ES2279341T3 - Optimizacion del angulo de avance de fase para control de motores sin escobilla. - Google Patents
Optimizacion del angulo de avance de fase para control de motores sin escobilla. Download PDFInfo
- Publication number
- ES2279341T3 ES2279341T3 ES04706415T ES04706415T ES2279341T3 ES 2279341 T3 ES2279341 T3 ES 2279341T3 ES 04706415 T ES04706415 T ES 04706415T ES 04706415 T ES04706415 T ES 04706415T ES 2279341 T3 ES2279341 T3 ES 2279341T3
- Authority
- ES
- Spain
- Prior art keywords
- phase
- current
- torque
- indicated
- optimization
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
- 238000005457 optimization Methods 0.000 title claims abstract description 62
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 59
- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 40
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 15
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 claims description 7
- 230000004044 response Effects 0.000 claims description 2
- 239000011162 core material Substances 0.000 description 24
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 19
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 12
- 230000005291 magnetic effect Effects 0.000 description 12
- 230000008569 process Effects 0.000 description 7
- 239000000306 component Substances 0.000 description 6
- 230000004913 activation Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000004907 flux Effects 0.000 description 5
- 101150118300 cos gene Proteins 0.000 description 4
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 3
- 230000005284 excitation Effects 0.000 description 3
- 239000000463 material Substances 0.000 description 3
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 3
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 3
- 206010003497 Asphyxia Diseases 0.000 description 2
- 101100234408 Danio rerio kif7 gene Proteins 0.000 description 2
- 101100221620 Drosophila melanogaster cos gene Proteins 0.000 description 2
- 101100398237 Xenopus tropicalis kif11 gene Proteins 0.000 description 2
- 230000015556 catabolic process Effects 0.000 description 2
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 2
- 238000011217 control strategy Methods 0.000 description 2
- 230000009849 deactivation Effects 0.000 description 2
- 238000006731 degradation reaction Methods 0.000 description 2
- 238000006073 displacement reaction Methods 0.000 description 2
- 238000009826 distribution Methods 0.000 description 2
- 230000003993 interaction Effects 0.000 description 2
- 230000005355 Hall effect Effects 0.000 description 1
- 235000014676 Phragmites communis Nutrition 0.000 description 1
- 230000001133 acceleration Effects 0.000 description 1
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 1
- 230000006399 behavior Effects 0.000 description 1
- 230000015572 biosynthetic process Effects 0.000 description 1
- 230000008859 change Effects 0.000 description 1
- 239000008358 core component Substances 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000005294 ferromagnetic effect Effects 0.000 description 1
- 230000005669 field effect Effects 0.000 description 1
- 230000004927 fusion Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 238000009413 insulation Methods 0.000 description 1
- 238000002955 isolation Methods 0.000 description 1
- 230000001537 neural effect Effects 0.000 description 1
- 230000003287 optical effect Effects 0.000 description 1
- 238000012856 packing Methods 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000035699 permeability Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 1
- 230000001105 regulatory effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/16—Circuit arrangements for detecting position
- H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/14—Electronic commutators
- H02P6/15—Controlling commutation time
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Control Of Transmission Device (AREA)
Abstract
Un sistema de control para un motor de múltiples fases (10) que tiene una pluralidad de componentes de fase del estator (30) y un rotor (20), cada componente de fase del estator consta de un devanado de fase (34) formado en un elemento de núcleo (32), el mencionado sistema consta de: un controlador (44, 60) para la producción de una señal de control (Vi (t)) para activar el devanado de fase (34), que incluye: un mecanismo que determina el valor de la corriente (62) para determinar un valor de la corriente de fase (Idi(t)) en fase con respecto a la fuerza contraelectromotriz por un ángulo de avance de fase (alfaopti), un mecanismo de optimización del avance de fase (61) para la producción de un valor del ángulo de avance de fase (alfaopti) optimizado para aumentar al máximo el momento de torsión de salida del motor (10) y reducir al mínimo la corriente de fase (Ii ); y un mecanismo de diferencia (66) para determinar la diferencia (ei (t)) entre el valor de la corriente de fase (Idi(t)) y lacorriente de fase detectada (Ii (t)).
Description
Optimización del ángulo de avance de fase para
control de motores sin escobilla.
La presente invención se refiere a motores
eléctricos rotatorios, y más particularmente a la optimización del
ángulo de avance de fase, para el control de motores de imán
permanente sin escobillas.
Las solicitudes de patente
co-pendientes identificadas anteriormente describen
los retos del desarrollo de accionamientos de motores eléctricos
eficientes. La activación de impulsos electrónicos controlados de
los devanados de los motores ofrece la posibilidad de una
administración de las características de los motores más flexible.
Por el control del ancho de los impulsos, el ciclo de trabajo, y la
aplicación conectada de una fuente de energía a unos devanados de
estator apropiados, se puede lograr una mayor versatilidad
funcional. El uso de imanes permanentes en unión con tales
devanados es ventajoso en la limitación del consumo de
corriente.
En un entorno de accionamiento de vehículos, es
altamente deseable alcanzar una operación suave a lo largo de una
amplia gama de velocidades, mientras que se mantiene una capacidad
de salida de momento de torsión elevado a un mínimo consumo de
potencia. Unas disposiciones estructurales de motor descritas en
las solicitudes co-pendientes contribuyen a estos
objetivos. Los segmentos de núcleo de electroimanes, pueden ser
configurados como estructuras permeables magnéticamente aisladas en
un anillo anular, para proporcionar una concentración de flujo
incrementada. El aislamiento de los segmentos de núcleo del
electroimán permite una concentración individual del flujo en los
núcleos magnéticos, con un mínimo de pérdida de flujo o efectos
perjudiciales de interferencia de transformador, con otros miembros
de electroimán.
Un rendimiento controlado con precisión dentro
de las aplicaciones de motor sin escobillas, implica la fusión de
una compensación de alimentación hacia adelante no lineal conectada
con unos elementos de realimentación de corriente. Sin embargo, las
expresiones de alimentación de compensación hacia adelante
típicamente se basan fuertemente en los diferentes parámetros de
circuito, tales como la resistencia de fase, la autoinductancia de
fase y similares, que se han representado como ilustración en el
diagrama de circuito equivalente para una fase de motor individual
en la figura 1. V_{i}(t) indica la entrada de tensión por
fase, R_{i} indica la resistencia de devanado por fase, y L_{i}
representa la autoinductancia por fase. E_{i}(f) representa
la tensión de la fuerza contraelectromotriz que se opone del motor
por fase y se puede aproximar por la siguiente expresión:
E_{i} =
(K_{ci}w) \ sen \ (N_{r} \
0_{t})
donde K_{ci} indica el
coeficiente de la fuerza contraelectromotriz por fase, w(t)
representa la velocidad del rotor, N_{r} indica el número de
pares de imanes permanentes y 0_{i}(t) representa el
desplazamiento relativo entre el devanado de la
i-ava fase y una posición de referencia de
rotor.
La tensión V_{i}(t) se puede definir
como sigue:
V_{i}(t) =
E_{i}(t) + R_{i}I_{i}(t) + L_{i} \ \frac{d}{dt} \ I_{i}(t)
\hskip0,7cm i = 1, 2, ..., \
N_{s}
donde
V_{i}(t) es la tensión a través del
devanado;
I_{i}(t) es la corriente de fase;
R_{i} es la resistencia del devanado;
E_{i}(t) es la fuerza
contraelectromotriz;
L_{i} es la autoinductancia del devanado;
y
N_{s} es el número de devanados de fase del
estator.
La tensión V_{i}(t) es suministrada por
una fuente de potencia de corriente continua regulada con una
tensión limitada. Como quiera que el término fuerza
contraelectromotriz es proporcional a la velocidad del motor, hay
un límite para la corriente de fase I_{i}(t) por encima de
ciertas velocidades.
\newpage
Suponiendo que la distribución del flujo
magnético en el intervalo de aire es sinusoidal, los
comportamientos de estado continuo de la fuerza contraelectromotriz
y la corriente de fase se puede definir como sigue:
E_{i} (t) =
E_{i} \ sen \ (0_{i} (t)) = K_{s,t} \ w \ sen \ (N_{r} \ wt +
-_{i})
I_{i}(t) =
I_{i} \ sen \ (0_{i}(t)) = I_{i} \ sen \ (N_{r} \ wt +
-_{i})\hskip0,7cm
i = 1, 2, ...,
N_{s}
y el momento de torsión total medio es:
donde
N_{r} es el número de pares de polo PM;
K_{ei} es el coeficiente de la fuerza
contraelectromotriz;
w es la velocidad del motor;
A_{i} es un ángulo de excentricidad que
depende de la geometría del motor;
T es la salida del momento de torsión total
medio; y
K_{ei} es el coeficiente de torsión.
De ahí que la salida del momento de torsión esté
también limitada por las restricciones del suministro de potencia.
Se ha usado una técnica de control de avance de fase para extender
la operación de la gama de velocidad limitada por la tensión de
suministro de potencia máxima. En lugar de formar una corriente de
armadura sinusoidal (o corriente de fase) en fase con la fuerza
contraelectromotriz, el ángulo de fase de la corriente de la
armadura se avanza con respecto a la fuerza
contraelectromotriz.
