
activación de todas las reservas de frecuencia y de potencia del
canal - en resumen: el aprovechamiento total de los recursos del
canal en todo momento.
Según la invención, para ello se propone un
sistema (de acceso) que facilite a las diferentes estaciones de
abonado un enlace de datos, cuyas magnitudes características (BER,
velocidad de datos, potencia de emisión) se puedan adaptar a las
necesidades individuales del abonado. Adicionalmente debe quedar
garantizado que el sistema de transmisión pueda adaptar dichas
magnitudes características automáticamente a condiciones de
transmisión y de tráfico cambiadas.
El sistema de acceso según la invención combina,
para la transmisión de información, un ensanchamiento variable de
frecuencia, un ensanchamiento temporal variable, una potencia de
emisión variable en función del abonado y una trama TDMA múltiplex
variable.
El ajuste de estos parámetros sirve directamente
para la reacción flexible y adaptativa a requerimientos variables
de los abonados, en cuanto a la velocidad de transmisión de datos y
a BER. En la gestión de recursos se tiene en cuenta que los
distintos abonados tienen diferentes distancias respecto a la
estación base y que para las distintas rutas de transmisión existen
diferentes condiciones ambientales (perturbaciones, efectos
multitrayectoria, ruidos). El sistema de acceso según la invención
ofrece la posibilidad de suprimir señales de ruidos y otras señales
parásitas.
Las magnitudes ensanchamiento de frecuencia,
ensanchamiento temporal, potencia de emisión (por símbolo de
información) y tramado TDMA pueden adaptarse dinámicamente al
tráfico existente y a condiciones de transmisión variables. Hasta
cierto grado, se pueden ajustar independientemente entre sí, es
decir, se pueden dimensionar.
Los métodos para el ensanchamiento temporal y de
frecuencia pueden emplearse en combinación con los más diversos
procedimientos de acceso múltiple, por ejemplo, en sistemas TDMA,
FDMA o en una combinación de TDMA con FDMA.
Los procedimientos de acceso TDMA permiten el
servicio con una velocidad de símbolos variable para el abonado
individual, y permite la comunicación con velocidades de datos
asimétricas. A través de la variación de longitudes de slot de
tiempo (longitudes de ranura de tiempo), un sistema TDMA puede
reaccionar de la manera conocida a cambios de densidad de abonados
(por ejemplo, requerimientos de ancho de banda). En estrecha
relación con estas características ha de verse la posibilidad de
ajustar la calidad de transmisión referida al abonado, de tal forma
que una tasa de error de bit (BER) determinada, requerida, no se
exceda (BER on demand).
Una representación de la acción conjunta del
ensanchamiento de frecuencia, del ensanchamiento temporal, de la
variación de la velocidad de datos, de la longitud de ranura de
tiempo TDMA y de la potencia de emisión se describe a
continuación.
El procedimiento según la invención es un
procedimiento de acceso múltiple con velocidades de datos y
potencias de emisión, variables según el abonado, usando un
procedimiento adaptativo para la transmisión con ensanchamiento
temporal y de frecuencia de los símbolos de información con las
siguientes características.
- -
- Marco TDMA con trama múltiplex variable
- En la estructura base, el procedimiento de acceso según la invención está realizado como un procedimiento TDMA. La separación de abonados se efectúa en el eje de tiempo. En los sistemas TDMA conocidos (por ejemplo, DECT) es habitual prever una trama múltiplex fija y reaccionar a requerimientos de velocidades de datos más elevadas reuniendo varios slots de tiempo que se asignan entonces a un abonado.
- El marco TDMA empleado en el procedimiento de acceso según la invención no posee ningún número de slots fijo ni anchos de slot establecidos. La trama múltiplex varía con el número y con los requerimientos de velocidades de datos de los abonados registrados.
- -
- Ensanchamiento de frecuencia variable
- Para conseguir la máxima seguridad posible contra las perturbaciones de la transmisión, la frecuencia de los símbolos de información transmitidos en las ranuras de tiempo se ensancha sobre el ancho de banda del canal.
\newpage
El ensanchamiento de frecuencia se desarrolla en
dos pasos:
- -
- Formación de impulsos quasidirac para cada símbolo individual, independientemente de la velocidad de símbolos (esta operación se realiza en la banda base y puede ser considerada como el ensanchamiento de frecuencia en sí).
- -
- Filtrado por filtro pasabanda de la secuencia quasidirac
- Con el filtrado por filtro pasabanda finaliza el ensanchamiento de frecuencia. Se consigue la limitación del espectro de señales al ancho de banda B del canal de transmisión. Entonces, un símbolo individual posee un espectro de densidad de potencia rectangular en el intervalo de frecuencias total disponible. En el intervalo de tiempo, el flujo de símbolos se representa como secuencia de impulsos en forma de sin(x)/x. El ancho \delta medio de un impulso de este tipo está condicionado por el ancho de banda B del canal y se determina con \delta = 1/B.
Si antes del ensanchado existen reservas de
frecuencia, es decir, si el cociente del ancho de banda de canal y
de la velocidad de símbolos del abonado es superior a uno, de la
transmisión de frecuencia ensanchada resulta una ganancia del
sistema en cuanto a la proporción de señales/ruido. Esta ganancia
del sistema se realiza en el receptor por una compresión de
frecuencia. Esto conlleva una reducción de la tasa de error de bit.
La ganancia del sistema se puede controlar mediante la variación de
la tasa de símbolos correspondiente. Una reducción de la velocidad
de símbolos con un ancho de banda constante del canal conduce
automáticamente a un ensanchamiento más fuerte de la frecuencia, es
decir, a una mayor ganancia del sistema y, por tanto, a una mayor
resistencia contra las perturbaciones de ruidos y de banda
estrecha.
Finalmente, el ensanchamiento variable de la
frecuencia permite el ajuste de una determinada tasa de error de
bit requerida por el abonado, incluso bajo condiciones de
transmisión cambiantes.
La figura 9.1a muestra un diagrama en el que
está aplicado, sobre la velocidad de datos, el S/N necesario para
el cumplimiento de una BER determinada. En la figura está
representado el intervalo de servicio de sistemas CDMA habituales
que trabajan con un procedimiento de espectro ensanchado con un
ensanchamiento de frecuencia ajustado fijamente y, en comparación,
los intervalos de trabajo de un sistema QPSK y de un sistema de
transmisión según la invención con ensanchamiento variable de la
frecuencia. El factor k designa el intervalo entre señales
contiguas en unidades de \delta, representando \delta el ancho
medio de un símbolo de frecuencia ensanchada al ancho de banda B
(\delta = 1/B). Dicho valor k puede considerarse como la medida
del ensanchamiento de frecuencia y es idéntico con la ganancia G
alcanzable del sistema. Mientras que, con un bajo S/N necesario, el
procedimiento CDMA depende de la transmisión con una velocidad de
datos fijos, el ensanchamiento variable de la frecuencia permite
pasar por todo el intervalo [S/N; velocidad de datos] a lo largo de
la línea representada. Si se reduce la BER necesaria, por ejemplo,
si han de transmitirse datos menos sensibles, se puede aumentar la
velocidad de transmisión. Para todos los puntos en la línea, en
cualquier caso, queda garantizado el aprovechamiento total del
recurso "ancho de banda" (eficiencia espectral). Las reservas
de frecuencia de cualquier tamaño se convierten automáticamente en
una ganancia del sistema, que surte su efecto durante la transmisión
de datos.
