ES2279593T3 - Procedimiento y dispositivo para obtener la posicion del rotor de motores sincronos. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento para obtener la posición de giro momentánea del rotor de un motor síncrono con respecto al campo magnético rotatorio del estator por captación de la tensión (E.s) - inducida en al menos un devanado del estator por el rotor - en un hueco de la corriente de estator (I.s) que circula por este devanado del estator, caracterizado porque, cuando se emplea una corriente de estator (I.s) de forma sinusoidal o casi sinusoidal, se genera artificialmente el hueco de la corriente del estator para captar la tensión (E.s) inducida por el rotor y durante el hueco de la corriente de estator (I.s) en un devanado del estator se cortocircuitan los otros devanados del estator.
Description
Procedimiento y dispositivo para obtener la
posición del rotor de motores síncromos.
La presente invención concierne a un
procedimiento para obtener la posición del rotor de motores
síncronos, especialmente de motores síncronos polifásicos, para
regular los motores síncronos a un rendimiento óptimo, según el
preámbulo de la reivindicación 1, así como a un dispositivo para la
puesta en práctica de este procedimiento, según el preámbulo de la
reivindicación 11.
Se conocen por la bibliografía y por las
diferentes clases de aplicación en la práctica máquinas o motores
síncronos electrónicamente conmutados, conectados a una red de
tensión continua o alimentados por convertidor de frecuencia. Los
motores síncronos se utilizan ampliamente también en el ámbito de
una pequeña dinámica del número de revoluciones, como, por ejemplo,
en bombas, compresores o máquinas lavadoras. Aparte del alto par de
atracción, los motores síncronos tienen frente a los motores
asíncronos, entre otras, la ventaja de que pueden ser hechos
funcionar con mayores tolerancias de entrehierro, con lo que
resultan ventajas constructivas, como, por ejemplo, el
accionamiento directo del tambor de lavado en máquinas lavadoras o
de bombas y compresores con rotor húmedo.
Es sabido que en motores síncronos se logran un
par de giro óptimo y, por tanto, un rendimiento óptimo cuando el
vector del flujo magnético \Phi_{R} generado por el rotor es
perpendicular al vector del flujo magnético \Phi_{S} generado
por el respectivo devanado de estator, es decir, cuando el campo
magnético del rotor está orientado perpendicularmente al campo
magnético del respectivo devanado de estator. Esto resulta de que
el vector de par de giro T es proporcional a \Phi_{R} x
\Phi_{S} o que la magnitud del vector de par de giro T es
proporcional a sen\alpha, en donde \alpha es el ángulo de ajuste
espacial entre los dos flujos magnéticos \Phi_{R} y
\Phi_{S}. En este caso, el rotor del motor síncrono es, por
decirlo así, atraído desde atrás por el campo rotatorio del
estator.
Dado que el flujo magnético \Phi_{R}
generado por el rotor viene determinado directamente por la posición
del rotor, se pueden regular los motores síncronos, por ejemplo,
captando la posición del rotor con respecto al campo rotatorio del
estator. A este fin, se conoce por el estado de la técnica prever en
el árbol del rotor del motor síncrono unos sensores que detecten la
posición del rotor en cualquier momento. Un dispositivo de
regulación de esta clase es conocido, por ejemplo, por el documento
DE-A1 195 27 982, en el que se emplean, para captar
la posición, el número de revoluciones y/o la dirección de giro del
rotor, unos sensores magnetosensibles estacionariamente montados,
cuyas señales de medida se alimentan a la electrónica de
control.
Asimismo, es conocido el recurso de prescindir
de tales sensores en la regulación de motores síncronos. En caso de
que el devanado del estator sea solicitada con una llamada corriente
dotada de huecos, es decir, especialmente con una corriente de
evolución en forma de escalera o en forma rectangular con fases en
las que la corriente es constantemente cero, es posible detectar en
estos llamados huecos de corriente la tensión inducida por el giro
del rotor en el devanado del estator - la cual se denomina también
abreviadamente FEM (fuerza electromotriz) - como un potencial
aplicado al borne correspondiente del motor y obtener de esto
informaciones sobre la posición del rotor. La regulación del motor
síncrono se efectúa entonces de tal manera que la FEM deberá tener
un paso por cero en el centro del hueco de corriente. En este caso,
el valor de ajuste para la regulación es la frecuencia con la que
se conecta el campo del estator o bien la amplitud de la corriente
del estator. Un procedimiento de esta clase para la regulación de
motores síncronos se ha descrito detalladamente, por ejemplo, en
"Sensorless Speed Controlled Brushless DC Drive using the
TMS320C242 DSP Controller" de P. Voultoury, Intelligent Motion,
May 1998 Proceedings, páginas 169-180.
En el documento EP 0 801 463 A1 se ha descrito
también una activación de esta clase con una corriente dotada de
huecos. En este caso, cada devanado del estator es recorrida por
corriente (naturalmente con decalaje de tiempo) durante una fase de
120º, permanece sin corriente durante una fase de 60º, es recorrido
nuevamente por corriente (ahora en sentido contrario) durante una
fase de 120º y, finalmente, se vuelve a quedar sin corriente
durante una fase de 60º. Durante las fases sin corriente de los
distintos devanados del estator se determina el paso por cero de la
FEM y a partir de éste se calcula el momento para la siguiente
solicitación con corriente de este devanado del estator.
No obstante, a números de revoluciones
determinados, como los que son necesarios, por ejemplo, en motores
síncronos para máquinas lavadoras o secadoras, resulta con el empleo
de una corriente de estator dotada de huecos un ruido de chasquido
o chirrido no deseado y en general no aceptable para el cliente.
Este ruido es originado manifiestamente porque los devanados del
estator son solicitados pulsatoriamente por los impulsos de la
corriente dotada de huecos, encontrándose las frecuencias que aquí
se presentan en el dominio audible.