Por ejemplo, la patente Estadounidense 6.373.211
de Henry et al. describe un método para extender la
operación de la gama de velocidad para un motor de imán permanente
excitado de modo sinusoidal. El método, usa la técnica de avance de
fase para lograr una gama de velocidad extendida con una corriente
de fase reducida. La gama de velocidad extendida de operación, está
suministrada por el control del ángulo de avance de fase a entre
el vector de corriente y el vector de la fuerza
contraelectromotriz. Se usa un juego de unas tablas
pre-computadas para almacenar los diferentes valores
de momento de torsión a diferentes velocidades. El ángulo de
avance de fase de corriente se calcula basado en el mando del
momento de torsión y la velocidad detectada.
Sin embargo, la técnica de Henry et al.
no produce los valores de ángulo de avance de fase optimizados para
lograr la salida del momento de torsión máximo con la corriente de
fase mínima. En su lugar, la patente da a conocer el ajuste del
momento de torsión máximo T_{max}. Después, se lee la velocidad w
y el momento de torsión T_{cmd} requerido o de control. Si el
momento de torsión de control T_{cmd} es mayor que el momento de
torsión máximo T_{max} disponible a esa velocidad w, entonces el
momento de torsión de control T_{cmd} se reduce. El ángulo de
avance de fase se calcula a ese valor reducido del momento de
torsión de control T_{cmd}. De ahí que la técnica de avance de
fase del tipo previo proporciona el ángulo de avance de fase para
lograr una gama de velocidad de operación extendida a una corriente
de fase reducida. Sin embargo, el tipo previo no enseña la
optimización del ángulo de avance de fase y la amplitud de la
corriente de fase para reducir al mínimo el consumo de
potencia.
En un entorno de accionamiento de vehículos, en
el cual la disponibilidad de potencia está limitada a un
suministro a bordo, es altamente deseable alcanzar una capacidad de
salida de momento de torsión elevada a un consumo de potencia
mínimo. Las disposiciones estructurales de motor, descritas en las
solicitudes co-pendientes, contribuyen a estos
objetivos. Del modo descrito en esas aplicaciones, los segmentos de
núcleo de electroimán pueden estar configurados como estructures
aisladas magnéticamente permeables en un anillo anular para
proporcionar una concentración de flujo incrementada. El
aislamiento de los segmentos de núcleo de electroimán permite la
concentración individual del flujo en los núcleos magnéticos, con
una pérdida de flujo mínima o unos efectos de interferencia
perjudiciales de transformador que ocurren por la interacción con
otros miembros de electroimán.
\newpage
De ahí, que exista la necesidad de una
optimización de avance de fase para permitir que un motor
suministre una salida del momento de torsión incrementada con un
consumo de potencia mínimo.
Además, una técnica de avance de fase
convencional no proporciona una optimización de avance de fase para
cada fase de un motor de múltiples fases. Sin embargo, debido a
los fenómenos afectados por las tolerancias mecánicas / de
fabricación y otras características estructurales, cada fase de
motor presentará una gama de valores para cada elemento de
circuito. Los factores que pueden afectar a las magnitudes de los
parámetros de circuito incluyen: el enlace de flujo neto del núcleo
de electroimán; las fluctuaciones en la inductancia del núcleo con
respecto al circuito eléctrico; las variaciones en la resistencia
del devanado de fase debido a unos cambios en las tolerancias de
fabricación tales como el área de sección transversal y la tensión
de devanado; unas variaciones en la permeabilidad del núcleo
(relacionada con el grado y el historial del procesamiento y del
acabado del material); la técnica del devanado de fase (devanado
uniforme o entremezclado) o la calidad de construcción de los
devanados en cada núcleo de estator; la posición de la interacción
del imán permanente y del electroimán (es decir la permeancia del
circuito magnético); unas variaciones en la densidad de flujo del
intervalo de aire, que depende del subconjunto del imán del rotor
del imán permanente; la densidad del flujo magnético residual; un
campo magnético de desviación debido a los campos magnéticos
externos; la forma del alambre del devanado (rectangular, circular
o helicoidal); el factor de devanado logrado en el devanado; las
tolerancias de fabricación logradas en la geometría del núcleo que
podrían cambiar la tolerancia de la sección transversal del núcleo;
la longitud efectiva sobre la que está devanada la bobina.
Típicamente, las estrategias de control de motor
suponen una uniformidad de los valores de parámetro a lo largo de
todo el motor. Se toma un valor de parámetro mediano para que
represente todos los elementos de circuito correspondientes del
motor. Esta aproximación de parámetro de forma global, a menudo
lleva a la degradación en el rendimiento de localización debido a
una compensación en exceso / de menos de la estrategia de control,
debido a una desadaptación de la compensación del valor del
parámetro dentro de las rutinas de compensación de fase
individuales. Tales parámetros supuestos, están expuestos a unos
discrepancias incluso mayores con estructuras de estator
configuradas como componentes autónomos de núcleo aislado
ferromagnéticamente.
WO 01/20751 A2 describe una operación de gama de
velocidad extendida de unas máquinas sin escobillas de imán
permanente, que usan un control óptimo de ángulo de fase en la
operación en el modo de tensión. El método incluye una
determinación de un valor máximo de un primer juego de parámetros,
donde cada parámetro tiene un valor máximo conocido al igual que
una lectura de un segundo juego de parámetros. Se lleva entonces a
cabo una computación de un primer ángulo derivado usando un primer
juego de parámetros y el segundo juego de parámetros. Sigue una
computación de una amplitud de una tensión de fase y un segundo
ángulo derivado, que usa el primer ángulo derivado. Se crea una
salida resultante que consta de un juego de tensiones de mando
derivadas, para el control de un circuito de potencia donde el
circuito de potencia puede lograr los niveles de momento de torsión
requeridos, con unas corrientes más bajas para los conmutadores de
potencia.
Por tanto, existe la necesidad de una técnica de
optimización de avance de fase, que produzca el ángulo de avance
de fase óptimo y una amplitud óptima de la corriente de fase para
aumentar al máximo el momento de torsión de la salida de motor a un
consumo de potencia mínimo, y que acabe con las variaciones de los
parámetros en las estructuras de los componentes de fase del
estator y los devanados de fase separados.
La presente invención está definida por las
reivindicaciones del aparato 1 y 9 y la reivindicación del método
15.
La presente invención cumple con esta necesidad,
mientras que mantiene los beneficios de configuraciones del
elemento de núcleo del estator individual separado y
ferromagnéticamente aislado del modo dado a conocer en las
solicitudes co-pendientes. La capacidad de la
presente invención para implementar una estrategia de optimización
del ángulo de avance de fase, que aumenta al máximo el momento de
torsión de salida y reduce al mínimo la corriente de fase para los
elementos de circuito de fase individuales, ofrece una estrategia
de control de momento de torsión óptima para un momento de torsión
en particular, solicitado para un usuario con un grado más elevado
de controlabilidad de la precisión, ya que cada circuito de control
de fase está compaginado de cerca con su devanado y estructura
correspondientes. Esta capacidad se obtiene, al menos en parte, por
el establecimiento de un controlador en un sistema de control para
un motor de imán permanente de múltiples fases, para producir una
señal de control para activar el devanado de fase que incluye una
calculadora del valor de la corriente, para determinar un valor de
corriente de fase avanzado en fase con respecto a la fuerza
contraelectromotriz por un ángulo de avance de fase, y un circuito
de optimización de avance de fase para la producción de un valor
del ángulo de avance de fase optimizado, para aumentar al máximo el
momento de torsión de salida del motor y reducir al mínimo la
corriente de fase.
Basado en los parámetros dependientes de la fase
que incluyen una reactancia del devanado, el coeficiente del
momento de torsión y una fuerza contraelectromotriz dependiente de
la fase asociada con cada fase, el proceso de optimización del
avance de fase se puede llevar a cabo para cada fase del motor que
acabe por las variaciones de los parámetros en las estructuras del
componente de fase del estator y los devanados de fase separados.
El controlador, puede operar en un esquema de ejecución integrada
en la cual los parámetros de fase, en particular, se sustituyen
para cada salida de tensión de control generada. Alternativamente,
el controlador puede estar provisto de un circuito de control
separado para cada fase del estator. Cada configuración de
circuito de fase usa un valor óptimo del ángulo de avance de fase
para una fase en particular, para generar la señal de control para
el devanado de fase respectivo.
El circuito de optimización del avance de fase
puede constar de una primera sección de optimización, para
determinar un valor de momento de torsión máximo para una velocidad
dada, y una segunda sección de optimización sensible al valor del
momento de torsión máximo, para producir un valor óptimo del ángulo
de avance de fase y una amplitud óptima de la corriente de fase.
La segunda sección de optimización, reduce al mínimo la corriente
de fase para una velocidad dada y un momento de torsión solicitado
por el usuario.
El ángulo de avance de fase óptimo, se puede
determinar usando una tabla de localización que responde al momento
de torsión y la velocidad de motor deseados.
El control de motor de la presente invención,
proporciona ventajas con motores de una variedad de construcción y
se puede aplicar a un motor en el cual, cada componente de fase de
estator consta de un electroimán de estator ferromagnéticamente
aislado, estando los elementos del núcleo del electroimán
separados de un contacto directo entre sí y estando formados con
devanados de fase separados.
La presente invención es particularmente
ventajosa en aplicaciones en las que el motor está previsto para
localizar una entrada variable iniciada por el usuario, tal como
una operación de control de tracción de vehículo eléctrico. En
respuesta a las señales de entrada del control del momento de
torsión, las trayectorias de corriente por fase deseadas, se
seleccionan por el controlador de acuerdo con una expresión que
incluye en particular los parámetros para cada fase.