La figura 9.1b contiene un ejemplo de la
transmisión con ensanchamiento de frecuencia (y temporal). Los
símbolos de emisión de frecuencia ensanchada se transmitieron con
la misma potencia de emisión, pero con diferentes velocidades de
símbolos (diferentes factores k). Están representadas las señales
que aparecen en la salida del filtro de compresión en el lado de
recepción. Las amplitudes cresta U_{Sout} de la señal comprimida
están incrementadas en el factor \surdk con respecto a la amplitud
U_{s} de la señal de ensanchamiento recibida. El incremento de
potencia tiene, por tanto, el valor k. A través de la velocidad de
símbolos se puede variar la ganancia del sistema G = k.
Los símbolos de frecuencia ensanchada se someten
a un ensanchamiento temporal antes de transmitirse al receptor. Los
impulsos sin(x)/x del ancho \delta, generados por símbolos,
se convierten antes de la transmisión en impulsos chirp de la
longitud T. De esta forma, la duración de chirp determina el máximo
ensanchamiento temporal alcanzable [= T / \delta]. Una ventaja
especial de la transmisión de tiempo ensanchado consiste en la
supresión de perturbaciones de banda estrecha. Por ello, la
duración de chirp T se adapta a las perturbaciones de banda ancha
que se producen periódicamente en el canal. Esta adaptación se
muestra en la figura 9.2.
En la figura 9.2a están representadas las
perturbaciones de transmisión de banda ancha posibles, que se
producen con el período T_{n}. El ancho de banda B_{n} de los
impulsos de perturbación es superior al ancho de banda B efectivo
del canal.
La figura 9.2b muestra los espectros de la señal
de emisión y de las perturbaciones de banda ancha heterodinadas.
B_{n} es el ancho de banda efectivo de la señal de perturbación,
limitada por el filtro de entrada en el receptor. B_{nom} es el
ancho de banda de canal total disponible (según la licencia), y B es
el ancho de banda de canal, limitado por el filtro
roll-off en el emisor y el receptor, que para mejor
distinción se denominará en lo sucesivo como ancho de banda
efectivo.
\newpage
La figura 9.2c muestra cómo la señal de emisión
es heterodinada por adición por los impulsos parásitas. La mezcla
de señales compuesta por impulsos de datos e impulsos parásitos pasa
en el receptor, en primer lugar, por un filtro de entrada y, a
continuación, por una línea dispersiva de retardo (filtro
chirp).
La figura 9.2d muestra la señal de salida
U_{out}(t) de la línea de retardo. Para una mejor
compresión, los impulsos de datos comprimidos y las partes de
perturbación expandidas están representados por separado. Por
U_{S} está designada la amplitud de los impulsos de datos antes de
la compresión. U_{n} es la amplitud de los impulsos parásitos de
banda ancha, heterodinados. A la salida del filtro de compresión, la
amplitud de los impulsos de datos se ha incrementado
\surd(BT)/n veces, mientras que la amplitud de los impulsos
parásitos ha bajado \surd(BT) veces. Frente a la señal de
recepción no comprimida, el intervalo de perturbación de señales se
ha incrementado en el factor \surdn en cuanto a las amplitudes, y
en el factor n en cuanto a la potencia. A la derecha en la figura
están representados los dos impulsos parásitos expandidos. Por el
ensanchamiento que han experimentado, se han prolongado a la
duración T. En principio, las perturbaciones de banda ancha pueden
ensancharse a cualquier longitud eligiendo una duración chirp T
correspondientemente alta. Sin embargo, una condición adicional
sigue siendo la realizabilidad técnica de los filtros chirp. Si los
breves parásitos descritos se producen periódicamente, al
dimensionar el sistema hay que tener en cuenta que los impulsos
parásitos ensanchados no se solapen, para evitar un incremento
indeseable en la señal parásita U_{n out} expandida. Para
descartar este caso, la duración de chirp T a ajustar debe elegirse
menor que el período T_{n} de los impulsos parásitos.
Mediante el ensanchamiento temporal, la señal
que se ha de transmitir adquiere una resistencia frente a las
perturbaciones de banda ancha. En función de la aparición de
impulsos parásitos periódicos de banda ancha, la medida del
ensanchamiento temporal se acuerda (se ajusta) al establecer un
enlace entre la estación base y la estación del abonado. Por esta
razón, se habla de un ensanchamiento temporal variable.
A los distintos abonados o los distintos slots
de tiempo se puede asignar una potencia de emisión diferente.
El ajuste de estos parámetros sirve directamente
para la reacción flexible y adaptativa a requerimientos variables
del abonado en cuanto a la velocidad de transmisión de datos y la
BER. En la gestión de recursos se considera que los diferentes
abonados tienen diferentes distancias respecto a la estación base y
que para las distintas rutas de transmisión existen diferentes
condiciones ambientales (perturbaciones, efectos multitrayecto,
ruidos). La aplicación del ensanchamiento de frecuencia y del
ensanchamiento temporal en la transmisión de información ofrece la
posibilidad de suprimir señales de ruido y otras señales
parásitas.
Las magnitudes entramado TDMA, ensanchamiento de
frecuencia, ensanchamiento temporal y potencia de emisión pueden
adaptarse dinámicamente al tráfico existente, a cambios de las
condiciones de transmisión y de los requerimientos del abonado.
Hasta cierto grado, pueden ajustarse independientemente entre sí.
Sin embargo, generalmente, no se modifican magnitudes aisladas,
sino su acción conjunta y su engrane mutuo, como muestra el
siguiente ejemplo de realización:
En el ejemplo de realización está representado
el principio, según el cual el ensanchamiento de frecuencia, el
ensanchamiento temporal y la potencia de emisión se adaptan uno a
otro. Se muestra de qué manera estos parámetros se pueden adaptar a
los requerimientos del abonado, a las condiciones de transmisión y a
la densidad de tráfico.
En el esquema de programa empleado se analizan,
en primer lugar, las propiedades del canal, después los
requerimientos del abonado (suscritor) en cuanto a la transmisión
y, a continuación, teniendo en cuenta estos datos, la medida del
ensanchamiento temporal, del ensanchamiento de frecuencia y la
potencia de emisión necesaria. Con estos datos se realiza entonces
el enlace con el abonado.
