ES2275496T3 - Terminacion de modulacion codificada o no codificada con descodificador orientado al trayecto. - Google Patents

Abstract

Un método para recibir y descodificar un paquete de datos de puntos de señal (A-H, r1 - r2) que comprende las operaciones de: recibir puntos de señal (A - H, r1 - r2) del paquete de datos; descodificar puntos iniciales de dichos puntos de señal (A - H, T) del paquete de datos de tal modo que se consiga un primer nivel de fiabilidad para los puntos iniciales de dichos puntos de señal, consiguiéndose dicho primer nivel, al menos en parte, dotando a dichos puntos iniciales de dichos puntos de señal de una forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores, seleccionándose dichos puntos iniciales de dichos puntos de señal a partir de una primera constelación de puntos de señal (figs. 3 y 13), y descodificar los puntos restantes de dichos puntos de señal (r1, r2) del paquete, caracterizado porque dicha descodificación de los puntos restantes de dichos puntos de señal consigue un segundo nivel de fiabilidad de dichos puntos restantes de dichos puntos de señal, seleccionándose dichos puntos restantes de dichos puntos de señal a partir de una segunda constelación de puntos de señal (fig. 11), no siendo dicho segundo nivel sustancialmente inferior a dicho primer nivel sino consiguiéndose, al menos en parte, dotando a dichos puntos restantes de dichos puntos de señal con una menor magnitud de dicha forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores (1501).

Description

Terminación de modulación codificada o no codificada con descodificador orientado al trayecto.

Antecedentes del invento

El presente invento se refiere a la comunicación de datos y, en realizaciones particulares, a la comunicación de datos sobre un canal que exhibe interferencia entre símbolos.

Un canal con interferencia entre símbolos (ISI) es aquél en el que, como resultado de la distorsión en el canal, la energía de señal de un punto de señal transmitido en un intervalo de señalización resulta dispersada en varios intervalos de señalización adyacentes. La energía dispersada se combina con puntos de señal transmitidos en los intervalos adyacentes y, así, constituye una fuente de ruido en esos otros intervalos. Cuando el nivel de ISI es pequeño, un denominado ecualizador lineal es efectivo para mitigarlo. Sin embargo, si la ISI es severa, deben ser puestas en juego otras técnicas más potentes. Típicamente, estas técnicas hacen uso de un ecualizador con realimentación de decisiones (DFE). Un DFE estima la cantidad de ISI en un punto de señal recibido dado y resta de ella la estimación de ISI para llegar a un punto de señal con ISI compensada desde el que se toma una decisión en cuanto a la identidad del punto de señal transmitido.

Una de tales técnicas se enseña en el documento US-B-6.233.286. El fenómeno de la ISI se manifiesta porque parte de la energía del punto de señal transmitido durante un intervalo de señalización se dispersa en intervalos de señalización adyacentes. La técnica descrita en esa solicitud de patente usa un denominado descodificador/DFE de unión orientado al trayecto con un diagrama de trellis de receptor refinado para devolver en efecto a cada punto de señal al menos parte de su energía de señal que fue dispersada en otros intervalos de señalización. Esto proporciona una mejora de la inmunidad frente a los errores, denominada "ganancia de conversión".

La solicitud de patente europea EP 0 889 612 describe un descodificador de Viterbi y ecualizador con realimentación de decisiones para modulación codificada. La ecualización con realimentación de decisiones es usada en un sistema de comunicaciones que emplea modulación codificada, tal como modulación con codificación trellis.

Sumario del invento

Un método de recibir y descodificar un paquete de puntos de señal incluye las operaciones de recibir puntos de señal del paquete de datos, descodificar los puntos de señal iniciales del paquete, y descodificar los restantes puntos de señal del paquete. La descodificación de los puntos de señal iniciales del paquete consigue un primer nivel de fiabilidad para los puntos de señal iniciales. El primer nivel es conseguido al menos en parte dotando a los puntos de señal iniciales con una forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores. Los puntos de señal iniciales son seleccionados a partir de una primera constelación de puntos de señal. La descodificación de los restantes puntos de señal consigue un segundo nivel de fiabilidad para los puntos de señal restantes. Los puntos de señal restantes son seleccionados a partir de una segunda constelación de puntos de señal. El segundo nivel no es sustancialmente inferior al primer nivel pero se consigue, al menos en parte, proporcionando a los puntos de señal una menor medida de la forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores.

Se ha usado un método en un sistema de comunicación de datos en el que los paquetes de puntos de señal son transmitidos a un descodificador. El descodificador proporciona una forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores para puntos de señal iniciales de cada paquete pero otorga menos mejora de la inmunidad a los errores para los puntos de señal restantes de cada paquete. El método incluye transmitir los puntos de señal iniciales de cada paquete al descodificador y transmitir los puntos de señal restantes de cada paquete al descodificador. La transmisión de los puntos de señal iniciales otorga a los puntos de señal iniciales un primer nivel de inmunidad frente a los errores. La transmisión de los puntos de señal restantes es realizada de tal modo que a los puntos de señal restantes se les otorga un segundo nivel de inmunidad frente a los errores, suficientemente mayor que el primer nivel, ya que el comportamiento de la tasa de errores del descodificador es, al menos, tan grande con relación a los puntos de señal restantes como lo es para los puntos de señal iniciales. Los puntos de señal iniciales son seleccionados a partir de una primera constelación de puntos de señal, y los puntos de señal restantes son seleccionados a partir de una segunda constelación de puntos de señal.

El invento puede ser usado en esquemas de señalización que utilizan modulación codificada tal como codificación convolucional. Cuando tal codificación es usada en entornos de transmisión de paquetes (u otros entornos en los que los datos son transmitidos en comunicaciones sucesivas disjuntas), es ventajoso terminar el código. Esto significa que el codificador transmisor es llevado a un estado de terminación predeterminado a fin de evitar un retardo significativo en la descodificación en el receptor mientras que, sin embargo, se preserva para la totalidad de los puntos de señal del paquete, la inmunidad frente a los errores proporcionada por el código. La terminación del código por sí sola, sin embargo, no siempre proporciona la ganancia de conversión ante descrita. Por ello, en puestas en práctica preferidas de sistemas de transmisión con modulación codificada que incorporan el presente invento, primero el código es terminado y, a continuación, varios puntos de señal de terminación son transmitidos según los principios del invento como se ha descrito antes.

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Los principios del invento pueden también ser usados en un entorno de transmisión continua y son aplicables, en particular, a aquellas disposiciones en las que se emplea el descodificador/DFE de unión orientado al trayecto con esquemas de modulación que utilizan constelaciones relativamente grandes (por ejemplo mayores que una 16-QAM o 32-QAM). En tales disposiciones, los componentes de la ISI, son bastante más fuertes que cuando la constelación tiene menos puntos de señal y, como resultado, una vez que se ha cometido un error de descodificación, la propagación del error es más severa. Por ello, para confinar la propagación del error, es deseable dividir la transmisión continua en paquetes y aplicar a continuación los principios del invento a cada paquete.

Breve descripción de los dibujos

La fig. 1 muestra un diagrama de bloques generalizado de un sistema de comunicaciones en el que el presente invento es usado de modo ilustrativo.

La fig. 2 muestra una realización ilustrativa de un codificador trellis usado en el sistema de comunicaciones de la fig. 1.

La fig. 3 muestra una constelación ilustrativa de treinta y dos puntos de señal dividida en ocho subconjuntos de transmisor.

La fig. 4 un diagrama de trellis de transmisor que representa la operación del codificador trellis de la fig. 2.

La fig. 5 muestra una parte del trellis correspondiente al diagrama de trellis de la fig. 4.

La fig. 6 muestra la constelación de la fig. 3 en la que cada uno de los ocho subconjuntos de transmisor está, además, dividido en dos subconjuntos de receptor.

La fig. 7 muestra un diagrama de trellis de receptor refinado basado en la división en dieciséis subconjuntos de la fig. 6.

La fig. 8 proporciona una vista funcional, en un instante particular en el tiempo, del descodificador/DFE (ecualizador con realimentación de decisiones) de unión de M trayectos usado en el sistema de comunicaciones de la fig. 1.