Las ventajas adicionales de la presente
invención se harán aparentes de la siguiente descripción detallada
para aquellos con conocimientos en esta técnica, en la cual solo se
muestra y se describe la forma preferencial de la invención,
simplemente a modo de ilustración del mejor modo contemplado para
llevar a cabo la invención. Como se observa, la invención es capaz
de otras realizaciones diferentes, y sus diferentes detalles son
capaces de modificaciones en varios aspectos obvios, todos ellos
sin apartarse de la invención. Correspondientemente, los dibujos y
la descripción se han de considerar como ilustrativos en su
naturaleza y no como restrictivos.
La presente invención se ilustra a modo de
ejemplo, y no a modo de limitación, en las figuras del dibujo que
la acompañan y en las cuales los números de referencia similares se
refieren a elementos similares, y en la cual:
La figura 1 es un diagrama de circuito
equivalente para una fase de motor individual.
La figura 2 es un diagrama de bloques de un
sistema de control de motor de acuerdo con la presente
invención.
La figura 3 es un diagrama de circuito parcial
de un juego de conmutador y un impulsor, para un devanado de
segmento de núcleo de estator individual de un motor controlado por
el sistema de la figura 2.
La figura 4 es un dibujo de un recorte
tridimensional de una estructura de motor adecuada para el uso en
el sistema de control de la figura 2.
La figura 5 es un diagrama que ilustra las
características de velocidad - momento de torsión con y sin ángulo
de avance de fase.
La figura 6 es un diagrama de círculo que
ilustra la técnica de avance de fase de acuerdo con la presente
invención.
La figura 7 es un diagrama de bloques que
ilustra la metodología del controlador del momento de torsión para
el uso en el sistema de control de la figura 2.
La figura 8 es un diagrama de bloques que
ilustra el bloque de optimización del ángulo de avance de fase de
la figura 7.
Las figuras 9 y 10 son diagramas que ilustran la
optimización del ángulo de avance de fase llevada a cabo por la
primera sección de optimización de la figura 8.
Las figuras 11 y 12 son diagramas que ilustran
la optimización del ángulo de avance de fase llevada a cabo por la
segunda sección de optimización de la figura 8.
La figura 13 es un diagrama de bloques parcial
que ilustra una variación de la metodología del controlador de la
figura 7.
La figura 2 es un diagrama de bloques de un
sistema de control de un motor de acuerdo con la presente
invención. El motor de múltiples fases (10) consta de un rotor (20)
y un estator (30). El estator tiene una pluralidad de devanados de
fase, que están activados de modo conectable por la corriente de
excitación suministrada por una fuente de potencia de corriente
continua (40), a través de unos juegos de conmutador electrónicos
(42). Los juegos de conmutador están conectados al controlador (44)
a través de los osciladores de mando de puerta (46). El controlador
(44) tiene una o más entradas de usuario y una pluralidad de
entradas para las condiciones de motor detectadas durante la
operación. La corriente, en cada devanado de fase, es detectada por
un respectivo sensor de una pluralidad de sensores de corriente
(48) cuyas salidas se suministran al controlador (44). El
controlador puede tener una pluralidad de entradas para este
propósito o, como alternativa, unas señales de los sensores de
corriente pueden ser transmitidas simultáneamente y conectadas a
una entrada de un controlador individual. El sensor de la posición
del rotor (47) está conectado a otra entrada del controlador (44)
para proporcionarle a éste unas señales de posición. La salida del
sensor de posición también se aplica al aproximador de velocidad
(50), que convierte las señales de posición en unas señales de
velocidad que se han de aplicar a otra entrada del controlador
(44).
El controlador de secuencia puede constar de un
microprocesador o un microcontrolador equivalente, tal como un
procesador de señales digitales de Texas Instrument
TMS320LF2407APG. Los juegos de conmutadores pueden constar de una
pluralidad de puentes H MOSFET, tales como el rectificador
internacional IRFIZ48N-ND. El oscilador de mando de
puerta puede constar de un oscilador de mando de puerta Intersil
MOSFET HIP40821B. El sensor de posición puede constar de cualquier
medio de sensor conocido, tal como unos dispositivos de efecto de
Hall (microsistemas Allegro 92B5308), sensores gigantes (GMR)
sensibles a magneto, sensores rotatorios capacitivos, interruptores
de lengüeta, sensores de alambres de impulso incluyendo sensores
amorfos, resolvedores, sensores ópticos y similares. Los sensores
de corriente de efecto Hall, tales como F.W. Bell
SM-15, se pueden utilizar para sensores de
corriente (48). El detector de velocidad (50) proporciona una
aproximación de tiempo derivado de las señales de posición
angulares detectadas.
La figura 3 es un diagrama de circuito parcial
de un juego de conmutador y propulsor para un devanado de segmento
de núcleo del estator individual. El devanado de fase del estator
(34) está conectado en un circuito de puente de cuatro FETs
(transistores de efecto de campo). Se ha de comprender que se puede
usar cualquiera de los diferentes elementos de conmutación
electrónicos conocidos, para dirigir la corriente de impulsión en
la dirección apropiada al devanado del estator (34) tal como, por
ejemplo, unos transistores bipolares. El FET (53) y el FET (55)
están conectados en serie a través de la fuente de potencia, al
igual que lo son el FET (54) y el FET (56). El devanado del estator
(34) está conectado entre los nodos de conexión de las dos series
de circuitos FET. El oscilador de mando de puerta (46) es sensible
a unas señales de control recibidas del controlador de secuencia
(44), para aplicar unas señales de activación a las terminales de
puerta de los FETs. Los FETs (53) y (56) están activados
concurrentemente para el flujo de corriente de motor en una
dirección. Para el flujo de corriente en la dirección inversa, los
FETs (54) y (55) están activados concurrentemente. El oscilador de
mando de puerta (46) puede alternativamente estar integrado en el
controlador de secuencia (44).
El motor de la presente invención es adecuado,
por ejemplo, para el uso en la conducción de una rueda de un
vehículo de un automóvil, motocicleta, bicicleta o similar. La
figura 4 es un dibujo recortado de una estructura de motor que se
puede alojar dentro de una rueda de un vehículo, el estator montado
de modo rígido en un eje estacionario y rodeado por un rotor para
la impulsión de la rueda. El motor (10) consta de un rotor de imán
permanente anular (20) separado del estator por un intervalo de
aire radial. El rotor y el estator están configurados de modo
coaxial alrededor de un eje de rotación, que está centrado en un
eje estacionario. El estator consta de una pluralidad de elementos
aislados ferromagnéticamente, o unos grupos de estator. Los
segmentos de núcleo (32), hechos de un material permeable
magnéticamente, separado de un contacto directo entre sí, tienen
porciones de devanado respectivos (34) formados en cada polo. En
este ejemplo, se muestran siete grupos de estator, cada grupo
consta de dos polos de electroimán salientes situados
circunferencialmente a lo largo del intervalo de aire. El rotor
consta de una pluralidad de imanes permanentes (22), distribuidos
circunferencialmente alrededor del intervalo de aire y sujetos a
una placa de base anular (24). Se hace referencia a la solicitud de
Maslov et al. 09/966.102, citada anteriormente, para una
discusión más detallada de un motor que lleva esta construcción. Se
debería apreciar, sin embargo, que el contexto de vehículos es en
particular meramente a modo de ejemplo de una multitud de
aplicaciones en las cuales el motor de la presente invención se
puede emplear. Los conceptos de la invención, descritos en mayor
detalle a continuación, también son aplicables a otras estructuras
de motor de imán permanentemente, incluyendo un núcleo de estator
unitario que soporta todos los devanados de fase.
En el ejemplo de aplicación de impulsión de un
vehículo, una de las entradas de usuario al controlador representa
el momento de torsión requerido, indicado por el control de
estrangulación del usuario. Un incremento en la estrangulación es
indicativo de un comando para incrementar la velocidad, que se
lleva a cabo por un incremento en el momento de torsión. Otra
entrada externa al procesador del controlador, puede incluir una
señal de freno que se genera cuando el conductor opera un pedal de
freno o mango. El procesador puede responder por la desactivación
inmediata del impulsor de motor o, en su lugar, por variar el
control del impulsor para reducir el momento de torsión y la
velocidad. Una señal de desactivación externa separada, se puede
aplicar para responder de inmediato al control del conductor.
La funcionalidad de rastreo del momento de
torsión del sistema de control, debería mantener la operación de
estado continuo para un mando de entrada constante por la variación
de las condiciones externas, tal como cambios en las condiciones de
impulsión, gradiente de carretera, terreno, etc... El sistema de
control debería ser sensible a la entrada de estrangulación del
conductor, para acomodar de modo exacto y suave los cambios en los
controles del momento de torsión.
\newpage
Una tensión de control (V_{i}(t)) en la
salida del controlador (44), representa un valor de tensión
calculado requerido para obtener el momento de torsión solicitado
por el usuario. Cuando se suministra la tensión de control
(V_{i}(t)) por una fuente de potencia de corriente
continua, el valor máximo de la tensión de control está limitado
por la tensión máxima del suministro de potencia de corriente
continua. Si la tensión de control calculada, requerida para
alcanzar el momento de torsión solicitado por el usuario, es mayor
que la tensión de suministro de potencia máxima, se usa la técnica
de control de avance de fase para aumentar al máximo el momento de
torsión de salida del motor. En lugar de prescribir una corriente
de fase sinusoidal para estar en fase con la fuerza
contraelectromotriz, como se hace de modo convencional, el ángulo
de fase de la corriente de fase se avanza intencionalmente con
respecto a la fuerza contraelectromotriz por un ángulo de avance de
fase, para aumentar al máximo el momento de torsión de salida.