Por este motivo, es ya conocido el recurso de
evitar tales ruidos molestos en motores síncronos utilizando en
estos intervalos de números de revoluciones una corriente de estator
de forma sinusoidal o casi sinusoidal en lugar de la corriente
dotada de huecos. Esta corriente de estator de forma casi sinusoidal
se genera solicitando los interruptores de potencia del puente
trifásico del motor síncrono con impulsos que se controlan por
modulación de ancho de impulso (PWM) de tal manera que se obtenga
una corriente de estator de forma casi sinusoidal. La generación de
la corriente de estator de forma casi sinusoidal por medio de una
activación PWM se ha explicado con detalle, por ejemplo, en
"Digitale Steuerung eines
Dreiphasen-Induktionsmotors" de B. Maurice et
al. en Design&Elektronik 8 del 07.04.1992, páginas
40-46. El circuito de control recurre en este caso a
tablas almacenadas con valores para las condiciones de manipulación
de las ramas del puente del motor síncrono.
Sin embargo, debido al empleo de una corriente
de estator de forma casi sinusoidal no es ya posible medir la FEM
inducida en los devanados del estator ni emplear el resultado de
medida para regular el motor síncrono, tal como ocurría en el caso
de la corriente dotada de huecos.
Se conoce ahora por el documento US 5,448,149 el
recurso de captar el paso por cero de una corriente de estator de
forma sinusoidal y dejar a continuación sin corriente el devanado de
estator correspondiente durante un corto tiempo. Mientras tanto,
los otros dos devanados del estator del motor síncrono trifásico son
activados constantemente en forma modulada en ancho de impulso. Se
mide después la tensión inducida por este flujo de corriente
modulado en ancho de impulso en el primer devanado de estator exento
de corriente para calcular a partir de ella la posición del motor.
Sin embargo, esto requiere también una medición exacta de la
amplitud de la tensión inducida y un coste de cálculo no
despreciable.
Por tanto, la presente invención se basa en el
problema de prever en un motor síncrono, cuando se emplea una
corriente de estator de forma sinusoidal o casi sinusoidal, una
posibilidad de captar la posición del rotor sin el empleo de
sensores y especialmente medir la FEM inducida en los devanados del
estator para regular el motor síncrono a un rendimiento óptimo con
ayuda de estos valores de medida.
Este problema se resuelve por medio de un
procedimiento con las características de la reivindicación 1 y por
medio de un dispositivo con las características de la reivindicación
11.
Como quiera que la corriente del estator dotada
verdaderamente de forma sinusoidal o casi sinusoidal se pone a cero
durante un cierto período de tiempo, es decir que se crea un hueco
de corriente artificial, es posible - análogamente a lo que ocurre
en el caso de la corriente de estator dotada de huecos - medir en
este hueco de corriente la tensión inducida en el devanado del
estator por el giro del rotor - la FEM - y especialmente la posición
de fase entre la FEM inducida y la corriente del estator. La
regulación del motor síncrono se efectúa entonces de tal manera que
la FEM inducida en el devanado del estator y la corriente del
estator están en fase, ya que en este caso se consigue el mayor par
de giro posible. La duración en tiempo del hueco de corriente se
mantiene aquí muy pequeña en proporción a la duración del período de
la corriente de forma casi sinusoidal del estator para no influir
negativamente sobre el accionamiento del motor síncrono.
Preferiblemente, se prevé el hueco en la
corriente de forma casi sinusoidal del estator en las proximidades y
especialmente después del reconocimiento de un paso por cero de la
corriente del estator, ya que en este caso se puede conmutar más
rápidamente la corriente al valor cero que en otros dominios de la
evolución de forma casi sinusoidal de la corriente con mayores
valores absolutos de la corriente del estator.
En este caso, el reconocimiento de un paso por
cero de la corriente del estator se efectúa ventajosamente captando
el potencial en bornes durante los llamados tiempos muertos de la
activación del devanado de estator correspondiente. Comparando los
potenciales en bornes sucesivamente captados se puede reconocer, al
variar el potencial en bornes, un paso por cero de la corriente del
estator entre los respectivos tiempos muertos.
La captación del respectivo potencial en bornes
se efectúa preferiblemente haciendo que durante el hueco
artificialmente generado de la corriente del estator en un devanado
del estator se cortocircuiten los otros devanados del estator y
captando la FEM en el hueco de corriente inducida en dicho un
devanado del estator por medición del potencial en bornes del
devanado del estator correspondiente con respecto al potencial en
bornes común de los otros devanados del estator. En una forma de
realización preferida se unen en este caso los devanados del estator
que están en cortocircuito con el polo negativo o con el polo
positivo del circuito intermedio de
tensión.
tensión.
La captación del respectivo potencial en bornes
se efectúa según la invención haciendo que durante el hueco
artificialmente generado de la corriente del estator en un devanado
del estator se cortocircuiten los otros devanados del estator y
captando la FEM en el hueco de corriente inducida en dicho un
devanado del estator preferiblemente por medición del potencial en
bornes del devanado del estator correspondiente con relación al
potencial en bornes común de los otros devanados del estator. En una
forma de realización preferida se unen para ello los devanados del
estator que están en cortocircuito con el polo positivo o con el
polo negativo del circuito intermedio de tensión.
En el procedimiento para reconocer un paso por
cero de una corriente de estator de un motor síncrono que cambia de
signo se capta el potencial en bornes durante tiempos muertos
consecutivos de la activación del devanado de estator
correspondiente; a partir de la comparación de los potenciales en
bornes captados durante dos tiempos muertos se reconoce un paso por
cero de la corriente del estator entre los dos tiempos muertos
cuando se ha variado el potencial en bornes.
Asimismo, un cometido de la invención consiste
en proporcionar un dispositivo para la puesta en práctica del
procedimiento antes citado.
