ES2272684T3 - Aparato y procedimiento de deteccion. - Google Patents
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- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 27
- 238000001514 detection method Methods 0.000 title description 41
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 115
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims abstract description 108
- 238000012545 processing Methods 0.000 claims abstract description 47
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 claims abstract description 27
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 claims abstract description 16
- 230000008569 process Effects 0.000 claims abstract description 10
- 238000005259 measurement Methods 0.000 claims description 48
- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 36
- 230000008878 coupling Effects 0.000 claims description 13
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 claims description 13
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 claims description 13
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 claims description 7
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 6
- 238000001914 filtration Methods 0.000 claims description 5
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 3
- XOMKZKJEJBZBJJ-UHFFFAOYSA-N 1,2-dichloro-3-phenylbenzene Chemical compound ClC1=CC=CC(C=2C=CC=CC=2)=C1Cl XOMKZKJEJBZBJJ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 22
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 14
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 12
- 239000007788 liquid Substances 0.000 description 8
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 8
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 6
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 239000003795 chemical substances by application Substances 0.000 description 5
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 description 3
- 230000008520 organization Effects 0.000 description 3
- 238000012935 Averaging Methods 0.000 description 2
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 101150118300 cos gene Proteins 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 238000013461 design Methods 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 2
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 2
- 238000000926 separation method Methods 0.000 description 2
- 229910001220 stainless steel Inorganic materials 0.000 description 2
- 239000010935 stainless steel Substances 0.000 description 2
- 101100234408 Danio rerio kif7 gene Proteins 0.000 description 1
- 101100221620 Drosophila melanogaster cos gene Proteins 0.000 description 1
- 241000950314 Figura Species 0.000 description 1
- 101100398237 Xenopus tropicalis kif11 gene Proteins 0.000 description 1
- 239000000969 carrier Substances 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 238000012937 correction Methods 0.000 description 1
- 230000001934 delay Effects 0.000 description 1
- 239000003599 detergent Substances 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
- 238000001035 drying Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000005611 electricity Effects 0.000 description 1
- 238000009434 installation Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 230000035515 penetration Effects 0.000 description 1
- 230000002035 prolonged effect Effects 0.000 description 1
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- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
- G01D5/204—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils
- G01D5/2073—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature by influencing the mutual induction between two or more coils by movement of a single coil with respect to two or more coils
-
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- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/20—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by varying inductance, e.g. by a movable armature
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Abstract
Un sensor para detectar un parámetro, comprendiendo el sensor: un devanado de excitación (7, 9); un devanado sensor (11) acoplado magnéticamente al devanado de excitación, en el que el acoplamiento electromagnético es por medio de un resonador (31, 33) o el devanado sensor forma parte de un resonador; un generador de señal (21) capaz de ser operado para generar una señal de excitación y dispuesto para aplicar la señal de excitación generada al devanado de excitación (7, 9) para generar una señal eléctrica periódica en el devanado sensor (11) indicativa del valor del parámetro que va a ser medido por el sensor, en el que la señal de excitación comprende una señal portadora periódica que tiene una primera frecuencia, que es capaz de ser operado para inducir una señal resonante en el resonador (31, 33), modulada por una señal de modulación periódica que tiene una segunda frecuencia, siendo la primera frecuencia mayor que la segunda frecuencia; un desmodulador (95, 97, 99) capaz de ser operadopara desmodular la señal eléctrica generada en el devanado sensor (11) para obtener una señal a la segunda frecuencia; y un procesador de señal (41, 61, 101) capaz de ser operado para procesar dicha señal a la segunda frecuencia para determinar un valor representativo del parámetro que se mide.
Description
Aparato y procedimiento de detección.
Esta invención se refiere a un aparato y
procedimiento de detección que tiene relación particular, pero no
exclusiva, con un sensor de posición para detectar la posición
relativa de dos miembros.
Se han usado varias formas de sensor inductivo
para generar señales indicativas de la posición de dos miembros
relativamente amovibles. Típicamente, un miembro lleva un devanado
de excitación y dos o más devanados sensores mientras que el otro
miembro lleva un circuito resonante. El acoplamiento magnético entre
el circuito resonante y cada uno de los devanados sensores varía
con la posición de manera que, aplicando al devanado de excitación
una señal oscilante a la frecuencia resonante del circuito
resonante, se induce una señal en cada uno de los devanados
sensores que oscila a la frecuencia resonante pero cuya amplitud
varía como una función de la posición relativa de los dos
miembros.
La publicación de patente internacional
WO94/25829 describe un sensor de posición rotatorio en el que dos
devanados de excitación y un devanado sensor están colocados
ortogonalmente alrededor de un elemento rotatorio que incluye un
circuito resonante de manera que el acoplamiento magnético entre
cada uno de los devanados de excitación y el devanado sensor varía
según la posición angular del elemento rotatorio. A los dos
devanados de excitación se les aplica respectivamente una señal
oscilante en fase y una señal oscilante en cuadratura (es decir,
desfasada 90º con la señal oscilante en fase) y la posición
rotatoria del elemento rotatorio se determina a partir de las
amplitudes relativas de las componentes de la señal inducida en el
devanado sensor correspondientes a la señal en fase y la señal en
cuadratura.
Un problema con el sensor de posición rotatoria
descrito en el documento WO94/25829 es que el procesamiento
requerido para obtener la posición rotatoria a partir de la señal
inducida en el devanado sensor no está bien adaptado a las técnicas
de procesamiento digital.
El documento US5.793.202 trata de un sensor de
posición en el que una corredera se mueve respecto a un
desmultiplicador de impulsos. La corredera tiene una bobina plano
de una fase proporcionado continuamente a igual intervalo de
separación sobre una superficie de un sustrato. El desmultiplicador
de impulsos tiene bobinas planas de dos fases proporcionadas a
intervalos de separación iguales sobre una superficie opuesta al
sustrato de la corredera. Se aplica un par de señales en cuadratura
a las bobinas del desmultiplicador de impulsos, y se usa la
diferencia de fase entre una señal de reloj y una señal inducida en
la corredera para determinar el desplazamiento de la corredera en
relación con el desmultiplicador de impulsos.
El documento
JP-A-57122311 trata de un detector
de posición en el que una antena tiene una serie lineal de bobinas
rodeadas por una bobina de bucle. Un transmisor de señal de posición
proporcionado en un cuerpo móvil induce señales en las bobinas, y
comparando la fase de las señales inducidas en la serie de bobinas y
la bobina de bucle se detecta la posición del cuerpo móvil en
relación con la antena.
El documento
EP-A-0487730 trata de un detector de
temperatura en el que se mide la impedancia de un hilo metálico
sensible a la temperatura para determinar una lectura de
temperatura. En particular, se mide el intervalo entre puntos de
cruce por cero del voltaje y la intensidad cuando una forma de onda
de intensidad de corriente alterna circula a través de un hilo
metálico sensible a la temperatura para proporcionar una lectura de
temperatura que es insensible a cambios en las dimensiones del hilo
metálico sensible a la temperatura.
Según un primer aspecto de la invención, se
proporciona un sensor para detectar un parámetro, comprendiendo el
sensor:
un devanado de excitación;
un devanado sensor acoplado magnéticamente al
devanado de excitación, en el que el acoplamiento electromagnético
es por medio de un resonador (31, 33) o el devanado sensor forma
parte del resonador;
un generador de señal capaz de ser operado para
generar una señal de excitación y dispuesto para aplicar la señal
de excitación generada al devanado de excitación para generar una
señal eléctrica periódica en el devanado sensor indicativa del
valor del parámetro que ha de ser medido por el sensor, en el que la
señal de excitación comprende una señal portadora periódica que
tiene una primera frecuencia, que se puede accionar para inducir
una señal resonante en el resonador, modulada por una señal de
modulación periódica que tiene una segunda frecuencia, siendo la
primera frecuencia mayor que la segunda frecuencia;
un desmodulador capaz de ser operado para
desmodular la señal eléctrica generada en el devanado sensor para
obtener una señal a la segunda frecuencia; y
un procesador de señal capaz de ser operado para
procesar dicha señal a la segunda frecuencia para determinar un
valor representativo del parámetro que se mide.
Según un segundo aspecto de la invención, se
proporciona un procedimiento para detectar un parámetro,
comprendiendo el procedimiento:
aplicar una señal de excitación a un devanado de
excitación, generando así una señal en un devanado sensor que está
acoplado electromagnéticamente al devanado de excitación por medio
de un resonador; y
procesar dicha señal generada en el devanado
sensor para determinar un valor representativo del parámetro que se
mide,
en el que dicha etapa de excitación comprende
aplicar al devanado de excitación una señal portadora periódica que
tiene una primera frecuencia, que es capaz de ser operado para
inducir una señal resonante en el resonador, modulada por una señal
de modulación periódica que tiene una segunda frecuencia, siendo la
primera frecuencia mayor que la segunda frecuencia, y
en el que dicha etapa de procesamiento comprende
desmodular la señal generada en el devanado sensor para recuperar
una señal a la segunda frecuencia.
Modulando la señal portadora oscilante por una
señal de modulación de frecuencia inferior para formar la señal de
excitación, en lugar de modular la señal inducida en el devanado
sensor, el sensor se adapta bien al uso de técnicas de
procesamiento digital tanto para generar la señal de excitación como
para procesar la señal inducida en el devanado sensor.
Acoplando la señal entre el devanado de
excitación y el devanado sensor por medio de un resonador con la
frecuencia resonante del resonador sustancialmente igual a la
frecuencia portadora de la señal de excitación, los armónicos
superiores no deseados son filtrados eficazmente por el acoplamiento
electromagnético entre el devanado de excitación y el resonador.
A continuación se describirá una realización
ejemplar de la presente invención con referencia a los dibujos
adjuntos en los que:
La Figura 1 muestra esquemáticamente una vista
en perspectiva de un sensor de posición;
La Figura 2 muestra esquemáticamente los
componentes principales del sensor de
\hbox{posición ilustrado
en la Figura 1;}
La Figura 3A muestra la disposición de una
bobina seno que forma parte del sensor de posición ilustrado en la
Figura 1;
La Figura 3B muestra la disposición de una
bobina coseno que forma parte del sensor de posición ilustrado en la
Figura 1;
La Figura 3C muestra la disposición de una
bobina de detección que forma parte del sensor de posición ilustrado
en la Figura 1;
La Figura 4 muestra un elemento sensor que
forma parte del sensor de posición ilustrado en la Figura 1;
La Figura 5A muestra esquemáticamente cómo la
fase de una señal inducida en un circuito resonante que forma parte
del elemento sensor mostrado en la Figura 4 varía con la frecuencia
de una señal excitadora;
La Figura 5B muestra esquemáticamente cómo la
amplitud de una señal inducida en el circuito resonante que forma
parte del elemento sensor ilustrado en la Figura 4 varía con la
frecuencia de la señal excitadora;
La Figura 6A es un cronograma que muestra una
señal aplicada a la bobina coseno ilustrado en la Figura 3B;
La Figura 6B es un cronograma que muestra una
primera señal aplicada a la bobina seno ilustrado en la Figura
3A;
La Figura 6C es un cronograma que muestra una
segunda señal aplicada a la bobina seno ilustrado en la Figura
3A;
Las Figuras 7A a 7C son cronogramas que muestran
señales inducidas en la bobina de detección ilustrada en la Figura
3C cuando la señal ilustrada en la Figura 6A se aplica a la bobina
coseno y la señal ilustrada en la Figura 6B se aplica a la bobina
seno para tres posiciones diferentes del elemento sensor;
Las Figuras 8A a 8C son cronogramas que muestran
señales inducidas en la bobina de detección ilustrada en la Figura
3C cuando la señal ilustrada en la Figura 6A se aplica a la bobina
coseno y la señal ilustrada en la Figura 6C se aplica a la bobina
seno para tres posiciones diferentes del elemento sensor;
La Figura 9 es un diagrama de bloques que
muestra más detalladamente el conjunto de circuitos de
procesamiento del sensor de posición ilustrado en la Figura 1;
La Figura 10 muestra más detalladamente
componentes de procesamiento de señales analógicas del conjunto de
circuitos de procesamiento ilustrado en la Figura 9;
Las Figuras 11A a 11D son cronogramas que
ilustran señales en diversas posiciones dentro del conjunto de
circuitos ilustrado en la Figura 9;
La Figura 12 es un cronograma que muestra
impulsos recibidos en un microprocesador que forma parte del
conjunto de circuitos de procesamiento ilustrado en la Figura 9;
La Figura 13 es un organigrama que muestra las
operaciones realizadas para calcular la posición del elemento sensor
del sensor de posición ilustrado en la Figura 1;
La Figura 14 es un organigrama que muestra más
detalladamente las operaciones realizadas para calcular un ángulo de
avance usado para calcular la posición del elemento sensor del
sensor de posición ilustrado en la Figura 1; y
La Figura 15 es un organigrama que muestra más
detalladamente las operaciones realizadas para calcular un ángulo de
retroceso usado para calcular la posición del elemento sensor del
sensor de posición ilustrado en la Figura 1;
La Figura 1 muestra esquemáticamente un sensor
de posición para detectar la posición de un elemento sensor 1 que
está montado de manera deslizante en un soporte 3 para permitir el
movimiento lineal a lo largo de una dirección de medición (la
dirección X en la Figura 1). Una placa de circuito impreso (PCB) 5
se extiende a lo largo de la dirección de medición adyacente al
soporte 3 y tiene impresa sobre la misma pistas conductoras que
forman una bobina seno 7, una bobina coseno 9 y una bobina de
detección 11, cada uno de los cuales está conectado a una unidad de
control 13. También está conectada una pantalla 15 a la unidad de
control 13 para visualizar un número representativo de la posición
del elemento sensor 1 a lo largo del soporte 3.
Como se muestra en la Figura 1, la PCB 5 es
generalmente de forma rectangular con el eje longitudinal alineado
con la dirección de medición y el eje en dirección de la anchura
alineado perpendicular a la dirección de medición. La bobina seno
7, la bobina coseno 9 y la bobina de detección 11 están conectadas a
la unidad de control por medio de un borde longitudinal de la PCB
5, que corresponde al valor de posición de x igual a cero, con el
valor de posición aumentando a lo largo de la longitud de la PCB 5
desde el borde longitudinal que corresponde a x igual a cero.
A continuación se ofrecerá una perspectiva
general del funcionamiento del sensor de posición ilustrado en la
Figura 1 con referencia a la Figura 2. La unidad de control 13
incluye un generador de señal en cuadratura 21 que genera una señal
en fase I(t) y una señal en cuadratura Q(t) en salidas
diferentes respectivas. La señal en fase I(t) se genera
modulando en amplitud una señal portadora oscilante que tiene una
frecuencia portadora f_{0}, que en esta realización es 2 MHz,
usando una primera señal de modulación que oscila a una frecuencia
de modulación f_{1}, que en esta realización es 3,9 kHz. La señal
en fase I(t) es por lo tanto de la forma:
(1)I(t)
= Asen2\pi f_{1}t \ cos \ 2\pi
f_{0}t
Igualmente, la señal en cuadratura Q(t)
se genera modulando en amplitud la señal portadora oscilante que
tiene frecuencia portadora f_{0} usando una segunda señal de
modulación que oscila a la frecuencia de modulación f_{1},
estando la segunda señal de modulación desfasada \pi/2 radianes
(90º) respecto a la primera señal de modulación. La señal en
cuadratura Q(t) es por lo tanto de la forma:
(2)Q(t)
= Acos2\pi f_{1}tcos2\pi
f_{0}t
La señal en fase I(t) se aplica a la
bobina seno 7 y la señal en cuadratura Q(t) se aplica a la
bobina coseno 9.
La bobina seno 7 está formada con un diseño que
hace que la corriente que circula a través de la bobina seno 7
produzca un primer campo magnético B_{1} cuya componente de
intensidad de campo descompuesta perpendicular a la PCB 5 varía
sinusoidalmente a lo largo de la dirección de medición según la
función:
(3)B_{1} =
Bsen(2\pi
x/L)
En la que L es el periodo de la bobina seno en
la dirección x.