El diagrama de la figura 5 ilustra las
características de la velocidad del momento de torsión del motor
(10) con y sin ángulo de avance de fase. La curva (1) representa
los valores del momento de torsión máximo logrables a diferentes
velocidades sin avanzar la fase de la corriente de fase. Esta curva
define los lugares geométricos de velocidad de base del motor.
Cualquier punto de operación a la derecha y por encima de esta
curva no es lograble a no ser que se introduzca un ángulo de avance
de fase.
La curva (2) representa los valores del momento
de torsión máximo logrables a varias velocidades y usando una
selección apropiada del ángulo de avance de fase. Como está claro
de la figura 5, la gama de operación del motor se extiende bastante
más allá de las velocidades de base.
La técnica de avance de fase se ilustra
geométricamente en un diagrama de círculo mostrado en la figura 6.
El círculo con sombra (1) representa el espacio de operación de
corriente disponible para la velocidad dada, limitada debido a la
tensión de suministro de potencia de corriente continua limitada.
El círculo menor (2) representa un espacio de operación de
corriente limitado por la valoración de corriente máxima
(I_{max}) del motor. La corriente de estado continuo real ocurre
dentro del área de solapado de los dos círculos.
El valor del ángulo de fase de avance, el valor
\alpha_{max}, que está representado en la figura 6 por un ángulo
entre el vector de corriente que tiene una longitud igual al radio
del círculo (2), y el eje (q) formado a lo largo de la dirección de
la fuerza contraelectromotriz, se corresponde con el ángulo de
avance de fase que proporciona el momento de torsión máximo
(T_{max}) proporcional a la proyección del vector de corriente en
el eje (q).
La figura 7 es un diagrama de bloques que
ilustra la metodología del controlador del momento de torsión que
usa unas expresiones de compensación de avance de alimentación que
tiene en cuenta las condiciones de operación del motor detectadas
al igual que los valores de los parámetros de circuitos
individuales para obtener estos objetivos. Para la localización del
momento de torsión de precisión, las trayectorias de corriente por
fase deseadas se seleccionan de acuerdo con la siguiente
expresión:
I_{di}(t) =
I_{opti} \ sen \ (N_{r}O_{i} + \alpha
_{opti}),
donde
I_{di} indica la trayectoria de corriente
deseada por fase,
I_{opti} es la amplitud de corriente óptima
por fase,
N_{r} es el número de pares de polos de imán
permanente,
O_{i} representa el desplazamiento posicional
relativo entre el devanado de fase i-avo y un punto
de referencia del rotor, y
\alpha_{opti} es el ángulo de avance de fase
óptimo por fase.
Para desarrollar las corrientes de fase
deseadas, la siguiente expresión de control de tensión por fase se
aplica al oscilador de mando para los devanados de fase:
V_{i} (t) =
L_{i}dI_{di} \ / \ dt + R_{i}I_{i} + E_{i} +
k_{s}e_{i}
La figura 7 representa la metodología, en
general indicada por el número de referencia (60), por la cual el
controlador deriva los componentes de esta expresión de control de
tensión en tiempo real, usando la entrada del control del momento
de torsión y las señales recibidas de los sensores de corriente de
fase, el sensor de posición y el detector de velocidad. El control
del momento de torsión solicitado (deseado) por el usuario externo
(T_{cmd}), sensible a la estrangulación, se introduce en el
bloque de optimización del ángulo de avance de fase (61) que
determina el ángulo de avance de fase por ciclo (Ó_{opti}) y la
amplitud de la corriente de fase óptima por fase (I_{ampl}) usada
en el bloque de función del controlador (62), para determinar la
corriente por fase (I_{di}(t)) requerida para permitir que
el motor desarrolle el momento de torsión solicitado por el
usuario, que corresponde con el control del momento de torsión
(T_{cmd}). También, el bloque de optimización del ángulo de
avance de fase (61) se alimenta con la velocidad del motor
(w(t)) suministrada del aproximador de velocidad (50). Del
modo descrito en mayor detalle a continuación, el bloque de
optimización del ángulo de avance de fase (61) se puede implementar
por una tabla de localización bi-dimensional
proporcionada en el controlador (44) para determinar el ángulo de
avance de fase óptimo (\alpha_{opti}) y la amplitud de
corriente de fase óptima (I_{opti}) para cada metodología de
controlador (60), es decir para cada i-ava fase del
motor de múltiples fases (10).
La posición del rotor (O) se introduce en el
bloque de función del controlador (64) que produce un ángulo de
excitación que representa la salida (O_{i}(t)) basado en la
posición del rotor, el número de pares de polos de imán
permanentes (N_{r}), el número de fases del estator (N_{s}), y
el retardo de fase de la fase en particular. La salida del bloque de
función del controlador (64) se alimenta al bloque de función del
controlador (62). Usando la introducción del ángulo de excitación
recibido de esta forma, el bloque de función del controlador (62)
determina la corriente por fase (I_{di}(t)) requerida para
permitir que el motor desarrolle el momento de torsión solicitado
por el usuario, que se corresponde con el control del momento de
torsión (T_{cmd}) como sigue:
I_{di}(t) =
I_{opti} \ sen \ (N_{r}O_{i} + \alpha
_{opti}).
El bloque de función del controlador (66),
calcula la diferencia entre la corriente de fase deseada
(I_{di}(t)) recibida del bloque (62) y la corriente de
fase detectada (I_{i}(t)) para la salida de una señal de
error de localización de la corriente de fase (e_{i}(t)).
Esta señal de error se multiplica por el factor de ganancia
(k_{s}) en el bloque de función del controlador (68). El efecto
de la ganancia de realimentación de corriente ha de incrementar la
robustez del sistema general a través del rechazo de las
perturbaciones del sistema, debidas al ruido mencionado y a
cualquier inexactitud del parámetro de modelo. La salida del bloque
(68) se alimenta al bloque de función del controlador (70). El
bloque (70) emite las señales de tensión de variación en el tiempo
(V_{i}(t)) a los osciladores de mando de puerta (46), para
la activación controlada de modo selectivo de los devanados de fase
(34). La (V_{i}(t)) tiene componentes que compensan, por
los efectos de inductancia, la fuerza contraelectromotriz inducida
y la resistencia.
Para compensar por la presencia de la
inductancia dentro de los devanados de fase, el término
(L_{i}dl_{di}/dt), donde (dl_{di}/dt) indica la derivada de
tiempo standard de la corriente de fase deseada
(I_{di}(t)), se introduce al bloque de función del
controlador (70) para que se añada en el cálculo de la tensión de
fase. La determinación de (L_{i}dl_{di}/dt), se hace en el
bloque de función del controlador (72), que actúa sobre las
introducciones recibidas de (\alpha_{opti}), (I_{opti}),
(O_{i}(t)) y (w(t)). El bloque (72) determina
Ldl_{di}/dt = I_{opti}L_{i}N_{r}w cos (N_{r}O_{i} +
\alpha_{opti}).
Para compensar por la tensión de la fuerza
contraelectromotriz inducida, se añade el término (E_{i}) en el
cálculo de la tensión de fase como una introducción al bloque de
función (70) del bloque de la función del controlador (74). El
valor de compensación de la fuerza contraelectromotriz se deriva
del ángulo y la velocidad del rotor, recibido como introducciones
al bloque (74), que usa el coeficiente de la fuerza
contraelectromotriz (K_{ei}). Para compensar por la bajada de
tensión atribuida a la resistencia del devanado de fase y la
resistencia parasítica, se añade el término
(R_{i}I_{i}(t)) en el cálculo de la tensión de fase, como una introducción al bloque de función (70) del bloque de función del controlador (76).
(R_{i}I_{i}(t)) en el cálculo de la tensión de fase, como una introducción al bloque de función (70) del bloque de función del controlador (76).
La figura 8 es un diagrama de bloques que
ilustra el bloque de optimización del ángulo de avance de fase
(61) que determina el ángulo de avance de fase óptimo por fase
(\alpha_{opti}) y la amplitud de corriente de fase óptima por
fase (I_{opti}), usados para determinar la corriente por fase
(I_{di}(t)) requerida para permitir que el motor
desarrolle el momento de torsión solicitado por el usuario
(T_{cmd}). El bloque de optimización del ángulo de avance de fase
(61) consta de una primera sección de optimización (82) para
aumentar al máximo el momento de torsión de salida y una segunda
sección de optimización (84) para reducir al mínimo la corriente de
fase.