La fig. 9 muestra las partes de datos principales, de terminación de código y de terminación de trayecto de un trellis de transmisor para un sistema de modulación codificada en un entorno de transmisión de paquetes de acuerdo con los principios del invento.

La fig. 10 muestra las partes de datos principales, terminación de código y terminación de trayecto de un trellis de receptor para un sistema de modulación codificado en un entorno de transmisión de paquetes de acuerdo con los principios del invento.

La fig. 11 muestra una constelación ilustrativa de puntos de señal 2-QAM en la que está basada la parte de terminación de trayecto de la fig. 9.

La fig. 12 muestra un diagrama de trellis de transmisor ilustrativo para terminación de trayecto correspondiente al trellis de transmisor de la fig. 9.

La fig. 13 muestra una constelación de dieciséis puntos de señal.

La fig. 14 muestra una constelación ilustrativa de puntos de señal 2-QAM en la que está basada la parte de terminación de trayecto de la fig. 15.

La fig. 15 muestra las partes de datos principales y terminación de trayecto respectivas de un trellis de transmisor y un trellis de receptor para modulación sin codificar en un entorno de transmisión de paquetes de acuerdo con los principios del invento.

La fig. 16 muestra la constelación de la fig. 13 dividida en ocho subconjuntos de receptor.

La fig. 17 es una vista combinada de diagrama de bloques/descripción funcional del descodificador/DFE de unión de M trayectos.

La fig. 18 muestra el comportamiento sobre un canal particular con ISI de una 16-QAM sin codificar de la fig. 13 con un descodificador/DFE de unión de 12 trayectos de la fig. 1 basado en la división de la fig. 16 con y sin terminación de trayecto.

La fig. 19 muestra el comportamiento sobre un canal particular con ISI de un 32-QAM codificado de las figs. 2 a 3 con un descodificador/DFE de unión de 16 trayectos de la fig. 1 basado en la división de la fig. 6 con y sin terminación de trayecto.

Descripción detallada

La ganancia de conversión antes mencionada no es conseguida de modo completo para los últimos puntos de señal de cualquier transmisión dada. La razón para esto es que hay un menor número de intervalos de señalización subsiguientes desde los que la energía de señal dispersada de estos últimos puntos de señal puede ser reunida y devuelta a los puntos de señal respectivos. Por supuesto, el menor número puede ser cero con relación al último punto de señal. La descodificación de estos puntos de señal de terminación es por ello menos fiable que la de los puntos de señal para los que se ha asegurado la ganancia de conversión. Este problema puede ser resuelto creando artificialmente intervalos de señalización adicionales a través de la transmisión de puntos de señal falsos, proporcionando por ello una oportunidad para que la energía dispersada de los puntos de señal de datos reales sea reunida como se ha descrito anteriormente.

Esta técnica antes descrita es muy factible en un entorno de transmisión continuo -en el que puede transmitirse una cadena de muchos millones de bits- debido a que la reducción resultante en la eficacia del ancho de banda (número promedio de bits de datos útiles por intervalo de señalización) será despreciable. Sin embargo, para transmisión de paquetes, en la que los puntos de señal son transmitidos en paquetes discretos conteniendo cada uno un número relativamente pequeño de puntos de señal (típicamente del orden de varios centenares), la introducción de puntos de señal falsos puede tener un efecto indeseablemente grande sobre la eficacia del ancho de banda. Por otro lado, no transmitir puntos de señal falsos significa que la descodificación de los últimos pocos puntos de señal será menos fiable que la de los puntos de la señal precedente. Esto es muy desventajoso en un entorno de transmisión de paquetes debido a que el comportamiento de los puntos de señal de terminación con relación a los otros puntos de señal dominaría, entonces, el comportamiento global frente a los errores dado que, típicamente, un paquete completo sería etiquetado con error incluso si la descodificación de sólo uno de sus puntos de señal es errónea.

El presente invento está dirigido a una técnica para uso en un entorno de transmisión de datos en el que, según la descripción anterior, parte de los puntos de señal de una cadena de puntos de señal se beneficia de una forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores -por ejemplo la ganancia de conversión antes mencionada- mientras que otros puntos de señal se benefician menos o, incluso, nada de la misma. De acuerdo con los principios del invento, los puntos de señal que aparecen en posiciones predeterminadas en la cadena de puntos de señal que se benefician menos de la mejora de la inmunidad frente a los errores son transmitidos de tal modo que su robustez frente a los errores es, al menos, tan grande como la de los puntos de señal que se benefician más de ella. Así el invento elimina el problema antes descrito que supone que los puntos de señal de terminación dominen el comportamiento de la tasa de errores total de, por ejemplo, un esquema de señalización de transmisión de paquetes.

En las realizaciones ilustrativas descritas de transmisión de paquetes del invento, los puntos de señal de terminación de un paquete son transmitidos usando una constelación de puntos de señal que tiene menos puntos de señal que la usada para los precedentes, de modo que los puntos de señal de terminación pueden estar más separados entre sí en el espacio de la señal. Como resultado, puede tolerarse más ruido y el comportamiento global frente a los errores de los puntos de señal de terminación puede no resultar peor que el de los otros puntos de señal. Así, para la transmisión de paquetes puede conseguirse esencialmente la misma tasa global de errores en paquetes que se alcanza para la transmisión continua porque (a) los puntos de señal que ocurren más pronto en el paquete se benefician de la ganancia de conversión, y (b) se proporciona otra forma de inmunidad mejorada frente a los errores para los puntos de señal de terminación que no se benefician de la ganancia de conversión. Además, el invento alivia significativamente la reducción de la eficacia de ancho de banda que sería ocasionada por el uso de puntos de señal falsos como se ha descrito antes.

Para comprender mejor el presente invento, es útil exponer en primer lugar las soluciones descritas en mi patente norteamericana US-B-6.233.286 antes mencionada que proporciona una fiabilidad mejorada de la descodificación para canales con interferencia entre símbolos ("ISI").

Un sistema de comunicaciones en el que esta solución, así como el presente invento, son usados ilustrativamente, se ha mostrado en la fig. 1. Una secuencia de bits generada desde una fuente 100 de información (tal como un PC o terminal de ordenador) es introducida en un módem de transmisión 101 y, en particular a un cifrador pseudoaleatorio 102 del mismo, que reordena de forma aleatoria los bits de manera usual. La cadena de bits en serie emitida desde el cifrador pseudoaleatorio 102 es proporcionada a un convertidor 104 serie a paralelo (S/P). Los bits proporcionados en paralelo a la salida del convertidor 104 son aplicados al codificador trellis 106, que los trata de una manera que ha de ser descrita y proporciona varios bits de salida codificados en trellis a un cartografiador 108 de constelaciones. (En disposiciones en las que la modulación está sin codificar, como se describe con más detalle a continuación, no se emplea el codificador trellis 106).

Como se describe con mayor detalle a continuación, el cartografiador 108 de constelaciones proporciona al modulador 110 el punto P_{n} de señal de canal, durante un denominado enésimo intervalo de señalización con una duración de T segundos. Hace esto seleccionando los puntos de señal a partir de constelaciones de puntos de señal predeterminadas, ilustrativamente la constelación de la fig. 3. El punto de señal seleccionado es proporcionado a un filtro usual de conformación de impulsos (no mostrado) y a continuación al modulador 110. El modulador 110 modula la secuencia de puntos de señal seleccionados y proporciona una señal de salida del módem en un canal 112 de comunicaciones.

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En el canal 112 la señal transmitida es sometida a interferencia entre símbolos, o ISI, y al denominado ruido Gaussiano aditivo. La señal resultante, corrompida por ISI y por ruido, es entregada, finalmente, al módem de recepción 200.

Dentro del módem de recepción 200, la señal recibida es tratada en la forma usual por el ecualizador/desmodulador 201 para generar un punto \tilde{P}_{n} de señal corrupto del que se ha eliminado parte de la interferencia entre símbolos -principalmente los denominados precursores. El punto de señal \tilde{P}_{n} es tratado, a continuación, por el descodificador/DFE de unión de M trayectos, 202, para ecualizar más la señal -principalmente para eliminar los denominados postcursores- y para descodificar la señal para recuperar el punto de señal transmitido. De una manera descrita en detalle a continuación, el descodificador 202 llegar a un \hat{P}_{n} de decisiones finales en cuanto al valor del punto de señal transmitido. La salida del descodificador 202, que comprende los bits de datos correspondientes a \hat{P}_{n} es proporcionada al convertidor 204 de paralelo a serie (P/S), descifrada pseudo-aleatoriamente de manera usual por un descifrador pseudoaleatorio 206, y recibida por la fuente de destino 208 (que puede ser, por ejemplo un ordenador principal u otro PC).