Un enlace a establecer se caracteriza,
sustancialmente, por tres propiedades:
- -
- la velocidad de transmisión deseada (velocidad de datos de transmisión)
- -
- la tasa de error de bit requerida
- -
- la potencia de emisión deseada (eventualmente, también la máxima permitida).
Estos tres valores son comunicados por una
estación de abonado, cuando desea establecer un enlace de datos con
la estación base. En función del carácter de los datos transmitidos,
los tres requerimientos pueden ser provistos de diferentes
prioridades. Así, la tasa de error de bit que se requiere para la
transmisión de voz puede ser menor que la BER necesaria para la
transmisión de datos bancarios sensibles. Para la transmisión de
voz, las prioridades se pondrían, por ejemplo, en el orden [potencia
de emisión, velocidad de transmisión, BER], para la transmisión de
datos bancarios, por ejemplo, en el orden [BER, potencia de emisión,
velocidad de transmisión].
La transmisión de archivos extremadamente largos
(por ejemplo, archivos gráficos) requiere una mayor velocidad de
transmisión que, por ejemplo, la transmisión de breves consultas de
base de datos. En otros ámbitos, por ejemplo, en aplicaciones
médico-técnicas, la potencia de emisión permitida
puede estar limitada a una medida muy baja, mientras que no existan
requisitos elevados en cuanto a la velocidad de transmisión.
\newpage
En las figuras 9.3 a 9.8 está representada una
secuencia de programa que recibe los requerimientos del abonado
(incluidas las prioridades fijadas), estableciendo un enlace con la
mayor seguridad posible contra las perturbaciones, bajo adaptación
a las propiedades del canal y usando el ensanchamiento temporal o de
frecuencia y un control de potencia.
En el momento de inicio existe el deseo de
enlace de un abonado. La estación base ya ha reservado para dicho
enlace una ranura de tiempo de longitud determinada en el marco
TDMA. (Esta ranura de tiempo puede aumentarse o reducirse en el
siguiente transcurso del enlace, lo que requiere una coordinación
con los demás abonados y cierto trabajo de protocolización. Una
prolongación de la ranura de tiempo asignada es necesaria, por
ejemplo, si el abonado exige dentro de un enlace en curso el
aumento de la velocidad de datos, sin que sea posible una reducción
de la BER ni un aumento de la potencia de emisión). Para el
siguiente esquema de programa se parte de una ranura de tiempo de
longitud constante.
El plano de secuencia de programa está dividido
en cinco partes que están representadas respectivamente en una
figura propia. La primera parte (véase la figura 9.3) describe los
datos de entrada en el momento de registro y las posibles
prioridades que puede ajustar un abonado. En función de la selección
tomada (velocidad de transmisión, BER requerida, potencia de
emisión), a continuación, se ramifica a las partes de programa en
las figuras 9.4, 9.5 ó 9.6. En estas partes del programa, a partir
de la magnitud preferente (prioridad 1) y la magnitud provista de
la "prioridad 2", se determina la tercera magnitud (prioridad
3). Por ejemplo, para la transmisión con una velocidad de símbolos
deseada y una BER requerida, se calcula la potencia de emisión
necesaria teniendo en cuenta las condiciones adicionales
(atenuación de propagación, densidad de potencia de ruido).
En la figura 9.7 está representado un
procedimiento de cálculo invocado por las tres partes de programa
precedentes. Con este procedimiento se calculan la velocidad de
símbolos alcanzable para el abonado y el ensanchamiento temporal
posible.
Los resultados obtenidos se remiten en el
"procedimiento adaptativo" en la figura 9.8. Este procedimiento
comprueba si los valores calculados, es decir, previstos para la
transmisión: la velocidad de símbolos, la VER y la potencia de
emisión, satisfacen los requerimientos del abonado y si pueden ser
realizados por el sistema de transmisión. En caso afirmativo, se
establece un enlace con el abonado con exactamente estos valores.
En caso contrario, se ejecutan, a su vez de forma controlada a
través de prioridades ajustadas, bucles de programa, con los que la
velocidad de símbolos y la potencia de emisión se modifican hasta
que pueda realizarse una transmisión de datos con estos parámetros.
El procedimiento adaptativo también es capaz de reaccionar a
cambios de la atenuación de propagación y de la densidad de potencia
de ruido, de forma que pueda lograrse también una adaptación
dinámica del sistema de transmisión a cambios de las condiciones de
transmisión.
En la figura 9.3 están representados los datos
de entrada que deben ser conocidos por el sistema de transmisión.
Se trata, o bien, de magnitudes fijas (datos básicos) que son
específicos del sistema e inalterables (por ejemplo, máxima
potencia de emisión P_{max}, ancho de banda de canal B_{nom},
tipo de modulación, factor roll-off r), de
requerimientos del abonado (como la tasa de error de bit requerida
BER_{req} o de la velocidad de símbolos requerida D_{req}) o de
propiedades del canal que han de determinarse en ciclos de medición
especiales (atenuación de propagación A_{link}, densidad de
potencia de ruido N_{meas}).
Para estos datos de entrada que son válidos
hasta el momento de entrada se organiza el enlace del abonado con
la estación base. Si el registro de datos
"Input-Data" está completo, se pueden definir
las características de transmisión.
Para ello, en primer lugar, se determina el
ancho de banda B efectivo del sistema de transmisión (el ancho de
banda de canal reducido con el factor roll-off
r).
A continuación, a partir del ancho de banda B
efectivo se calcula el ancho medio \delta de un impulso
comprimido. El cálculo de \delta tiene el trasfondo de que en un
procedimiento de ensanchamiento de frecuencia a realizar
posteriormente, cada uno de los símbolos que se han de transmitir se
convierte en un impulso en forma de sin(x)/x. Un impulso de
este tipo tiene el ancho de banda B y un ancho temporal medio de
\delta = 1/B. Antes de la transmisión, el impulso sin(x)/x
se convierte en un impulso chirp del mismo ancho de banda. En el
receptor se comprime el impulso chirp. El impulso comprimido vuelve
a tener un curso en forma de sin(x)/x y el ancho medio
\delta.
En el campo siguiente se define la duración de
chirp T. La duración de chirp T se adapta a las perturbaciones de
banda ancha que surjan en el canal (eventualmente, de forma
periódica). Si estas perturbaciones tienen el período T_{n}, la
duración de chirp T a ajustar ha de elegirse inferior a T_{n}.
En el campo siguiente se determina en cuál de
las tres magnitudes de transmisión (velocidad de transmisión, BER y
potencia de emisión) se fija la máxima prioridad (prioridad 1) y la
segunda prioridad más alta (prioridad 2). El siguiente desarrollo
del programa es determinado por ello. Para las tres decisiones
posibles (respecto a la prioridad 1), en lo sucesivo se representan
los pasos correspondientes del programa, haciendo referencia a los
números del las figuras:
En el primer paso (véase la figura 9.4), a
partir de la velocidad de símbolos requerida D_{req} y del ancho
de banda B efectivo, se calcula el intervalo k necesario entre
símbolos contiguos. Se parte de que dicho intervalo es un múltiplo
entero del ancho de impulso medio \delta. El intervalo k se indica
en unidades de \delta.