La primera sección de optimización (82)
determina la salida del momento de torsión máximo (T_{max} (w)) a
la velocidad actual (w) suministrada como una señal de entrada del
aproximador de velocidad (50). La sección de optimización (82)
aumenta al máximo la salida del momento de torsión para una
velocidad dada, sujeta a las restricciones de la valoración de
corriente máxima (I_{max}) del motor y de la tensión (Vc) del
suministro de potencia de corriente continua. En las formas
matemáticas, esto se define por lo siguiente:
Aumentar al máximo:
sujeto
a
(2)(R_{i}{}^{2} +
X_{s,i}{}^{2}) I_{i}{}^{2} - 2E_{i}X_{s,i}I_{i} \ sen \ \alpha _{i}
+ 2E_{i}R_{i}I_{i} \ cos \ \alpha _{i} + E_{i}{}^{2} \ \leq \
V_{e}{}^{2}
y
\newpage
(3)I_{i} \
\leq \
I_{max}
i = 1, 2, ...,
N_{s}
donde
\alpha_{i} es el ángulo de avance de
fase
X_{s, i} = L_{i}N_{i}w es la reactancia
del devanado
I_{max} es la valoración de la corriente del
motor
Durante cada ciclo de control, el controlador
(44) recupera la señal de posición del rotor del sensor de
posición (47). Entonces, la amplitud y la fase de la fuerza
contraelectromotriz se determinan, suponiendo una distribución de
flujo magnético sinusoidal en el intervalo de aire. Estos
parámetros se alimentan dentro de la primera sección de
optimización (82), junto con la velocidad (w), para determinar el
momento de torsión máximo lograble (T_{max}(w)) a la
velocidad actual (w), basado en las ecuaciones (1) - (3). Junto con
el control del momento de torsión solicitado por el usuario
(T_{cmd}), el valor determinado del momento de torsión máximo
(T_{max}(w)) se suministra a la segunda sección de
optimización (84).
La figura 9 muestra las curvas que representan
el ángulo de avance de fase, la corriente de fase y la salida del
momento de torsión, para una velocidad dada, determinada como un
resultado del proceso de optimización llevado a cabo por la primera
sección de optimización (82). Como los parámetros de motor son
valores dependientes de la fase, la optimización se lleva a cabo
por separado para cada fase individual.
Del modo indicado en la figura 9, la totalidad
de gama de velocidad se puede dividir en tres regiones, cada una
de las cuales tiene una característica distinta. En la región de
velocidad baja (por ejemplo inferior a 120 rpm), la restricción de
la valoración de corriente es dominante en la limitación de la
salida del momento de torsión. El ángulo de avance de fase óptimo
es cero y la corriente de fase se iguala a la corriente máxima
permitida.
En la región de velocidad media (por ejemplo
entre 120 rpm y 220 rpm), tanto las restricciones de la tensión
del suministro de potencia de corriente continua como la corriente
máxima se hacen activas. Por tanto, es necesario un avance de fase
positivo para aumentar al máximo el momento de torsión. Mientras
tanto, la corriente de fase sigue igualando la corriente máxima
permitida. La salida del momento de torsión se reduce a medida que
incrementa la velocidad, mientras que el ángulo de avance de fase
óptimo se incrementa con la velocidad.
En la región de velocidad elevada (por ejemplo
por encima de 220 rpm), la tensión de suministro de potencia de
corriente continua llega a ser la limitación dominante. La salida
del momento de torsión máximo continua su reducción y el avance de
fase sigue incrementándose con la velocidad. La corriente de fase
sin embargo, está por debajo de la corriente máxima permitida.
El primer proceso de optimización se puede
llevar a cabo a varias valoraciones de corriente, resultando en
una familia de curvas para un ángulo de avance de fase, una
corriente de fase y una salida del momento de torsión óptimos. La
figura 10 ilustra las curvas que representan el ángulo del avance
de fase, la corriente de fase y el momento de torsión obtenidos a
unas valoraciones de corriente de l0A y 15A para una velocidad
dada.
La segunda sección de optimización (84) se
suministra con el valor del momento de torsión máximo
(T_{max}(w)) determinado por la primera sección de
optimización (82), junto con el control del momento de torsión
solicitado por el usuario (T_{cmd}) que representa el momento de
torsión deseado. Basado en estos parámetros, la segunda sección de
optimización (84) determina la amplitud óptima de la corriente de
fase y el ángulo de avance de fase óptimo para un control de
momento de torsión solicitado por el usuario (T_{cmd}), por la
reducción al mínimo de la corriente de fase (I_{i}) para una
velocidad en particular y un momento de torsión deseado como
sigue:
Reducir al mínimo
(4)I_{i} =
\frac{2 \ min \ (T_{cmd}, \ T_{max} \ (w))}{N_{s}K_{r, i} \ cos \
(\alpha
_{i})}
sujeto
a
(5)4(R_{i2} +
X_{s,i}{}^{2}) T_{cmd}{}^{2} + 4E_{i}N_{s}K_{r, i}T_{cmd} (-X_{s, i}
\ sen \ \alpha _{i} \ cos \ \alpha _{i} + R_{i} \ cos^{2} \ \alpha
_{i}) + (E_{i}{}^{2} - V_{s}{}^{2}) \ N_{s}{}^{2}K_{r, i}{}^{2} \
cos^{2} \ \alpha _{i} \ \leq \
0
Esto es equivalente a reducir al mínimo el
ángulo de avance de fase. Como resultado, la eficiencia a la
velocidad de la corriente y el momento de torsión deseado se
aumentan al máximo.
De ahí, que la segunda sección de optimización
(84) determine los valores óptimos de la amplitud de la corriente
de fase y el ángulo de avance de fase de acuerdo con las
expresiones (4) y (5).
Las figuras 11 y 12 ilustran los resultados del
proceso de optimización para un control del momento de torsión dado
(T_{cmd}) a dos velocidades 200 y 250 RPMs, respectivamente. De
modo similar a la figura 9, la gama del control del momento de
torsión del usuario (T_{cmd}) en la figura 11 se puede dividir en
tres regiones. Para unos momentos de torsión inferiores (por debajo
de 28 Nm), el momento de torsión solicitado se puede lograr con un
ángulo de avance de fase cero. El mismo momento de torsión también
se puede lograr con una eficacia inferior que usa una combinación
de avance de fase positiva y una corriente más elevada. En la
región intermedia (entre 28 y 56 Nm), el momento de torsión
solicitado se puede lograr con un ángulo de avance de fase positivo.
Se puede lograr también el mismo momento de torsión con una
eficiencia menor usando una combinación de un ángulo de avance de
fase mayor y una corriente más elevada. En la región del momento de
torsión elevado (por encima de 56 Nm), el momento de torsión
solicitado no se puede lograr. El momento de torsión máximo
lograble se obtiene usando el proceso de optimización llevado a
cabo por la primera sección de optimización (82).
De acuerdo con una realización de la presente
invención, para soportar el control del motor en tiempo real, se
implementa el bloque de optimización del ángulo de avance de fase
(61) como una tabla de búsqueda bi- dimensional, sensible a las
introducciones del control del momento de torsión solicitado por el
usuario y la velocidad de motor para proporcionar los valores
óptimos de la amplitud de la corriente de fase y el ángulo de
avance de fase. Como quiera que los valores óptimos de la amplitud
de corriente de fase y el ángulo de avance de fase, se determinan
basados en los parámetros que dependen de la fase tales como la
reactancia de los devanados de fase, el coeficiente del momento de
torsión y la fuerza contraelectromotriz, los procesos de
optimización llevados a cabo por las secciones de optimización
primera y segunda (82 y 84) se pueden llevar a cabo para cada fase
para determinar las señales de control (V_{i}(t)) para los
devanados de fase respectivos. Como resultado, el proceso de
optimización del ángulo de avance de fase de la presente invención
acaba con las variaciones de parámetro en las estructuras de los
componentes de fase del estator y los devanados de fase
separados.
En operación, el controlador (44) emite
sucesivamente señales de control (V_{i}(t)) a los
osciladores de mando de puerta para la activación individual de los
devanados de fase respectivos. Los osciladores de mando de puerta
activan los juegos de conmutadores respectivos de modo que, la
secuencia en la que se seleccionan los devanados, se conduce con
una secuencia establecida en el controlador. La secuencia se
transmite a los osciladores de mando de puerta a través de la
conexión, solo ilustrada de modo general del diagrama de la figura
2. Cada señal de control sucesiva (V_{i}(t)) está
relacionada con la corriente detectada en particular en el devanado
de fase correspondiente, la velocidad y la posición del rotor
detectados inmediatamente, y también con los parámetros de modelo
(K_{ei} y K_{r,i}) que se han determinado específicamente para
las fases respectivas. Por tanto para cada señal de control
derivada (V_{i}(t)), además de recibir unas señales de
realimentación de motor detectado a tiempo, el controlador debe
acceder a los parámetros específicos para la fase en particular a
la que corresponde la señal de control. El controlador, por tanto,
tiene la capacidad de compensar por las diferencias características
de la fase individual entre las varias fases del estator. Para
evitar una compensación en exceso / de menos de la rutina de
control de tensión, los parámetros del circuito por fase usados se
adaptan exactamente con sus valores reales.
El coeficiente del momento de torsión por fase
(K_{ei}) captura la contribución del momento de torsión por fase
de cada fase. Este parámetro es proporcional a la relación del
momento de torsión efectivo, generada por corriente aplicada para
esa fase. El momento de torsión desarrollado por la fase es una
función de la densidad de flujo magnético desarrollada en el
material de núcleo de la fase, que produce la densidad de flujo del
intervalo de aire efectivo. El diseño de la geometría del núcleo
electromagnético tiene en cuenta la densidad de la corriente, que
es una función de los giros de amperio en cada porción del núcleo,
para optimizar la inducción en el material sin llevar al núcleo a
la saturación. Sin embargo, las propiedades magnéticas del
material de núcleo, a menudo no son homogéneas a través de todo el
núcleo del estator. Si el motor está configurado con núcleos de
electroimán separados autónomos ferromagnéticamente, las
inconsistencias pueden ser incluso más pronunciadas. Las
variaciones en el devanado y la inductancia también contribuyen a
la determinación del coeficiente del momento de torsión y los
parámetros del coeficiente de la fuerza contraelectromotriz. Habrá
una degradación en la formación del flujo efectivo en el núcleo, si
se forman bolsitas de aire dentro de los devanados. Aunque un
factor de empaque elevado se puede lograr a través de un devanado
uniforme, puede haber variaciones en la fabricación del alambre.