Este problema se resuelve por medio de un
dispositivo con las características de la reivindicación 12.
Según la invención, en caso de que se emplee una
corriente de estator de forma sinusoidal o casi sinusoidal, al menos
un borne del motor - preferiblemente todos los bornes del motor -
está unido con el sistema de control del motor para captar el
potencial en bornes del correspondiente devanado del estator, de
modo que el potencial en bornes puede ser empleado como magnitud de
entrada del regulador para la regulación del motor síncrono.
Otras ejecuciones y perfeccionamientos de la
invención son objeto de más reivindicaciones subordinadas.
Se explica seguidamente la invención con más
detalle ayudándose de un ejemplo de realización preferido y
haciendo referencia al dibujo adjunto. Muestran en éste:
La figura 1, un esquema eléctrico equivalente de
un motor síncrono monofásico;
La figura 2, un diagrama vectorial de las
magnitudes eléctricas representadas en la figura 1;
La figura 3, una disposición de circuito para
activar un motor síncrono trifásico según la presente invención;
La figura 4, una representación esquemática de
la evolución de la curva de la corriente del estator;
Las figuras 5A-D, una
representación esquemática de las secuencias de conexión de las
señales de activación, las tensiones en bornes de las fases del
motor, la tensión inducida del motor y la corriente del estator
para cuatro casos diferentes, con fines de explicación del
procedimiento según la invención; y
La figura 6, una representación esquemática para
explicar la captación de la FEM inducida.
Como base de las consideraciones siguientes se
explicará primero con ayuda de la figura 1 el esquema eléctrico
equivalente de un motor sícrono monofásico. El devanado del estator
de un motor síncrono presenta una resistencia de ramal R.s y una
inductividad de ramal L.s. Se aplica al devanado del estator, por
medio de un convertidor de frecuencia, la tensión U.s en forma de
una tensión alterna. Además, se induce en el devanado del estator,
por medio del rotor que presenta, por ejemplo, un imán permanente,
una tensión E.s que se denomina también abreviadamente
FEM.
FEM.
En la figura 2 se muestran las magnitudes
eléctricas representadas en la figura 1 y sus correlaciones en forma
de un diagrama vectorial. El diagrama vectorial de la figura 2 está
orientado en este caso al flujo del rotor, es decir que el eje d
mira siempre en la dirección del flujo magnético \Phi_{R} del
rotor. El eje q está adelantado en 90º con respecto al eje d. Debido
a la ley de inducción (la tensión inducida E.s es proporcional al
cociente diferencial del flujo magnético según el tiempo
d\Phi_{R}/dt), la FEM inducida en el devanado del estator está
situada siempre en el eje q, es decir que se adelanta en 90º al
flujo magnético \Phi_{R} del estator.
La tensión U.s aplicada al devanado del estator
está dibujada a título de ejemplo para un punto de funcionamiento
determinado. La corriente alterna I.s sigue detrás de la tensión
(U.s - E.s) efectivamente aplicada al devanado del estator con un
retraso igual al ángulo \phi. El ángulo \phi resulta de las
magnitudes características del motor y del número de revoluciones
considerado \omega del rotor según \phi = arctg (\omega
\cdot L.s/R.s).
La invención se basa, pues, en el conocimiento
de que el punto de funcionamiento del motor síncrono con el
rendimiento óptimo, es decir, con el máximo par de giro, es aquél en
el cual la corriente I.s que circula en el devanado del estator y la
FEM E.s inducida en el devanado del estator están en fase.
Esto resulta, por un lado, de que, como ya se ha
expuesto en la introducción de la descripción, existe el máximo par
de giro cuando el flujo magnético \Phi_{R} del rotor y el flujo
magnético \Phi_{S} del devanado del estator son perpendiculares
uno a otro. Además, en el caso de una evolución de forma sinusoidal
del flujo \Phi_{R} del rotor, la FEM inducida E.s se adelante en
90º al flujo magnético \Phi_{R} del rotor, tal como se ha
explicado anteriormente con ayuda de la figura 2. Asimismo, en el
caso de una corriente de estator I.s de forma sinusoidal, se tiene
que, por un lado, la tensión aplicada U.s se adelante en 90º a la
corriente I.s que circula en el devanado del estator (U.s
proporcional a dI.s/dt) y, por otro lado, la tensión aplicada U.s
se adelanta en 90º al flujo magnético \Phi_{S} del estator (U.s
proporcional a d\Phi_{S}/dt). Se deduce de estas tres premisas
anteriores la correlación anteriormente citada entre rendimiento
óptimo y posición de fase entre I.s y E.s.
A continuación, se explicarán con ayuda de la
figura 3 un ejemplo de realización de una disposición de circuito y
con ayuda de las figuras 4 a 6 el procedimiento para obtener la
posición de giro momentánea del rotor de un motor síncrono con
respecto al campo magnético rotatorio del estator según la presente
invención.
En la figura 3 se representa el esquema
eléctrico equivalente de un motor síncrono electrónicamente
conmutado. En el ejemplo de realización de la figura 3 se trata de
un motor síncrono de tres ramales y seis impulsos con excitación
permanente. Sin embargo, cabe consignar expresamente en este sitio
que la presente invención se puede aplicar en principio a todas las
clases de motores síncronos y que la disposición de circuito que se
describe a continuación es tan sólo un ejemplo de realización
preferido.
El motor síncrono presenta en su estator S tres
devanados de estator conectados en estrella, los cuales, por un
lado, están unidos en un punto neutro y, por otro lado, están unidos
con un respectivo borne de conexión u, v, w del motor. El motor
síncrono posee también un rotor que lleva un imán permanente. Los
bornes de conexión u, v, w están unidos, además, con la respectiva
toma central entre un medio de conexión superior 3a y un medio de
conexión inferior 3b del puente de potencia 2, los cuales están
construidos, por ejemplo, como transistores de potencia.