En el segundo paso se consulta la prioridad
2.
- [I]; Prioridad 2 en BER
- -
- Por lo tanto, es obligatorio satisfacer una BER requerida. De una tabla creada en la memoria, para el tipo de modulación correspondiente (en el ejemplo QPSK) se lee la relación E_{s}/N necesaria en el receptor para la tasa de error de bit requerida BER_{req}. (E_{s} designa la energía de bit y N la densidad espectral de potencia de ruido). Para una BER de 10^{-3}, según el gráfico representado se precisa, por ejemplo, una E_{S}/N de 10 dB.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 7 (véase la figura 9.7)
- -
- A partir de la relación E_{s}/N calculada, la atenuación de propagación A_{link} medida, la densidad de potencia de ruido N_{meas} el ancho de banda B efectivo y el intervalo k entre impulsos se determina la potencia de emisión P_{xmit} necesaria.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 8 (véase la figura 9.7)
- -
- A partir del factor de distancia k y del ancho medio \delta de impulso se calcula el intervalo \Deltat de símbolos contiguos (= duración de símbolos) en unidades de tiempo [seg]. Con este intervalo \Delta\iota entre símbolos se realiza la transmisión posterior.
- -
- En el siguiente paso se determina la velocidad de símbolos D prevista de la transmisión.
- -
- En el siguiente paso se determina el número n de los impulsos chirp que se solapan después de un ensanchamiento temporal realizado. Durante el procedimiento del ensanchamiento temporal, los distintos impulsos sin(x)/x se someten a un ensanchamiento temporal en el factor \Psi = BT. El impulso individual del ancho medio \delta se convierte en un impulso chirp del ancho T. Si la duración de chirp T es superior a la duración de símbolos \Deltat, se puede hablar de una transmisión de los símbolos con ensanchamiento temporal. En este caso, los símbolos contiguos (chirpeados) se solapan de forma más o menos fuerte. El cociente n = BT/k (=T/\Deltat) indica el número de símbolos que se solapan en un momento cualquiera. Este valor n puede considerarse como la medida real del ensanchamiento temporal.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
- [I]; Prioridad 2 en transmitter power (figura 9.4)
- -
- Se debe emitir con la potencia P_{xmit} establecida
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 6 (véase la figura 9.6)
- -
- A partir de la potencia de emisión, la atenuación de propagación A_{link}, la densidad de potencia de ruido N_{meas}, el ancho de banda efectivo y el factor de distancia k se calcula la E_{s}/N alcanzable.
- -
- De una tabla depositada en la memoria, para el tipo de modulación presente (en el ejemplo QPSK) se determina la tasa de error de bit alcanzable para la E_{s}/N determinada.
- -
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 8 (véase la figura 9.7)
- -
- Se calculan el intervalo \Deltat entre símbolos, la velocidad de símbolos D y el número n de los impulsos que se solapan.
El procedimiento se ramifica al punto de entrada
9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
Para el caso de que la máxima prioridad de la
transmisión se asigne al alcance de una velocidad de transmisión
determinada y una 2ª prioridad se asigne o bien al alcance de una
BER determinada o al cumplimiento de una potencia de emisión
predefinida, las secuencias de programa se han descrito en detalle.
Finalmente, los dos procedimientos parciales determinados por la
prioridad se ramifican, tras determinar todos los parámetros de la
transmisión, al procedimiento adaptativo, representado en la figura
9.8. El modo de acción de este procedimiento se describe en un
apartado posterior.
El procedimiento comienza en el punto de entrada
3 (véase la figura 9.5). Para la tasa de error de bit requerida se
determina la E_{s}/N necesaria.
A continuación, se consulta la segunda
prioridad.
- [II]; Prioridad 2 en velocidad de transmisión
- -
- Determinación de la máxima potencia de recepción posible bajo la condición de que el emisor emite la máxima potencia de emisión P_{max}.
- -
- Determinación del factor k necesario para esta potencia de recepción (¿qué ganancia del sistema G = k garantiza en el receptor una relación señal/ruido suficientemente alta)
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 7 (véase la figura 9.7).
- -
- Con el factor de distancia k determinado se calcula la potencia de emisión P_{xmit} necesaria. (El procedimiento ejecutado hasta ahora hace esperar que P_{xmit} sea aproximadamente igual a la máxima potencia de emisión P_{max}, salvo un error de redondeo).
- -
- Se calcula el intervalo \Deltat entre símbolos, la tasa de símbolos D y el número n de los impulsos que se solapan.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8)
- [II]; Prioridad 2 a una potencia de emisión reducida predefinida (figura 9.5)
- -
- Para la potencia de emisión predefinida se determina la potencia de emisión alcanzable.
- -
- Determinación del factor k necesario para esta potencia de recepción (¿qué ganancia del sistema G = k garantiza la E_{s}/N requerida en el receptor?).
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 7 (véase la figura 9.7).
- -
- Con el factor de distancia k se calcula la potencia de emisión P_{xmit} necesaria. (El procedimiento finalizado hace esperar que la potencia de emisión P_{xmit} necesaria sea igual a la potencia de emisión predefinida, salvo un error de redondeo.)
- -
- Se calcula el intervalo \Deltat entre símbolos, la velocidad de símbolos y el número n de los símbolos que se solapan.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
El procedimiento comienza en el punto de entrada
5 (véase la figura 9.6).
Para la potencia de emisión predefinida se
determina la potencia de recepción alcanzable.
A continuación, se determina la segunda
prioridad.
- [III]; Prioridad 2 en el cumplimiento de una BER predefinida
- -
- Determinación de la E_{s}/N necesaria para el cumplimiento de esta BER en el receptor.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 4 (véase la figura 9.5).
- -
- Determinación del factor k necesario para esta E_{s}/N (¿qué ganancia del sistema G = k garantiza en el receptor una relación señal/ruido suficientemente alta?).
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 7 (véase la figura 9.7).
- -
- Con el factor de distancia k determinado se calcula la potencia de emisión P_{xmit} necesaria. (El procedimiento ejecutado hasta ahora hace esperar que P_{xmit} sea igual a la potencia de emisión predefinida, salvo una posible diferencia de redondeo).
\newpage
- -
- Se calculan la velocidad de símbolos \Deltat, la velocidad de símbolos D y el número n de los impulsos que se solapan.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
- [III]; Prioridad 2 en el cumplimiento de una velocidad de transmisión predefinida (véase la figura 9.6)
- -
- Determinación del factor k alcanzable al cumplir la velocidad de símbolos D_{req} deseada (¿qué ganancia del sistema G = k aún se puede alcanzar, si se debe transmitir con un ancho de banda B con una velocidad de datos D_{req}?).