Por tanto, si se usa un coeficiente del momento de torsión nominal
del motor y un coeficiente de la fuerza contraelectromotriz nominal
por parte del controlador, la variación en las propiedades de las
fases produce unas variaciones del momento de torsión de salida de
motor generales. La metodología del controlador del momento de
torsión representado en la figura 7, evita este problema por la
aplicación del coeficiente del momento de torsión por fase y el
coeficiente de la fuerza contraelectromotriz, predeterminados para
cada fase.
Las computaciones ilustradas en la figura 7 se
llevan a cabo sucesivamente en tiempo real. La expresión indicada
en el bloque (62) se ha seleccionado para proporcionar las
corrientes deseadas para la localización del momento de torsión en
la forma preferida. Esta expresión, se puede modificar si unos
factores distintos a, precisamente, los cambios en la localización
en los controles de entrada del momento de torsión también tienen
su significancia. Por ejemplo, en algunas aplicaciones de motor, el
grado de aceleración y deceleración pueden ser de consideración
para evitar unas condiciones de operación innecesariamente duras.
La expresión en el bloque (62) por tanto se puede cambiar para
acomodar unas consideraciones adicionales.
La metodología del controlador ilustrado en la
figura 7, se puede llevar a cabo en un esquema de ejecución
integrado en el cual los parámetros de fase, en particular, se
sustituyen para cada salida de tensión de control generada.
Alternativamente, el controlador (44) puede proporcionar un
circuito de control separado para cada fase de estator, del modo
representado en el diagrama de bloques parcial de la figura 13.
Para cada una de las fases (N_{s}) de motor, hay provisto un
circuito de control correspondiente (60_{i}). Cada circuito
contiene los parámetros relevantes para la fase de motor
respectiva. Los circuitos de control se activan de acuerdo con la
secuencia de activación de la fase de motor apropiada y solo
necesitan las señales de la realimentación del motor detectadas
para la generación de las tensiones de control.
En esta revelación se muestran y se describen
solo unas formas preferenciales de la invención y solo unos pocos
ejemplos de su versatilidad. Se ha de entender que la invención
puede usarse en varias otras combinaciones y entornos y es capaz de
cambios o modificaciones dentro del objetivo del concepto de la
invención del modo expresado en este documento. Por ejemplo, en la
metodología de control, ilustrada en la figura 7, la corriente por
fase deseada (I_{di}(t)) se puede determinar en tiempo
real de las entradas recibidas de (T_{cmd}), (O_{i}(t))
por referencia a los valores almacenados en la tabla de
localización. Las tablas de localización serían proporcionadas para
cada fase de estator. Alternativamente, la optimización en tiempo
real basada en las expresiones (1) - (5) se puede implementar, o se
pueden usar unos sistemas de optimización, tales como las redes
neuronales artificiales, para obtener unos parámetros de control
óptimos.
Como se puede apreciar, el motor de la invención
se puede utilizar en una amplia gama de aplicaciones además de en
impulsiones de motor. Mientras que se prefiere, en la
implementación de una impulsión de vehículo, que el rotor rodee el
estator, otras aplicaciones con el estartor rodeando el rotor lo
pueden considerar una utilidad ventajosa. Por tanto, está dentro de
la contemplación de la invención que cada miembro anular interior
y exterior pueda constar de bien el estator o el rotor y pueda
contener bien el grupo de electroimanes o el grupo de imanes
permanentes.
Aunque la invención se da a conocer con un
ejemplo de circuitos magnéticos separados para cada fase eléctrica
del motor, la invención es aplicable a otras disposiciones de motor
tales como motores que contienen una vía magnética común. De allí,
que se ha de entender que la invención es capaz de cambios y
modificaciones dentro del objetivo del concepto de la invención del
modo expresado en este documento.
Claims (23)
1. Un sistema de control para un motor de
múltiples fases (10) que tiene una pluralidad de componentes de
fase del estator (30) y un rotor (20), cada componente de fase del
estator consta de un devanado de fase (34) formado en un elemento
de núcleo (32), el mencionado sistema consta de:
un controlador (44, 60) para la producción de
una señal de control (V_{i}(t)) para activar el devanado
de fase (34), que incluye:
un mecanismo que determina el valor de la
corriente (62) para determinar un valor de la corriente de fase
(I_{di}(t)) en fase con respecto a la fuerza
contraelectromotriz por un ángulo de avance de fase
(\alpha_{opti}),
un mecanismo de optimización del avance de fase
(61) para la producción de un valor del ángulo de avance de fase
(\alpha_{opti}) optimizado para aumentar al máximo el momento
de torsión de salida del motor (10) y reducir al mínimo la
corriente de fase (I_{i}); y un mecanismo de diferencia (66) para
determinar la diferencia (e_{i}(t)) entre el valor de la
corriente de fase (I_{di}(t)) y la corriente de fase
detectada (I_{i}(t)).
2. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 1, en el cual el mencionado mecanismo de
optimización de avance de fase (66) está configurado para optimizar
el ángulo de avance de fase para cada fase del motor (10).
3. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 2, en el cual el mencionado controlador (44) está
configurado con un circuito de control separado para cada fase de
estator (34), cada configuración del circuito de fase que utiliza
un valor óptimo del ángulo de avance de fase para una fase en
particular, para generar la señal de control para el devanado de
fase respectivo.
4. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 1, en el cual el elemento de núcleo (32) de cada
componente de fase del estator (34) consta de un electroimán (22)
de estator aislado ferromagnéticamente, estando los elementos del
núcleo de electroimán (22) separados evitando un contacto directo
entre sí, y un devanado de fase (34) formado en cada elemento de
núcleo (32).
5. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 1, en el cual el mencionado mecanismo de
optimización de avance de fase (61) consta de una primera sección
de optimización para determinar un valor de momento de torsión
máximo para una velocidad dada.
6. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 5, en el cual el mecanismo de optimización del
avance de fase (61) indicado consta además de una segunda sección
de optimización sensible al valor del momento de torsión máximo
para producir un valor óptimo del ángulo de avance de fase.
7. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 6, en el cual la mencionada sección de optimización
además produce una amplitud óptima de la corriente de fase.
8. Un sistema de control del modo indicado en la
reivindicación 7, en el cual la mencionada segunda sección de
optimización, está configurada para reducir al mínimo la corriente
de fase para una velocidad dada y el momento de torsión solicitado
por el usuario.
9. Un sistema de control para un motor de
múltiples fases, que consta de:
un calculador de tensión de control (44) para
determinar una tensión de control (Vi(t)) requerida para
activar un devanado de fase (34) del motor (10) para obtener un
momento de torsión deseado, un calculador de corriente (62) para
determinar la corriente por fase (I_{i}(t)) que representa
el momento de torsión deseado, la corriente por fase se avanza en
fase con respecto a la fuerza contraelectromotriz por un ángulo de
avance de fase,
un mecanismo de determinación de avance de fase
(61) sensible a una señal de control del momento de torsión
(T_{cmd}), que corresponde con el momento de torsión deseado para
determinar el valor por fase del ángulo de avance de fase
(\alpha_{opti}); y
un calculador de la diferencia de la corriente
de fase (66) para determinar la diferencia (e_{i}(t))
entre la corriente por fase determinada (I_{di}(t)) y una
corriente de fase detectada (I_{i}(t)).
10. Un sistema de control del modo indicado en
la reivindicación 9, en el cual el mecanismo de determinación de
avance de fase (66) está configurado para aumentar al máximo el
momento de torsión de salida del motor y reducir al mínimo la
corriente por fase para un momento de torsión deseado dado.
11. Un sistema de control del modo indicado en
la reivindicación 9, en el cual el ángulo de avance de fase está
determinado basado en unos parámetros dependientes de fase.
12. Un sistema de control del modo indicado en
la reivindicación 11, en el cual los parámetros dependientes de
fase incluyen un coeficiente de momento de torsión dependiente de
fase.
13. Un sistema de control del modo indicado en
la reivindicación 11, en el cual los parámetros dependientes de
fase incluyen una fuerza contraelectromotriz dependiente de fase
asociada con cada fase.
14. Un sistema de control del modo indicado en
la reivindicación 11, en el cual los parámetros dependientes de
fase incluyen una reactancia de devanado de fase.
15. Un método para el control en tiempo real de
un motor de fase múltiple que tiene una pluralidad de devanados de
fase del estator (34), estando cada devanado formado en un elemento
de núcleo (32) y un rotor (20), el método consta de los pasos
de:
la introducción de una señal de control del
momento de torsión (T_{cmd}) que representa el momento de
torsión deseado,
la determinación (62) de una corriente de fase
(I_{di}(t)) requerida para lograr el momento de torsión
deseado,
basado en la corriente de fase
(I_{di}(t)), que determina la tensión de control
(V_{i}(t)) requerida para activar cada devanado para
obtener el momento de torsión deseado,
el avance de la fase de la corriente de fase
(I_{i}(t)) con respecto a la fuerza contraelectromotriz
por un ángulo de avance de fase (\alpha_{opti}) si la tensión
de control requerida excede la tensión de suministro de potencia
(40), y
basada en el momento de torsión deseado
(T_{cmd}), que determina el ángulo de avance de fase
(\alpha_{opti}) optimizado para aumentar al máximo el momento
de torsión de salida del motor y reducir al mínimo la corriente de
fase (I_{i}).