La fig. 2 representa una puesta en práctica ilustrativa de un codificador trellis 106 de N estados, siendo N = 8. La entrada al codificador trellis 106 desde el convertidor S/P 104 comprende los cuatro bits de datos I1_{n} a I4_{n} recibidos durante el intervalo de señalización n. El codificador trellis 106 es ilustrativamente un codificador sistemático, lo que significa que cada uno de sus bits de datos de entrada pasa a través del codificador sin cambios para convertirse en uno de sus bits de salida. El codificador trellis 106 tiene un bit de salida adicional Y0_{n} -que es el denominado bit redundante. En particular, el codificador 106 es una máquina de estado finito en la que el estado del codificador, W1_{n}W2_{n}W3_{n}, está definido por los valores de bit corrientemente almacenados en sus tres elementos de retardo de T segundos. Como se aprecia en la figura, el valor de bit Y0_{n} es función del estado corriente del codificador.

Más particularmente, los tres elementos de retardo de T segundos están interconectados a través de dos puertas OR exclusivas como se muestra. Como cada uno de los tres elementos de retardo puede contener un "0" o un "1" binario en cualquier instante, el codificador trellis tiene N = 2^{3} = 8 denominados estados y, por supuesto, se le conoce como codificador de 8 estados. Cuando cada nuevo conjunto de valores de I1_{n} e I2_{n} llega para cada nuevo intervalo de señalización, los valores de bit almacenados en los elementos de retardo son actualizados, avanzando por ello o desplazando, el codificador a un nuevo estado W1_{n+1}W2_{n+1}W3_{n+1}. Este proceso es repetido para una sucesión de intervalos de señalización, desplazándose el codificador a través de una secuencia de estados.

El cartografiador 108 de constelaciones usa los valores de los bits Y0_{n} a Y4_{n} para determinar qué punto de señal de una constelación de 32 puntos de señal predeterminados debe ser transmitido como punto de señal P_{n}. Esa constelación es la mostrada en la fig. 3. La constelación está compuesta de 8 subconjuntos transmisores de puntos de señal, A a H, cada uno compuesto, a su vez, de cuatro puntos de señal como se muestra. Los valores de bits Y0_{n} a Y2_{n} identifican desde cuál de los ocho subconjuntos transmisores ha de ser tomado el punto de señal P_{n}. Los valores de bits Y3_{n} e Y4_{n} seleccionan como P_{n} uno particular de los cuatro puntos de señal dentro del subconjunto transmisor identificado. La estructura del codificador 106 es tal que no todas las secuencias de estados pueden ocurrir realmente. Como resultado, no todas las secuencias de la combinación de tres bits Y2_{n}Y1_{n}Y0_{n} pueden ocurrir realmente. La consecuencia global es que los puntos de señal de la constelación de la fig. 3 sólo pueden ser tomados de ciertas secuencias de subconjuntos transmisores. Esta restricción es la que permite que los puntos de señal recibidos en un sistema codificado trellis sean descodificados de un modo que proporcione una inmunidad mejorada frente al ruido y a otras perturbaciones del
canal.

El diagrama de trellis de ocho estados de la fig. 4 ilustra el funcionamiento del codificador trellis 106 desde otra perspectiva. Los ocho estados del codificador trellis 106 son designados 0 a 7. Las dos líneas verticales de puntos en la fig. 4 representan, respectivamente, los posibles estados, corriente y siguiente, del codificador. El diagrama de trellis define, para cada estado corriente del codificador, a qué siguientes estados está autorizado a cambiar el codificador. Las líneas, o ramales, que conectan distintos pares de estados indican las transiciones de estado autorizadas. Por ejemplo, el codificador puede pasar desde el estado corriente 0 a cualquiera de los siguientes estados 0, 1, 2 o 3 pero a ningún otro estado.

Cada ramal en la fig. 4 lleva una etiqueta que indica desde cuál de los subconjuntos de transmisor, A a H, ha de llegar el punto de señal que está siendo generado. Con relación al estado 0, las etiquetas son mostradas junto a los ramales correspondientes pero, por simplicidad del dibujo, las etiquetas para los ramales procedentes de los otros estados sólo se muestran en las columnas a la izquierda del trellis. Así, por ejemplo, los ramales que conectan el estado 1 a los estados 4, 5, 6 y 7 están etiquetadas como E, G, F, y H, respectivamente.

Se supone que el estado corriente del codificador es 0 y que, después de recibir un nuevo par de bits de entrada Y1_{n} e Y2_{n}, el codificador está ahora en el estado 1. Esto significa que el siguiente punto de señal que ha de ser emitido ha de venir desde el subconjunto transmisor C ya que la línea que conecta el estado 0, en la columna izquierda, con el estado 1, en la columna derecha, está etiquetada con C. Con el codificador ahora en estado 1 (el nuevo estado corriente del codificador), el codificador puede cambiar a cualquiera de los estados 4, 5, 6 o 7 y, así, el siguiente punto de señal está obligado a venir desde uno de los subconjuntos de transmisor E, G, F, o H, dependiendo de a cual de esos estados haya cambiado el codificador.

Una secuencia de concatenaciones de diagramas de trellis asociada con un código trellis particular constituye un trellis. Por ejemplo, la fig. 5 muestra un trellis que corresponde al diagrama de trellis de la fig. 4. En particular, la fig. 5 representa las transiciones de estado sucesivas posibles del codificador trellis. Una secuencia de puntos de señal seleccionados a partir de cualquier secuencia de ramales interconectados es un denominado trayecto a través del trellis.

Una descodificación de Viterbi usual de una señal codificada trellis usa el mismo diagrama de trellis y la misma división en subconjuntos usados en el transmisor. La descodificación en disposiciones que ponen en práctica los principios del invento puede, también, usar el mismo diagrama de trellis y la misma división en subconjuntos que se han usado en el transmisor, como se ha descrito en mi solicitud de patente norteamericana, también tramitación, número de serie 09/023063, presentada el 12/FEB/98 y titulada "Descodificador orientado al trayecto para señal dependiente del ruido". Tales disposiciones proporcionarán una cierta medida de la ganancia de conversión. Sin embargo, el sistema de la fig. 1 sigue el enfoque más sofisticada expuesto en mi patente norteamericana US-B-6.233.286 antes citada. Según ese enfoque, los puntos de señal con codificación trellis recibidos son descodificados, usando un diagrama de trellis de receptor refinado, como si hubieran sido divididos en el transmisor en subconjuntos de codificación más finos -denominados subconjuntos de receptor- de lo que realmente lo fueron. El uso de un trellis de receptor refinado, en vez del enfoque de la técnica anterior, proporciona estimaciones mejores sobre qué punto de señal ha sido transmitido realmente y, en combinación con la solución orientada al trayecto, descrita con detalle a continuación, permite la consecución de un nivel de ganancia de conversión aún mayor. La forma en la que se ha conseguido la ganancia de conversión puede verse con referencia a las figs. 6, 7 y 8.

Como se ha mostrado en la fig. 6, cada uno de los ocho conjuntos transmisores A a H de la fig. 3 está además dividido, ilustrativamente, en dos subconjuntos de receptor, A_{1} y A_{2}, B_{1} y B_{2}, etc. La división es realizada de tal forma que la distancia mínima entre los puntos de señal en cualquier subconjunto de receptor sea mayor que la distancia mínima entre los puntos de señal de cualquier subconjunto de transmisor. No es necesario tener el mismo número de puntos de señal en cada subconjunto de receptor. Así, por ejemplo, los subconjuntos de receptor A1 y A2 tienen uno y tres puntos de señal, respectivamente. Por otro lado, los subconjuntos de receptor B1 y B2 tienen, cada uno, dos puntos de señal. El número de subconjuntos de receptor en el que están divididos los subconjuntos de transmisor puede, si se desea, estar adaptado a las condiciones del canal.