Igualmente, la bobina coseno 9 está formada con
un diseño que hace que la corriente que circula a través de la
bobina coseno 9 produzca un segundo campo magnético B_{2} cuya
componente de intensidad de campo descompuesta perpendicular a la
PCB 5 también varía sinusoidalmente a lo largo de la dirección de
medición, pero con una diferencia de fase de \pi/2 radianes (90º)
respecto a la fase del primer campo magnético B_{1}, dando:
(4)B_{2} =
Bcos(2\pi
x/L)
De esta manera, el campo magnético total B_{T}
generado en cualquier posición a lo largo de la dirección de
medición estará formado por una primera componente procedente del
primer campo magnético B_{1} y una segunda componente procedente
del segundo campo magnético B_{2}, con las magnitudes de la
primera y segunda componentes descompuestas perpendiculares a la
PCB 5 variando a lo largo de la dirección de medición.
Aplicando la señal en fase I(t) y la
señal en cuadratura Q(t) a la bobina seno 7 y a la bobina
coseno 9 respectivamente, la componente del campo magnético total
generado B_{T} descompuesta perpendicular a la PCB 5 oscila a la
frecuencia portadora f_{0} según una función envolvente de
amplitud que varía a lo largo de la dirección de medición. Por lo
tanto:
(5)B_{T}\infty
cos2\pi f_{0}t\cdot cos(2\pi f_{1}t-2\pi
x/L)
En efecto, la fase de la función envolvente de
amplitud gira a lo largo de la dirección de medición.
En esta realización, el elemento sensor 1
incluye un circuito resonante que tiene una frecuencia resonante
sustancialmente igual a la frecuencia portadora f_{0}. La
componente del campo magnético total B_{T} induce por lo tanto
una señal eléctrica en el circuito resonante que oscila a la
frecuencia portadora f_{0} y tiene una amplitud que está modulada
a la frecuencia de modulación f_{1} con una fase que depende de la
posición del elemento sensor 1 a lo largo de la dirección de
medición. La señal eléctrica inducida en el circuito resonante
genera a su vez un campo magnético que induce una señal eléctrica
detectada S(t) en la bobina de detección 11, con la señal
eléctrica detectada S(t) oscilando a la frecuencia portadora
f_{0}. La amplitud de la señal detectada S(t) también está
modulada a la frecuencia de modulación f_{1} con una fase que
depende de la posición del elemento sensor 1 a lo largo de la
dirección de medición. La señal detectada S(t) se introduce
en un detector de fase 23 que desmodula la señal detectada
S(t), para eliminar la componente a la frecuencia portadora
f_{0}, y detecta la fase de la función envolvente de amplitud
restante en relación con la forma de onda de excitación. El
detector de fase 23 produce entonces una señal de fase P(t)
representativa de la fase detectada para un calculador de posición
25, el cual convierte la fase detectada en un valor de posición
correspondiente y produce una señal excitadora para la pantalla 15
para visualizar el valor de posición correspon-
diente.
diente.
Usando una frecuencia portadora f_{0} que es
mayor que la frecuencia de modulación f_{1}, se realiza el
acoplamiento inductivo a frecuencias alejadas de las fuentes de
ruido de baja frecuencia como las redes de distribución eléctrica a
50/60 Hz, mientras que el procesamiento de señal puede realizarse
aún a una frecuencia relativamente baja que está mejor adaptada al
procesamiento digital. Además, incrementar la frecuencia portadora
f_{0} facilita la realización del elemento sensor 1 de pequeño
tamaño, lo cual es una ventaja significativa en muchas
aplicaciones. Incrementar la frecuencia portadora f_{0} también
produce intensidades de señal superiores.
A continuación se analizarán más detalladamente
los componentes separados del sensor de posición mostrado en la
Figura 1.
Como se muestra en la Figura 3A, la bobina seno
7 está formada por una pista conductora que se extiende generalmente
alrededor de la periferia de la PCB 5 separada de un punto de cruce
a mitad de camino a lo largo de la PCB 5 en la dirección de
medición, en el que la pista conductora en cada borde de la PCB 5 en
dirección de la anchura cruza al borde opuesto correspondiente de
la PCB 5 en dirección de la anchura. De esta manera, se forman
eficazmente un primer bucle de corriente 21a y un segundo bucle de
corriente 21b. Cuando se aplica una señal a la bobina seno 7,
circula corriente en direcciones opuestas alrededor del primer bucle
de corriente 21a y el segundo bucle de corriente 21b, y por lo
tanto la corriente que circula alrededor del primer bucle de
corriente 21a genera un campo magnético que tiene una polaridad
opuesta al campo magnético generado por la corriente que circula
alrededor del segundo bucle de corriente 21b. Esto resulta en la
variación sinusoidal de la intensidad de campo de la componente del
primer campo magnético B_{1} descompuesta perpendicular a la PCB 5
dada por la ecuación 3 anterior.
En particular, la disposición de la bobina seno
7 es tal que la intensidad de campo de la componente del primer
campo magnético B_{1} descompuesta perpendicular a la PCB 5 que es
generada por la corriente que circula a través de la bobina seno 7
varía a lo largo de la dirección de medición desde aproximadamente
cero en el punto en el que x es igual a 0, hasta un valor máximo en
x igual a L/4 (la posición A tal como se muestra en la Figura 3A),
después vuelve a cero en x igual a L/2 (la posición C tal como se
muestra en la Figura 3A), después hasta un valor máximo (que tiene
polaridad opuesta al valor máximo en la posición A) en x igual a
3L/4, y después vuelve a cero en x igual a L. De este modo la bobina
seno 7 genera una componente de campo magnético perpendicular a la
PCB 5 que varía según un periodo de la función seno.
Como se muestra en la Figura 3B, la bobina
coseno 9 está formada por una pista conductora que se extiende
generalmente alrededor de la periferia de la PCB 5 separada de dos
puntos de cruce, situados respectivamente a un cuarto y tres
cuartos del camino a lo largo de la PCB 5 en la dirección de
medición. De esta manera, se forman tres bucles 23a, 23b y 23c de
los cuales los bucles exteriores 23a y 23c son de la mitad del
tamaño del bucle interior 23b. Cuando se aplica una señal a la
bobina coseno 9, circula corriente en una dirección alrededor de
los bucles exteriores 23a y 23c y en la dirección opuesta alrededor
del bucle interior 23b. De esta manera, el campo magnético generado
por la corriente que circula alrededor del bucle interior 23b tiene
una polaridad opuesta al campo magnético generado por la corriente
que circula alrededor de los bucles exteriores 23a y 23c. Esto
resulta en la variación sinusoidal de la intensidad de campo de la
componente del segundo campo magnético B_{2} descompuesta
perpendicular a la PCB 5 dada por la ecuación 4 anterior.
En particular, la disposición de la bobina
coseno 9 es tal que la intensidad de campo de la componente del
segundo campo magnético B_{2} descompuesta perpendicular a la PCB
5 que es generada por la corriente que circula a través de la
bobina coseno 9 varía a lo largo de la dirección de medición desde
un valor máximo en x igual a 0, hasta cero en x igual a L/4 (la
posición A tal como se muestra en la Figura 3B), después vuelve a
un valor máximo (que tiene polaridad opuesta al valor máximo en x
igual a 0) en x igual a L/2 ( la posición C tal como se muestra en
la Figura 3B), y después vuelve a cero en x igual a 3L/4, y después
vuelve a un valor máximo (que tiene la misma polaridad que el valor
máximo en x igual a 0) en x igual a L. De este modo, la bobina
coseno 9 genera una componente de campo magnético perpendicular a la
PCB 5 como la dada por la ecuación 4 anterior que varía según un
periodo de la función coseno.
Como se muestra en la Figura 3C, la bobina de
detección 11 está formada por una pista conductora que se extiende
generalmente alrededor de la periferia de la PCB 5 formando un solo
bucle.
La disposición de la bobina seno 7 es tal que la
corriente eléctrica inducida en la bobina de detección 11 por la
corriente que circula alrededor del primer bucle de corriente 21a es
anulada sustancialmente por la corriente eléctrica inducida en la
bobina de detección 11 por la corriente que circula alrededor del
segundo bucle de corriente 21b. Igualmente, para la bobina coseno 9
la corriente inducida en la bobina de detección 11 por los bucles
exteriores 23a, 23c es anulada por la corriente inducida en la
bobina de detección 11 por el bucle interior 23b. Usar tales
bobinas equilibradas tiene la ventaja adicional de que las emisiones
electromagnéticas procedentes de la bobina seno 7 y la bobina
coseno 9 disminuyen con la distancia a un ritmo más rápido que para
un solo devanado plano. Esto permite que se usen señales excitadoras
mayores satisfaciendo aún los requisitos reguladores para emisiones
electromagnéticas. Esto es particularmente importante porque los
requisitos reguladores para emisiones electromagnéticas se están
haciendo cada vez más estrictos.
La Figura 4 muestra más detalladamente el
elemento sensor 1. Tal como se muestra, en esta realización el
elemento sensor 1 incluye una bobina 31 cuyos extremos están
conectados entre sí por medio de un condensador 33. Como la bobina
31 tiene una inductancia asociada, la bobina 31 y el condensador 33
forman juntos un circuito resonante. En esta realización, el
circuito resonante tiene una frecuencia resonante nominal f_{res}
de 2 MHz (que es igual a la frecuencia portadora f_{0}) aunque la
frecuencia resonante real variará de acuerdo con factores
ambientales como la temperatura y la humedad.
Como se describió anteriormente, cuando se
aplica una señal excitadora oscilante a uno o a las dos bobinas
seno 7 y coseno 9, se induce una señal oscilante a la misma
frecuencia en el circuito resonante del elemento sensor 1. Sin
embargo, se produce un retardo de fase entre la señal excitadora y
la señal inducida, siendo dependiente la cantidad de retardo de
fase de la relación entre la frecuencia de la señal excitadora y la
frecuencia resonante del circuito resonante. Como se muestra en la
Figura 5A, el retardo de fase varía con más rapidez alrededor de la
frecuencia resonante del circuito resonante, siendo el retardo de
fase a la frecuencia resonante \pi/2 radianes (90º). Cuanto más
alto es el factor de calidad del circuito resonante, más rápidamente
varía la fase alrededor de la frecuencia resonante. Sin embargo,
como se muestra en la Figura 5B, cuanto más bajo es el factor de
calidad para el circuito resonante, menor es la amplitud de la señal
eléctrica inducida en el circuito resonante. Por lo tanto, es
necesario llegar a un compromiso entre la intensidad de señal y el
ritmo de cambio de fase con la frecuencia al seleccionar el valor
del factor de calidad para el circuito resonante.
A continuación se describirán más detalladamente
con referencia a las Figuras 6A a 6C las señales en cuadratura
generadas por el generador de señal en cuadratura 21 y aplicadas
como señales excitadoras a la bobina seno 7 y a la bobina coseno
9.
Tal como se muestra en la Figura 6A, el
generador de señal en cuadratura 21 genera la señal en cuadratura
Q(t) modulando la señal portadora usando la primera señal de
modulación. Tal como se muestra, en esta realización la primera
señal de modulación no aplica una modulación "total" a la señal
portadora. En otras palabras, la función envolvente de amplitud
indicada por líneas de puntos en la Figura 6A no llega a la amplitud
cero. La señal en cuadratura real Q(t) viene dada por lo
tanto por:
\vskip1.000000\baselineskip
(6)Q(t)=Ccos2\pi f_{0}t +
Bcos2\pi f_{1}tcos2\pi
f_{0}t
Tal como se muestra en la Figura 6B, el
generador de señal en cuadratura 21 genera la señal en fase
I(t) modulando la amplitud de la señal portadora usando la
segunda señal de modulación, cuya fase retarda \pi/2 radianes (es
decir, 90º) la fase de la primera señal de modulación. De nuevo, en
esta realización la segunda señal de modulación no aplica una
modulación total a la señal portadora. La señal en fase real
I(t) viene dada por lo tanto por:
\vskip1.000000\baselineskip
(7)I(t)=Ccos2\pi f_{0}t +
Bsen2\pi f_{1}tcos2\pi
f_{0}t
La señal en fase I(t) y la señal en
cuadratura Q(t) comprenden cada una tres componentes de la
frecuencia, una a f_{0}, una a (f_{0} + f_{1}) y una a
(f_{0} - f_{1}). Puede verse a partir de la Figura 5A que cada
una de estas tres componentes inducirá una señal eléctrica en el
circuito resonante del elemento sensor 1 con un retardo de fase
diferente respectivo. Esto resultará en un desplazamiento de fase en
la señal detectada S(t) que tiene que ser corregido para
obtener una medición de posición exacta, teniendo presente que la
fase de la señal detectada S(t) se usa para determinar la
posición del elemento sensor 1. En esta realización, como se
analizará más detalladamente en lo sucesivo, esta corrección se
logra realizando una segunda medición de fase para la cual la señal
en fase I(t) es sustituida por una señal en
"anti-fase" \overline{I}(t).
Tal como se muestra en la Figura 6C, el
generador de señal en cuadratura 21 genera la señal en
anti-fase \overline{I}(t) modulando la
señal portadora (que tiene frecuencia portadora f_{0}) por una
tercera señal de modulación que también está a la frecuencia de
modulación f_{1} pero cuya fase aventaja a la fase de la primera
señal de modulación en \pi/2 radianes (es decir, 90º). De nuevo,
en esta realización la tercera señal de modulación no aplica una
modulación total a la señal portadora. De este modo, la señal en
anti-fase \overline{I}(t) viene dada
por:
(8)\overline{I}(t)=Ccos2\pi
f_{0}t-Bsen2\pi f_{1}tcos2\pi
f_{0}t
A continuación se describirán con referencia a
las Figuras 7A a 7C las señales detectadas S(t) inducidas en
la bobina de detección 11 cuando la señal en fase I(t) y la
señal en cuadratura Q(t) se aplican respectivamente a la
bobina seno 7 y a la bobina coseno 9. En las Figuras 7A a 7C, se ha
supuesto que no se introduce desplazamiento de fase por el circuito
resonante, de manera que el desplazamiento de fase se debe
enteramente a la posición del elemento
sensor 1.
sensor 1.
La Figura 7A muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto A (en el que x es igual a L/4) identificado en las Figuras 1
y 3A a 3C. En el punto A, la intensidad de campo del campo
magnético generado por la bobina coseno 9 es aproximadamente cero y
por lo tanto, suponiendo que no hay desplazamiento de fase debido
al circuito resonante, la señal detectada S(t) coincide con
la señal en fase I(t). Por lo tanto, la señal detectada
S(t) tiene un retardo de fase de \pi/2 radianes (90º)
comparada con la señal en cuadratura Q(t).
La Figura 7B muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto B (en el que x es igual a 3L/8), en el que la intensidad de
campo de los campos magnéticos generados por la bobina seno 7 y la
bobina coseno 9 son aproximadamente iguales y por lo tanto,
suponiendo que no hay desplazamiento de fase debido al circuito
resonante, la señal detectada S(t) tiene un retardo de fase
de \pi/4 radianes (45º) comparada con la señal en cuadratura
Q(t).
La Figura 7C muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto C (en el que x es igual a L/2), en el que la intensidad de
campo del campo magnético generado por la bobina seno 7 es
aproximadamente cero y por lo tanto, suponiendo que no hay
desplazamiento de fase debido al circuito resonante, la señal
detectada S(t) coincide con la señal en cuadratura
Q(t). Por lo tanto, la señal detectada S(t) está en
fase con la señal en cuadratura Q(t).
A partir de la ecuación 5 anterior, puede verse
que la fase de la señal detectada S(t) disminuye a medida que
aumenta el valor de posición cuando la señal en fase I(t) y
la señal en cuadratura Q(t) se aplican a la bobina seno 7 y
a la bobina coseno 9 respectivamente.