Los terminales de control de los transistores de
potencia 3a, 3b están eléctricamente unidos con las salidas uh, ul,
vh, vl, wh, wl de un sistema de control 1 del motor, por ejemplo un
microcontrolador, siendo activados los terminales de control de los
medios de conexión 3a, 3b preferiblemente a través de excitadores de
puerta MOS no representados.
En paralelo con los terminales (Gnd, o sea,
tierra, y +HV) de una fuente de corriente constante o de un
convertidor de frecuencia de circuito intermedio está conectado un
condensador 4 de circuito intermedio que sirve de condensador de
alisado para la tensión +HV del circuito intermedio. Asimismo, en
paralelo con los medios de conexión 3a, 3b están conectados sendos
diodos de oscilación libres 5 con direcciones de paso opuestas.
Además, se toman los potenciales U.u, U.v y U.w
de los bornes u, v, w del motor en la respectiva toma central de la
rama de puente 3a, 3b y se alimentan éstos al controlador 1 del
motor a través de una resistencia adecuada. Los potenciales en
bornes U.u, U.v, U.w captados de esta manera sirven - como se
describe seguidamente - de magnitudes de entrada para el
reconocimiento de un paso por cero de la corriente del estator y de
la posición de fase entre la corriente I.s del estator y la FEM
inducida E.s.
En la figura 4 se representa ahora a título de
ejemplo la evolución de forma sinusoidal o casi sinusoidal de la
corriente I.s del estator, tal como ésta es obtenida en cada
devanado del estator del motor síncrono en forma desfasada por
medio de un control modulado en ancho de impulso (PWM) de los
transistores de potencia 3a, 3b. Como ya se ha mencionado al
principio, la generación de una corriente de estator I.s de forma
casi sinusoidal por medio de una activación PWM ha sido explicada
con más detalle, por ejemplo, en "Digitale Steuerung eines
Dreiphasen-Induktionsmotors" de B. Maurice et
al. en Design&Elektronik 8 del 07.04.1992, páginas
40-46. El circuito de control recurre en este caso
a tablas almacenadas con valores para las relaciones de manipulación
de las ramas del puente del motor síncrono.
El empleo de una corriente de estator de forma
sinusoidal o casi sinusoidal es deseable especialmente a números de
revoluciones como los que son necesarios, por ejemplo, para máquinas
lavadoras o secadoras, a fin de evitar los ruidos no deseados que
se presentan con el empleo de una corriente de estator dotada de
huecos. Sin embargo, cuando se emplea una corriente de estator de
forma casi sinusoidal, ya no es posible, como en el caso de la
corriente de estator dotada de huecos, medir en el hueco de la
corriente del estator la FEM inducida en el devanado del estator y
emplear el resultado de medida para regular el motor síncrono.
Por este motivo, en la evolución de corriente de
forma casi sinusoidal (línea de trazos) se pone a cero (línea
continua) - como se representa esquemáticamente en la figura 4 - la
corriente I.s del estator durante un período de tiempo determinado,
es decir que se crea un hueco de corriente artificial \mu en el
cual se puede medir entonces la FEM E.s inducida en el respectivo
devanado del estator. La duración del tiempo de exploración \mu
es, por ejemplo, constantemente de 50 \mus, mientras que la
duración \tau del período de la corriente de estator I.s de forma
casi sinusoidal asciende, por ejemplo, en máquinas lavadoras a
aproximadamente 60 ms para el lavado y a aproximadamente 3 ms para
el centrifugado. Dado que el tiempo de exploración \mu es muy
corto en proporción a la duración \tau del período de la
corriente I.s, se influye sólo en medida poco importante sobre la
evolución de la corriente y, por tanto, sobre el control del motor
síncrono. Las condiciones reales se han representado en forma
fuertemente marcada en la figura 4 para una mejor ilustración.
Para que la corriente I.s del estator se conmute
o descienda con la mayor rapidez posible hasta el valor cero a fin
de poder medir después la FEM E.s inducida en el devanado del
estator, es ventajoso prever el hueco de corriente \mu lo más
cerca posible de un paso por cero \sigma de la corriente I.s del
estator. Ventajosamente, esto tiene lugar a ser posible
inmediatamente después de un paso por cero \sigma de la corriente,
ya que en este caso se puede reconocer este paso por cero \sigma
de la corriente vigilando la evolución de dicha corriente y se puede
generar directamente a continuación un hueco de corriente artificial
\mu.
En el hueco de corriente artificial \mu así
generado se mide ahora la FEM E.s inducida en el devanado del
estator por el giro del rotor, y con ayuda del signo y
discrecionalmente de la magnitud de la FEM E.s y del paso por cero
de la corriente se puede obtener la posición de fase entre la FEM
E.s y la corriente I.s del estator. La obtención de la posición de
fase se efectúa preferiblemente en todos los devanados del estator
del motor síncrono polifásico, con lo que se puede lograr una mayor
precisión del control.
El reconocimiento de un paso por cero \sigma
de la corriente, la generación de un hueco de corriente artificial
\mu y la medición de la FEM inducida E.s durante el hueco de
corriente \mu serán explicados ahora en detalle con ayuda de las
figuras 5A a D y con referencia a estados de funcionamiento
diferentes del motor síncrono. Las explicaciones siguientes se
refieren al motor síncrono de tres ramales y seis impulsos
representado en la figura 3. No obstante, se ha de consignar
expresamente una vez más en este punto que el procedimiento puede
transferirse básicamente a todas las clases de motores
síncronos.