El diagrama de trellis de receptor refinado antes mencionado está mostrado en la fig. 7. El diagrama de trellis de receptor refinado tiene transiciones de estado correspondientes a transiciones de estado del diagrama de trellis de transmisor, y es el mismo que el diagrama de trellis de transmisor de la fig. 4, excepto en que tiene dos ramales para cada transición de estado, estando asociado cada ramal con uno de los subconjuntos de receptor más fino que es parte del subconjunto de transmisor asociado con la transición de estado. Así, por ejemplo, la transición de estado en la fig. 4 asociada con el subconjunto C que conecta el estado corriente 0 con el siguiente estado 1, es reemplazada en el diagrama de trellis de la fig. 7 por dos ramales paralelos asociados con los subconjuntos de receptor C_{1} y C_{2}, respectivamente.

Como se ha observado antes, el descodificador/DFE de unión 202 en el receptor 200 somete un punto de señal recibido \tilde{P}_{n} a ecualización con realimentación de decisiones antes de realizar su descodificación. La fig. 8 muestra esto con algún detalle.

En particular, la fig. 8 muestra un descodificador/DFE de unión de M trayectos en el se han formado M = 16 réplicas de \tilde{P}_{n}. Una componente de interferencia entre símbolos, o ISI, estimada respectiva es restada de cada réplica por uno respectivo de los sumadores 810 para generar señales ecualizadas x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)}. Las componentes de ISI son proporcionadas por unos respectivos de los ecualizadores 820 con realimentación de decisiones, como se describe a continuación.

La representación del descodificador 830 en la fig. 8 muestra cuatro de los dieciséis denominados trayectos supervivientes núm. 1 a núm. 16 que se extienden a través del trellis, siendo los cuatro trayectos mostrados los trayectos núm. 1, núm. 2, núm. 3 y núm. 16. Para simplificar el dibujo, no se muestran los otros doce trayectos supervivientes. Los puntos de señal a lo largo de cada trayecto constituyen una secuencia de decisiones de puntos de señal tentativos. Se mantiene una métrica para cada trayecto superviviente y, como se describe a continuación, la señales ecualizadas corrientes x_{n}^{(trayecto1)} y x_{n}^{(trayecto16)} son usadas para determinar nuevos trayectos supervivientes que tienen métricas de trayecto actualizadas. Después, se toma una decisión final \hat{P}_{n.D} en cuanto al valor de uno de los puntos de señal recibidos -específicamente uno que fue recibido D intervalos de señalización antes. En este caso, se utiliza la denominada profundidad de descodificación D de "8" con fines ilustrativos. Así, se toma una decisión final \hat{P}_{n.D} en cuanto al valor del punto de señal recibido 8 intervalos de señalización antes. En la práctica real, la profundidad de descodificación depende del código que está siendo usado y típicamente, será mayor que 8. Típicamente, se identifica el trayecto que tiene la métrica menor en este momento -denominado el mejor trayecto superviviente. El punto de señal en ese trayecto 8 intervalos de señalización antes es tomado como la decisión final de punto de señal.

Cada uno de los DFE 820 está asociado con uno particular de los trayectos supervivientes núm. 1 a núm. 16. En particular, cada DFE genera su componente de ISI estimada respectiva antes mencionada, o estimación de ISI, en función de las decisiones de puntos de señal tentativos que se encuentran a lo largo del trayecto superviviente asociado. En este instante, el conjunto de decisiones de puntos de señal tentativos a lo largo de cada trayecto superviviente es aplicado al DFE asociado como preparación para la generación de estimaciones de ISI que han de ser aplicadas a los sumadores 810. En particular, como es bien conocido, un DFE forma su estimación de ISI formando una combinación (ilustrativamente una combinación lineal) de las decisiones que han sido introducidas en él usando un conjunto de coeficientes cuyos valores, típicamente, se actualizan de manera adaptable. Así, cada una de las señales ecualizadas x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)} se asocia con un trayecto superviviente particular en el que la estimación de ISI que se ha usado para formar esa señal ecualizada fue generada en función del trayecto superviviente asociado.

El proceso por el cual, como se ha mencionado antes, las señales ecualizadas corrientes x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)} son usadas para determinar nuevos trayectos supervivientes con métricas de trayecto actualizadas es llevado a la práctica por la unidad de actualización 831 dentro del descodificador 830. Se calculan las denominadas métricas de ramal para cada uno de los 128 ramales de estado corriente al siguiente que emanan de los M=16 trayectos supervivientes de acuerdo con el diagrama de trellis de receptor de la fig. 7 (por simplicidad, sólo se muestran algunos de tales ramales en la fig.8). La métrica de ramal para cada ramal está dada por la distancia Euclidiana al cuadrado entre una de las señales ecualizadas x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)} y el punto de señal más próximo en el subconjunto de receptor asociado con ese ramal. Aquélla en particular de las señales ecualizadas x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)} que se usa para calcular cualquiera de las métricas de ramal dadas es la señal ecualizada asociada con el trayecto superviviente a partir del cual emana ese ramal. En este punto, hay 128 trayectos candidatos, saliendo ocho de cada uno de los dieciséis trayectos supervivientes. Cada trayecto candidato tiene una métrica asociada dada por la suma de la métrica de trayecto corriente del trayecto superviviente correspondiente y la métrica de ramal del ramal correspondiente.

En el enfoque usual orientado al estado empleado en los descodificadores Viterbi, sólo un trayecto que alcance un estado puede ser declarado trayecto superviviente. Sin embargo, el descodificador/DFE de unión 202 utiliza el enfoque "orientado al trayecto" como se ha dicho en mis solicitudes de patente 268 y 063, también en tramitación, antes mencionadas. Es decir, los trayectos que son retenidos como trayectos supervivientes son los M trayectos candidatos que tienen las menores métricas de trayecto actualizadas, incluso si eso significa que se retienen dos trayectos candidatos que conducen al mismo estado siguiente de codificador. Como se ha observado antes, la estimación de ISI generada por cada DFE es función de un trayecto superviviente respectivo a través del trellis. Como resultado, cada una de las señales x_{n}^{(trayecto1)} a x_{n}^{(trayecto16)} con ISI compensada es, también, función de algún trayecto superviviente. Las métricas de ramal, a su vez, son función de las señales con ISI compensada. Por último, entonces, la métrica de ramal para ramales que se extienden desde cualquier trayecto dado es, en sí misma, función del propio trayecto. Así, el trayecto que tiene la menor métrica en un instante particular puede, finalmente, no tener la menor métrica de trayecto una vez extendida debido a que las métricas de ramal para cada ramal -aún cuando se extiendan desde el mismo estado- son dependientes del trayecto y, por ello, diferentes.

Como se ha mencionado anteriormente, el proceso de descodificación llega a una decisión final de \hat{P}_{n.D} como valor de un punto de señal transmitido D intervalos de señalización antes. Suponiendo que las componentes de ISI sean función de los trayectos supervivientes, la energía de señal dispersada del punto de señal recibido con anterioridad es devuelta a ese punto de señal. Como resultado, se consigue la ganancia de conversión y se logra una descodificación más exacta.

El proceso de descodificación antes descrito es muy adecuado para aplicaciones en un denominado entorno de transmisión continua, en el que son transmitidos un número muy grande de puntos de señal. En tales aplicaciones, excepto para los últimos pocos puntos de señal recibidos, hay puntos de señal subsiguientes a los puntos de señal recibidos con anterioridad a partir de los cuales las energías de señal de los puntos de señal recibidos con anterioridad pueden ser reunidas con el fin de conseguir la ganancia de conversión ofrecida por el proceso de descodificación. Además, varios puntos de señal falsos pueden ser transmitidos después de la transmisión de los puntos de señal de datos con el fin de permitir el agrupamiento de las componentes de ISI de los puntos de señal de datos útiles finales -y proporcionar, por tanto, una ganancia de conversión relacionada con ellos- con una sobrecarga relativamente insignificante, dado el gran número de puntos de señal de datos útiles transmitidos.