A continuación se describirán con referencia a
las Figuras 8A a 8C las señales detectadas S(t) inducidas en
la bobina de detección 11 cuando la señal en
anti-fase \overline{I}(t) y la señal en
cuadratura Q(t) se aplican respectivamente a la bobina seno
7 y a la bobina coseno 9. De nuevo, se ha supuesto que no se
introduce desplazamiento de fase por el circuito resonante, de
manera que el desplazamiento de fase se debe enteramente a la
posición del elemento sensor 1.
La Figura 8A muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto A, en el que la intensidad de campo del campo magnético
generado por la bobina coseno 9 es aproximadamente cero y por lo
tanto, suponiendo que no se introduce desplazamiento de fase por el
circuito resonante, la señal detectada S(t) coincide con la
señal en anti-fase \overline{I}(t). Por lo
tanto, la fase de la señal detectada S(t) aventaja a la fase
de la señal en cuadratura Q(t) en \pi/2 radianes (90º).
La Figura 8B muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto B, en el que la intensidad de campo del campo magnético
generado por la bobina seno 7 y la bobina coseno 9 es
aproximadamente igual y por lo tanto, suponiendo que no se introduce
desplazamiento de fase por el circuito resonante, la fase de la
señal detectada S(t) aventaja a la fase de la señal en
cuadratura Q(t) en \pi/4 radianes (45º).
La Figura 8C muestra la señal detectada
S(t) cuando el elemento sensor 1 está colocado adyacente al
punto C, en el que la intensidad de campo del campo magnético
generado por la bobina seno 7 es aproximadamente cero y por lo
tanto, suponiendo que no se introduce desplazamiento de fase por el
circuito resonante, la señal detectada S(t) está en fase con
la señal en cuadratura Q(t).
Tal como se ilustra por las Figuras 8A a 8C, la
fase de la señal detectada S(t) aumenta linealmente con el
valor de posición cuando la señal en anti-fase
\overline{I}(t) y la señal en cuadratura Q(t) se
aplican a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9
respectivamente.
Tal como se describió anteriormente, suponiendo
que no se introduce desplazamiento de fase por el circuito
resonante, para cada posición x en la dirección de medición se
introduce un desplazamiento de fase relacionado con la posición
\Phi(x) cuando se aplican la señal en fase I(t) y la
señal en cuadratura Q(t), y se introduce un desplazamiento
de fase relacionado con la posición -\Phi(x) cuando se
aplican la señal en anti-fase
\overline{I}(t) y la señal en cuadratura Q(t). En
la práctica, el circuito resonante introduce un desplazamiento de
fase \Phi_{RC}, pero el desplazamiento de fase \Phi_{RC} es
generalmente el mismo ya se aplique la señal en fase I(t) o
la señal en anti-fase \overline{I}(t) a la
bobina seno 7. Por lo tanto, en esta realización el desplazamiento
de fase medido al aplicar la señal en anti-fase
\overline{I}(t) se sustrae del desplazamiento de fase
medido al aplicar la señal en fase I(t), resultando en que
el desplazamiento de fase \Phi_{RC} introducido por el circuito
resonante es anulado para dar una fase resultante que es igual al
doble del desplazamiento de fase dependiente de la posición
\Phi(x).
A continuación se describirá con referencia a la
Figura 9 el conjunto de circuitos de procesamiento usado para
generar la señal en fase I(t), la señal en cuadratura
Q(t) y la señal en anti-fase
\overline{I}(t), y para procesar la señal detectada
S(t) para determinar un valor de posición. Como se muestra en
la Figura 9, el conjunto de circuitos de procesamiento consta de un
microprocesador 41, componentes digitales 61, conjunto de circuitos
de excitación analógica 81 y componentes de procesamiento de señales
analógicas 91.
El microprocesador 41 incluye un primer
oscilador de onda cuadrada 43 que genera una señal de onda cuadrada
al doble de la frecuencia portadora f_{0} (es decir, a 4 MHz).
Esta señal de onda cuadrada se genera desde el microprocesador 41
hacia una unidad divisora de cuadratura 63 que divide por 2 la señal
de onda cuadrada y forma una señal portadora digital en fase +I a
la frecuencia portadora, una señal portadora digital en
anti-fase -I a la frecuencia portadora y una señal
portadora digital en cuadratura +Q, también a la frecuencia
portadora. Tal como se describe en lo sucesivo, la señal portadora
digital en cuadratura +Q es modulada para formar las señales
excitadoras aplicadas a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9,
mientras que las señales portadoras digitales en fase y en
anti-fase \pmI se usan para realizar detección
sincrónica para desmodular la señal detectada S(t).
El microprocesador 41 también incluye un segundo
oscilador de onda cuadrada 45 que genera una señal de sincronización
de modulación MOD_SYNC a la frecuencia de modulación f_{1} para
proporcionar un ajuste de tiempo de referencia. La señal de
sincronización de modulación MOD_SYNC se introduce en un generador
de patrón de tipo de modulación por anchura de impulso (PWM) 47 que
genera corrientes de datos digitales a 2 MHz representativos de las
señales de modulación a la frecuencia de modulación f_{1}, es
decir, 3,9 kHz. En particular, el generador de patrón de tipo PWM
47 genera dos señales de modulación que están en cuadratura de fase
entre sí, concretamente una señal coseno COS y o bien una señal más
seno o bien una señal menos seno \pmSEN dependiendo de si se ha de
generar la señal en fase I(t) o la señal en
anti-fase \overline{I}(t).
La señal coseno COS es producida por el
microprocesador 41 y aplicada a un primer mezclador digital 65, en
esta realización una puerta NOR, que mezcla la señal coseno con la
señal portadora digital en cuadratura, +Q, para generar una
representación digital de la señal en cuadratura Q(t). La
señal seno \pmSEN es producida por el microprocesador y aplicada
a un segundo mezclador digital 67, en esta realización una puerta
NOR, junto con la señal portadora digital en cuadratura +Q para
generar una representación digital de la señal en fase I(t)
o la señal en anti-fase \overline{I}(t).
Las salidas de señales digitales procedentes del primer y el segundo
mezcladores digitales 65, 67, se introducen en primer y segundo
circuitos excitadores de bobinas 83, 85 respectivamente y las
señales amplificadas producidas por los excitadores de bobinas 83,
85 se aplican después a la bobina coseno 9 y a la bobina seno 7
respectiva-
mente.
mente.
La generación digital de las señales excitadoras
aplicadas a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9 introduce ruido
armónico de alta frecuencia. Sin embargo, los excitadores de bobinas
65, 67 eliminan algo de este ruido armónico de alta frecuencia,
como lo hacen las características de respuesta en frecuencia de las
bobinas seno y coseno 7, 9. Además, el circuito resonante dentro
del elemento sensor 1 no responderá a señales que están muy por
encima de la frecuencia resonante y por lo tanto el circuito
resonante también filtrará una parte del ruido armónico de alta
frecuencia no deseado.
Tal como se analizó anteriormente, las señales
aplicadas a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9 inducen una
señal eléctrica en el circuito resonante del elemento sensor 1 que a
su vez induce la señal detectada S(t) en la bobina de
detección 11. La señal detectada S(t) se pasa por los
componentes de procesamiento de señales analógicas 91. En
particular, la señal detectada S(t) se pasa inicialmente por
un amplificador de filtro de paso alto 93 que amplifica la señal
recibida y elimina el ruido de baja frecuencia (por ejemplo, el
procedente de un dispositivo de suministro de electricidad de la red
de distribución a 50 hercios) y cualquier desviación de la
corriente continua. La salida de señal amplificada del filtro de
paso alto 93 se introduce luego en un conmutador analógico de cruce
95 que realiza detección sincrónica a la frecuencia portadora de 2
MHz, usando las señales portadoras de onda cuadrada en fase y en
anti-fase \pmI generadas por el divisor de
cuadratura 21. Las señales portadoras digitales en fase y en
anti-fase que están desfasadas 90 grados respecto a
la señal portadora digital en cuadratura +Q usada para generar las
señales excitadoras aplicadas a la bobina seno 7 y a la bobina
coseno 9, que se usan para la detección sincrónica porque, como se
analizó anteriormente, el circuito resonante del elemento sensor 1
introduce un desplazamiento de fase de sustancialmente 90 grados en
la señal portadora.
La salida de señal del conmutador analógico de
cruce 95 corresponde sustancialmente a una versión totalmente
rectificada de la entrada de señal al conmutador analógico de cruce
95 (es decir, con los senos de voltaje negativo plegados sobre la
línea de voltaje cero para formar picos de voltaje que se encuentran
entre los picos de voltaje originales). Esta señal rectificada se
pasa luego por un amplificador de filtro de paso bajo 97 que produce
esencialmente una señal promediada en el tiempo o suavizada que
tiene una componente de corriente continua y una componente a la
frecuencia de modulación f_{1}. La componente de corriente
continua aparece como resultado de la rectificación realizada por el
procedimiento de detección sincrónica.
La salida de señal del amplificador de filtro de
paso bajo 97 se introduce luego en un amplificador de filtro de paso
de banda 99, centrado a la frecuencia de modulación f_{1}, que
elimina la componente de corriente continua. La salida de señal del
amplificador de filtro de paso de banda 99 se introduce en un
comparador 101 que convierte la señal de entrada en una señal de
onda cuadrada cuyo ajuste de tiempo se compara con el ajuste de
tiempo de la señal de sincronización de modulación MOD_SYNC para
determinar la posición del elemento sensor 1.
La Figura 10 muestra más detalladamente los
componentes de procesamiento de señales analógicas 91. Tal como se
muestra, un extremo de la bobina de detección 11 está conectado
entre dos resistores R1 y R2, que están conectados en serie entre
el voltaje de alimentación y tierra "verdadera", para
establecer un nivel de voltaje de tierra provisional V_{AG}. En
particular, en esta realización el voltaje de alimentación es 5 V y
la resistencia del resistor R1 es igual a la resistencia del
resistor R2 para dar un nivel de nivel de voltaje de tierra
provisional de 2,5 V.
La Figura 11A muestra la señal de
sincronización de modulación MOD_SYNC y la Figura 11B muestra la
señal detectada S(t) inducida en la bobina de detección 11.
Tal como se muestra, puede verse que la función envolvente de
amplitud de la señal detectada S(t) no está en fase con la
señal de sincronización de modulación MOD_SYNC. La Figura 11C
muestra la señal 111 producida por el amplificador de filtro de paso
bajo 97, que corresponde sustancialmente con la función envolvente
de amplitud. La Figura 11D muestra la señal 113 producida por el
amplificador de filtro de paso de banda 99 y la onda cuadrada 115
producida por el comparador 101.
En esta realización, el comparador 101 es un
comparador inversor cuya salida es alta (es decir, 5 V) cuando la
salida de señal 113 procedente del amplificador de filtro de paso de
banda 99 está por debajo de un nivel de voltaje de referencia
V_{ref}, y cuya salida es baja (es decir, 0 V) cuando la salida de
señal 113 procedente del amplificador de filtro de paso de banda
está por encima del nivel de voltaje de referencia V_{ref}. Como
puede verse a partir de la Figura 10, el nivel de voltaje de
referencia V_{ref} no es el nivel de voltaje de tierra
provisional V_{AG}, sino en cambio un voltaje inferior al nivel de
voltaje de tierra provisional V_{AG} que se obtiene de entre dos
resistores R3 y R4 conectados entre el nivel de voltaje de tierra
provisional V_{AG} y la tierra verdadera. Esto impide que el
comparador 101 genere señales falsas cuando no hay salida del
amplificador de filtro de paso de banda 99 salvo una pequeña
cantidad de ruido. Sin embargo, esto también significa que los
frentes anterior y posterior de la señal producida por el comparador
101 no coinciden con los puntos en los que la señal 113 producida
por el amplificador de filtro de paso de banda 99 cruza el nivel de
voltaje de tierra provisional V_{AG}. Para evitar que esto
introduzca un error de fase, el ajuste de tiempo de la señal 115
producida por el comparador 101 se determina a partir del ajuste de
tiempo del punto medio entre un frente posterior y un frente
anterior. En particular, si como se muestra en la Figura 11D el
frente posterior está en un tiempo t_{1} y el frente anterior está
en un tiempo t_{2}, entonces el tiempo medido corresponde a
(t_{1} +
t_{2})/2.
t_{2})/2.
Volviendo a la Figura 9, la señal de onda
cuadrada producida por el comparador 101 (que es de hecho una señal
digital) se aplica a una puerta digital 69, que en esta realización
es una puerta NOR, junto con la señal portadora digital en
cuadratura +Q producida por el divisor de cuadratura 63. La puerta
digital 69 produce por lo tanto una serie de impulsos a la
frecuencia portadora f_{0} cuando la salida del comparador 101 es
baja (es decir, 0 V), y ninguna señal cuando la salida del
comparador 101 es alta (es decir, 5 V). La Figura 12 muestra un
ejemplo de la salida de la puerta digital 69 para un periodo de la
señal MOD_SYNC, que será denominada en lo sucesivo una trama.
Tal como se muestra en la Figura 9, los impulsos
que salen de la puerta digital 69 se introducen en un contador 49
que forma parte del microprocesador 41. La señal MOD_SYNC producida
por el segundo oscilador de onda cuadrada 45 se introduce en un
multiplicador de frecuencia 51 que, en esta realización, multiplica
la frecuencia de la señal MOD_SYNC por 16 y produce la señal
multiplicada para el contador 49. Cada periodo \tau_{N} de la
señal multiplicada se llamará en lo sucesivo una ventana, de manera
que una trama corresponde a 16 ventanas, denominadas ventana 1 a
ventana 16. En esta realización, la frecuencia de modulación se
establece a 2 MHz/2^{9} = 3,9 kHz. Esto significa que cada trama
corresponde a 512 periodos de la señal portadora +Q introducida en
la puerta digital 25, y cada ventana corresponde a 32 periodos
(512/16) de la señal portadora +Q.
El valor de recuento del contador 49 es anotado
y almacenado por una unidad de procesamiento 53 después de cada
ventana dentro de una trama, y después se vuelve a poner a cero. De
esta manera, para cada trama la unidad de procesamiento recibe 16
valores de recuento a partir de los cuales la unidad de
procesamiento 53 determina la posición del elemento sensor 1 y
produce una señal representativa de la posición determinada para un
controlador de pantalla 55, que produce señales excitadoras para la
pantalla 15 para mostrar la posición determinada.
A continuación de describirá más detalladamente
el procesamiento realizado por la unidad de procesamiento 53 para
determinar la posición del elemento sensor 1 con referencia a las
Figuras 13 a 15.
Tal como se muestra en la Figura 13,
inicialmente la unidad de procesamiento 53 envía una señal de
control al generador de patrón de tipo PWM 47 que responde
produciendo la señal coseno COS la señal más seno +SEN de manera
que la señal en fase I(t) y la señal en cuadratura
Q(t) se aplican, en la etapa S1, a la bobina seno 7 y a la
bobina coseno 9 respectivamente. La unidad de procesamiento 53 mide
luego, en la etapa S3, el ángulo de fase entre la señal detectada
S(t) y la señal MOD_SYNC, que se denominará en lo sucesivo el
ángulo de avance, usando dieciséis valores de recuento
correspondientes a una trama obtenida mientras se aplican la señal
en fase I(t) y la señal en cuadratura Q(t).