En cada una de las figuras 5A a D se han
representado sobre un eje de tiempo común: a) la FEM E.u inducida en
el devanado u del estator; b) la corriente de estator I.u que
circula en el devanado u del estator; c) las señales de activación
uh y ul de los dos medios de conexión del devanado de estator u; d)
el potencial U.u en el borne u del motor que se alimenta como señal
de control al controlador del motor; e) las señales de activación
vh y vl de los dos medios de conexión del devanado v del estator; f)
el potencial U.v en el borne v del motor que se alimenta como señal
de control al controlador del motor; g) las señales de activación wh
y wl de los dos medios de conexión del devanado w del estator; y h)
el potencial U.w en el borde w del motor que se alimenta como señal
de control al controlador del motor. Se representa en cada caso
solamente una estrecha ventana de tiempo en las proximidades de un
paso por cero de la corriente I.u del estator de aproximadamente
algunos centenares de \mus. Durante este corto período de tiempo
no se puede reconocer como tal la evolución de forma casi sinusoidal
de la corriente I.u del estator, y la FEM E.u inducida en el
devanado u del estator puede suponerse como constante. De manera
análoga, se vigilan preferiblemente también los pasos por cero de
las corrientes I.v e I.w del estator en los otros dos devanados v y
w del estator y se obtienen respectivas posiciones de fase entre la
FEM inducida E.v o E.w y la corriente de estator I.v
o I.w.
o I.w.
En la figura 5A se representa primeramente el
caso de un paso por cero negativo de la corriente (cambio de signo
de la corriente de estator U.u de + a -), en el que la FEM inducida
E.u es todavía positiva. Esto significa que la FEM E.u y, por tanto,
el rotor R están retrasados con respecto a la corriente de estator
I.u en el devanado u del estator.
Para captar un paso por cero de la corriente del
estator es posible prever en la vía de corriente de cada devanado
del estator un amperímetro que retransmita los valores de medida de
corriente captados al controlador 1 del motor. Sin embargo, para
poder prescindir, especialmente por motivos de costes, de tales
componentes electrónicos adicionales, el reconocimiento de un paso
por cero en la corriente I.u del estator se efectúa de la manera
siguiente.
Cuando se activan los transistores de potencia
3a, 3b de una rama de puente, se intercalan los llamados tiempos
muertos, durante los cuales no están conectados en conducción ni el
transistor de potencia superior ni el inferior. Se pretende impedir
así con seguridad una conexión solapada de dos medios de conexión en
una rama de puente, lo que ocasionaría un cortocircuito. Durante los
tiempos muertos se determina el potencial de tensión U.s en la
correspondiente fase o borne u del motor por medio de la dirección
de la corriente I.s del estator en la misma fase.
Cuando la corriente I.s del estator entra en el
devanado del estator, se conmuta entonces la corriente durante el
tiempo muerto al diodo de oscilación libre 5 del medio de conexión
inferior 3b de la rama de puente correspondiente y el potencial U.s
en el borne de la fase correspondiente del motor corresponde al polo
negativo del circuito intermedio de tensión, en este caso Gnd. Por
el contrario, cuando la corriente I.s sale del devanado del estator,
se conmuta la corriente durante el tiempo muerto, a través del
diodo de oscilación libre 5 del medio de conexión superior 3a de la
rama correspondiente del puente, al polo positivo del circuito
intermedio de tensión (+HV). Cuando pasa por cero la corriente, se
tiene que la corriente del estator varía su polaridad y, por tanto,
se varía también el potencial de tensión U.s durante el tiempo
muerto en el borne correspondiente del motor.
Esto se muestra en la figura 5A en los segmentos
de tiempo T-1 y T. Durante el primer tiempo muerto
(segmento de tiempo T-1), en el que ambos medios de
conexión 3a, 3b de la rama de puente asociada al borne u del motor
no están conectados en conducción (uh y ul DES, es decir,
desconectados), es positiva la corriente I.u del estator, es decir
que ésta entra en el devanado u del estator. Por tanto, dicha
corriente se conmuta, a través del diodo de oscilación libre 5 del
medio de conexión inferior 3b de la rama de puente correspondiente,
al polo negativo (Gnd) del circuito intermedio de tensión. De
manera correspondiente, en el segmento de tiempo T-1
se capta un potencial en borne U.u = Gnd. Después de este tiempo
muerto tiene lugar en la ventana de tiempo representada en la figura
5A un paso por cero negativo de la corriente I.u del estator, es
decir que la corriente I.s del estator varía su polaridad de + a -.
Por tanto, durante el siguiente tiempo muerto (segmento de tiempo
T) de esta rama de puente es negativa la corriente I.u del estator,
es decir que ésta sale del devanado u del estator. Se conmuta ahora
la corriente, a través del diodo de oscilación libre 5 del medio de
conexión superior 3a de la rama de puente correspondiente, al polo
positivo (+HV) del circuito intermedio de tensión. De manera
correspondiente, en el segmento de tiempo T se capta un potencial en
borne U.u = +HV. Por tanto, en los dos segmentos de tiempo
T-1 y T de los dos tiempos muertos directamente
consecutivos el potencial en borne U.u tiene un potencial de tensión
opuesto, con lo que se reconoce en el controlador 1 del motor que
entre los dos segmentos de tiempo T-1 y T ha tenido
lugar un paso por cero de la corriente I.u del estator. Dado que el
potencial en borne U.u en los segmentos de tiempo
T-1 y T ha cambiado de Gnd a +HV, se trata en este
caso de un paso por cero negativo de la corriente I.u del
estator.
No es absolutamente necesario que el potencial
en borne U.u sea captado y evaluado durante cada tiempo muerto de la
rama de puente correspondiente. No obstante, cuanto más
frecuentemente se capte y evalúe el potencial en borne U.u. en los
tiempos muertos, tanto más rápidamente puede reconocerse un paso por
cero de la corriente I.s del estator y tanto más cerca puede
generarse un hueco de corriente artificial en tal paso por cero de
la corriente, con lo que se puede hacer más corta la longitud del
hueco de corriente o la variación de la evolución de la corriente,
tal como se describirá aún más abajo con mayor detalle.