El proceso de descodificación antes descrito puede, también, ser empleado en un entorno de transmisión de paquetes en el que puntos de señal son transmitidos en paquetes o comunicaciones disjuntos sucesivos, cada uno de los cuales contiene un número relativamente pequeño de puntos de señal (típicamente, del orden de varios centenares). Sin embargo, en un entorno de transmisión de paquetes, las ventajas de este proceso de descodificación no se aprovechan del todo. En particular, hay un número menor de intervalos de señalización subsiguientes a partir de los cuales la energía de ISI dispersada desde un punto de señal transmitido puede ser reunida y devuelta a los intervalos de señalización respectivos en los que se transmitieron los últimos pocos puntos de señal de un paquete. Además, la transmisión de puntos de señal falsos después de los puntos de señal de datos reduciría la eficacia del ancho de banda (número promedio de bits de datos útiles por intervalo de señalización) en una medida muy desventajosa dado el número relativamente pequeño de puntos de señal contenidos en un paquete. Como resultado, no se consigue la ganancia de conversión para, al menos, estos puntos de señal "de terminación" y la fiabilidad de la descodificación de los puntos de señal de terminación es, por ello, menos fiable que la de los puntos de señal para los que la ganancia de conversión estaba asegurada. Desventajosamente, la falta de fiabilidad de los puntos de señal de terminación con relación a los otros puntos de señal dominaría el comportamiento global porque, en algunas aplicaciones, incluso si sólo un punto de señal de un paquete es erróneo, todo el paquete entero es señalado como con error y debe ser vuelto a transmitir.

El problema anterior es resuelto de acuerdo con los principios del presente invento haciendo que los puntos de señal que aparecen en posiciones predeterminadas en una cadena de puntos de señal que se beneficia menos de una forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores que ha de ser transmitida de tal forma que su robustez frente a los errores sea, al menos, tan grande como la de los puntos de señal que se benefician más de esa forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores. Es decir, la probabilidad de descodificar erróneamente los únicos puntos de señal que se benefician menos de la forma particular de mejora de la inmunidad frente a los errores no es, sustancialmente, menor que la probabilidad de descodificar erróneamente los otros puntos de señal. Así, el invento elimina el problema antes descrito de los puntos de señal de terminación que dominan el comportamiento de la tasa global de errores de, por ejemplo, un esquema de señalización de transmisión de paquetes.

En las realizaciones de transmisión de paquetes ilustrativas del invento descritas, los puntos de señal de terminación de un paquete son transmitidos usando una constelación de puntos de señal que tiene menos puntos de señal que la usada para los precedentes, de modo que los puntos de señal de terminación puedan estar más separados entre sí en el espacio de señal. Como resultado, puede tolerarse más ruido y puede conseguirse que el comportamiento global frente a los errores de los puntos de señal de terminación no sea peor que el de los otros puntos de señal. Así, para la transmisión de paquetes puede conseguirse, esencialmente, la misma tasa global de errores de paquetes que la conseguida para la transmisión continua de paquetes, porque (a) los puntos de señal que tienen lugar antes en el paquete se benefician de la ganancia de conversión, y (b) otra forma de inmunidad mejorada frente a los errores es proporcionada para los puntos de señal de terminación que no se benefician de la ganancia de conversión. Además, el invento alivia significativamente la reducción de la eficacia del ancho de banda que se ocasionaría por el uso de puntos de señal falsos, como se ha descrito antes.

Así en la realización ilustrativa, el transmisor 101 genera un paquete de Q = (J + K + L) puntos de señal en Q intervalos de señalización, como se ha ilustrado por el trellis de transmisor de la fig. 9. En particular, las transiciones de estado sucesivas del codificador trellis 106 desde un "estado de inicio" a un "estado final" están representadas para los primeros J + K intervalos de señalización, estando definido el estado del codificador 106, como se ha mencionado antes, por los valores de bit almacenados en sus tres elementos de retardo de T segundos -denominados variables de estado W1_{n}, W2_{n} y W3_{n}. En la fig. 9, el estado de inicio del codificador es, ilustrativamente, el estado cero (es decir, los valores iniciales de las variables de estado son cero). Para cada uno de los J primeros intervalos de señalización, son proporcionados cuatro bits de datos como se muestra en la fig. 2 al codificador de trellis 106 y se les trata en la forma antes descrita.

En sistemas que utilizan el invento cuando no hay codificación de trellis, es una cuestión simple llevar a la práctica la transmisión antes mencionada de los puntos de señal de terminación usando una constelación de puntos de señal menor que la usada para los puntos de señal que les preceden, de acuerdo con los principios del invento. En esta realización, sin embargo, hay codificación. Por consiguiente, con el fin de que los puntos de señal codificados sean descodificados con exactitud sin el requisito de la transmisión de puntos de señal falsos en número suficiente para cubrir la profundidad de descodificación, el código trellis debería ser llevado a un estado conocido, o terminado de forma conocida. El invento es a continuación aplicado a puntos de señalización subsiguientes a los usados en la terminación.

Más particularmente, la terminación de código se consigue, típicamente, proporcionando ciertos bits de entrada que son añadidos a, o mezclados con, los últimos pocos bits de datos que son introducidos en el codificador de tal manera que hagan que el codificador termine en un estado conocido predeterminado para el receptor. (El conocimiento del estado final del codificador de terminación permite que el receptor determine inmediatamente el mejor trayecto superviviente -a lo largo del cual son tomadas decisiones en cuanto a puntos de señal- debido a que pueden dejar de considerarse trayectos supervivientes que no terminan en ese estado. Por tanto, las decisiones de puntos de señal pueden ser tomadas inmediatamente siguiendo de vuelta dicho mejor trayecto superviviente). Como puede verse a partir de la fig. 9, el codificador se ha desplazado desde su estado de inicio a su estado de terminación, ilustrativamente el estado cero, al final del intervalo de señalización de orden (J + K). (Los estados de inicio y de terminación no necesitan ser el estado cero y, de hecho, no necesitan ser idénticos. Los estados de inicio y de terminación deben, sin embargo, ser conocidos para el descodificador). El modo de llevar el codificador a su estado de terminación -es decir, terminar el código- es conseguido en K intervalos de señalización, siendo K, ilustrativamente, igual a 2. Esto se consigue (a) proporcionando, para el intervalo de señalización de orden (J + 1), sólo tres bits de datos I2_{n} a I4_{n}, al codificador de trellis 106, dándose a Il_{n} el valor de W2_{n}, y (b) proporcionando para el subsiguiente intervalo de señalización de orden (J + K) -el intervalo de señalización de orden (J + 2)- sólo dos bits de datos, I3_{n} y I4_{n}, para el codificador trellis 106, dándose a I1_{n} y a I2_{n} los valores de W2_{n} y W1_{n}, respectivamente.

Para cada uno de los (J + K) primeros intervalos de señalización, cinco bits de salida del codificador, Y0_{n}-Y4_{n}, son proporcionados al cartografiador 108 de constelaciones que los utiliza, como se ha descrito antes, para determinar qué punto de señal de la constelación ilustrativa de la fig. 3 debe ser transmitido como punto de señal P_{n}. Los puntos de señal generados en los primeros J intervalos de señalización son denominados, en este caso, puntos de señal de datos principales. Los puntos de señal generados en los siguientes K=2 intervalos de señalización subsiguientes como parte del proceso de terminación de código son denominados, en este caso, puntos de señal de terminación de código.

Los bits de datos en los L intervalos de señalización subsiguientes son tratados siguiendo los principios del presente invento. En particular, en la presente realización ilustrativa, los puntos de señal transmitidos en esos intervalos de señalización, que se benefician menos de la ganancia de conversión, son transmitidos de tal forma que su robustez frente a los errores sea, al menos, tan grande como la de los (J + K) puntos de señal anteriores que se benefician más de la misma. Más particularmente, estos puntos de señal, a los que se hace referencia aquí como puntos de señal de terminación de trayecto, son seleccionados ilustrativamente a partir de una constelación que es menor, es decir, tiene menos puntos de señal, que la usada para los intervalos de señalización anteriores. Esta menor constelación es, ilustrativamente, la constelación 2-QAM de la fig. 11. En realizaciones preferidas, esta constelación menor predeterminada sigue ciertas reglas de diseño descritas en detalle a continuación. La constelación de la fig. 11 está compuesta de dos puntos de señal, r_{1} y r_{2}, que constituyen un único subconjunto transmisor, R.