La Figura 14 muestra las etapas principales
realizadas para medir el ángulo de avance. En primer lugar, la
unidad de procesamiento 53 identifica, en la etapa S21, el impulso
correspondiente a cuando la señal 113 producida por el amplificador
de filtro de paso de banda 99 cruza el voltaje de referencia
V_{ref} en una dirección positiva. En particular, este impulso de
"cruce por cero positivo" se identifica identificando tres
ventanas consecutivas (que se denominarán ventanas k, k + 1 y k +
2) cuyos valores de recuento respectivos son 0, un número n_{1}
intermedio entre 0 y 32, y 32. Después se calcula el número de
impulso P_{1} del impulso de cruce por cero positivo
multiplicando 32 por (k + 1) y después restando el valor de recuento
n_{1} de la ventana k + 1. Por lo tanto, para la trama ejemplar
mostrada en la Figura 12, k es igual a 3 y el número de impulso
P_{1} del impulso de cruce por cero positivo es 124 (es decir (4 x
32) - 4).
A continuación, la unidad de procesamiento 53
identifica, en la etapa S23, el impulso correspondiente a cuando la
señal 113 producida por el amplificador de filtro de paso de banda
99 cruza el voltaje de referencia V_{ref} en una dirección
negativa. Este "impulso de cruce por cero negativo" se
identifica identificando tres ventanas consecutivas (que se
denominarán ventanas l, l + 1 y l + 2) cuyos valores de recuento
respectivos son 32, un número n_{2} intermedio entre 0 y 32, y 0.
Después se calcula el número de impulso P_{2} para el impulso de
cruce por cero negativo multiplicando 32 por l y sumando el valor de
recuento n_{2} de la ventana l + 1. Por lo tanto, para la trama
ejemplar mostrada en la Figura 12, l es igual a 12 y el número de
impulso del impulso de cruce por cero negativo es 386 ((12 x 32) +
2).
Después, la unidad de procesamiento 53
determina, en la etapa S25, si el número de impulso P_{1} es mayor
que el número de impulso P_{2}, lo cual ocurrirá si el principio
de una trama se produce en parte a través de una secuencia de
impulsos. Si se determina que el número de impulso P_{1} es mayor
que el número de impulso P_{2}, entonces la unidad de
procesamiento suma 512 en la etapa S27 (es decir, el número de
impulsos correspondientes a una trama) al valor del número de
impulso P_{2}. La unidad de procesamiento 53 establece entonces el
ángulo de avance, que corresponde al ajuste de tiempo desde el
principio de una trama hasta el punto medio de una secuencia de
impulsos, promediando los números de impulsos P_{1} y P_{2} (es
decir, (P_{1} + P_{2})/2) para obtener un número de impulso
correspondiente al punto medio de la secuencia de impulsos, y
después multiplicando por 360/512 el número de impulso
obtenido.
obtenido.
La unidad de procesamiento 53 comprueba después,
en la etapa S31, si el ángulo de avance es mayor de 360º, lo cual
puede ocurrir si el inicio de una trama se produce en parte a través
de una secuencia de impulsos. Si el ángulo de avance es mayor de
360º, entonces la unidad de procesamiento 53 resta 360 del ángulo de
avance en la etapa S33.
Volviendo a la Figura 13, después de medir el
ángulo de avance la unidad de procesamiento 53 envía una señal de
control al generador de patrón de tipo PWM 47 que responde
produciendo la señal coseno COS y la señal menos seno -SEN de
manera que la señal en anti-fase
\overline{I}(t) y la señal en cuadratura Q(t) se
aplican, en la etapa S5, a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9,
respectivamente. La unidad de procesamiento 53 mide luego, en la
etapa S7, el ángulo de fase inversa entre la señal detectada
S(t) y la señal MOD_SYNC, que se denominará en lo sucesivo
el ángulo de retroceso, usando dieciséis valores de recuento
correspondientes a una trama obtenida mientras se aplican la señal
en anti-fase \overline{I}(t) y la señal en
cuadratura Q(t).
La Figura 15 muestra las etapas principales
realizadas para medir el ángulo de retroceso. En primer lugar, la
unidad de procesamiento determina los números de impulsos P_{1} y
P_{2} del impulso de cruce por cero positivo, etapa S41, y el
impulso de cruce por cero negativo, etapa S43, de la misma manera
que la descrita anteriormente para el cálculo del ángulo de avance.
La unidad de procesamiento 53 determina entonces, en la etapa S45,
si el número de impulso P_{1} es mayor que el número de impulso
P_{2}, y si este es el caso, entonces la unidad de procesamiento
suma 512, en la etapa S47, al valor del número de impulso
P_{2}.
La unidad de procesamiento 53 establece
entonces, en la etapa S49, el ángulo de retroceso, que corresponde
al ajuste de tiempo desde el final de una trama hasta el punto medio
de la secuencia de impulsos, promediando los números de impulsos
P_{1} y P_{2} para obtener un número de impulso correspondiente
al punto medio de la secuencia de impulsos, multiplicando por
360/512 el número de impulso obtenido y después restando de 360 el
resultado de la multiplicación. La unidad de procesamiento 53
comprueba después, en la etapa S51, si el ángulo de retroceso es
menos que 0º, lo cual puede ocurrir si la secuencia de impulsos se
extiende sobre dos tramas, y si este es el caso suma 360 al ángulo
de retroceso en la etapa S53.
Volviendo a la Figura 13, la unidad de
procesamiento 53 promedia después, en la etapa S9, los ángulos de
avance y retroceso, lo cual, como se analizó anteriormente, elimina
el desplazamiento de fase fijo \Phi_{RC} introducido por el
circuito resonante dentro del elemento sensor 1 para dar un ángulo
medio representativo de la posición del elemento sensor 1. La
unidad de procesamiento 53 convierte luego, en la etapa S11, el
ángulo medio en un valor de posición multiplicando el ángulo medio
por un factor de escala. El valor de posición es visualizado luego
en la pantalla 15.
La cantidad de desplazamiento de fase
\Phi_{RC} introducido por el circuito resonante depende de la
frecuencia de modulación f_{1} porque cuanto más baja sea la
frecuencia de modulación, más cerca está la frecuencia de las
componentes de frecuencia de los campos magnéticos generados por la
bobina seno 7 y la bobina coseno 9. Por ejemplo, si la frecuencia
de modulación f_{1} es igual a la frecuencia resonante dividida
por diez veces el factor de calidad entonces el desplazamiento de
fase \Phi_{RC} es aproximadamente 10º, mientras que si la
frecuencia de modulación f_{1} es igual a la frecuencia resonante
dividida por cien veces el factor de calidad entonces el
desplazamiento de fase \Phi_{RC} es aproximadamente 1º. Esto
implica que la frecuencia de modulación f_{1} debe ser tan baja
como sea posible. Sin embargo, una desventaja de la reducción de la
frecuencia de modulación es que aumenta la duración de las tramas y
por lo tanto lleva más tiempo hacer una medición y se reduce el
ritmo de actualización.
Tal como se describió anteriormente, el
desplazamiento de fase \Phi_{RC} introducido por el circuito
resonador en el elemento sensor 1 se elimina tomando eficazmente
dos mediciones de la posición, invirtiéndose entre mediciones la
fase de la señal aplicada a la bobina seno 7. Se apreciará que en
realizaciones alternativas, la medición inversa sólo tiene que
realizarse intermitentemente para determinar un valor para el
desplazamiento de fase \Phi_{RC}, lo cual tiene la ventaja de
aumentar el ritmo de actualización de medición. Alternativamente,
podría sustraerse de una sola medición de fase un valor
predeterminado para el desplazamiento de fase \Phi_{RC},
determinado por un factor de calibración. Sin embargo, esto no se
prefiere porque no puede tener en cuenta factores ambientales que
afectan a la frecuencia resonante f_{res} y al factor de calidad
del circuito resonante y, por lo tanto, varían el desplazamiento de
fase \Phi_{RC}.
Se apreciará que si, en lugar de sumar el ángulo
de retroceso, se resta del ángulo de avance, entonces se eliminaría
el desplazamiento de fase dependiente de la posición
\Phi(x) para dejar un valor igual al doble del
desplazamiento de fase \Phi_{RC}. Como el desplazamiento de fase
\Phi_{RC} varía con factores ambientales, una medición del
desplazamiento de fase \Phi_{RC} puede ser indicativa de un
factor ambiental. Por lo tanto, el sensor inductivo descrito
también podría usarse, por ejemplo, como un sensor de temperatura
(en un ambiente de humedad constante). Típicamente, esto implicaría
almacenar en el conjunto de circuitos de control del sensor
inductivo un factor de calibración entre el desplazamiento de fase
medido \Phi_{RC} y el valor correspondiente del factor
ambiental.
En una realización de la invención, el sensor
inductivo descrito se usa para detectar a distancia la temperatura
de un líquido dentro de un recipiente. En particular, el elemento
sensor 1 se sitúa dentro del recipiente de manera que está
sumergido en el líquido mientras que la bobina seno 7, la bobina
coseno 9 y la bobina de detección 11 se colocan adyacentes al
exterior del recipiente. Los ángulos de avance y retroceso se
calculan tal como se describió, y después se suman para dar un
valor representativo del desplazamiento de fase \Phi_{RC}. La
unidad de procesamiento 53 accede luego a una tabla de consulta que
almacena una calibración de fábrica entre el desplazamiento de fase
\Phi_{RC} medido y la temperatura, de manera que se obtiene un
valor de la temperatura. Se apreciará que como el elemento sensor
está sumergido en un líquido, está de hecho en un ambiente de
humedad constante. También se apreciará que una ventaja de usar un
sensor inductivo es que no hay necesidad de perforar un orificio en
el recipiente para obtener una señal eléctrica del elemento
sensor.
Otra aplicación de un sensor inductivo según la
invención es detectar la humedad en el escape de un secador de ropa,
lo cual es útil para optimizar los ciclos de secado.
Se apreciará que puede realizarse la detección
de factores ambientales en lugar o además de detectar la posición
relativa de dos miembros relativamente amovibles.
En la realización descrita, la bobina seno 7 y
la bobina coseno 9 están dispuestos de manera que sus contribuciones
relativas a la componente del campo magnético total perpendicular a
la PCB 5 varía según la posición a lo largo de la dirección de
medición. En particular, las bobinas seno y coseno tienen una
estructura de bucle enrollado alterno. Sin embargo, para una
persona experta en la materia resultaría evidente que podría
emplearse una enorme variedad de geometrías diferentes de devanados
de excitación para formar antenas de transmisión que logran el
objetivo de hacer que las proporciones relativas de la primera y
segunda señales de transmisión que aparecen en la señal combinada
detectada en última instancia dependan de la posición del elemento
sensor en la dirección de medición.
Aunque en la realización descrita los devanados
de excitación están formados por pistas conductoras sobre una placa
de circuito impreso, también podrían proporcionarse sobre un
sustrato plano diferente o, si son suficientemente rígidos, incluso
podrían sostenerse por sí mismos. Además, no es esencial que los
devanados de excitación sean planos porque, por ejemplo, también
podrían usarse devanados cilíndricos con el elemento sensor
moviéndose a lo largo del eje cilíndrico del devanado
cilíndrico.
Si se usa el sensor inductivo sólo para medir un
factor ambiental como temperatura o humedad, sólo podría usarse una
antena de transmisión ya que no hay necesidad de que la fase del
campo magnético varíe con la posición.
En la realización descrita anteriormente, se
aplica un par de señales de modulación en cuadratura a una señal
portadora para generar primera y segunda señales de excitación que
se aplican a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9
respectivamente. Sin embargo, esto no es esencial porque simplemente
se requiere que las componentes portadoras de información de las
señales de excitación sean distintas de alguna manera para que las
contribuciones relativas de la primera y la segunda señales de
excitación puedan derivarse de procesando la señal combinada. Por
ejemplo, las señales de modulación podrían tener la misma frecuencia
y una fase que difiera en una cantidad distinta de 90 grados.
Alternativamente, las señales de modulación podrían tener
frecuencias ligeramente diferentes dando así origen a una diferencia
de fase variable continuamente entre las dos señales.
En la realización descrita anteriormente, se usa
un resonador pasivo. Sin embargo, en algunas circunstancias puede
ser ventajoso usar un resonador activo de manera que la señal
inducida en el resonador se amplifique considerablemente, reduciendo
así los requisitos sobre el conjunto de circuitos de procesamiento
de señales.
En lugar de detectar la fase de las componentes
portadoras de información de la señal combinada, también es posible
realizar detección sincrónica paralela de la señal combinada, una
detección sincrónica usando una señal de modulación en fase y la
otra detección sincrónica usando una señal de modulación en
cuadratura, y después realizar una operación de arco tangente sobre
la relación de las magnitudes detectadas de las señales
desmoduladas. En tal realización, usando señales de excitación que
comprenden una señal de frecuencia portadora y una señal de
modulación de manera que las señales de modulación puedan tener una
frecuencia relativamente baja, la detección de la magnitud de las
señales de modulación y el cálculo subsiguiente del arco tangente
(o la referencia a una tabla de consulta) pueden realizarse en el
dominio digital después de la conversión descendente a partir de la
frecuencia portadora. En procedimiento alternativo de detección de
la parte portadora de información de la señal después de la
conversión descendente de la señal de frecuencia portadora a banda
base sería realizar una detección por transformada rápida de
Fourier. Como se apreciará, esto podría hacerse usando algún
hardware dedicado especializado adicional (por ejemplo, un circuito
integrado específico para la aplicación) o programando adecuadamente
el microprocesador. Tal procedimiento de detección sería
particularmente conveniente en una instalación en la que deba
detectarse más de un grado de libertad de movimiento de un
objetivo.
En la realización descrita, el sensor inductivo
se usa para medir la posición lineal de un primer miembro (es
decir, el elemento sensor 1) en relación con un segundo miembro (es
decir, la PCB 5) en una dirección de medición a lo largo de una
línea recta. Alternativamente, el sensor inductivo podría adaptarse
para medir la posición lineal a lo largo de una línea curva, por
ejemplo un círculo (es decir, un sensor de posición rotatoria),
variando la disposición de la bobina seno y la bobina coseno de una
manera que resultaría evidente para una persona experta en la
materia. El sensor inductivo podría usarse también como un detector
de velocidad tomando una serie de mediciones de la posición del
primer miembro en relación con el segundo miembro a intervalos de
tiempo conocidos. Además, incluyendo dispositivos adicionales de
detección de posición para detectar la posición del segundo miembro
en relación con un sistema coordenado de posición (por ejemplo, un
sensor GPS, un giroscopio inercial, una brújula o similar), puede
determinarse la posición del primer miembro en el sistema coordenado
de posición.
En una realización, está formado un segundo par
de devanados de excitación en la placa de circuito impreso de la
realización descrita, estando dispuesto el segundo par de devanados
de excitación de manera que sus contribuciones relativas al campo
magnético total varían según la posición a lo largo de una dirección
perpendicular a la dirección de medición de la realización
descrita. Se aplica un segundo par de señales de excitación
respectivamente al segundo par de devanados de excitación, con la
misma frecuencia portadora pero usándose una frecuencia de
modulación diferente comparada con el primer par de señales de
excitación aplicadas a la bobina seno 7 y a la bobina coseno 9. En
tal disposición, todos los pares de devanados de excitación son
excitados ventajosamente al mismo tiempo para transmitir
simultáneamente. La señal combinada combina todas las señales
transmitidas en una señal única que después puede ser procesada
usando un único canal de procesamiento analógico.
En particular, la señal única combinada puede
ser filtrada, amplificada y detectada sincrónicamente a la
frecuencia portadora usando componentes de procesamiento analógico
comunes, de manera que la señal desmodulada resultante contiene
señales desplazadas en fase a cada una de las frecuencias de
modulación. El desplazamiento de fase de cada frecuencia de
modulación puede determinarse luego mediante un conjunto de filtros
de paso de banda (ya sean analógicos o digitales) proporcionados en
paralelo para aislar cada frecuencia de modulación y electrónica
digital para obtener una señal relacionada con la fase, o
digitalizando la señal desmodulada y usando métodos de transformada
rápida de Fourier. El método de la transformada rápida de Fourier es
particularmente simple si las frecuencias de modulación son todas
múltiplos de una frecuencia base común. Puede usarse el
desplazamiento de fase a cada frecuencia de desmodulación para
determinar la posición del primer miembro a lo largo del eje
correspondiente.