Por tanto, según la invención, el paso por cero
de una corriente de estator se puede reconocer tanto por medio de
amperímetros adecuados como por detección de la variación del
potencial en bornes entre dos tiempos muertos.
Inmediatamente después de reconocer un paso por
cero de la corriente I.u. del estator en el segmento de tiempo T se
conectan en forma no conductora (uh y ul DES) en el segmento de
tiempo T+1 ambos medios de conexión 3a, 3b de la rama de puente del
borne u del motor y se conectan los otros dos bornes v y w del
motor, independientemente de sus estados de conexión precedentes, a
un potencial de tensión común, es decir que se cortocircuitan.
Convenientemente, se conectan para ello los dos bornes v y w del
motor, a través de los medios de conexión 3a, 3b de las ramas de
puente correspondientes, al polo negativo (Gnd) o al polo positivo
(+HV) del circuito intermedio de tensión.
Para conseguir una atenuación rápida de la
corriente I.u del estator hasta el valor cero se procede, en el caso
de un paso por cero negativo de la corriente I.u del estator según
las figuras 5A y B, a conectar los dos bornes v y w del motor que
están en cortocircuito en el segmento de tiempo T+1, por cierre del
respectivo medio de conexión inferior 3b (vl y wl CON, es decir,
conectados), al polo negativo (Gnd) del circuito intermedio de
tensión. Por el contrario, cuando se produce un paso por cero
positivo de la corriente I.u del estator, se conectan entonces,
según las figuras 5C y D, los dos bornes v y w del motor que están
en cortocircuito en el segmento de tiempo T+1, por cierre del
respectivo medio de conexión superior 3a (vh y wh CON), al polo
positivo (+HV) del circuito intermedio de tensión. De este modo, la
corriente I.u del estator tiene que arrancar cada vez en contra de
un potencial lo más alto posible, con lo que ésta se conmuta al
valor cero en un tiempo correspondiente corto.
Una vez que se ha atenuado la corriente I.u del
estator hasta el valor cero (segmento de tiempo T+2), los dos medios
de conexión 3a, 3b del borne u del motor permanecen conectados en
forma conductora durante la medición de la FEM E.u inducida en el
devanado u del estator. Igualmente, los medios de conexión 3a, 3b de
los otros dos bornes v y w del motor permanecen conectados durante
el segmento de tiempo T+2 de forma inalterada en comparación con el
segmento de tiempo T+1. El potencial de tensión U.u en el punto del
puente del borne u del motor en comparación con el potencial común
(Gnd) de los otros dos bornes v y w del motor es en este caso
precisamente 3/2\cdotE.u, tal como demuestra la consideración
siguiente.
La figura 6 muestra las condiciones en el
segmento de tiempo T+2 para el caso representado en la figura 5A, es
decir que los dos medios de conexión 3a, 3b del borne u del motor
están conectados en forma no conductora y en el devanado u del
estator no circula corriente (I.u = 0). Asimismo, los dos bornes v y
w del motor están unidos uno con otro y conectados al potencial
negativo (Gnd) del circuito intermedio de tensión.
Dado que se trata de un sistema FEM simétrico de
forma sinusoidal, se cumple:
| E.u + E.v + E.w = 0 | (1) |
Asimismo, se cumplen en las mallas M_{1},
M_{2} y M_{3} las relaciones:
| M_{1}: \phi_{Y} = | - L.v\cdotdI/dt - R.v\cdotI - E.v | (2) | |
| M_{2}: \phi_{Y} = | L.w\cdotdI/dt + R.w\cdotI - E.w | (3) | |
| M_{3}: \phi_{u} = | E.u + \phi_{Y} | (4) |
en donde \phi_{Y} es el
potencial en el punto neutro con respecto a Gnd y \phi_{u} es el
potencial del borne u del motor con respecto al potencial común
(Gnd) de los bornes v y w del motor, es decir que corresponde al
potencial en borne U.u. En el supuesto de que los devanados de
estator son de estructura idéntica, es decir que se cumple L.v = L.w
y R.v = R.w, se puede deducir
que
| (2) + (3): | 2\cdot\phi_{Y} = -E.v - E.w | (5) | |
| (1) en (5): | 2\cdot\phi_{Y} = E.u | ||
| \Rightarrow\phi_{Y} = 1/2\cdotE.u | (6) | ||
| (6) en (4): | \phi_{u} = E.u + 1/2\cdotE.u | ||
| \Rightarrow\phi_{u} = 3/2\cdotE.u | (7) |
Esto significa que en el segmento de tiempo T+2,
es decir, durante el hueco artificialmente generado de la corriente
de estator I.u, se puede obtener directamente la FEM E.u inducida en
el devanado u del estator por captación del potencial U.u =
\phi_{u} en el borne u del motor.
Cuando, como en el caso de la figura 5A, se
trata de un paso negativo de la corriente I.u del estator y de un
valor positivo de \phi_{u} o de E.u, se sigue de ello
directamente que la FEM E.u inducida en el devanado u del estator
va retrasada con respecto a la corriente I.u del estator. Si, aparte
del signo de la FEM inducida E.u, se capta también su valor
absoluto, se puede derivar de esto, además, el grado de desviación
de las fases entre E.u e I.u.
La regulación del motor síncrono se efectúa
ahora de tal manera que la FEM E.u inducida en el devanado u del
estator se acerca lo más posible al valor cero durante el hueco de
la corriente I.u del estator. Como valor de ajuste para esta
regulación puede emplearse, por ejemplo, la frecuencia con la que se
conecta el campo del estator, o bien la amplitud de la corriente I.u
del estator.