Para cada uno de los intervalos de señalización de orden (J + K + 1) a Q, un bit de datos es usado por el cartografiador 108 de constelación para seleccionar uno de los dos puntos de señal. El codificador permanece en el estado de terminación y el diagrama de trellis de transmisor correspondiente, como se ha mostrado en la fig. 12, comprende un único nodo para cada intervalo de señalización con un único ramal que conecta el único estado corriente al único estado siguiente. Este ramal está etiquetado como R, indicando que cada punto de señal que ha de ser transmitido es un miembro del subconjunto R. Así, como se muestra en la fig. 9, el trellis que se extiende desde los intervalos de señalización de orden (J + K + 1) a Q, es una concatenación del diagrama de trellis de un solo ramal de la fig. 12. Cada uno de los puntos de señal de terminación de trayecto es así seleccionado a partir del subconjunto R.

Para resumir, entonces, se transmite un paquete de puntos de señal Q. El paquete incluye puntos de señal de datos principales, puntos de señal de terminación de código y puntos de señal de terminación de trayecto, todos los cuales llevan datos. (Para aplicaciones sin codificar, como se describirá más detalladamente a continuación, no hay necesidad de puntos de señal de terminación de código y, por tanto, los puntos de señal de terminación de trayecto siguen inmediatamente a los puntos de señal de datos principales). Una versión corrupta, por ruido y por ISI, de los puntos de señal es recibida por el receptor 200 y, en particular, por el descodificador/DFE de unión de M trayectos, 202, que funciona para recuperar los puntos de señal transmitidos.

La fig. 10 muestra el trellis de receptor usado en la descodificación de los paquetes transmitidos de puntos de señal. Como puede verse, para los puntos de señal de terminación de trayecto, el trellis de receptor corresponde al trellis de transmisor porque hay un solo estado y un solo ramal desde el estado corriente al siguiente. Para los puntos de señal de terminación de código y de datos principales, el trellis de receptor está compuesto ilustrativamente de una secuencia de concatenaciones del diagrama de trellis de receptor refinado de la fig. 7. Es decir, para estos puntos de señal, aunque el trellis de transmisor está basado en una división en 8 subconjuntos de la constelación, el trellis de receptor usado por el descodificador/DFE de unión está basado en una división en 16 subconjuntos.

Como se ha descrito anteriormente, en respuesta a los puntos de señal de datos principales y de terminación de código, son identificados conjuntos sucesivos de M trayectos de puntos de señal supervivientes a través del trellis de receptor refinado de tal modo que más de un trayecto correspondiente a una secuencia individual de puntos de señal de transmisor puede ser identificado como uno de los trayectos supervivientes. Los M trayectos supervivientes que terminan en el estado de terminación de código (por ejemplo, estado 0) durante el intervalo de señalización de orden (J + K) son, entonces, extendidos de la misma forma que se ha descrito antes -en la que componentes de ISI se hacen funciones de los trayectos supervivientes- cuando se reciben los puntos de señal de terminación de trayecto corruptos. El hecho de que haya puntos de señal de terminación de trayecto asegura que todos los puntos de señalización anteriores disfrutan del beneficio completo de la ganancia de conversión proporcionada por el descodificador/DFE de unión orientado al trayecto.

Los puntos de señal transmitidos son recuperados de la forma usual siguiendo de vuelta el mejor trayecto superviviente a través del trellis de receptor. En particular, para un intervalo de señalización (diferente del intervalo de señalización de orden Q) después del intervalo de señal de orden D, siendo D la profundidad de descodificación, el descodificador/DFE de unión proporciona una decisión final en cuanto a un punto de señal recibido D intervalos de señalización antes. Durante el intervalo de señalización de orden Q, después de que se haya recibido el último punto de señalización, son tomadas decisiones finales en cuanto a los puntos de señal para los que todavía no se ha tomado una decisión siguiendo de vuelta el mejor trayecto de los M trayectos supervivientes que terminan en el estado trayecto de este intervalo de señalización de orden Q hasta el punto donde se abandonó la toma de decisiones. En algunas aplicaciones de transmisión de paquetes, la toma de cualquier decisión es pospuesta hasta que el último punto de señal del paquete haya sido recibido. En ese instante, los puntos de señal obtenidos por el seguimiento del mejor trayecto hasta el comienzo del paquete son declarados, todos a la vez, puntos de señal transmitidos.

Como se ha hecho notar en lo que antecede, en realizaciones preferidas, la constelación menor usada en la transmisión de los puntos de señal de terminación de trayecto sigue ciertas reglas de diseño. En primer lugar, la potencia media de esta constelación menor no debe ser mayor que la potencia media de la constelación mayor usada en la transmisión de los puntos de señal de datos principales y de terminación de datos porque, de otro modo, se incrementaría la potencia media de la transmisión completa. Sin embargo, una violación de esta regla no comprometerá, en sí misma, las ventajas del invento.

En segundo lugar, la distancia mínima entre los puntos de señal de la constelación menor no debe ser inferior a la distancia mínima entre los puntos de señal de cada subconjunto de receptor (por ejemplo, A1, A2, B1, B2, etc.), es decir, la distancia mínima entre subconjuntos de los subconjuntos de receptor, de la constelación mayor. Si no se satisface este último requisito, la exactitud de la descodificación de los puntos de señal de terminación de trayecto sería menos fiable que la de los otros puntos de señal, frustrando por ello uno de los objetivos conseguidos por el invento.

Cualquier constelación que satisfaga los requisitos antes descritos puede ser utilizada como constelación menor para los puntos de señal de terminación de trayecto. El número de puntos de señal que comprende la constelación menor es función de muchos factores tales como, por ejemplo, la condición del canal y el tamaño de la mayor constelación usada para los puntos de señal de datos principales y de terminación de código. Cuando el tamaño de esta última constelación aumenta, puede aumentarse, también, el tamaño de la constelación que se utilizará como constelación menor. Por ejemplo, si la constelación mayor es una 64-QAM codificada, la constelación menor puede ser una constelación 4-QAM. Además, aunque la constelación menor, en la presente realización, podría haber estado compuesta de, por ejemplo, los puntos de señal en un subconjunto de receptor particular tal como B_{2}, ello habría introducido un componente de d.c. que es, generalmente, indeseable. Sin embargo, aunque no es necesario, puede ser conveniente desde un punto de vista de puesta en práctica, elegir como puntos de señal de la constelación menor puntos de señal seleccionados a partir de la constelación mayor.

Como se ha hecho notar en lo que antecede, el invento es aplicable no sólo a disposiciones que ponen en práctica modulación codificada (en las que se utiliza un transmisor de N estados, siendo N mayor que 1) sino, también, a disposiciones que usan modulación no codificada (en las que N es uno). En las últimas disposiciones, el diagrama de trellis de transmisor tiene sólo N = 1 estados y sólo una transición de estado. Las figs. 13 a 16 ilustran este enfoque.

En una ejecución práctica del presente invento en un sistema de modulación sin codificar, el transmisor 101 genera un paquete de Q' puntos de señal en Q' intervalos de señalización, estando los Q' puntos de señal compuestos de J puntos de señal de datos principales y L puntos de señal de terminación de trayecto, es decir Q' = (J + L). (Como este es un sistema sin codificar, no hay necesidad de tener puntos de señal de terminación de código porque no hay código que deba ser terminado). En particular, los bits proporcionados en paralelo a la salida del convertidor 104 son proporcionados al cartografiador 108 de constelación que, a su vez, usa estos bits para seleccionar un punto de señal de canal (no hay codificador trellis en un sistema de modulación sin codificar).

Más específicamente, para cada uno de los J puntos de señal de datos principales, son usados cuatro de los bits de salida del convertidor por el cartografiador 108 de constelación para seleccionar, como punto de señal de datos principales, un punto de señal a partir de una constelación predeterminada de puntos de señal, ilustrativamente a partir de la constelación 16-QAM de la fig. 13. Como el sistema no está codificado, no hay subconjuntos de constelación en el sentido de la codificación de trellis. Sin embargo, puede pensarse que los 16 puntos de señal de la constelación constituyen un único subconjunto, T.