En algunas realizaciones, el primer miembro es
significativamente mayor que el circuito resonante. En este caso,
puede ser difícil identificar correctamente el movimiento del primer
miembro. Por ejemplo, el circuito resonante puede moverse
linealmente mientras que el movimiento del primer miembro incluye
una componente rotacional. Puede obtenerse información más precisa
acerca del movimiento del primer miembro usando dos circuitos
resonadores, teniendo cada uno una frecuencia resonante diferente
respectiva, conectados a posiciones diferentes respectivas en el
primer miembro. La posición de cada circuito resonante puede medirse
individualmente sintonizando la frecuencia portadora f_{0} a la
frecuencia resonante para ese circuito resonante, y pueden
procesarse las dos posiciones para dar información más precisa
sobre la posición y orientación del primer miembro.
Tal como se describió anteriormente, puede
usarse el sensor inductivo para medir parámetros ambientales además
de posición. En una realización, el primer sensor incluye dos
circuitos resonantes situados conjuntamente que tienen frecuencias
resonantes diferentes, con un circuito resonante incluyendo
componentes que son relativamente inmunes a factores ambientales de
manera que la frecuencia resonante es relativamente estable,
mientras que el otro circuito resonante tiene una frecuencia
resonante que varía de manera relativamente brusca con factores
ambientales. De este modo, obteniendo una medición de posición para
cada circuito resonante sin corregir el desplazamiento de fase
\Phi_{RC}, la diferencia en las mediciones de posición puede
formar una medida de un parámetro ambiental (por ejemplo
temperatura en un ambiente de humedad constante o humedad en un
ambiente de temperatura constante). Además, no es esencial para los
dos circuitos resonantes que estén situados conjuntamente siempre
que se conozcan sus posiciones relativas en la dirección o
direcciones de medición.
Es preferible que la fase de la señal portadora
sea idéntica en todas las bobinas de transmisión, como en la
realización descrita anteriormente, ya que, si no, se induce un
desplazamiento de fase en la señal de modulación portadora de
información que introduce un error de fase y por consiguiente un
error de posición (esto ocurre porque la ganancia del detector
sincrónico es sensible a la fase de la señal portadora). Por lo
tanto, es preferible usar una señal portadora común y proporcionar
caminos similares desde el generador de señal hasta los excitadores
de las bobinas.
En la realización descrita anteriormente, las
señales de modulación se describen como representaciones digitales
de señales sinusoidales. Esto no es estrictamente necesario y a
menudo es conveniente usar señales de modulación que puedan
generarse más fácilmente usando electrónica simple. Por ejemplo, las
señales de modulación podrían ser representaciones digitales de
formas de onda triangulares. La fase de la modulación puede ser
descodificada de la manera habitual sólo examinando la frecuencia
fundamental de las señales moduladas, es decir, filtrando los
armónicos superiores presentes en la forma de onda triangular.
Obsérvese que se realizará algo de filtrado como resultado de las
propiedades físicas y eléctricas de, y el acoplamiento
electromagnético entre las antenas de transmisión y de recepción.
Alternativamente, si no se usa filtrado, el punto de cruce por cero
de la forma de onda desmodulada aún variará con la posición del
objetivo de alguna manera predecible, aunque no lineal, lo cual
podría convertirse en una medición lineal de posición usando una
tabla de consulta o una técnica similar.
Para minimizar la susceptibilidad a ruido no
deseado derivado, por ejemplo, de un dispositivo externo, pueden
añadirse una o más bobinas de detección adicionales a la estructura
básica de la antena de recepción para equilibrar la primera bobina
de detección. Tales bobinas adicionales están desplazadas
preferiblemente en una dirección transversal respecto al camino de
medición de manera que la señal recibida por las bobinas de
detección no varía con la posición relativa de los dos miembros
amovibles. Sin embargo, como la señal detectada es una señal
combinada en la que sólo se requiere la información de fase, no es
esencial para esto que sea el caso.
En la realización descrita anteriormente, el
camino de medición se extiende solamente a lo largo de un solo
periodo de la variación espacial de las dos bobinas de transmisión
(es decir, la bobina seno 7 y la bobina coseno 9). Sin embargo,
este no tiene que ser el caso y el camino de transmisión podría
extenderse a lo largo de más o menos de un solo periodo de la
variación espacial de las bobinas de transmisión. En tal caso, es
preferible incluir un mecanismo para resolver la ambigüedad del
periodo (es decir, el hecho de que la fase básica de la componente
portadora de información de la señal combinada será idéntica para la
misma posición correspondiente en diferentes periodos espaciales de
las bobinas de transmisión). Los mecanismos para superar la
ambigüedad de periodo espacial que pueden emplearse incluyen
proporcionar una sola posición de referencia detectada, por
ejemplo, por un solo sensor de posición de ubicación (por ejemplo,
teniendo una sola bobina de transmisión localizado que transmite
una tercera señal de transmisión a una frecuencia de modulación
diferente para añadir con la primera y segunda antenas de
transmisión, o usando un conmutador óptico) y contando después los
periodos desde la posición de referencia, y manteniendo un registro
en un contador dentro del microprocesador del periodo particular
dentro del cual está situado actualmente el elemento sensor.
Alternativamente, podría usarse un conjunto adicional de bobinas de
transmisión que transmiten a una frecuencia de modulación diferente
(o que transmiten de una manera multiplexada por división de tiempo)
con una frecuencia espacial que varía poco para proporcionar un
efecto de escala del nonio, o con una frecuencia espacial que varía
mucho para proporcionar detección de posición aproximada usando un
conjunto de bobinas de transmisión de escala grande y detección de
posición de escala precisa usando bobinas de transmisión de
escala
pequeña.
pequeña.
En la realización descrita, en el elemento
sensor 1 está formado un solo circuito resonante, y la orientación
del elemento sensor 1 en relación con la bobina seno 7, la bobina
coseno 9 y la bobina de detección 11 es fija. No es esencial una
orientación particular, aunque se prefiere que la orientación sea
fija o conocida por coherencia de medición.
En algunas aplicaciones es deseable no
introducir ninguna limitación a la orientación del elemento sensor
1. Por ejemplo, para un sensor de nivel de líquido en el que el
elemento sensor flota sobre la parte superior de un líquido (por
ejemplo, un sensor de nivel de líquido en un recipiente que almacena
detergente o similar), si se pone una limitación al movimiento del
elemento sensor, entonces el elemento sensor puede quedarse atascado
después de un uso prolongado de manera que no proporciona una
representación verdadera del nivel de líquido. En tal aplicación,
preferentemente el elemento sensor flota libremente sobre la parte
superior del líquido y el elemento sensor comprende múltiples
circuitos resonantes en orientaciones diferentes respectivas de
manera que la posición del elemento sensor puede ser detectada sea
cual sea su orientación. Si se desea, la frecuencia resonante para
cada uno de los circuitos resonantes puede hacerse diferente de
manera que la orientación del elemento sensor también puede ser
detectada explorando a través de todas las frecuencias resonantes
posibles y midiendo las intensidades de las señales recibidas.
Una ventaja de la realización descrita es que el
procesamiento digital requerido para determinar la posición del
elemento sensor es tan sencillo que puede realizarse mediante un
pequeño código ejecutado por un chip microprocesador convencional.
Por lo tanto, no es necesario desarrollar un circuito integrado
específico para la aplicación (ASIC), lo cual es una tarea
notoriamente difícil y que lleva demasiado tiempo. Se apreciará que
no se requiere un microprocesador dedicado, de manera que podría
usarse un microprocesador que realiza funciones adicionales, por
ejemplo controlar un aparato doméstico.
En la realización descrita, se usa una
frecuencia de modulación de 3,9 kHz porque se adapta bien a técnicas
de procesamiento digital. Esto se aplica generalmente a frecuencias
comprendidas en el intervalo de 100 Hz a 100 kHz.
En la realización descrita, se usa una
frecuencia portadora de 2 MHz. Usar una frecuencia portadora
superior a 1 MHz facilita la construcción de pequeño tamaño del
elemento sensor. Sin embargo, en algunas aplicaciones puede ser
deseable usar una frecuencia portadora inferior a 100 kHz, por
ejemplo si una lámina de acero inoxidable no metálico separa el
elemento sensor de los devanados de excitación y sensor, porque la
profundidad de penetración del acero inoxidable no magnético es
mayor a frecuencias más bajas.
En la realización descrita, los devanados de
excitación (es decir, la bobina seno 7 y la bobina coseno 9) están
acoplados magnéticamente al devanado sensor (es decir, la bobina de
detección 11) por medio de un circuito resonante. Alternativamente,
los devanados de excitación podrían estar acoplados al devanado de
detección por medio de un elemento permeable o un elemento armónico
(como un elemento magneto-restrictivo que genera
señales a armónicos de una señal de excitación). Además, no es
esencial usar un componente de acoplamiento intermedio entre los
devanados de excitación y sensor ya que el devanado sensor o el
devanado de excitación podrían estar formados en el elemento
sensor, aunque esto no se prefiere porque requeriría que se hicieran
conexiones eléctricas al elemento sensor. En una realización, el
devanado sensor forma parte de un circuito resonante en el elemento
sensor.
Claims (42)
1. Un sensor para detectar un parámetro,
comprendiendo el sensor:
un devanado de excitación (7, 9);
un devanado sensor (11) acoplado magnéticamente
al devanado de excitación, en el que el acoplamiento
electromagnético es por medio de un resonador (31, 33) o el devanado
sensor forma parte de un resonador;
un generador de señal (21) capaz de ser operado
para generar una señal de excitación y dispuesto para aplicar la
señal de excitación generada al devanado de excitación (7, 9) para
generar una señal eléctrica periódica en el devanado sensor (11)
indicativa del valor del parámetro que va a ser medido por el
sensor, en el que la señal de excitación comprende una señal
portadora periódica que tiene una primera frecuencia, que es capaz
de ser operado para inducir una señal resonante en el resonador (31,
33), modulada por una señal de modulación periódica que tiene una
segunda frecuencia, siendo la primera frecuencia mayor que la
segunda frecuencia;
un desmodulador (95, 97, 99) capaz de ser
operado para desmodular la señal eléctrica generada en el devanado
sensor (11) para obtener una señal a la segunda frecuencia; y
un procesador de señal (41, 61, 101) capaz de
ser operado para procesar dicha señal a la segunda frecuencia para
determinar un valor representativo del parámetro que se mide.
2. Un sensor según la reivindicación 1, en el
que el devanado de excitación es un primer devanado de excitación
(7) y el sensor comprende además un segundo devanado de excitación
(9), siendo el primer y el segundo devanados de excitación (7, 9) y
el devanado sensor (11) fijos en relación con un primer miembro
(5),
en el que el resonador (31, 33) es fijo en
relación con un segundo miembro (1), siendo el primer y el segundo
miembros (1, 5) amovibles uno respecto a otro a lo largo de una
dirección de medición,
en el que el acoplamiento electromagnético entre
el primer devanado de excitación (7) y el devanado sensor (11), por
medio del resonador (31, 33), varía con las posiciones relativas del
primer y el segundo miembros (1, 5) a lo largo de la dirección de
medición según una primera función, y el acoplamiento
electromagnético entre el segundo devanado de excitación (9) y el
devanado sensor (11), por medio del resonador (31, 33), varía con
las posiciones relativas del primer y el segundo miembros (1, 5) a
lo largo de la dirección de medición según una segunda función que
es diferente de la primera función,
en el que la señal de excitación aplicada al
primer devanado de excitación (7) es una primera señal de excitación
y en el que el generador de señal (21) es capaz de ser operado para
generar una segunda señal de excitación que se aplica al segundo
devanado de excitación (9), comprendiendo la segunda señal de
excitación una segunda señal portadora periódica a la primera
frecuencia modulada por una segunda señal de modulación periódica a
la segunda frecuencia,
en el que en respuesta a la primera señal de
excitación que se aplica al primer devanado de excitación (7) y la
segunda señal de excitación que se aplica al segundo devanado de
excitación (9), la señal eléctrica periódica generada en el
devanado sensor (11) tiene un ajuste de tiempo que varía dependiendo
de la posición relativa a lo largo de la dirección de medición del
primer y segundo miembros (1, 5), y
en el que el procesador de señal es capaz de ser
operado para medir el ajuste de tiempo de la señal eléctrica
producida por el desmodulador (95, 97, 99) para determinar un valor
representativo de la posición relativa a lo largo de la dirección
de medición del primer y el segundo miembros (1, 5).
3. Un sensor según la reivindicación 2, en el
que una pluralidad de resonadores son fijos en relación con el
segundo miembro (1), teniendo cada resonador de la pluralidad de
resonadores una orientación respectiva diferente.
4. Un sensor según la reivindicación 3, en el
que la pluralidad de resonadores tiene frecuencias resonantes
diferentes.
5. Un sensor según la reivindicación 1, en el
que el devanado de excitación es un primer devanado de excitación y
está fijado a un primer miembro, el devanado sensor forma para de un
resonador y está fijado a un segundo miembro que es amovible en
relación con el primer miembro, y el sensor comprende además un
segundo devanado de excitación que está fijado al primer miembro y
está acoplado electromagnéticamente al devanado sensor,
en el que el primer devanado de excitación y el
devanado sensor están dispuestos de manera que el acoplamiento
electromagnético entre el primer devanado de excitación y el
devanado sensor varía según la posición relativa a lo largo de una
dirección de medición entre el primer y el segundo miembros según
una primera función,
en el que el segundo devanado de excitación y el
devanado sensor están dispuestos de manera que el acoplamiento
electromagnético entre el segundo devanado de excitación y el
devanado sensor varía según la posición relativa a lo largo de la
dirección de medición entre el primer y el segundo miembros según
una segunda función que es diferente de la primera función,
en el que la señal de excitación aplicada al
primer devanado de excitación es una primera señal de excitación y
en el que el generador de señal es capaz de ser operado para generar
una segunda señal de excitación que se aplica al segundo devanado
de excitación, comprendiendo la segunda señal de excitación una
segunda señal portadora periódica a la primera frecuencia modulada
por una segunda señal de modulación periódica a la segunda
frecuen-
cia,
cia,
en el que en respuesta a la primera señal de
excitación que se aplica al primer devanado de excitación y la
segunda señal de excitación que se aplica al segundo devanado de
excitación, la señal eléctrica periódica generada en el devanado
sensor tiene un ajuste de tiempo que varía dependiendo de la
posición relativa a lo largo de la dirección de medición del primer
y segundo miembros, y
en el que el procesador de señal es capaz de ser
operado para medir el ajuste de tiempo de la señal eléctrica
producida por el desmodulador para determinar un valor
representativo de la posición relativa a lo largo de la dirección
de medición del primer y el segundo miembros.
6. Un sensor según la reivindicación 5, en el
que el segundo miembro comprende una pluralidad de devanados
sensores que tienen orientaciones respectivas diferentes.
7. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 6, en el que el primer y el segundo devanados
de excitación (7, 9) y el devanado sensor (11) están dispuestos de
manera que dichas primera y segunda funciones varían sinusoidalmente
con la posición con el mismo periodo pero están desfasadas entre
sí.
8. Un sensor según la reivindicación 7, en el
que la primera y segunda funciones están desfasadas entre sí un
cuarto de ciclo.
9. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 8, en el que la segunda señal de modulación
periódica tiene la misma forma de onda que la primera señal de
modulación periódica pero está desfasada respecto a la misma.
10. Un sensor según la reivindicación 9, en el
que la segunda señal de modulación periódica está desfasada un
cuarto de ciclo respecto a la primera señal de modulación
periódica.
11. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 10, en el que el sensor está dispuesto para
determinar una primera medición de ajuste de tiempo al aplicar la
primera y la segunda señales de excitación, y para obtener una
segunda medición de ajuste de tiempo al aplicar la primera señal de
excitación a dicho primer devanado de excitación y una tercera
señal de excitación a dicho segundo devanado de excitación,
comprendiendo la tercera señal de excitación una tercera señal
portadora periódica a la primera frecuencia modulada por una
tercera señal de modulación periódica a la segunda frecuencia, en el
que la tercera señal de modulación periódica está en
anti-fase con dicha segunda señal de modulación
periódica,
y en el que el procesador de señal está
dispuesto para determinar un valor de posición usando la primera y
segunda mediciones de ajuste de tiempo.
12. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 2 a 11, en el que el primer y el segundo miembros
(1, 5) son relativamente amovibles a lo largo de una dirección
lineal.
13. Un sensor según la reivindicación 1, en el
que el procesador de señal está dispuesto para determinar un
desplazamiento de fase asociado con el resonador (31, 33), variando
el desplazamiento de fase según un factor ambiental, y en el que el
sensor comprende además medios para almacenar datos de calibración
para convertir el desplazamiento de fase determinado en un valor de
medición para el factor ambiental.
14. Un sensor según la reivindicación 13, en el
que el factor ambiental es temperatura.
15. Un sensor según la reivindicación 13, en el
que el factor ambiental es humedad.
16. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el o cada devanado de excitación (7, 9) está
formado por una pista conductora sobre un sustrato plano (5).
17. Un sensor según la reivindicación 16, en el
que el sustrato plano (5) es una placa de circuito impreso.
18. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 16 ó 17, en el que el o cada devanado de excitación
(7, 9) comprende de hecho una pluralidad de bucles (21a, 21b, 23a,
23b, 23c) dispuestos de manera que la corriente que circula a
través del devanado de excitación (7, 9) circula alrededor de al
menos uno de los bucles en una dirección opuesta a al menos uno de
los otros bucles.
\newpage
19. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el generador de señal (21) comprende un
generador de señal portadora digital (63) capaz de ser operado para
generar una señal portadora digital a la primera frecuencia.
20. Un sensor según la reivindicación 19, en el
que el generador de señal portadora digital (63) está dispuesto
para generar la señal portadora digital con una forma de onda
cuadrada.
21. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el generador de señal (21) comprende un
generador de señal de modulación digital (47) capaz de ser operado
para generar una señal de modulación digital a la segunda
frecuencia.
22. Un sensor según la reivindicación 21, en el
que el generador de señal de modulación digital (47) está dispuesto
para generar la señal de modulación digital con una forma de onda de
tipo de modulación por anchura de impulso que forma una
representación digital de una onda sinusoidal.
23. Un sensor según las reivindicaciones 20 y
22, en el que el generador de señal (21) comprende un mezclador
digital (65, 67) dispuesto para mezclar la señal portadora digital y
la señal de modulación digital para generar una señal de excitación
digital.
24. Un sensor según la reivindicación 23, en el
que el generador de señal (21) comprende además un conjunto de
circuitos de excitación analógica (81) para generar la señal de
excitación según la señal de excitación digital producida por el
mezclador digital.
25. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que dicha segunda frecuencia está en el intervalo
de 100 Hz a 100 kHz.
26. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que dicha primera frecuencia es superior a 1
MHz.
27. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 25, en el que dicha primera frecuencia es
inferior a 100 kHz.
28. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que dicho resonador (31, 33) comprende un circuito
resonante pasivo.
29. Un sensor según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 27, en el que dicho resonador comprende un
amplificador para amplificar la potencia de una señal inducida en el
resonador.
30. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el devanado sensor (11) está formado por una
pista conductora sobre un sustrato plano (1).
31. Un sensor según la reivindicación 30, en el
que el devanado sensor (11) está formado sobre una placa de
circuito impreso (1).
32. Un sensor según la reivindicación 30 o la
reivindicación 31, en el que el devanado sensor (11) está formado en
un solo bucle.
33. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el desmodulador comprende:
un conmutador de cruce (95) dispuesto para ser
conmutado a la primera frecuencia para rectificar la señal generada
en el devanado sensor; y
medios para filtrar (97, 99) la señal
rectificada producida por el conmutador de cruce (95).
34. Un sensor según la reivindicación 33, en el
que el medio de filtrado comprende un filtro de paso de banda (99) a
la segunda frecuencia.
35. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el procesador de señal es capaz de ser operado
para medir el ajuste de tiempo de dicha señal a la segunda
frecuencia producida por el desmodulador para determinar un valor
representativo del parámetro que se mide.
36. Un sensor según la reivindicación 35, en el
que el procesador de señal comprende un detector de fase (23) capaz
de ser operado para detectar la fase de dicha señal a la segunda
frecuencia producida por el desmodulador para determinar un valor
representativo del parámetro que se mide.
37. Un sensor según cualquier reivindicación
precedente, en el que el procesador de señal (41) comprende un
comparador (101) dispuesto para comparar la señal a la segunda
frecuencia producida por el desmodulador (92, 97) con un voltaje de
referencia para generar una señal de onda cuadrada.
38. Un sensor según la reivindicación 37, en el
que el procesador de señal (41) comprende además un procesador de
señal digital (41, 61) capaz de ser operado para procesar la señal a
la segunda frecuencia producida por el desmodulador para determinar
el valor del parámetro que se mide.
39. Un sensor según la reivindicación 38, en el
que el procesador de señal digital (41, 61) comprende
un generador de corriente de impulsos (63) capaz
de ser operado para generar una corriente de impulsos;
una puerta (69) dispuesta para recibir la
corriente de impulsos producida por el generador de corriente de
impulsos (63) y la señal de onda cuadrada producida por el
comparador (101), en el que la puerta (69) es capaz de ser operado
para pasar o bloquear la corriente de impulsos recibida según dicha
señal de onda cuadrada recibida;
un contador (49) capaz de ser operado para
contar el número de impulsos de la corriente de impulsos pasada por
la puerta digital (69); y
medio para determinar (53) un valor
representativo del parámetro que se mide a partir del número de
impulsos contados por el contador.
40. Un sensor según la reivindicación 39, en el
que el medio de determinación (53) es capaz de ser operado para
identificar los ajuste de tiempos, en relación con una señal de
referencia a la segunda frecuencia, del primer impulso y del último
impulso de una secuencia de impulsos recibida por el contador para
determinar el ajuste de tiempo de la señal generada en el devanado
sensor.
41. Un sensor según la reivindicación 40, en el
que la señal producida por el desmodulador (95, 97, 99) tiene un
nivel de voltaje medio, en el que el comparador (101) está dispuesto
para comparar la señal producida por el desmodulador (95, 97, 99)
con un voltaje de referencia que es diferente de dicho nivel de
voltaje de referencia, y en el que el medio de determinación (53)
es capaz de ser operado para identificar los ajuste de tiempos, en
relación con la señal de referencia a la segunda frecuencia, o tanto
el primer impulso como el último impulso de una secuencia de
impulsos recibida por el contador para determinar el ajuste de
tiempo del punto medio de la secuencia de impulsos.
42. Un procedimiento de detección de un
parámetro, comprendiendo el procedimiento:
aplicar una señal de excitación a un devanado de
excitación (7, 9), generando así una señal en un devanado sensor
(11) que está acoplado electromagnéticamente al devanado de
excitación (7, 9) por medio de un resonador (31, 33); y
procesar dicha señal generada en el devanado
sensor (11) para determinar un valor representativo del parámetro
que se mide,
en el que dicha etapa de excitación comprende
aplicar al devanado de excitación (7, 9) una señal portadora
periódica que tiene una primera frecuencia, que es capaz de ser
operada para inducir una señal resonante en el resonador, modulada
por una señal de modulación periódica que tiene una segunda
frecuencia, siendo la primera frecuencia mayor que la segunda
frecuencia, y
en el que dicha etapa de procesamiento comprende
desmodular la señal generada en el devanado sensor (11) para
recuperar una señal a la segunda frecuencia.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| GBGB0126014.0A GB0126014D0 (en) | 2001-10-30 | 2001-10-30 | Modulated field position sensor |
| GB0126014 | 2001-10-30 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2272684T3 true ES2272684T3 (es) | 2007-05-01 |
Family
ID=9924780
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES02714308T Expired - Lifetime ES2272684T3 (es) | 2001-10-30 | 2002-03-14 | Aparato y procedimiento de deteccion. |
Country Status (12)
| Country | Link |
|---|---|
| US (2) | US7208945B2 (es) |
| EP (2) | EP1442273B1 (es) |
| JP (1) | JP4304284B2 (es) |
| KR (1) | KR100917270B1 (es) |
| CN (2) | CN1928500A (es) |
| AT (1) | ATE342489T1 (es) |
| CA (1) | CA2464926A1 (es) |
| DE (1) | DE60215374T2 (es) |
| ES (1) | ES2272684T3 (es) |
| GB (1) | GB0126014D0 (es) |
| NO (1) | NO20042240L (es) |
| WO (1) | WO2003038379A1 (es) |
Families Citing this family (195)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10315448A1 (de) | 2003-04-04 | 2004-10-28 | Ab Elektronik Gmbh | Elektronisches Gassystem für Motorräder |
| WO2004036147A2 (en) * | 2002-10-16 | 2004-04-29 | Tt Electronics Technology Limited | Position sensing apparatus and method |
| GB2394293A (en) | 2002-10-16 | 2004-04-21 | Gentech Invest Group Ag | Inductive sensing apparatus and method |
| GB0228308D0 (en) | 2002-12-04 | 2003-01-08 | Sensopad Technologies Ltd | Construction of aerials with low magnetic field distortion |
| GB0303627D0 (en) * | 2003-02-17 | 2003-03-19 | Sensopad Technologies Ltd | Sensing method and apparatus |
| WO2004102370A2 (en) * | 2003-05-14 | 2004-11-25 | Sensopad Limited | Sensor apparatus |
| DE102004002114B4 (de) * | 2004-01-14 | 2006-06-01 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedaleinheit mit Kraftsprung-Element |
| US7868609B2 (en) | 2004-03-01 | 2011-01-11 | Sagentia Limited | Position sensor |
| DE202004004455U1 (de) * | 2004-03-22 | 2005-08-04 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedal mit Linearsensor hierfür |
| DE202004004454U1 (de) * | 2004-03-22 | 2005-08-04 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedal mit Lineartorquemotor hierfür |
| US7276897B2 (en) * | 2004-04-09 | 2007-10-02 | Ksr International Co. | Inductive position sensor |
| US7538544B2 (en) * | 2004-04-09 | 2009-05-26 | Ksr Technologies Co. | Inductive position sensor |
| DE102004025829B4 (de) * | 2004-05-24 | 2006-07-06 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit, Pedalbaugruppe und Kraftfahrzeug |
| DE102004027499B4 (de) * | 2004-06-04 | 2006-02-23 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit für ein Kraftfahrzeug |
| DE102004027610A1 (de) * | 2004-06-05 | 2006-01-05 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit und Pedalbaugruppe für Kraftfahrzeug |
| JP2008509418A (ja) * | 2004-08-09 | 2008-03-27 | センソパッド リミテッド | 検知装置及び検知方法 |
| DE102004056049A1 (de) | 2004-11-19 | 2006-06-01 | Ab Elektronik Gmbh | Sensor und Verfahren zur Herstellung eines Sensors |
| GB0427761D0 (en) * | 2004-12-20 | 2005-01-19 | Kreit Darran | Position encoder for a rotor |
| US7449878B2 (en) | 2005-06-27 | 2008-11-11 | Ksr Technologies Co. | Linear and rotational inductive position sensor |
| DE102005031183A1 (de) * | 2005-07-01 | 2007-01-04 | Ab Elektronik Gmbh | Pedalaufnahmevorrichtung und Verfahren zur Herstellung derselben |
| JP4856916B2 (ja) * | 2005-09-12 | 2012-01-18 | オンセミコンダクター・トレーディング・リミテッド | 磁気センサの信号検出回路 |
| DE102005061277A1 (de) * | 2005-10-21 | 2007-04-26 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedal für ein Kfz |
| WO2007068765A1 (de) * | 2005-12-16 | 2007-06-21 | Elmos Semiconductor Ag | Induktiver positionssensor |
| WO2007134287A1 (en) * | 2006-05-12 | 2007-11-22 | Parker-Hannifin Corporation | Displacement measurement device |
| DE102006032576B4 (de) * | 2006-05-23 | 2008-05-21 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedalvorrichtung |
| CN101534630A (zh) * | 2006-05-24 | 2009-09-16 | Tt电子技术有限公司 | 多圈旋转传感器 |
| DE202006010887U1 (de) * | 2006-07-13 | 2007-11-22 | Ab Elektronik Gmbh | Stoßdämpfer-Einheit und Sensor hierfür |
| DE102006055409A1 (de) * | 2006-11-22 | 2008-05-29 | Ab Elektronik Gmbh | Induktiver Sensor zur Erfassung von zwei Koppelelementen |
| JP2008167198A (ja) * | 2006-12-28 | 2008-07-17 | Seiko Epson Corp | ノイズキャンセル回路及び電子回路 |
| EP1947423A1 (en) | 2007-01-16 | 2008-07-23 | Sony Deutschland Gmbh | Distance, orientation and velocity sensitive controller |
| DE102008005348B4 (de) * | 2007-01-25 | 2010-09-30 | DENSO CORPORATION, Kariya-shi | Elektromagnetischer Impedanzsensor und Passagierschutzsystem |
| DE102007011952B4 (de) | 2007-03-09 | 2019-09-26 | Werner Turck Gmbh & Co. Kg | Bewegungsmessvorrichtung, insbesondere Drehwinkelgeber |
| WO2009118042A1 (de) * | 2008-03-26 | 2009-10-01 | Elmos Semiconductor Ag | Induktiver positionssensor |
| DE102007017308B4 (de) | 2007-04-11 | 2011-01-27 | Ab Elektronik Gmbh | Feder-Einheit mit Sensor für den Federweg |
| US8823294B2 (en) * | 2007-06-27 | 2014-09-02 | Brooks Automation, Inc. | Commutation of an electromagnetic propulsion and guidance system |
| KR101659931B1 (ko) | 2007-06-27 | 2016-09-26 | 브룩스 오토메이션 인코퍼레이티드 | 다차원 위치 센서 |