En contraste con la figura 5A, en la figura 5B
se muestra un caso en el que la FEM inducida E.u es ya negativa al
producirse un paso por cero negativo de la corriente I.u del
estator, es decir que la FEM E.u y, por tanto, el rotor se adelantan
a la corriente I.u del estator.
Como en la figura 5A, se reconoce también en
este caso durante el tiempo muerto en el segmento de tiempo T un
paso por cero negativo de la corriente I.u del estator entre los dos
segmentos de tiempo T-1 y T. A continuación, se
conmuta también la corriente I.u del estator al valor cero, a cuyo
fin en el segmento de tiempo T+1 se conectan en forma no conductora
(uh y ul DES) los dos medios de conexión 3a, 3b de la rama de puente
del borne u del motor y se conectan conjuntamente (vl y wl CON) los
otros dos bornes v y w del motor, independientemente de sus estados
de conexión precedentes, al polo negativo (Gnd) del circuito
intermedio de tensión.
Después de la atenuación de la corriente I.u del
estator se mide en el segmento de tiempo T+2 el potencial U.u en el
borne u del motor en comparación con el potencial en bornes común
U.v = U.w = Gnd. En la constelación de la figura 5B se obtiene un
potencial \phi_{u} = - 3/2\cdotE.u. Sin embargo, no se puede
medir este potencial \phi_{u}, ya que éste es mantenido en Gnd
por el diodo de oscilación libre 5 del medio de conexión inferior 3b
de la rama de puente correspondiente del devanado u del estator. Por
este motivo, es necesario en este caso conmutar (vh y wh CON) las
ramas de puente de los otros dos bornes v y w del motor al potencial
de alimentación +HV del circuito intermedio de tensión. Se puede
medir ahora en el segmento de tiempo T+3, en la rama de puente del
borne u del motor, el potencial \phi_{u} = + HV -
3/2\cdotE.u, a partir del cual se puede obtener directamente la
FEM inducida E.u.
En contraste con la figura 5A, se representa en
la figura 5C una constelación de casos en la que la FEM inducida
E.u es aún negativa cuando se produce un paso por cero positivo de
la corriente I.u del estator, es decir que la FEM E.u y, por tanto,
el rotor se retrasan con respecto a la corriente I.u del
estator.
Al igual que en la figura 5A, se reconoce
también en este caso durante el tiempo muerto en el segmento de
tiempo T un paso por cero (aquí positivo) de la corriente I.u del
estator entre los dos segmentos de tiempo T-1 y T.
A continuación, se conmuta la corriente I.u del estator al valor
cero, a cuyo fin en el segmento de tiempo T+1 se conectan en forma
no conductora (uh y ul DES) los dos medios de conexión 3a, 3b de la
rama de puente del borne u del motor y se conectan conjuntamente
(vh y wh CON) los otros dos bornes v y w del motor,
independientemente de sus estados de conexión precedentes, al polo
positivo (+HV) del circuito intermedio de tensión.
Después de la atenuación de la corriente I.u del
estator se mide en el segmento de tiempo T+2 el potencial U.u en el
borne u del motor con respecto al potencial en bornes común U.v o
U.w. En la constelación de la figura 5C se obtiene un potencial
\phi_{u} = + HV - 3/2\cdotE.u más negativo que el potencial en
bornes U.v = U.w = +HV, a partir del cual se pueden obtener
directamente la FEM inducida E.u.
Como último paso se muestra en la figura 5D un
caso en el que es ya positiva la FEM inducida E.u cuando se produce
un paso por cero positivo de la corriente I.u del estator, es decir
que la FEM E.u y, por tanto, el rotor se adelantan a la corriente
I.u del estator.
Al igual que en la figura 5C, se reconoce
también en este caso durante el tiempo muerto en el segmento de
tiempo T un paso por cero positivo de la corriente I.u del estator
entre los dos segmentos de tiempo T-1 y T. A
continuación, se conmuta también la corriente I.u del estator al
valor cero, a cuyo fin en el segmento de tiempo T+1 se conectan en
forma no conductora (uh y ul DES) los dos medios de conexión 3a, 3b
de la rama de puente del borne u del motor y se conectan
conjuntamente (vh y wh CON) los otros dos bornes v y w del motor,
independientemente de sus estados de conexión precedentes, al polo
positivo (+HV) del circuito intermedio de tensión.
Después de la atenuación de la corriente I.u del
estator se mide en el segmento de tiempo T+2 el potencial U.u en el
borne u del motor con respecto al potencial en bornes común U.v =
U.w = +HV. En la constelación de la figura 5D se obtiene un
potencial \phi_{u} = + HV + 3/2\cdotE.u. Sin embargo, no se
puede medir este potencial \phi_{u}, ya que es mantenido en el
potencial de alimentación +HV por el diodo de oscilación libre 5 del
medio de conexión superior 3a de la rama de puente correspondiente
del borne u del motor. Por este motivo, es necesario en este caso
conmutar (vl y wl CON) las ramas de puente de los otros dos bornes v
y w del motor al potencial de tierra Gnd del circuito intermedio de
tensión. En la rama de puente del borne u del motor se puede medir
ahora en el segmento de tiempo T+3 el potencial \phi_{u} = +
3/2\cdotE.u, a partir del cual se puede obtener directamente la
FEM inducida E.u.
En la captación del potencial en borne U.u -
descrita con referencia a las figuras 5A a D - durante el hueco de
la corriente I.u del estator (segmento de tiempo T+2 o T+3) no sólo
se evalúa el signo/la polaridad de la FEM inducida E.u, sino que
también se evalúa la magnitud/la amplitud de E.u, por ejemplo a
través de un convertidor A/D previsto en el controlador 1 del
motor. De este modo, se puede derivar el desplazamiento de fase
actual entre la corriente I.u del estator y la FEM inducida E.u y se
puede lograr una eficiente regulación del motor síncrono.