- -
- Determinación de la E_{s}/N que aún se puede alcanzar con el factor de distancia k calculado.
- -
- De una tabla depositada en la memoria se determina para el tipo de modulación presente (en el ejemplo QPSK) la tasa de error de bit alcanzable para la E_{s}/N determinada.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 8 (véase la figura 9.7).
- -
- Se calculan el intervalo \Deltat entre símbolos, la velocidad de símbolos D y el número n de los impulsos que se solapan.
- El procedimiento se ramifica al punto de entrada 9 del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
Al ejemplo del último caso III representado
(prioridad 1 en el cumplimiento de una potencia de emisión
predefinida, prioridad 2 en el cumplimiento de una velocidad de
transmisión predefinida), a continuación, se describe el modo de
acción del procedimiento adaptativo (véase la figura 9.8).
- El procedimiento adaptativo comienza en el punto de entrada 9 (véase la figura 9.8)
- -
- En primer lugar, tiene lugar una prueba de si puede tener lugar una transmisión de datos con los parámetros determinados y remitidos (velocidad de símbolos, BER, potencia de emisión). Si el sistema de transmisión admite el caso de servicio determinado, los dispositivos de emisión / de recepción se preparan correspondientemente y comienza la transmisión. A continuación, el procedimiento vuelve a ramificar al inicio (véase la figura 9.3).
Si el resultado de la prueba es negativo, en el
orden de las prioridades fijadas se comprueba cuáles de los
parámetros no se cumplen.
- -
- Si la potencia de emisión es insuficiente, se vuelve a definir el parámetro P_{xmit} y el procedimiento se ramifica al punto de entrada 5. Con la nueva potencia de emisión elegida se vuelven a determinar también los demás parámetros. Si mientras tanto han cambiado las condiciones de transmisión (atenuación de propagación, densidad de potencia de ruido), los cambios se incluyen en la nueva determinación. Si se vuelve a alcanzar el procedimiento adaptativo, vuelve a comenzar la prueba. Este bucle se ejecuta hasta que esté ajustada la potencia de emisión necesaria.
- -
- Si (según la prioridad 2) no se alcanza la velocidad de transmisión requerida, en primer lugar se comprueba si existen reservas para un aumento de la velocidad de símbolos. Si el factor de distancia k tiene ya el valor 1, no existe ningún tipo de reserva. En este caso, la velocidad de símbolos es igual al ancho de banda efectivo. Un símbolo individual tiene el pleno ancho de banda, es decir, se ha alcanzado el límite superior de la velocidad de símbolos. No tiene lugar ningún ensanchamiento de frecuencia, la ganancia del sistema es G = k = 1. Un aumento de la velocidad de transmisión efectiva para el abonado se puede alcanzar sólo mediante una prolongación de su ranura de tiempo en el marco TDMA. Esto requiere una reducción de la carga total del sistema, dado el caso, la espera de dicha carga disminuida del sistema. Cuando se haya producido, se puede establecer el enlace deseado. El procedimiento ramifica al inicio (figura 9.3).
Si durante la consulta, el valor k tiene un
valor k > 1, existe la posibilidad de incrementar la velocidad de
símbolos y reducir, en cambio, el ensanchamiento de frecuencia y la
ganancia de sistema G = k correspondiente: para ello, en primer
lugar, k se reduce en 1. En este caso, cabe esperar un aumento de la
tasa de error de bit. Si este VER incrementado es aceptable, se
decide de nuevo en una ejecución del bucle (salto al punto de
entrada 2). Cuando en el bucle se ha alcanzado el procedimiento
adaptativo, esta secuencia vuelve a comenzar de nuevo hasta que se
haya alcanzado la velocidad de transmisión requerida.
- -
- Si (según la prioridad 3) en la consulta del sistema no se alcanza la BER requerida, según la lista de prioridades se decide si se puede variar la velocidad de datos o la potencia de emisión. En el presente caso, tiene la prioridad una potencia de emisión fija, por lo que el procedimiento ramifica a la modificación de la velocidad de símbolos, en este caso a una reducción de la velocidad de símbolos. Para ello, el factor de distancia k se incrementa en 1, se aumenta el intervalo entre símbolos. Si el nuevo intervalo entre símbolos es lo suficientemente alto para cumplir la BER deseada se examina en una ejecución del bucle (salto al punto de entrada 6; véase la figura 9.6). Cuando el procedimiento iniciado allí se haya ejecutado hasta el procedimiento adaptativo (figura 9.8), en caso de necesidad se vuelve a ejecutar el bucle hasta que se haya alcanzado la BER requerida.
A continuación, se describen la distribución de
los recursos potencia de emisión y longitud de ranura de tiempo
entre las distintas estaciones de abonado en un sistema de
transmisión según la invención, con la ayuda de los dibujos de las
figuras 9.9 a 9.14.
En la figura 9.9 está representado un marco TDMA
con la longitud de marco T_{F}. El marco está dividido en un
intervalo T_{S0} para la medición del canal, un canal de
organización de la longitud TS1 y m canales de información
independientes entre sí con los anchos de slot T_{S2}, T_{S3},
... T_{Sm}. A cada uno de estos slots de tiempo se puede asignar
una potencia de emisión P_{S} (P_{S0}, P_{S1}, ..., P_{Sm}).
La potencia de emisión de los distintos canales está limitada a un
valor máximo P_{max}. Por el número n (n_{0}, n_{1}, ...,
n_{m}) se designa el número de los impulsos que se solapan en un
momento cualquiera en el slot correspondiente 0, 1, ..., m. El valor
n depende de la duración de símbolo y la duración de chirp T
alcanzadas en el slot correspondiente (N = T / \Deltat). Tomando
como base para el cálculo el factor de distancia k introducido antes
(el cociente del ancho de banda efectivo y de la velocidad de
símbolos D realizada) y el producto BT del filtro chirp usado para
el ensanchamiento temporal, el valor n se determina en n = BT/k.
En la figura 9.9 se puede ver que a cada ranura
de tiempo se puede asignar por separado una longitud de slot y una
potencia de emisión. Una consecuencia del ensanchamiento temporal
variable, que se demostró en el esquema de programa según las
figuras 9.3 a 9.8, es el número n de impulsos que se solapan, que
difiere según la ranura de tiempo. Por lo tanto, en cada ranura de
tiempo, la potencia de emisión P_{S} se divide en cualquier
momento entre n impulsos chirp que se solapan. Eligiendo, como en la
ranura de tiempo para la medición del canal, un intervalo entre
símbolos tan grande que los impulsos chirp contiguos ya no se
solapen (en este caso es aplicable \Deltat \geq T), un impulso
chirp individual, es decir, un símbolo transmitido, individual, de
tiempo ensanchado, se transmite con la potencia de emisión total del
slot, por ejemplo, con la máxima potencia de emisión, tal como está
representado en la figura para el slot 0.