| CN101790673B (zh) | 2007-06-27 | 2013-08-28 | 布鲁克斯自动化公司 | 用于自轴承电机的位置反馈 |
| DE202008008477U1 (de) | 2007-06-27 | 2008-10-09 | Ab Elektronik Gmbh | Stabförmiger Linearsensor |
| US9752615B2 (en) | 2007-06-27 | 2017-09-05 | Brooks Automation, Inc. | Reduced-complexity self-bearing brushless DC motor |
| US8222892B2 (en) * | 2007-06-27 | 2012-07-17 | Brooks Automation, Inc. | Sensor for simultaneous position and gap measurement |
| CN101855811B (zh) | 2007-06-27 | 2013-11-20 | 布鲁克斯自动化公司 | 具有提升能力和减少的齿槽特性的电机定子 |
| US8283813B2 (en) | 2007-06-27 | 2012-10-09 | Brooks Automation, Inc. | Robot drive with magnetic spindle bearings |
| US7571072B2 (en) | 2007-07-02 | 2009-08-04 | Honeywell International Inc. | Energy based position and speed self-sensing method and apparatus for synchronous machine |
| KR20100056468A (ko) | 2007-07-17 | 2010-05-27 | 브룩스 오토메이션 인코퍼레이티드 | 챔버 벽들에 일체화된 모터들을 갖는 기판 처리 장치 |
| DE102007033751A1 (de) * | 2007-07-19 | 2009-01-22 | Cherry Gmbh | Anordnung eines Spulenpaares in einem örtlichen Messbereich |
| US20090091313A1 (en) * | 2007-10-04 | 2009-04-09 | Teeters Dale E | Inductive position sensor with integrated led indicators |
| US20090184707A1 (en) * | 2007-11-29 | 2009-07-23 | Luetzow Robert H | Electromagnetic barrier for use in association with inductive position sensors |
| US9823090B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-11-21 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a movement of a target object |
| JP5108143B2 (ja) * | 2008-03-19 | 2012-12-26 | サジェンティア リミテッド | 処理回路構成 |
| DE102008038808A1 (de) | 2008-08-13 | 2010-02-25 | Zf Friedrichshafen Ag | Fußpedalmodul |
| KR100927685B1 (ko) * | 2008-09-01 | 2009-11-20 | 제룡산업 주식회사 | 지중 매설형 고형 절연 변압기의 제조방법 |
| US20100123302A1 (en) * | 2008-11-18 | 2010-05-20 | Ford Global Technologies, Llc | Inductive vehicle seat position sensor assembly |
| DE102008063527A1 (de) * | 2008-12-18 | 2010-07-01 | Micro-Epsilon Messtechnik Gmbh & Co. Kg | Schaltungsanordnung und Verfahren zum Auswerten eines Sensors |
| US8405386B2 (en) * | 2009-02-17 | 2013-03-26 | Goodrich Corporation | Non-contact sensor system and method for position determination |
| US8164326B2 (en) * | 2009-02-17 | 2012-04-24 | Goodrich Corporation | Non-contact sensor system and method for velocity determination |
| DE112010000848B4 (de) | 2009-02-17 | 2018-04-05 | Allegro Microsystems, Llc | Schaltungen und Verfahren zum Erzeugen eines Selbsttests eines Magnetfeldsensors |
| US8203331B2 (en) * | 2009-02-17 | 2012-06-19 | Goodrich Corporation | Non-contact sensor system and method for selection determination |
| US8207729B2 (en) | 2009-02-17 | 2012-06-26 | Goodrich Corporation | Non-contact sensor system and method for displacement determination |
| JP5184420B2 (ja) * | 2009-03-31 | 2013-04-17 | 愛三工業株式会社 | レゾルバ |
| US8259456B2 (en) * | 2009-06-23 | 2012-09-04 | Balboa Water Group, Inc. | Environmentally sealed inductive sensor assembly |
| DE102009032095B4 (de) * | 2009-07-07 | 2014-10-30 | Conti Temic Microelectronic Gmbh | Anordnung und Verfahren zur Bestimmung einer Winkelstellung |
| WO2011011479A1 (en) | 2009-07-22 | 2011-01-27 | Allegro Microsystems, Inc. | Circuits and methods for generating a diagnostic mode of operation in a magnetic field sensor |
| US8427179B2 (en) * | 2009-12-08 | 2013-04-23 | Standex International Corporation | Quick connect sensor apparatus |
| DE102010027924B4 (de) | 2010-04-19 | 2017-07-27 | Ab Elektronik Gmbh | Fahrpedal |
| EP2407590A1 (en) * | 2010-07-13 | 2012-01-18 | BSH Bosch und Siemens Hausgeräte GmbH | Method for operating a clothes drying appliance and clothes drying appliance |
| CN101915592A (zh) * | 2010-07-15 | 2010-12-15 | 常州华辉电子设备有限公司 | 基于电磁感应的高精度定位系统 |
| US8627727B2 (en) | 2010-07-19 | 2014-01-14 | United Technologies Corporation | Sensor for measuring large mechanical strains with fine adjustment device |
| US8607640B2 (en) | 2010-07-19 | 2013-12-17 | Odd Harald Steen Eriksen | Sensor for measuring large mechanical strains in shear or lateral translation |
| US8659307B2 (en) | 2010-08-17 | 2014-02-25 | Rosemount Aerospace Inc. | Capacitive sensors for monitoring load bearing on pins |
| US8933713B2 (en) | 2010-07-19 | 2015-01-13 | Goodrich Corporation | Capacitive sensors for monitoring loads |
| US8359932B2 (en) | 2010-07-19 | 2013-01-29 | Goodrich Corporation | Systems and methods for mounting landing gear strain sensors |
| US8286508B2 (en) | 2010-07-19 | 2012-10-16 | Goodrich Corporation | Systems and methods for measuring angular motion |
| EP2428773B1 (de) * | 2010-09-13 | 2014-06-25 | Hochschule Mannheim, Technik, Gestaltung und Sozialwesen | Phasenanaloger Wegsensor |
| US8558408B2 (en) | 2010-09-29 | 2013-10-15 | General Electric Company | System and method for providing redundant power to a device |
| US10131419B2 (en) | 2010-10-15 | 2018-11-20 | Goodrich Corporation | Systems and methods for detecting landing gear ground loads |
| US8278779B2 (en) | 2011-02-07 | 2012-10-02 | General Electric Company | System and method for providing redundant power to a device |
| DE102011006224A1 (de) | 2011-03-28 | 2012-10-04 | Horst Siedle Gmbh & Co. Kg | Elektrische Messeinrichtung |
| US8680846B2 (en) | 2011-04-27 | 2014-03-25 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor |
| US8947077B2 (en) * | 2011-05-19 | 2015-02-03 | Ksr Ip Holdings Llc. | Rotary position sensor |
| US8742715B2 (en) | 2011-06-09 | 2014-06-03 | Simmonds Precision Products, Inc. | System and method for providing control of an electric motor using inductive rotary sensor |
| DE102011054655A1 (de) | 2011-10-20 | 2013-04-25 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit für ein KFZ |
| US20130215979A1 (en) * | 2012-01-04 | 2013-08-22 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Method and Apparatus for Efficient Communication with Implantable Devices |
| US9046383B2 (en) | 2012-01-09 | 2015-06-02 | Allegro Microsystems, Llc | Systems and methods that use magnetic field sensors to identify positions of a gear shift lever |
| US9567097B2 (en) | 2012-02-03 | 2017-02-14 | Rosemount Aerospace Inc. | System and method for real-time aircraft performance monitoring |
| US10215875B2 (en) | 2012-02-10 | 2019-02-26 | Illinois Tool Works Inc. | Metal detector |
| US9201122B2 (en) | 2012-02-16 | 2015-12-01 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods using adjustable feedback for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor with an adjustable time constant |
| US9817078B2 (en) | 2012-05-10 | 2017-11-14 | Allegro Microsystems Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having integrated coil |
| FR2999363B1 (fr) * | 2012-12-10 | 2018-12-07 | Continental Automotive France | Ensemble de detection de position a tension de decalage diminuee et procede utilisant un tel ensemble |
| DE102012112514B4 (de) | 2012-12-18 | 2015-04-02 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit für ein KFZ |
| US9383425B2 (en) | 2012-12-28 | 2016-07-05 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for a current sensor having fault detection and self test functionality |
| US10856452B1 (en) * | 2013-03-14 | 2020-12-01 | David Fiori, Jr. | Sensor apparatus |
| US10725100B2 (en) | 2013-03-15 | 2020-07-28 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having an externally accessible coil |
| US10145908B2 (en) | 2013-07-19 | 2018-12-04 | Allegro Microsystems, Llc | Method and apparatus for magnetic sensor producing a changing magnetic field |
| US10495699B2 (en) | 2013-07-19 | 2019-12-03 | Allegro Microsystems, Llc | Methods and apparatus for magnetic sensor having an integrated coil or magnet to detect a non-ferromagnetic target |
| US9810519B2 (en) | 2013-07-19 | 2017-11-07 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors that act as tooth detectors |
| CN104515463A (zh) * | 2013-10-03 | 2015-04-15 | 上海雷尼威尔技术有限公司 | 一种位移测量系统和装置 |
| CN104515464A (zh) * | 2013-10-03 | 2015-04-15 | 上海球栅测量系统有限公司 | 一种位移测量系统和装置 |
| DE102013220755A1 (de) * | 2013-10-15 | 2015-04-16 | Robert Bosch Gmbh | Sensoranordnung zur Erfassung einer Pedalbewegung in einem Fahrzeug |
| US9494408B2 (en) * | 2013-10-22 | 2016-11-15 | Rosemount Aerospace, Inc. | Hardware-only contactless position sensor system |
| US9360294B2 (en) * | 2013-10-31 | 2016-06-07 | Ascension Technology Corporation | Magnetic sensors |
| WO2015090609A1 (de) * | 2013-12-20 | 2015-06-25 | Gerd Reime | Sensoranordnung sowie verfahren zur ermittlung wenigstens eines physikalischen parameters |
| EP3080627B1 (en) | 2013-12-26 | 2020-10-14 | Allegro MicroSystems, LLC | Methods and apparatus for sensor diagnostics |
| US9810744B2 (en) * | 2014-01-02 | 2017-11-07 | Texas Instruments Incorporated | Resonant inductive sensing with reduced noise folding |
| DE102014100963A1 (de) | 2014-01-28 | 2015-07-30 | Ab Elektronik Gmbh | Erzeugung eines Ausgangssignals |
| JP6233641B2 (ja) | 2014-01-31 | 2017-11-22 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 位置センサ |
| DE102014103167A1 (de) | 2014-03-10 | 2015-09-24 | Ab Elektronik Gmbh | Pedaleinheit |
| DE102014103166A1 (de) | 2014-03-10 | 2015-09-24 | Ab Elektronik Gmbh | Sicherung der ordnungsgemäßen Funktion eines Fahrzeugpedals |
| US9645220B2 (en) | 2014-04-17 | 2017-05-09 | Allegro Microsystems, Llc | Circuits and methods for self-calibrating or self-testing a magnetic field sensor using phase discrimination |
| US9735773B2 (en) | 2014-04-29 | 2017-08-15 | Allegro Microsystems, Llc | Systems and methods for sensing current through a low-side field effect transistor |
| DE102015206495A1 (de) * | 2014-05-07 | 2015-11-12 | Schaeffler Technologies AG & Co. KG | Induktiver Wegsensor und Kolben-Zylinder-Anordnung |
| DE102014010671A1 (de) * | 2014-05-23 | 2015-12-17 | Gerd Reime | Verfahren zur Ermittlung wenigstens eines physikalischen Parameters mittels einer Sensoreinheit |
| DE102014212971A1 (de) * | 2014-07-03 | 2016-01-07 | Continental Teves Ag & Co. Ohg | Winkelgebereinheit für einen induktiven Winkelsensor mit einen Referenzschwingkreis |
| US9739846B2 (en) | 2014-10-03 | 2017-08-22 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensors with self test |
| DE102014221967A1 (de) | 2014-10-28 | 2016-04-28 | Horst Siedle Gmbh & Co. Kg | Positionsgeber, Positionsmesseinrichtung und Betriebsverfahren hierfür |
| US9720054B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-08-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor and electronic circuit that pass amplifier current through a magnetoresistance element |
| US9719806B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-08-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a movement of a ferromagnetic target object |
| US10712403B2 (en) | 2014-10-31 | 2020-07-14 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor and electronic circuit that pass amplifier current through a magnetoresistance element |
| US9823092B2 (en) | 2014-10-31 | 2017-11-21 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor providing a movement detector |
| US10466298B2 (en) | 2014-11-14 | 2019-11-05 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with shared path amplifier and analog-to-digital-converter |
| US9804249B2 (en) | 2014-11-14 | 2017-10-31 | Allegro Microsystems, Llc | Dual-path analog to digital converter |
| JP6527704B2 (ja) * | 2015-01-29 | 2019-06-05 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
| US9638764B2 (en) | 2015-04-08 | 2017-05-02 | Allegro Microsystems, Llc | Electronic circuit for driving a hall effect element with a current compensated for substrate stress |
| US11035672B2 (en) | 2015-05-12 | 2021-06-15 | The Boeing Company | Sensing of a magnetic target |
| US10551215B2 (en) * | 2015-06-11 | 2020-02-04 | Analog Devices Global Unlimited Company | Systems, circuits and methods for determining a position of a movable object |
| US10067154B2 (en) | 2015-07-24 | 2018-09-04 | Honeywell International Inc. | Accelerometer with inductive pick-off |
| ES2656388T3 (es) * | 2015-07-27 | 2018-02-27 | Dr. Johannes Heidenhain Gmbh | Dispositivo de medición de posición y procedimiento para su funcionamiento |
| WO2017114109A1 (zh) * | 2015-12-28 | 2017-07-06 | 深圳市澳亚迪电子设备有限公司 | 一种自平衡降噪金属探测双线圈 |
| JP6642915B2 (ja) * | 2016-01-28 | 2020-02-12 | 三菱重工工作機械株式会社 | 電磁誘導式位置検出器 |
| CN109075446B (zh) * | 2016-01-29 | 2020-09-08 | 夏普株式会社 | 天线设备 |
| US10107873B2 (en) | 2016-03-10 | 2018-10-23 | Allegro Microsystems, Llc | Electronic circuit for compensating a sensitivity drift of a hall effect element due to stress |
| US10041810B2 (en) | 2016-06-08 | 2018-08-07 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors that act as movement detectors |
| US10012518B2 (en) | 2016-06-08 | 2018-07-03 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor for sensing a proximity of an object |
| US10260905B2 (en) | 2016-06-08 | 2019-04-16 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for magnetic field sensors to cancel offset variations |
| US10385964B2 (en) | 2016-06-08 | 2019-08-20 | Allegro Microsystems, Llc | Enhanced neutral gear sensor |
| US10162017B2 (en) | 2016-07-12 | 2018-12-25 | Allegro Microsystems, Llc | Systems and methods for reducing high order hall plate sensitivity temperature coefficients |
| US10761010B2 (en) | 2016-08-05 | 2020-09-01 | Cisco Technology, Inc. | Method and apparatus for monitoring a corrosive environment for electrical equipment |
| CN108571986A (zh) * | 2017-03-07 | 2018-09-25 | 赛卓电子科技（上海）有限公司 | 位移传感器 |
| KR102115520B1 (ko) * | 2017-04-03 | 2020-05-26 | 삼성전기주식회사 | 카메라 모듈의 액츄에이터 |
| US10641842B2 (en) | 2017-05-26 | 2020-05-05 | Allegro Microsystems, Llc | Targets for coil actuated position sensors |
| US10310028B2 (en) | 2017-05-26 | 2019-06-04 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor |
| US10324141B2 (en) | 2017-05-26 | 2019-06-18 | Allegro Microsystems, Llc | Packages for coil actuated position sensors |
| US11428755B2 (en) | 2017-05-26 | 2022-08-30 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated sensor with sensitivity detection |
| US10996289B2 (en) | 2017-05-26 | 2021-05-04 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated position sensor with reflected magnetic field |
| US10837943B2 (en) | 2017-05-26 | 2020-11-17 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor with error calculation |
| US10520559B2 (en) | 2017-08-14 | 2019-12-31 | Allegro Microsystems, Llc | Arrangements for Hall effect elements and vertical epi resistors upon a substrate |