Para cada uno de los L puntos de señal de terminación de trayecto, un bit de salida de convertidor es utilizado por el cartografiador 108 de constelación para seleccionar como punto de señal de terminación de trayecto un punto de señal procedente de la constelación 2-QAM de la fig. 14. En realizaciones preferidas, esta segunda constelación predeterminada de puntos de señal sigue las reglas de diseño antes descritas. La constelación de la fig. 14 está compuesta de dos puntos de señal, s_{1} y s_{2}, que comprenden un único subconjunto transmisor, S.

El funcionamiento del transmisor 101 se ha ilustrado en el trellis de transmisor de la fig. 15. Como es posible transmitir cualquiera de los puntos de señal seleccionados a partir de la constelación 16-QAM durante los primeros J intervalos de señalización y cualquiera de los puntos de señal seleccionados a partir de la constelación 2-QAM durante los L intervalos de señalización subsiguientes, el transmisor tiene sólo un estado y, así, el trellis está compuesto de una secuencia de ramales únicos. El ramal que conecta el único estado corriente al único estado siguiente está etiquetado con T para los J primeros intervalos de señalización durante los que son generados los puntos de señal de datos principales, indicando que el siguiente punto de señal que ha de ser transmitido para esos intervalos de señalización es un miembro de subconjunto T. Similarmente, el ramal que conecta el único estado corriente al único estado siguiente está etiquetado con S para los L intervalos de señalización subsiguientes, indicando que el siguiente punto de señal que ha de ser transmitido para estos intervalos de señalización es un miembro del subconjunto S.

En el receptor, el único subconjunto transmisor T está ilustrativamente dividido en 8 subconjuntos de receptor refinado T_{1} a T_{8}, como se muestra en la fig. 16. El trellis de receptor refinado de la fig. 15 refleja esta división porque cada uno de los ramales únicos para los J primeros intervalos de señalización es reemplazado por 8 ramales, correspondiendo cada uno a uno de los 8 subconjuntos receptores. La parte del trellis usada para descodificar los L puntos finales de señal, de terminación de trayecto, permanece igual que la parte correspondiente del trellis de transmisor. Es decir, para estos intervalos de señalización, sólo hay un ramal entre el estado corriente y el siguiente y ese ramal está asociado con toda la constelación 2-QAM. La descodificación se realiza de la misma manera que se ha descrito antes para el caso codificado.

La fig. 17 proporciona una combinación de diagrama de bloques/descripción funcional del descodificador/DFE de unión de M trayectos, 202, en el entorno de transmisión de paquetes con codificación trellis, antes descrito. El punto de señal recibido \tilde{P}_{n} es tratado en el bloque 1501 para producir una señal ecualizada asociada con cada uno de los M trayectos supervivientes. Es decir, se forma una señal ecualizada, x_{n}^{(trayecto \ k)} usando un DFE cuyas entradas son las decisiones tentativas pasadas a lo largo del trayecto superviviente de orden k, siendo k 1, 2, 3, ..., M.

En el bloque 1503, la señal ecualizada x_{n}^{(trayecto \ k)} es usada para encontrar: a) el punto de señal más próximo del subconjunto receptor asociado con cada ramal, y b) la métrica de ramal para cada ramal que emana desde el estado asociado con el trayecto superviviente de orden k basado en el trellis de receptor (tal como los trellis de receptor ilustrativos de la figs. 10 y 15) en el intervalo de señalización corriente de orden n. A continuación, en el bloque 1505, son actualizados los mejores M trayectos supervivientes y sus métricas de trayecto, y se identifican un nuevo conjunto de M mejores trayectos supervivientes. Aquél, del nuevo conjunto de M mejores trayectos supervivientes, que tenga la mejor métrica de trayecto (por ejemplo, el trayecto superviviente con la menor métrica de trayecto) es identificado como el mejor trayecto superviviente. En el bloque 1507, siguiendo de vuelta el mejor trayecto superviviente, para el intervalo de señalización corriente n, los datos que corresponden a (a) la decisión final \hat{P}_{n.D} en cuanto al valor de un punto de señal transmitido D puntos de señal antes, donde n = (D + 1), (D + 2)..., (Q - 1); o (b) las decisiones finales \hat{P}_{n.D}, \hat{P}_{n.D+1}, ..., \hat{P}_{n} donde n = Q, se encuentran siguiendo de vuelta el mejor trayecto superviviente. (Una vista combinada de diagrama de bloques/descripción funcional del descodificador/DEF de unión de M trayectos, 202, para el entorno de transmisión de paquetes no codificados antes descrito sería la misma que la de la fig. 17, pero reemplazando Q con Q').

El número apropiado, L, de puntos de señal de terminación de trayecto que han de ser incluidos en un paquete depende del canal con ISI particular. Cuanto más severa sea la ISI, mayor será el valor que L debe tomar debido a que la energía de un punto de señal dado será dispersada sobre un número cada vez mayor de intervalos de señalización adyacentes. Así, para determinar el valor de L, el transmisor puede ser dotado, o puede ser capaz, de obtener del receptor, información tal como la longitud del canal. O bien, el transmisor puede hacer una estimación del peor caso de la información de canal.

Las curvas de tasa de errores mostradas en las figs. 18 y 19 ilustran la naturaleza ventajosa del presente invento. Cada una de esas figuras muestra, para un canal particular, curvas que representan la tasa de errores de paquetes determinadas experimentalmente en función de la relación entre señal y ruido del canal, correspondiendo cada curva a una solución de descodificación respectiva, como se ha indicado. Cada curva sucesiva, de derecha a izquierda, representa un nivel mejorado de comportamiento en ese nivel más elevado de ruido de canal, es decir, puede tolerarse una menor relación entre señal y ruido, consiguiéndose todavía una tasa de errores de paquete dada. (La relación entre señal y ruido mostrada en el eje X en estas figuras, se refiere a la relación entre la potencia de señal y la potencia de ruido Gaussiano aditivo, sin incluir la componente de ISI. Las propias curvas, sin embargo, tienen en cuenta la ISI).

La fig. 18 compara tres soluciones de descodificación diferentes para una 16-QAM no codificada, cada una con un comportamiento creciente sobre las soluciones previas: (1) usando el DFE tradicional; (2) usando un descodificador/DFE de unión de 12 trayectos basado en una división refinada de ocho subconjuntos de la constelación 16-QAM pero sin terminación de trayecto; y (3) usando la solución (2) pero empleando la terminación de trayecto según el invento con L=3. El comportamiento conseguido por cualquier solución particular, en comparación con otra, puede ser expresado en términos de ganancia de tratamiento, lo que significa la diferencia en la relación entre señal y ruido entre sus curvas de comportamiento a una tasa de errores de paquetes dada. Puede verse fácilmente en la fig. 18 que, por ejemplo, con una tasa de errores de paquetes de 10^{-4}, la mayor parte de la ganancia de tratamiento conseguida mediante el uso del descodificador/DFE de unión de M trayectos se pierde si no se realiza terminación de trayecto. Esto es debido a que la solución de terminación de trayecto según los principios del invento permite que las decisiones finales para los puntos de señal de datos principales en un paquete aprovechen la ventaja de la ganancia de conversión y para que los propios puntos de señal de terminación de trayecto tengan una inmunidad mejorada frente a los errores.

La fig. 19 muestra los resultados para un sistema de modulación codificado. En particular, la figura muestra la curva de puntos de referencia para una 16-QAM no codificada con el DFE usual. Se ha conseguido un comportamiento significativamente mejorado usando un 32-QAM con codificación trellis de 8 estados bidimensional con un descodificador/DFE de unión de 16 trayectos basado en una división en 16 subconjuntos refinados de la constelación, empleándose solo una terminación de código. Se ha conseguido un comportamiento aún mejor usando el mismo código y descodificador/DFE de unión pero empleando ahora tanto el código como la terminación de trayecto de acuerdo con los principios del invento, con L = 3.