La figura 9.10a muestra la distribución de los
recursos de canal de un sistema TDMA, conocida por la figura 9.9. En
el diagrama representado en la figura 9.10b está representada
esquemáticamente la señal recibida en el receptor por compresión del
tiempo.
Se puede ver que la amplitud cresta U_{S0out}
de la señal de tiempo comprimido (estrechada) para el slot 0
(P_{S0} = P_{max}, n_{0} = 1) es la mayor. En el slot 1
situado al lado se ha transmitido con la misma potencia de emisión
(P_{S1} = P_{max}). La amplitud cresta U_{S1out} de los
impulsos comprimidos es mucho menor. En el slot de tiempo 0
[T_{S0}] se alcanza un intervalo entre símbolos de \Deltat_{0}
\geq T, para el slot de tiempo 1 [T_{S1}] está prevista una
velocidad de símbolos más alta, y el intervalo entre símbolos
\Deltat es correspondientemente menor. Abajo en la figura está
representado cómo se calcula la ganancia del sistema, alcanzable
para los distintos slots de tiempo. Los símbolos en la ranura de
tiempo para la medición del canal se transmiten con una velocidad de
símbolos muy baja, pero con la máxima ganancia del sistema posible
G_{0} = BT. Si se aumenta la velocidad de símbolos, manteniendo la
duración de chirp T, la ganancia del sistema se reduce hasta un
valor G = 1, en el ejemplo está representado para el slot de tiempo
m [T_{Sm}]. Aquí, la velocidad se símbolos D ha alcanzado su
máximo, y entre los símbolos contiguos existe el intervalo \delta.
La velocidad de símbolos D es, en este caso, igual al ancho de banda
efectivo B; no se produce ningún ensanchamiento de frecuencia (caso
límite con máxima velocidad de datos posible).
Para los slots 0, 1 y m se había supuesto una
potencia de emisión máxima (P_{S0} = P_{S1} = P_{Sm} =
P_{max}). Al ejemplo de los slots 2, 3, 4, ..., en el diagrama de
slots se muestra que la potencia de emisión puede adoptar también
valores inferiores a P_{max}. En la organización de los accesos de
abonado existen, pues, tres grados de libertad - la longitud de
slots de tiempo, la velocidad de símbolos dentro de los distintos
slots de tiempo y la potencia de emisión prevista para los distintos
slots.
Observando, por ejemplo, el slot 3, se ve que se
transmite con una potencia de emisión P_{S3} muy baja y con la
máxima velocidad de símbolos 1\delta posible. Esta combinación,
generalmente, sólo es posible, si con una densidad de potencia de
ruido dada, la distancia que ha de ser superada por la señal de
emisión es baja. El otro caso extremo - má-
xima potencia de emisión con velocidad de símbolos muy baja - la demuestra el intervalo para la medición del canal (slot 0). Para fines de medición se trata de transmitir los dos impulsos de forma asegurada especialmente contra perturbaciones de ruidos, es decir, con un S/N incrementado. Para este fin, se activa la máxima ganancia de ensanchamiento G_{max} = BT, imanente del sistema, para la transmisión de cada símbolo de medición individual y, adicionalmente, se maximiza la potencia de emisión P_{xmit} (P_{xmit} = P_{max}).
xima potencia de emisión con velocidad de símbolos muy baja - la demuestra el intervalo para la medición del canal (slot 0). Para fines de medición se trata de transmitir los dos impulsos de forma asegurada especialmente contra perturbaciones de ruidos, es decir, con un S/N incrementado. Para este fin, se activa la máxima ganancia de ensanchamiento G_{max} = BT, imanente del sistema, para la transmisión de cada símbolo de medición individual y, adicionalmente, se maximiza la potencia de emisión P_{xmit} (P_{xmit} = P_{max}).
Entre estos extremos, los datos de slot del
marco TDMA han de adaptarse a requerimientos variables del abonado
y condiciones de transmisión variables. Además, hay que tener en
cuenta otro aspecto: Generalmente, la transmisión se ve perturbada
por efectos multitrayecto. Esto significa que los símbolos de
información de una ranura de tiempo son distorsionados por
reflexiones múltiples, pudiendo provocar interferencias
intersímbolos tanto en la propia ranura de tiempo como en ranuras
de tiempo siguientes. Para mantener la potencia de perturbación,
provocada por ello, lo más baja posible en las ranuras de tiempo
siguientes (respecto a la potencia de emisión P_{S} ajustada),
resulta ventajoso clasificar las distintas ranuras de tiempo de
tráfico dentro del marco TDMA según la potencia ascendente.
Ejemplo: P_{S2} < P_{S3} < P_{S4} < ... <
P_{Sm}.
En la figura 9.10 están representadas
adicionalmente las fórmulas para determinar la ganancia del sistema
G y la amplitud cresta U_{si\_out} de la señal comprimida en el
lado del receptor para las distintas ranuras de tiempo.
En la figura 9.11 se calculan las amplitudes
cresta, que han de esperarse con una división de slots según la
figura 9.10, para las señales comprimidas en el lado del receptor en
las ranuras de tiempo 0, 1, ..., m.
La figura 9.12 representa un ejemplo para
modificar los datos de slot con requerimientos cambiados del
sistema. La referencia para ello es la figura 9.10. Han cambiado los
anchos de slot para los slots S_{2}, S_{3} y S_{4} y la
potencia de emisión asignada al slot 3.
En la figura 9.13 se calculan las amplitudes
cresta, que han de esperarse con una división de slots cambiada
según la figura 9.12, para las señales comprimidas en el lado del
receptor en las ranuras de tiempo 0, 1, ..., m.
La figura 9.14 representa para el régimen de
slots TDMA conocido por la figura 9.9 el curso de la envolvente de
la señal de emisión. Si como en el intervalo de medición TS0 se
transmiten impulsos chirp individuales que no se solapan, los
tiempos de ascensión o de descenso dependen del ancho de banda del
emisor. Si se transmiten impulsos chirp que se solapan, los flancos
tienen una extensión más plana. Los tiempos de ascensión y de
descenso dependen en este caso adicionalmente del número n de los
impulsos que se solapan.