16. Un método del modo indicado en la
reivindicación 15, en el cual el ángulo de avance de fase se
optimiza para cada fase del motor.
17. Un método del modo indicado en la
reivindicación 15, en el cual el paso de optimización consta de un
primer paso de optimización de determinación de un valor de momento
de torsión máximo para una velocidad dada.
18. Un método del modo indicado en la
reivindicación 17, en el cual el paso de optimización consta además
de un segundo paso de optimización para producir un valor óptimo
del ángulo de avance de fase, en respuesta al valor del momento de
torsión máximo.
19. Un método del modo indicado en la
reivindicación 18, en el cual el mencionado segundo paso de
optimización además produce una amplitud óptima de la corriente de
la fase.
20. Un método del modo indicado en la
reivindicación 16, en el cual el ángulo de avance de fase se
optimiza basado en los parámetros dependientes de la fase.
21. Un método del modo indicado en la
reivindicación 20, en el cual los parámetros dependientes de fase
incluyen un coeficiente del momento de torsión dependiente de la
fase.
22. Un método del modo indicado en la
reivindicación 20, en el cual los parámetros dependientes de fase
incluyen una fuerza contraelectromotriz dependiente de la fase
asociada con cada fase.
23. Un método del modo indicado en la
reivindicación 20, en el cual los parámetros dependientes de la
fase incluyen una reactancia del devanado de la fase.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US353067 | 2003-01-29 | ||
| US10/353,067 US7436139B2 (en) | 2003-01-29 | 2003-01-29 | Phase advance angle optimization for brushless motor control |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2279341T3 true ES2279341T3 (es) | 2007-08-16 |
Family
ID=32736110
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES04706415T Expired - Lifetime ES2279341T3 (es) | 2003-01-29 | 2004-01-29 | Optimizacion del angulo de avance de fase para control de motores sin escobilla. |
Country Status (13)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7436139B2 (es) |
| EP (1) | EP1588481B1 (es) |
| JP (1) | JP4364871B2 (es) |
| KR (1) | KR100679360B1 (es) |
| CN (1) | CN100456621C (es) |
| AT (1) | ATE349100T1 (es) |
| AU (1) | AU2004208342A1 (es) |
| BR (1) | BRPI0407154A (es) |
| CA (1) | CA2510650C (es) |
| DE (1) | DE602004003793T2 (es) |
| ES (1) | ES2279341T3 (es) |
| MX (1) | MXPA05008103A (es) |
| WO (1) | WO2004068696A2 (es) |
Families Citing this family (60)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4561105B2 (ja) * | 2004-01-21 | 2010-10-13 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| US7821217B2 (en) * | 2006-05-22 | 2010-10-26 | Black & Decker Inc. | Electronically commutated motor and control system employing phase angle control of phase current |
| JP4720653B2 (ja) * | 2006-07-07 | 2011-07-13 | トヨタ自動車株式会社 | 電動機制御装置およびそれを備えた車両 |
| DE102006040232A1 (de) * | 2006-08-28 | 2008-03-13 | Siemens Ag | Türantrieb für eine automatische Tür |
| JP2009072056A (ja) * | 2007-08-21 | 2009-04-02 | Panasonic Corp | モータ制御装置および電流位相の制御方法 |
| ITBO20070619A1 (it) | 2007-09-12 | 2009-03-13 | Spal Automotive Srl | Azionamento elettrico e metodo di pilotaggio dello stesso. |
| US8193883B2 (en) * | 2007-10-30 | 2012-06-05 | Raytheon Company | Rotary switching mechanism |
| JP5558670B2 (ja) * | 2008-02-08 | 2014-07-23 | キヤノン株式会社 | モータの駆動制御装置及びその制御方法、撮像装置 |
| JP2009303287A (ja) * | 2008-06-10 | 2009-12-24 | Nidec Shibaura Corp | モータ制御装置 |
| US10100827B2 (en) * | 2008-07-28 | 2018-10-16 | Eaton Intelligent Power Limited | Electronic control for a rotary fluid device |
| JP5198304B2 (ja) * | 2009-01-29 | 2013-05-15 | 本田技研工業株式会社 | 電動機の制御装置 |
| GB2469142B (en) * | 2009-04-04 | 2014-04-23 | Dyson Technology Ltd | High-speed electric system |
| GB2469138B (en) * | 2009-04-04 | 2014-04-30 | Dyson Technology Ltd | Constant-power electric system |
| GB2469144B (en) * | 2009-04-04 | 2014-11-05 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469131B (en) * | 2009-04-04 | 2014-04-23 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469132B (en) * | 2009-04-04 | 2014-01-29 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469135B (en) * | 2009-04-04 | 2013-11-06 | Dyson Technology Ltd | Power tuning an electric system |
| GB2469137B (en) * | 2009-04-04 | 2014-06-04 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469140B (en) * | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469126B (en) * | 2009-04-04 | 2013-11-06 | Dyson Technology Ltd | Control of an electric machine |
| GB2469143B (en) | 2009-04-04 | 2014-03-12 | Dyson Technology Ltd | Control of a permanent-magnet machine |
| GB2469129B (en) | 2009-04-04 | 2013-12-11 | Dyson Technology Ltd | Current controller for an electric machine |
| TWI399031B (zh) * | 2009-08-19 | 2013-06-11 | Delta Electronics Inc | 馬達控制裝置及其方法 |
| US8587231B2 (en) | 2010-09-28 | 2013-11-19 | Black & Decker Inc. | Method and system for electronic braking of a motor |
| US8692492B2 (en) * | 2011-03-30 | 2014-04-08 | Panasonic Corporation | Lead angle value setting method, motor driving control circuit, and brushless motor |
| US8610391B1 (en) * | 2011-06-29 | 2013-12-17 | Western Digital Technologies, Inc. | Disk drive optimizing spindle motor torque by adjusting leading phase angle during spin-up |
| JP2013132200A (ja) * | 2011-11-24 | 2013-07-04 | Panasonic Corp | モータ制御装置 |
| GB2503671B (en) * | 2012-07-03 | 2014-12-17 | Dyson Technology Ltd | Control of a brushless motor |
| JP6421331B2 (ja) * | 2012-12-27 | 2018-11-14 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | モータ駆動装置及びそれを備えたブラシレスモータ、並びに空気調和機 |
| US9369078B2 (en) | 2013-03-11 | 2016-06-14 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Method of current reference generation for a motor |
| US9461574B2 (en) | 2013-03-12 | 2016-10-04 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Motor control system for determining a reference d-axis current and a q-axis current |
| US9531311B2 (en) * | 2013-03-13 | 2016-12-27 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Generation of a current reference to control a brushless motor |
| CN104092413B (zh) * | 2014-06-30 | 2017-03-22 | 英特格灵芯片(天津)有限公司 | 无刷电机相位超前角优化的方法、装置和控制系统 |
| FR3023659B1 (fr) * | 2014-07-11 | 2018-11-30 | Somfy Sas | Procede de generation de signaux de commande pour gerer le fonctionnement d’un moteur synchrone, dispositif de controle et actionneur |
| CN104239641B (zh) * | 2014-09-19 | 2017-10-13 | 安徽江淮汽车集团股份有限公司 | 一种纯电动车动力系统的匹配方法 |
| DE102014225534B3 (de) * | 2014-12-11 | 2015-12-10 | Schaeffler Technologies AG & Co. KG | Verfahren zur Optimierung einer Ansteuerdynamik eines Elektromotors, vorzugsweise zur Anwendung in einem hydrostatischen Kupplungsaktor eines Kraftfahrzeuges |
| WO2016100884A1 (en) | 2014-12-18 | 2016-06-23 | Black & Decker Inc. | Control scheme to increase tool usage as battery drains |
| US10173687B2 (en) | 2015-03-16 | 2019-01-08 | Wellen Sham | Method for recognizing vehicle driver and determining whether driver can start vehicle |
| US9954260B2 (en) | 2015-03-16 | 2018-04-24 | Thunder Power New Energy Vehicle Development Company Limited | Battery system with heat exchange device |
| US9533551B2 (en) | 2015-03-16 | 2017-01-03 | Thunder Power Hong Kong Ltd. | Electric vehicle thermal management system with series and parallel structure |
| US9866163B2 (en) * | 2015-03-16 | 2018-01-09 | Thunder Power New Energy Vehicle Development Company Limited | Method for controlling operating speed and torque of electric motor |
| US10703211B2 (en) | 2015-03-16 | 2020-07-07 | Thunder Power New Energy Vehicle Development Company Limited | Battery pack, battery charging station, and charging method |