En contraste con esto, se puede trabajar también
como diseño más sencillo del circuito del regulador sin una
captación de amplitud de la FEM inducida E.u y se puede evaluar
solamente el signo de ésta. En este caso, para medir la FEM
inducida E.u se pueden conectar en cualquier caso (vl y wl CON) los
devanados v, w del estator que están en cortocircuito al polo
negativo (Gnd) del circuito intermedio de tensión.
Cuando la FEM inducida E.u es positiva, el
potencial en borne U.u medido en el borne abierto u del motor es
también positivo (U.u = + 3/2\cdotE.u), tal como ocurre en el
segmento de tiempo T+2 de la figura 5A y en el segmento de tiempo
T+3 de la figura 5D. Por el contrario, cuando la FEM inducida E.u es
negativa, se conecta entonces el potencial en borne negativo U.u
(U.u = + 3/2\cdotE.u) al polo negativo (Gnd) del circuito
intermedio de tensión a través del diodo de oscilación libre
correspondiente 5 del medio de conexión inferior 3b de la rama de
puente correspondiente, tal como ocurre en el segmento de tiempo
T+2 de la figura 5B y en el segmento de tiempo T+3 de la figura 5C.
Por este motivo, la magnitud del potencial en borne negativo U.u con
respecto al polo negativo (Gnd) del circuito intermedio de tensión
asciende como máximo a la tensión de paso del diodo de
aproximadamente 1 V.
En esta regulación significada del motor
síncrono el controlador 1 del motor consulta los potenciales de
tensión captados U.u, U.v, U.w solamente en cuanto a si son mayores
o menores que el potencial de masa (Gnd). Cuando la FEM inducida
E.u es sensiblemente mayor que la tensión de alimentación (Vcc) del
controlador 1 del motor, lo que ocurre en la mayoría de las
aplicaciones en la red de baja tensión, el controlador 1 del motor
puede consultar también de forma más sencilla los potenciales de
tensión captados U.u, U.v, U.w para ver si son mayores o menores que
Vcc/2.
Claims (12)
1. Procedimiento para obtener la posición de
giro momentánea del rotor de un motor síncrono con respecto al
campo magnético rotatorio del estator por captación de la tensión
(E.s) - inducida en al menos un devanado del estator por el rotor -
en un hueco de la corriente de estator (I.s) que circula por este
devanado del estator, caracterizado porque, cuando se emplea
una corriente de estator (I.s) de forma sinusoidal o casi
sinusoidal, se genera artificialmente el hueco de la corriente del
estator para captar la tensión (E.s) inducida por el rotor y
durante el hueco de la corriente de estator (I.s) en un devanado del
estator se cortocircuitan los otros devanados del estator.
2. Procedimiento según la reivindicación 1,
caracterizado porque se genera el hueco de corriente en las
proximidades de un paso por cero de la corriente (I.s) del
estator.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado porque, después de reconocer un paso por cero
de la corriente del estator, se lleva dicha corriente (I.s) del
estator al valor cero.
4. Procedimiento según la reivindicación 3,
caracterizado porque el reconocimiento de un paso por cero de
la corriente (I.s) del estator se efectúa con los pasos de
procedimiento siguientes:
- captación del potencial en borne (U.s) durante
un tiempo muerto (T-1) de la activación del devanado
de estator correspondiente;
- captación del potencial en borne (U.s) durante
un tiempo muerto siguiente (T) de la activación del devanado de
estator correspondiente;
- comparación de los potenciales en borne (U.s)
captados durante los dos tiempos muertos (T-1, T) y
reconocimiento de un paso por cero de la corriente (I.s) del estator
al producirse una variación del potencial en borne entre los dos
tiempos (T-1, T).
5. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la tensión
(E.s) - inducida en dicho un devanado del estator - en el hueco de
la corriente de estator (I.s) es captada por medición del potencial
en borne (U.s) del devanado de estator correspondiente con respecto
al potencial en bornes común de los otros devanados del estator.
6. Procedimiento según la reivindicación 5,
caracterizado porque los devanados de estator que están en
cortocircuito se unen conjuntamente con el polo negativo (Gnd) o con
el polo positivo (+HV) del circuito intermedio de tensión.
7. Procedimiento según la reivindicación 6,
caracterizado porque se conectan los devanados de estator que
están en cortocircuito al polo positivo (+HV) del circuito
intermedio de tensión en presencia de un paso por cero positivo
captado de la corriente y al polo negativo (Gnd) de dicho circuito
intermedio en presencia de un paso por cero negativo captado de la
corriente.
8. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque solamente
se capta el signo de la tensión (E.s) inducida en el devanado del
estator.
9. Procedimiento según una de las
reivindicaciones 1 a 7, caracterizado porque se captan el
signo y la amplitud de la tensión (E.s) inducida en el devanado del
estator.
10. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, caracterizado porque la
captación de la tensión (E.s) inducida por el rotor se efectúa en
cada devanado del estator del motor síncrono.
11. Dispositivo para regular motores síncronos
con un controlador de motor (1) y con varios devanados de estator,
cada uno de los cuales está unido con un borne correspondiente (u,
v, w) del motor, para la puesta en práctica del procedimiento según
una de las reivindicaciones anteriores, caracterizado porque,
cuando se emplea una corriente de estator (I.s) de forma sinusoidal
o casi sinusoidal, se genera artificialmente el hueco de la
corriente del estator para captar la tensión (E.s) inducida por el
rotor, al menos uno de los bornes (u, v, w) del motor está unida con
el controlador (1) de dicho motor para captar el potencial en borne
(U.s), y durante el hueco de la corriente del estator en un
devanado del estator se cortocircuitan los otros devanados del
estator.
12. Dispositivo según la reivindicación 11,
caracterizado porque el controlador (1) del motor presenta un
convertidor A/D para captar la amplitud del potencial en borne
(U.s).
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