La representación en la parte inferior de la
figura refleja este efecto. En un detalle se destacan la extinción
del segundo impulso chirp en el intervalo de medición T_{S0} y el
curso del flanco ascendente en el intervalo de sincronización
T_{S1}. Se resalta el mecanismo del ensanchamiento temporal al
pasar por un filtro dispersivo. Este ensanchamiento temporal se
puede interpretar como si cada símbolo se convirtiera en un impulso
chirp de la longitud T. La secuencia de símbolos en la señal de
tiempo ensanchado se presenta entonces como secuencia de impulsos
chirp de la misma característica que se generan de forma desplazada
entre sí en el intervalo \Deltat entre símbolos y se heterodinan
por adición. Sólo después de un período de tiempo de aprox. n
\Deltat, el flanco ascendente alcanza su punto final. (Esta
representación está fuertemente simplificada. Al transmitirse una
secuencia bipolar de impulsos sin(x)/x, en realidad se
heterodinan impulsos chirp desplazados temporalmente, con un cambio
distribuido estadísticamente de la polaridad.) Generalmente, sin
embargo, el curso de los flancos de la envolvente se puede explicar
con este modelo.
La invención y sus ventajas especiales pueden
resumirse de la siguiente manera: El procedimiento de transmisión y
el sistema de acceso múltiple según la invención trabajan con
señales de frecuencia y tiempo ensanchados y el procedimiento según
la invención permite un funcionamiento con velocidades de símbolos
diferentes y variables en función del abonado. A cada abonado se le
asigna el pleno ancho de banda B de canal, independientemente de la
velocidad de símbolos R requerida. Si existen reservas de
frecuencia, es decir, si el ancho de banda de canal es mayor que la
velocidad de símbolos R, dichas reservas de frecuencia se convierten
de forma automática y directa en una ganancia del sistema por
transmisión con frecuencia ensanchada. Los procedimientos para el
ensanchamiento temporal de frecuencia pueden realizarse sólo en el
plano físico. De esta forma, es posible controlar la ganancia del
sistema mediante la simple modificación de la velocidad de datos sin
modificar (reinicializar o similar) más propiedades del
sistema.
El procedimiento de ensanchamiento temporal
(formación de impulsos quasidirac por símbolos con filtrado de
adaptación subsiguiente) garantiza que cada símbolo de información
se ensanche al pleno ancho de banda del canal. El ensanchamiento
temporal subsiguiente (conversión de los símbolos de frecuencia
ensanchado en el emisor en impulsos chirp) se consigue de una
manera sencilla de tal forma que la secuencia de símbolos de
frecuencia ensanchada pasa por un filtro dispersivo de
característica adecuada de duración de frecuencia (por ejemplo, un
filtro chirp SAW).
La reconversión de las señales chirp en el lado
del receptor se realiza con otro filtro chirp, cuya característica
de duración de frecuencia es inversa a la del filtro chirp en el
lado del emisor.
La característica de duración de frecuencia
inversa que se ha descrito entre el filtro de emisión y el filtro
chirp de recepción es la única condición que se requiere para la
reconversión. Realizando filtros chirp de esta característica como
componentes pasivos (por ejemplo, en tecnología SAW (SAW = Surface
Accustic Wave)), la reconversión de las señales chirp y, con una
selección adecuada del procedimiento de modulación, también la
desmodulación de las señales recibidas pueden realizarse de forma
totalmente asincrónica.
El aprovechamiento total del ancho de banda
total del canal para la transmisión de cada uno de los símbolos
predestina los impulsos de emisión (señales de tiempo ensanchado)
también para la estimación del canal. Al enviar un símbolo de banda
tan ancha (impulso chirp) estimula el canal con la misma intensidad
por todo su ancho de banda. En el receptor, el filtro chirp realiza
la transformación del intervalo de frecuencia al intervalo de
tiempo, de modo que a la salida del filtro aparezca directamente la
respuesta de impulsos del canal. El ensanchamiento temporal por
símbolos conlleva una supresión de perturbaciones que se heterodinan
a la señal de información en la trayectoria de transmisión. El
estrechamiento (compresión) de los símbolos en el lado del receptor
causa al mismo tiempo un ensanchamiento (expansión) de las señales
de perturbación heterodinadas. Mediante este proceso, la energía de
perturbación se distribuye por un mayor período de tiempo
disminuyendo la probabilidad de que se destruyan los símbolos de
información.
En el procedimiento de transmisión según la
invención basta con un solo símbolo (impulso chirp) para determinar
de forma precisa toda la respuesta del canal. Esto no excluye la
posibilidad de incrementar aún más esta exactitud por la formación
de un valor medio o por autocorrelación, transmitiendo varios
símbolos de referencia sucesivos en intervalo correspondiente un
ensanchamiento temporal máximo.
El procedimiento de transmisión según la
invención facilita ya a nivel físico una medida de flexibilidad y
funcionalidad que otros sistemas conocidos (CDMA, TDMA, FDMA) pueden
realizar sólo a niveles de orden superior del procedimiento de
señales mediante operaciones por ordenador.
Por ejemplo, para reducir a la mitad la
velocidad de datos de transmisión, en el procedimiento de
transmisión descrito según la invención, se duplican el intervalo
de tiempo entre dos símbolos seguidos y la energía del símbolo
individual. De esta forma, los recursos del canal se aprovechan
totalmente incluso con una velocidad de datos reducida a la mitad.
Para conseguir el mismo efecto, otros sistemas tendrían que insertar
redundancias en la corriente de datos (por ejemplo, mediante
plegado). De esta forma, con una velocidad física de datos
inalterada, la velocidad de datos visible para el usuario se reduce
a la mitad.
Claims (33)
1. Procedimiento para la transmisión de
símbolos de información con una velocidad de símbolos (R) a través
de un canal con un ancho de banda (B) de canal, en el que
- -
- los símbolos de información se someten en el lado del emisor a un ensanchamiento de frecuencia y a un ensanchamiento temporal y, en el lado del receptor, a un estrechamiento correspondiente,
- -
- adaptándose los ensanchamientos correspondientes y, por tanto, la ganancia del sistema, de forma adaptativa a la calidad de transmisión requerida y las propiedades del canal.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en
el que la ganancia de sistema del procedimiento de transmisión es
controlada por una variación de la velocidad de símbolos
correspondiente.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó
2, en el que el ensanchamiento de frecuencia y/o el ensanchamiento
temporal se ajusta en función de al menos uno de los parámetros
potencia de emisión, tasa de error de bit y/o velocidad de
transmisión (tasa de bit).
4. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, según el cual el ensanchamiento de
frecuencia del símbolo de información se realiza mediante una
formación de impulsos quasidirac con filtrado subsiguiente, siendo
ensanchado cada símbolo de información a un gran ancho de banda de
canal disponible, preferentemente al ancho de banda total, y
realizándose el ensanchamiento temporal mediante el plegado de un
símbolo de información con una señal de correlación,
preferentemente una señal de impulso chirp.
5. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que la potencia de emisión y/o
una tasa de bit y/o la tasa de error de bit de los símbolos de
información se adaptan individualmente al abonado.
6. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que las señales de frecuencia
y/o tiempo ensanchado se usan para la estimación del canal.
7. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que una reducción de la
velocidad de símbolos con un ancho de banda constante del canal
tiene como consecuencia un ensanchamiento más fuerte de la
frecuencia.