Lo anterior simplemente ilustra los principios del invento. Por ejemplo, en disposiciones que ponen en práctica los principios del invento, tanto si se usa modulación codificada como no codificada, es posible, si se desea, incluir otra "capa" de codificación, tal como codificación de Reed-Solomon. Tal codificación se aplicaría a los bits de datos deseados que han de ser comunicados con anterioridad a la modulación. Así, en la fig. 1 podría interponerse, por ejemplo, un Reed-Solomon u otro codificador entre el cifrador pseudoaleatorio 102 y el convertidor S/P 104 y se interpondría un descodificador Reed-Solomon entre el convertidor P/S 204 y el descifrador pseudoaleatorio 206. También, puede emplearse entrelazado y desentrelazado usuales, como a menudo sucede cuando está implicada codificación de Reed-Solomon.

El canal 112 de la realización ilustrativa es, a modo de ejemplo, un canal de telecomunicaciones por cable o inalámbricas que se extiende en una distancia física significativa. Sin embargo, el invento es igualmente aplicable a otros trayectos de transmisión denominados "canales", que incluyen, por ejemplo, medios magnéticos de audio y/o video, u otros medios de grabación. En tales disposiciones, como en aplicaciones de telecomunicaciones, la parte del sistema que aplica los puntos de señal al canal es el "transmisor", y la parte del sistema que recibe los puntos de señal desde el canal es el "receptor".

Los diagramas de bloques representan, en este caso, vistas conceptuales de circuitos ilustrativos que ponen en práctica los principios del invento. Similarmente, se apreciará que cualesquiera gráficas de proceso, diagramas de proceso, diagramas de transición de estado, pseudocódigos, y similares representan distintos procesos que pueden estar sustancialmente representados en un medio legible por un ordenador y ejecutados, así, por un ordenador o procesador, tanto si tal procesador u ordenador son mostrados explícitamente como si no lo son.

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Las funciones de los diferentes elementos mostrados en las figuras, incluyendo bloques funcionales etiquetados como "procesadores", pueden ser proporcionadas mediante el uso de hardware dedicado así como de hardware capaz de ejecutar un software en asociación con el software apropiado. Cuando son proporcionadas por un procesador, las funciones pueden ser proporcionadas por un único procesador dedicado, por un único procesador compartido, o por una pluralidad de procesadores individuales, algunos de los cuales pueden ser compartidos. Además, el uso explícito del término "procesador" o "controlador" no debe considerarse limitado exclusivamente a hardware capaz de ejecutar un software, y puede incluir implícitamente, sin limitación, un hardware (DSP) de procesador de señales digitales, una memoria de sólo lectura (ROM) para almacenar software, una memoria de acceso aleatorio (RAM), y un almacenamiento no volátil. Puede incluirse, también, otro hardware, usual y/o personalizado.

Todos los ejemplos y el lenguaje condicional citados en este documento están principalmente destinados a tener, expresamente, sólo propósitos pedagógicos para facilitar al lector la comprensión de los principios del invento y los conceptos con los que contribuye el inventor para ampliar la técnica, y han de considerarse como no limitados a tales ejemplos y condiciones específicamente citados. Además, todas las menciones que, en este documento se hacen en referencia a principios, aspectos, y realizaciones del invento, así como a ejemplos específicos del mismo, están destinadas a abarcar sus equivalentes, tanto funcionales como estructurales. Además, se pretende que tales equivalentes incluyan tanto los equivalentes actualmente conocidos como equivalentes que se desarrollen en el futuro, es decir, cualesquiera elementos a desarrollar que realicen la misma función, independientemente de su estructura.

Similarmente, en las reivindicaciones adjuntas cualquier elemento al que se haya hecho referencia como medio para realizar una función especificada, está destinado a abarcar cualquier forma de llevar a cabo esa función incluyendo, por ejemplo, (a) una combinación de elementos de circuito que realice esa función, o (b) un software en cualquier forma incluyendo, por ello, firmware, microcódigo o similar, en combinación con circuitería apropiada para ejecutar ese software a fin de realizar la función. El invento como se ha definido por tales reivindicaciones reside en el hecho de que las funcionalidades proporcionadas por los distintos medios citados son combinadas y reunidas de la forma contenida en las reivindicaciones. Los solicitantes consideran así que cualesquiera medios que puedan proporcionar esas funcionalidades son equivalentes a los mostrados en esta memoria.

Claims (7)

1. Un método para recibir y descodificar un paquete de datos de puntos de señal (A-H, r_{1} - r_{2}) que comprende las operaciones de:

recibir puntos de señal (A - H, r_{1} - r_{2}) del paquete de datos;

descodificar puntos iniciales de dichos puntos de señal (A - H, T) del paquete de datos de tal modo que se consiga un primer nivel de fiabilidad para los puntos iniciales de dichos puntos de señal, consiguiéndose dicho primer nivel, al menos en parte, dotando a dichos puntos iniciales de dichos puntos de señal de una forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores, seleccionándose dichos puntos iniciales de dichos puntos de señal a partir de una primera constelación de puntos de señal (figs. 3 y 13), y

descodificar los puntos restantes de dichos puntos de señal (r_{1}, r_{2}) del paquete,

caracterizado porque

dicha descodificación de los puntos restantes de dichos puntos de señal consigue un segundo nivel de fiabilidad de dichos puntos restantes de dichos puntos de señal, seleccionándose dichos puntos restantes de dichos puntos de señal a partir de una segunda constelación de puntos de señal (fig. 11), no siendo dicho segundo nivel sustancialmente inferior a dicho primer nivel sino consiguiéndose, al menos en parte, dotando a dichos puntos restantes de dichos puntos de señal con una menor magnitud de dicha forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores (1501).

2. El método de la reivindicación 1, en el que dicha primera constelación de puntos de señal está dividida en una pluralidad de subconjuntos (A_{1} - H_{1}, A_{2} - H_{2}) de puntos de señal, siendo descodificados dichos puntos iniciales de dichos puntos de señal en dicha primera operación de descodificación usando esa división, y en el que dicha segunda constelación de puntos de señal consiste de una pluralidad de puntos de señal separados por una distancia mínima, no siendo dicha distancia mínima inferior a una distancia mínima de entre subconjuntos de dichos subconjuntos de dicha primera constelación.

3. El método de la reivindicación 1, en el que dicha segunda constelación de puntos de señal tiene menos puntos de señal que dicha primera constelación de puntos de señal.

4. El método de la reivindicación 3, en el que dichas operaciones de descodificación son realizadas usando un descodificador/DFE de unión orientado al trayecto (202).

5. Un método para uso en un sistema de comunicación de datos en el que paquetes de puntos de señal son transmitidos a un descodificador, siendo dicho descodificador (202) tal que proporcione una forma particular de mejora de inmunidad frente a los errores para puntos de señal iniciales de cada paquete pero que proporcione menos mejora de inmunidad frente a los errores para los puntos de señal restantes de cada paquete, comprendiendo el método las operaciones de

transmitir los puntos de señal iniciales de cada paquete al descodificador (202) de tal forma que los proporcione con un primer nivel de inmunidad frente a los errores, seleccionándose dichos puntos de señal iniciales de una primera constelación (figs. 3, 13), y

transmitir los puntos de señal restantes de cada paquete al descodificador (202),

caracterizado porque

la transmisión de los puntos de señal restantes es realizada de tal forma que dote a dichos puntos de señal restantes con un segundo nivel de inmunidad frente a los errores suficientemente mayor que dicho primer nivel, de modo que el comportamiento de la tasa de errores de dicho descodificador sea, al menos, tan grande con relación a dichos puntos de señal restantes como lo es para dichos puntos de señal iniciales, seleccionándose dichos puntos de señal restantes a partir de una constelación de puntos de señal.

6. El método de la reivindicación 5, en el que dicha constelación de puntos de señal tiene menos puntos de señal que dicha primera constelación de puntos de señal.

7. El método de la reivindicación 6, en el que dicha primera constelación de puntos de señal está dividida en una pluralidad de subconjuntos receptores de puntos de señal, en el que la operación de transmitir dichos puntos de señal iniciales es función de esa división, y en el que dicha segunda constelación de puntos de señal está compuesta de una pluralidad de puntos de señal separados por una distancia mínima, no siendo dicha distancia mínima inferior a una distancia mínima entre subconjuntos de dichos subconjuntos.