| EP3492932B1 (en) * | 2017-11-30 | 2020-07-08 | INL - International Iberian Nanotechnology Laboratory | Frequency sensor |
| US10921155B2 (en) * | 2018-02-02 | 2021-02-16 | Microsemi Corporation | Multi cycle dual redundant angular position sensing mechanism and associated method of use for precise angular displacement measurement |
| US10866117B2 (en) | 2018-03-01 | 2020-12-15 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field influence during rotation movement of magnetic target |
| DE102018116101A1 (de) | 2018-07-03 | 2020-01-09 | Ab Elektronik Gmbh | Stoßdämpfer mit Positionssensor |
| US11255700B2 (en) | 2018-08-06 | 2022-02-22 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor |
| US12013264B2 (en) | 2018-10-16 | 2024-06-18 | Kyocera Avx Components (Werne) Gmbh | Position sensing apparatus and method |
| US11555940B2 (en) | 2018-10-31 | 2023-01-17 | KYOCERA AVX Components (Werne), GmbH | Position sensing apparatus and method |
| CN111325959A (zh) * | 2018-12-14 | 2020-06-23 | 中移（杭州）信息技术有限公司 | 一种无线无源型传感器信号检测电路和方法 |
| TWI689704B (zh) * | 2018-12-21 | 2020-04-01 | 財團法人工業技術研究院 | 磁性位置感知裝置與方法 |
| US10948315B2 (en) * | 2018-12-21 | 2021-03-16 | Industrial Technology Research Institute | Magnetic position detecting device and method |
| US10823586B2 (en) | 2018-12-26 | 2020-11-03 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor having unequally spaced magnetic field sensing elements |
| US11061084B2 (en) | 2019-03-07 | 2021-07-13 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor and deflectable substrate |
| GB2582286B (en) * | 2019-03-08 | 2021-05-12 | Waukesha Bearings Ltd | Improved signal conditioning circuit for use with active magnetic bearings |
| FR3094085B1 (fr) * | 2019-03-22 | 2021-02-26 | Continental Automotive | Capteur de position inductif de largeur réduite |
| JP6872203B2 (ja) * | 2019-04-12 | 2021-05-19 | 士郎 嶋原 | レゾルバ |
| US10955306B2 (en) | 2019-04-22 | 2021-03-23 | Allegro Microsystems, Llc | Coil actuated pressure sensor and deformable substrate |
| US10819183B1 (en) * | 2019-05-07 | 2020-10-27 | Honeywell International Inc. | Spherical voice coil based resolver system |
| US11703359B2 (en) | 2019-05-14 | 2023-07-18 | Kyocera Avx Components (Werne) Gmbh | Inductive position sensing apparatus including a screening layer and method for the same |
| WO2021011685A1 (en) | 2019-07-18 | 2021-01-21 | St. Jude Medical, Cardiology Division, Inc. | System and method for noise tolerant cardiac localization, navigation and mapping |
| ES1239859Y (es) * | 2019-07-23 | 2020-07-02 | Piher Sensors & Controls S A | Sistema sensor de posicion |
| US11460326B2 (en) | 2019-08-19 | 2022-10-04 | KYOCERA AVX Components (Werne), GmbH | Inductive position sensing apparatus and method for the same |
| JP6749027B1 (ja) * | 2019-08-26 | 2020-09-02 | 士郎 嶋原 | レゾルバ |
| US11237020B2 (en) | 2019-11-14 | 2022-02-01 | Allegro Microsystems, Llc | Magnetic field sensor having two rows of magnetic field sensing elements for measuring an angle of rotation of a magnet |
| US11280637B2 (en) | 2019-11-14 | 2022-03-22 | Allegro Microsystems, Llc | High performance magnetic angle sensor |
| US11194004B2 (en) | 2020-02-12 | 2021-12-07 | Allegro Microsystems, Llc | Diagnostic circuits and methods for sensor test circuits |
| US11169223B2 (en) | 2020-03-23 | 2021-11-09 | Allegro Microsystems, Llc | Hall element signal calibrating in angle sensor |
| US11262422B2 (en) | 2020-05-08 | 2022-03-01 | Allegro Microsystems, Llc | Stray-field-immune coil-activated position sensor |
| US11248935B2 (en) * | 2020-06-02 | 2022-02-15 | Renesas Electronics America Inc. | Position sensor with varying output slope |
| US12566244B1 (en) * | 2020-07-13 | 2026-03-03 | Hrl Laboratories, Llc | System and method for real-time radar range-doppler map learning |
| US12057989B1 (en) * | 2020-07-14 | 2024-08-06 | Hrl Laboratories, Llc | Ultra-wide instantaneous bandwidth complex neuromorphic adaptive core processor |
| WO2022178050A1 (en) * | 2021-02-17 | 2022-08-25 | The Regents Of The University Of California | Sensing motion in mri using rf intermodulation |
| US11493361B2 (en) | 2021-02-26 | 2022-11-08 | Allegro Microsystems, Llc | Stray field immune coil-activated sensor |
| US11630130B2 (en) | 2021-03-31 | 2023-04-18 | Allegro Microsystems, Llc | Channel sensitivity matching |
| EP4130679B1 (en) | 2021-08-02 | 2025-03-19 | Renesas Electronics America Inc. | A method for detecting a phase shift in an output of an inductive position sensor |
| CN113640374A (zh) * | 2021-08-05 | 2021-11-12 | 四川德源管道科技股份有限公司 | 用于管道无损检测的涡流检测系统 |
| US11578997B1 (en) | 2021-08-24 | 2023-02-14 | Allegro Microsystems, Llc | Angle sensor using eddy currents |
| CN113701618B (zh) * | 2021-09-10 | 2024-03-01 | 国家石油天然气管网集团有限公司华南分公司 | 基于Kalman滤波的电涡流传感器数据处理方法及系统 |
| EP4416518A1 (en) * | 2021-10-11 | 2024-08-21 | Institut National De La Sante Et De La Recherche Medicale (Inserm) | Devices and systems for measuring magnetic fields |
| CN116418941A (zh) * | 2021-12-29 | 2023-07-11 | 浙江宇视科技有限公司 | 定位装置、摄像机、监控系统和摄像机相对位置确定方法 |
| EP4209758B1 (en) | 2022-01-10 | 2025-07-23 | Renesas Electronics America Inc. | Inductive position sensor and method for detecting a movement of a conductive target |
| US11994541B2 (en) | 2022-04-15 | 2024-05-28 | Allegro Microsystems, Llc | Current sensor assemblies for low currents |
| CN115128702B (zh) * | 2022-06-07 | 2023-07-04 | 江南大学 | 一种复合型微波传感器及检测方法 |
| EP4293322A1 (en) * | 2022-06-17 | 2023-12-20 | Renesas Electronics America Inc. | An inductive position sensor for detecting a linear or angular movement of a conductive target |
| EP4361571A1 (en) | 2022-10-26 | 2024-05-01 | Renesas Electronics America Inc. | A signal processing unit for an inductive position sensor |
| EP4689561A1 (en) | 2023-03-28 | 2026-02-11 | Emc Gems S.r.l. | Methods and systems of processing sensing signals |
| US12455301B2 (en) | 2023-12-11 | 2025-10-28 | Allegro Microsystems, Llc | Hall plate current sensor having stress compensation |
| US12523717B2 (en) | 2024-02-15 | 2026-01-13 | Allegro Microsystems, Llc | Closed loop magnetic field sensor with current control |
| CN118623746A (zh) * | 2024-05-31 | 2024-09-10 | 同济大学 | 一种无源谐振变压式位置传感器 |
| CN119413050B (zh) * | 2024-09-30 | 2025-09-30 | 武汉华威科智能技术有限公司 | 一种搅拌棒位置检测数据处理方法及系统 |
| CN120161250B (zh) * | 2025-04-08 | 2026-01-09 | 北京中科飞龙传感技术有限责任公司 | 一种谐振式静电传感器及静电传感器安装位置的确定方法 |
Family Cites Families (45)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3275938A (en) * | 1963-01-07 | 1966-09-27 | Motorola Inc | Frequency modulation circuit |
| US3772587A (en) | 1972-03-15 | 1973-11-13 | Inductosyn Corp | Position measuring transformer |
| US3789393A (en) | 1972-10-26 | 1974-01-29 | Inductosyn Corp | Digital/analog converter with amplitude and pulse-width modulation |
| US4282485A (en) | 1978-05-22 | 1981-08-04 | Pneumo Corporation | Linear variable phase transformer with constant magnitude output |
| US4251762A (en) | 1979-03-16 | 1981-02-17 | Moog Inc. | Armature position detector |
| US4253079A (en) | 1979-04-11 | 1981-02-24 | Amnon Brosh | Displacement transducers employing printed coil structures |
| JPS57122311A (en) | 1981-01-23 | 1982-07-30 | Furukawa Electric Co Ltd:The | Position detector for moving body |
| US4467320A (en) | 1982-05-06 | 1984-08-21 | The Bendix Corporation | Measurement of a linear variable differential transformer signal by phase conversion |
| US4697144A (en) | 1984-04-19 | 1987-09-29 | Verify Electronics Limited | Position sensing apparatus |
| IE55855B1 (en) | 1984-10-19 | 1991-01-30 | Kollmorgen Ireland Ltd | Position and speed sensors |
| US4671116A (en) | 1984-11-30 | 1987-06-09 | Eaton Corporation | Fluid pressure transducer |
| GB8625365D0 (en) | 1986-10-23 | 1986-11-26 | Radiodetection Ltd | Positional information systems |
| SU1458946A1 (ru) | 1986-12-25 | 1989-02-15 | Всесоюзный Научно-Исследовательский Институт Электромашиностроения | Датчик положени ротора электрической машины |
| JPS63218819A (ja) | 1987-03-06 | 1988-09-12 | Shinko Electric Co Ltd | レゾルバ式回転角検出装置 |
| US4893078A (en) | 1987-05-28 | 1990-01-09 | Auchterlonie Richard C | Absolute position sensing using sets of windings of different pitches providing respective indications of phase proportional to displacement |
| US4893077A (en) | 1987-05-28 | 1990-01-09 | Auchterlonie Richard C | Absolute position sensor having multi-layer windings of different pitches providing respective indications of phase proportional to displacement |
| US4853666A (en) | 1987-05-29 | 1989-08-01 | Mannesmann Kienzle Gmbh | Push button for an inductive value input keyboard |
| JPH01320521A (ja) | 1988-06-22 | 1989-12-26 | Wacom Co Ltd | 電子黒板装置及びその筆記具等 |
| DE3834384A1 (de) | 1988-10-10 | 1990-04-12 | Lenze Gmbh & Co Kg Aerzen | Verfahren und schaltungsanordnung zur erzeugung von digitalen drehzahl- und drehwinkelinformationen mittels eines funktionsdrehmelders |
| EP0478540B1 (de) | 1989-06-19 | 1994-09-07 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren zur erzeugung einer drehzahlproportionalen spannung mit einem resolver und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens |
| JPH0833328B2 (ja) | 1989-08-19 | 1996-03-29 | 泰久 野村 | 温度検出装置 |
| US5173696A (en) | 1991-06-03 | 1992-12-22 | The United States Of America As Represented By The Adminstrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Control circuitry using electronic emulation of a synchro signal for accurate control of position and rate of rotation for shafts |
| AT398245B (de) | 1991-12-30 | 1994-10-25 | Brasseur Georg Dr Techn | Kapazitiver drehwinkelsensor |
| DE4230950C1 (en) | 1992-09-16 | 1993-09-23 | Peter 83620 Feldkirchen-Westerham De Ludwig | Electromagnetic pushbutton switch with variable restoring force - has coil with permanent-magnet core which doubles as sensor of movement or position of button and as actuator for additional movement dependent on switching function |
| US5513913A (en) | 1993-01-29 | 1996-05-07 | United Technologies Corporation | Active multipoint fiber laser sensor |
| GB9309073D0 (en) | 1993-05-01 | 1993-06-16 | Dames Andrew N | Resonator orientation sensing |
| US5433115A (en) | 1993-06-14 | 1995-07-18 | Simmonds Precision Products, Inc. | Contactless interrogation of sensors for smart structures |
| US5793204A (en) | 1993-10-29 | 1998-08-11 | Logue; Delmar L. | Method or generating a rotating elliptical sensing pattern |
| CN1085332C (zh) | 1994-05-14 | 2002-05-22 | 辛纳普蒂克斯（英国）有限公司 | 位置编码器 |
| WO2000033244A2 (en) | 1998-11-27 | 2000-06-08 | Synaptics (Uk) Limited | Position sensor |
| US5646496A (en) | 1994-11-08 | 1997-07-08 | Dana Corporation | Apparatus and method for generating digital position signals for a rotatable shaft |
| JP2591512B2 (ja) | 1995-02-28 | 1997-03-19 | 日本電気株式会社 | 位置検出装置 |
| JP3376167B2 (ja) | 1995-06-07 | 2003-02-10 | 多摩川精機株式会社 | ディジタル角度検出方法 |
| US5625327A (en) * | 1995-07-13 | 1997-04-29 | Gnuco Technology Corporation | Modified Colpitts oscillator for driving an antenna coil and generating a clock signal |
| US5710509A (en) | 1995-10-30 | 1998-01-20 | Atsutoshi Goto | Phase difference detection device for an inductive position detector |
| GB9523991D0 (en) | 1995-11-23 | 1996-01-24 | Scient Generics Ltd | Position encoder |
| GB9613673D0 (en) | 1996-06-28 | 1996-08-28 | Scient Generics Ltd | Rotary spiral improvements |
| GB9727356D0 (en) | 1997-12-24 | 1998-02-25 | Scient Generics Ltd | High stability, high accuracy spiral processing electronics |
| AT405104B (de) | 1997-03-21 | 1999-05-25 | Brasseur Georg Dipl Ing Dr | Kapazitiver drehwinkel- und winkelgeschwindigkeitssensor und messeinrichtung für einen solchen |
| GB9720954D0 (en) | 1997-10-02 | 1997-12-03 | Scient Generics Ltd | Commutators for motors |
| GB9811151D0 (en) | 1998-05-22 | 1998-07-22 | Scient Generics Ltd | Rotary encoder |
| JP3047231B1 (ja) | 1999-04-02 | 2000-05-29 | 士郎 嶋原 | レゾルバ |
| GB9913935D0 (en) | 1999-06-15 | 1999-08-18 | Scient Generics Ltd | Position encoder for cylindrical geometries |
| EP1236163B1 (en) | 1999-10-20 | 2008-11-05 | Synaptics (UK) Limited | Position sensor |
| WO2001042865A1 (en) | 1999-12-10 | 2001-06-14 | Gentech Investment Group Ag. | Man-machine interface having relative position sensor |
-
2001
- 2001-10-30 GB GBGB0126014.0A patent/GB0126014D0/en not_active Ceased
-
2002
- 2002-03-14 US US10/492,646 patent/US7208945B2/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-14 CN CNA2006101148374A patent/CN1928500A/zh active Pending
- 2002-03-14 EP EP02714308A patent/EP1442273B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-14 CN CNB028218434A patent/CN1278104C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2002-03-14 DE DE60215374T patent/DE60215374T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-14 JP JP2003540602A patent/JP4304284B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2002-03-14 WO PCT/GB2002/001204 patent/WO2003038379A1/en not_active Ceased
- 2002-03-14 AT AT02714308T patent/ATE342489T1/de not_active IP Right Cessation
- 2002-03-14 ES ES02714308T patent/ES2272684T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2002-03-14 KR KR1020047006327A patent/KR100917270B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2002-03-14 CA CA002464926A patent/CA2464926A1/en not_active Abandoned
- 2002-03-14 EP EP06076758A patent/EP1736736A3/en not_active Withdrawn
-
2004
- 2004-05-28 NO NO20042240A patent/NO20042240L/no not_active Application Discontinuation
-
2007
- 2007-02-22 US US11/677,803 patent/US7319319B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| NO20042240L (no) | 2004-07-30 |
| CN1582385A (zh) | 2005-02-16 |
| US7319319B2 (en) | 2008-01-15 |
| US7208945B2 (en) | 2007-04-24 |
| CN1278104C (zh) | 2006-10-04 |
| US20050030010A1 (en) | 2005-02-10 |
| CA2464926A1 (en) | 2003-05-08 |
| JP2005507496A (ja) | 2005-03-17 |
| EP1736736A2 (en) | 2006-12-27 |
| EP1442273A1 (en) | 2004-08-04 |
| US20070139040A1 (en) | 2007-06-21 |
| KR20040075860A (ko) | 2004-08-30 |
| KR100917270B1 (ko) | 2009-09-16 |
| CN1928500A (zh) | 2007-03-14 |
| GB0126014D0 (en) | 2001-12-19 |
| ATE342489T1 (de) | 2006-11-15 |
| EP1736736A3 (en) | 2009-06-03 |
| EP1442273B1 (en) | 2006-10-11 |
| DE60215374T2 (de) | 2007-02-08 |
| DE60215374D1 (de) | 2006-11-23 |
| WO2003038379A1 (en) | 2003-05-08 |
| JP4304284B2 (ja) | 2009-07-29 |
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