8. Procedimiento según la reivindicación 7, en
el que el ensanchamiento de frecuencia se efectúa en dos pasos, a
saber, un primer paso en el que se realiza una formación de impulsos
quasidirac para cada símbolo de información individual,
independientemente de la velocidad de símbolos, y un segundo paso en
el que la secuencia de impulsos quasidirac se somete a un filtrado
por filtro pasabanda.
9. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que una señal ensanchada en el
lado del emisor se somete, en el lado del receptor, a una
compresión correspondiente.
10. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que antes de una transmisión de
símbolos de información, desde el lado de recepción se comunican al
lado de emisión los valores para una velocidad de transmisión
deseada, una tasa de error de bit requerida y una potencia de
emisión deseada, eventualmente también permitida, y en el que la
transmisión se realiza de tal forma que se cumplan los valores
deseados, eventualmente permitidos y requeridos, mencionados, o
bien, si no es posible cumplir los valores, la transmisión se
realiza de tal forma que se priorice el cumplimiento de al menos un
valore frente a otro valor.
11. Procedimiento según la reivindicación 10,
en el que para la transmisión de voz, la priorización se realiza en
el orden "potencia de emisión, velocidad de transmisión, tasa de
error de bit" y, en caso de la transmisión de datos importantes,
la priorización se realiza en el orden "tasa de error de bit,
potencia de emisión, velocidad de transmisión".
12. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que la transmisión de símbolos
de información se realiza en ranuras de tiempo y la potencia de
emisión se ajusta de manera distinta en ranuras de tiempo
sucesivas, en función de la ganancia del sistema en una ranura de
tiempo.
13. Procedimiento según la reivindicación 12,
en el que la transmisión de símbolos de información se realiza
mediante marcos con una longitud de marco (TF), presentando un marco
un intervalo para la medición del canal, al menos un canal de
organización y m canales de información independientes entre sí,
cuyas longitudes de ranura de tiempo sean iguales o distintas, y en
el que la potencia de emisión de un solo canal se determina en
función de la ganancia del sistema.
14. Procedimiento según las reivindicaciones 12
y 13, en el que las distintas ranuras de tiempo de abonado se
disponen en un marco TDMA en función de la potencia de emisión
asignada, preferentemente, clasificadas según un orden ascendente
de potencia de emisión.
\newpage
15. Procedimiento según las reivindicaciones 12
y 13, en el que en una ranura de tiempo, la potencia de emisión se
divide en todo momento entre n impulsos chirp que se solapan.
16. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que en la ranura de tiempo para
la medición del canal, el intervalo entre símbolos se ajusta tan
grande que los impulsos chirp ya no se solapen.
17. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que las magnitudes
características del canal lógico, a saber, la longitud de ranura de
tiempo, la velocidad de símbolos dentro de una ranura de tiempo y
la potencia de emisión prevista para una ranura de tiempo, se
ajustan individualmente para cada abonado, según las
características físicas del canal y los requerimientos específicos
de cada abonado.
18. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que el ensanchamiento temporal
se realiza mediante un filtro dispersivo con una característica
adecuada de la duración de frecuencia.
19. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que el filtro de emisión
empleado para el ensanchamiento temporal y el filtro de recepción
empleado para la compresión temporal están realizados en forma de
filtros de onda superficial (filtros SAW).
20. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que el filtro de emisión
empleado para el ensanchamiento temporal y el filtro de recepción
empleado para la compresión temporal están realizados en forma de
filtros Charged-Coupled-Device.
21. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que un símbolo de referencia de
tiempo comprimido en el receptor se usa sin procesamiento
posterior, o sólo con un procesamiento posterior mínimo, como
estimación de la respuesta de impulsos del canal, en lo sucesivo
denominada estimación de canal.
22. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que los símbolos de referencia
se usan también para la sincronización del ciclo de símbolos en el
receptor.
23. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que se usan especialmente
señales de correlación, cuya autocorrelación cumpla la primera
condición Nyquist de que la autocorrelación respecto a los momentos
de símbolos adopte el valor cero.
24. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que como señales de correlación
se usan señales chirp que se ponderan con la respuesta de
frecuencia de valor absoluto de un filtro Nyquist de raíz.
25. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que la señal de correlación
empleada se selecciona, antes del inicio de la transmisión de
información, en función de condiciones exteriores, de entre una
cantidad de señales de correlación posibles.
26. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que la parte lineal de una
corrección de distorsión se realiza en forma de un ecualizador FSE
como predistorsión en el lado del emisor, después de haberle hecho
accesible la estimación de canal del receptor.
27. Procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, en el que la respuesta de impulsos del
canal se determina de forma paramétrica, de tal forma que en un
proceso de iteración se determina respectivamente un coeficiente de
reflexión, se define un eco multitrayectoria resultante y se resta
de la señal recibida durante la fase de ecualización.
28. Procedimiento de acceso múltiple para una
pluralidad de estaciones de abonado que envían o reciben símbolos
de información, según el cual para cada transmisión de símbolos de
información se usa un procedimiento según una de las
reivindicaciones precedentes, y según el cual, en función del
abonado, se usan velocidades de datos energías de emisión
variables, siendo transmitidos símbolos de información de forma
adaptativa, con ensanchamiento temporal y de frecuencia, de forma
secuencial a través de un canal con un ancho de banda (B) de canal,
siendo sometidos en el lado de recepción a un estrechamiento
temporal y de frecuencia.
29. Emisor-receptor para
realizar el procedimiento según una de las reivindicaciones
precedentes, que presenta un dispositivo de emisión configurado
para emitir símbolos de información tanto bajo ensanchamiento de
frecuencia como bajo ensanchamiento temporal, y que presenta un
dispositivo de recepción configurado para someter símbolos de
información recibidos tanto a un estrechamiento de frecuencia como a
un estrechamiento temporal.
30. Emisor para realizar el procedimiento según
una de las reivindicaciones 1 a 28, que presenta un dispositivo de
emisión configurado para emitir símbolos de información tanto bajo
ensanchamiento de frecuencia como bajo ensanchamiento temporal.
31. Emisor según la reivindicación 30, en el
que el dispositivo de emisión está configurado para realizar el
ensanchamiento de frecuencia de los símbolos de información mediante
una formación de impulsos quasidirac con filtrado subsiguiente.
32. Emisor según la reivindicación 30, en el
que el dispositivo de emisión está configurado para realizar el
ensanchamiento de frecuencia de los símbolos de información mediante
un incremento de la velocidad de exploración de los símbolos de
información, ensanchando cada símbolo de información al pleno ancho
de banda de canal disponible.
33. Emisor según la reivindicación 30, en el
que el dispositivo de emisión está configurado para realizar el
ensanchamiento temporal de los símbolos de información mediante el
plegado de un símbolo de información correspondiente con una señal
de correlación.
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