| US10666180B2 (en) * | 2015-07-22 | 2020-05-26 | Texas Instruments Incorporated | Adaptive torque disturbance cancellation for electric motors |
| WO2017079295A1 (en) | 2015-11-02 | 2017-05-11 | Black & Decker Inc. | Reducing noise and lowering harmonics in power tools using conduction band control schemes |
| US10036359B2 (en) | 2016-05-19 | 2018-07-31 | GM Global Technology Operations LLC | Hybrid vehicle engine starter control systems and methods |
| JP7108834B2 (ja) * | 2016-12-26 | 2022-07-29 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 動力発生装置 |
| US9966885B1 (en) * | 2017-01-05 | 2018-05-08 | Honeywell International Inc. | Methods and systems for calibration of a motor |
| DE102017201272A1 (de) | 2017-01-26 | 2018-07-26 | Robert Bosch Gmbh | Bürstenloser Gleichstrommotor und Verfahren zum Betrieb eines bürstenlosen Gleichstrommotors |
| US10605217B2 (en) | 2017-03-07 | 2020-03-31 | GM Global Technology Operations LLC | Vehicle engine starter control systems and methods |
| JP7137768B2 (ja) * | 2017-07-19 | 2022-09-15 | 株式会社ジェイテクト | モータ制御装置 |
| DE102017217912A1 (de) * | 2017-10-09 | 2019-04-11 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betreiben einer elektrischen Maschine |
| CN108054961B (zh) * | 2017-12-05 | 2020-05-12 | 西北工业大学 | 一种高速无刷直流电机最优超前角实时控制方法 |
| JP7111471B2 (ja) * | 2018-01-24 | 2022-08-02 | マブチモーター株式会社 | 制御装置 |
| DE102018211771A1 (de) * | 2018-07-16 | 2020-01-16 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betrieb einer elektrisch kommutierten Maschine |
| US10526008B1 (en) | 2018-07-31 | 2020-01-07 | Steering Solutions Ip Holding Corporation | Machine current limiting for permanent magnet synchronous machines |
| EP3736967B1 (en) * | 2019-05-06 | 2022-06-29 | Melexis Technologies NV | Lead angle detection for bldc motor control |
| EP3806273A1 (en) | 2019-10-11 | 2021-04-14 | Black & Decker Inc. | Power tool receiving different capacity batttery packs |
| US11848591B2 (en) | 2020-09-15 | 2023-12-19 | Yufei Zhu | Systems, methods, and computer-readable media for driving polyphase motors |
| CN113824359B (zh) * | 2021-09-10 | 2023-07-04 | 南京信息工程大学 | 一种双凸极电机提前角自寻优控制方法及系统 |
| EP4277112A1 (en) | 2022-05-09 | 2023-11-15 | Goodrich Control Systems | Adjustable phase advance for pm motor control |
Family Cites Families (16)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3937974A (en) * | 1974-08-30 | 1976-02-10 | General Electric Company | Starter-generator utilizing phase controlled rectifiers to drive a dynamoelectric machine as a brushless DC motor in the starting mode with starter position sense variation with speed |
| US3908130A (en) * | 1974-08-30 | 1975-09-23 | Gen Electric | Starter-generator utilizing phase controlled rectifiers to drive a dynamoelectric machine as a brushless motor in the starting mode to increase the torque output of the machine through phase angle control by reducing the machine counter EMF |
| US4392418A (en) * | 1975-10-06 | 1983-07-12 | Electra Food Machinery, Inc. | Cooking apparatus |
| US4959596A (en) * | 1989-04-03 | 1990-09-25 | General Electric Company | Switched reluctance motor drive system and laundering apparatus employing same |
| US5113125A (en) * | 1991-05-01 | 1992-05-12 | Westinghouse Electric Corp. | AC drive with optimized torque |
| JPH06284782A (ja) | 1993-03-30 | 1994-10-07 | Hitachi Ltd | モータ制御回路 |
| US6605912B1 (en) * | 1998-06-25 | 2003-08-12 | Delphi Technologies, Inc. | Method for controlling a permanent magnet motor |
| US6384496B1 (en) * | 1999-05-17 | 2002-05-07 | Wavecrest Laboratories, Llc | Multiple magnetic path electric motor |
| US6392418B1 (en) * | 1999-09-16 | 2002-05-21 | Delphi Technologies, Inc. | Torque current comparison for current reasonableness diagnostics in a permanent magnet electric machine |
| EP1219015A4 (en) * | 1999-09-17 | 2006-05-10 | Delphi Tech Inc | PERMANENT MAGNET MOTOR CONTROL WITH LOW LEVEL OF RANGE |
| JP2001128490A (ja) | 1999-10-22 | 2001-05-11 | Denso Corp | スイッチドリラクタンスモータ及び該モータの回転制御装置 |
| FR2807890B1 (fr) | 2000-04-18 | 2002-06-07 | Seb Sa | Moteur a angle d'avance de phase |
| JP3818086B2 (ja) * | 2001-06-01 | 2006-09-06 | 株式会社日立製作所 | 同期モータの駆動装置 |
| US6694287B2 (en) * | 2001-08-30 | 2004-02-17 | Delphi Technologies, Inc. | Phase angle diagnostics for sinusoidal controlled electric machine |
| US20030062868A1 (en) * | 2001-10-01 | 2003-04-03 | Mir Sayeed A. | Switching methodology for ground referenced voltage controlled electric machine |
| US6788021B2 (en) * | 2002-03-29 | 2004-09-07 | Dana Corporation | Control method for switched reluctance motor |
-
2003
- 2003-01-29 US US10/353,067 patent/US7436139B2/en not_active Expired - Fee Related
-
2004
- 2004-01-29 WO PCT/US2004/002379 patent/WO2004068696A2/en not_active Ceased
- 2004-01-29 AT AT04706415T patent/ATE349100T1/de not_active IP Right Cessation
- 2004-01-29 CA CA002510650A patent/CA2510650C/en not_active Expired - Fee Related
- 2004-01-29 MX MXPA05008103A patent/MXPA05008103A/es active IP Right Grant
- 2004-01-29 AU AU2004208342A patent/AU2004208342A1/en not_active Abandoned
- 2004-01-29 DE DE602004003793T patent/DE602004003793T2/de not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-29 BR BR0407154-9A patent/BRPI0407154A/pt not_active IP Right Cessation
- 2004-01-29 KR KR1020057014076A patent/KR100679360B1/ko not_active Expired - Fee Related
- 2004-01-29 EP EP04706415A patent/EP1588481B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2004-01-29 JP JP2005518854A patent/JP4364871B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 2004-01-29 CN CNB2004800053111A patent/CN100456621C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2004-01-29 ES ES04706415T patent/ES2279341T3/es not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP4364871B2 (ja) | 2009-11-18 |
| US20040145330A1 (en) | 2004-07-29 |
| CN1754305A (zh) | 2006-03-29 |
| DE602004003793T2 (de) | 2007-10-11 |
| WO2004068696A2 (en) | 2004-08-12 |
| KR100679360B1 (ko) | 2007-02-05 |
| WO2004068696A3 (en) | 2004-09-16 |
| CN100456621C (zh) | 2009-01-28 |
| US7436139B2 (en) | 2008-10-14 |
| CA2510650A1 (en) | 2004-08-12 |
| MXPA05008103A (es) | 2005-10-19 |
| EP1588481B1 (en) | 2006-12-20 |
| BRPI0407154A (pt) | 2006-02-07 |
| DE602004003793D1 (de) | 2007-02-01 |
| KR20050105192A (ko) | 2005-11-03 |
| AU2004208342A1 (en) | 2004-08-12 |
| ATE349100T1 (de) | 2007-01-15 |
| CA2510650C (en) | 2007-09-04 |
| JP2006515150A (ja) | 2006-05-18 |
| EP1588481A2 (en) | 2005-10-26 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4364871B2 (ja) | ブラシレス電動機制御の位相進み角最適化 | |
| ES2286463T3 (es) | Control de motor sin escobillas que utiliza parametros de fase independientes. | |
| KR100640319B1 (ko) | 내부에 컨트롤러와 전원 장치가 집적된 로터리 전기 모터 | |
| KR101086591B1 (ko) | 다상 브러시리스 전기 모터 및 이를 구비하는 장치 | |
| US5329195A (en) | Sensor motor | |
| EP2489118B1 (en) | Method and system for measuring a characteristic of an electric motor | |
| JPH06503464A (ja) | 永久磁石形モーターのトルクリップルを補整する装置および方法 | |
| CN101635499A (zh) | 圆筒型线性电动机及使用其的电磁悬架及电动动力转向装置 | |
| JPH01318593A (ja) | 正逆回転可能なステッピングモータ及びその制御方法 | |
| US10056859B2 (en) | Control device for switched reluctance motor | |
| JP2010093889A (ja) | スイッチトリラクタンスモータの制御装置 | |
| JP3256134B2 (ja) | 同期電動機の回転子位置検出装置 | |
| CN115336168B (zh) | 马达控制装置、电动车辆以及马达控制方法 | |
| JP2009270595A (ja) | 磁気軸受装置 | |
| JPS6227038Y2 (es) | ||
| JPS62236349A (ja) | 直流モ−タ | |
| JP2641198B2 (ja) | ブラシレスモータ | |
| Hintenaus | Energy Conversion—Motor Control | |
| Moradi et al. | Indirect rotor angle estimation in without permanent magnet brushless dc motor with employment of the Maxwell-Wien Bridge | |
| CA2295451A1 (en) | Rotary and linear motor | |
| JPH0421390A (ja) | ブラシレスモータの駆動方式 | |
| JPH01284713A (ja) | 位置・速度検出装置 | |
| JP2015142422A (ja) | ブラシレス直流モータ、および、その制御方法 |