ES2282099T3 - Rectificacion digital sensible a la fase de señaled de transductores excitados por corriente alterna. - Google Patents
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Abstract
Un método para procesar señales desde un transductor excitado por una señal de excitación de corriente alterna, cuyo transductor produce como salida una señal modulada en amplitud que contiene la cantidad a medir, caracterizado por las etapas de generar una primera señal de reloj de frecuencia n.f para el muestreo de la señal del transductor y sincronizada con dicha señal de excitación, generar una segunda señal de reloj de frecuencia f sincronizada con la señal de excitación, muestrear la señal de salida del transductor a una frecuencia n.f controlada por dicha señal primera de reloj, producir promedios de medio periodo por medio de computar un promedio ponderado de n/2 muestras de la señal de salida de corriente alterna del transductor, estando el punto de arranque de dicho promediado en sincronismo con dicha señal de reloj segunda, obteniendo por consiguiente una reducción de valores de medición correspondientes a un muestreo óptimo a 2f, rectificar en un modo sensible a la fase y demodular la señal del transductor muestreada cambiando alternativamente el signo de los promedios de medio periodo de acuerdo con el valor lógico de la segunda señal de reloj.
Description
Rectificación digital sensible a la fase de
señales de transductores excitados por corriente alterna.
La presente invención se refiere a un método y
un sistema para un procedimiento mejorado para medir señales desde
un transductor sensor, particularmente para la aplicación a
transductores sensores que utilizan una señal de excitación de
corriente alterna que se modulará por el sensor.
La demodulación de una señal de sensor modulada
en amplitud desde, por ejemplo, transductores tales como un
Pressductor© o un LVDT (Transformador Diferencial Variable Lineal),
se realiza normalmente usando técnicas analógicas e implementadas
por rectificación sensible a la fase seguida por un filtrado paso
bajo. El filtrado paso bajo es necesario para sustraer las
componentes de frecuencias de mayor orden (a la frecuencia de
excitación y alrededor de sus armónicos) que se introducen por la
rectificación sensible a la fase. En la mayor parte de las
aplicaciones de hoy hay una demanda de que el procesamiento de la
señal entregue una salida de señal digital y que sea capaz de
comunicar con un computador de control padre. En muchos casos el
sensor es parte de un sistema de regulación.
Tal sistema de regulación se realiza normalmente
incluyendo un microprocesador en la circuitería electrónica del
transductor. En lugar de tener la demodulación analógica usual hay
muchas ventajas en introducir también técnicas digitales dentro de
esta etapa del procesamiento. El dispositivo electrónico contendrá
por ejemplo menos componentes, será más fácil de miniaturizar y por
lo tanto será menos costoso de producir. Además, puede usarse el
mismo hardware para varias frecuencias de excitación ya que el
filtrado paso bajo necesario se realiza entonces por medio de
control de software.
La realización trivial de la solución analógica
por medio de técnicas digitales de acuerdo con el estado de la
técnica consiste en muestrear la señal del transductor con una
frecuencia de muestreo elevada, rectificando la señal en un modo
sensible a la fase y realizando el filtrado paso bajo usando un
filtro digital. Debido a la elevada frecuencia de muestreo este
método en primer lugar demanda una capacidad de cálculo elevada que
debe implementarse con un rápido procesador de señal digital
(DSP).
Una rectificación sensible a la fase de la
cantidad periódica a medir normalmente se realizará utilizando un
muestreo de fijación de fase de la cantidad periódica. Un ejemplo de
tal solución de muestreo se describe por ejemplo en la patente de
Estados Unidos Nº 4.646.004 del cesionario de la presente
invención.
Otra patente de Estados Unidos Nº 5.055.843
describe un modulador sigma delta con prefiltrado distribuido y
retroalimentación. El uso de un filtro adicional permite el control
del perfil de la función de transferencia del ruido de
cuantificación independiente de la función de transferencia de la
señal directa. No obstante, esta solución técnica implica bastante
circuitería complicada para la reducción del ruido de cuantificación
y además prácticamente no resuelve los problemas técnicos
discutidos anteriormente.
Por consiguiente, existe aún una demanda para
simplificar el procesamiento de la señales del sensor de
transductores excitados por corriente alterna para asegurar una
construcción fácil y de bajo coste así como presentar un
funcionamiento fiable ofreciendo una resolución de medición elevada.
Como se describe a continuación, una técnica que considera un
método mejorado presenta una nueva solución inventiva al
problema.
La presente invención se refiere a una
distribución para una rectificación sensible a la fase de una señal
de sensor usando un método, que demanda una capacidad de cálculo muy
moderada para facilitar por consiguiente el uso de
microprocesadores ordinarios. Además el método hace posible emular
el comportamiento de los antiguos sistemas de procesamiento de
señal analógicos, que pueden por lo tanto reemplazarse sin necesidad
de reemplazar o recalibrar los sensores. El presente método y
sistema utilizan el hecho de que el muestreo está sincronizado con
la frecuencia de excitación del sensor, f, y se obtiene la
rectificación sensible a la fase por un primer muestreo de la señal
del sensor a la elevada frecuencia de muestreo, nf. La señal,
muestreada por medio de un convertidor analógico/digital controlado
por la frecuencia de muestreo nf, se promedia a continuación sobre
la mitad del periodo de la frecuencia de la señal de excitación, por
consiguiente el punto de arranque para el promediado se decide por
la señal de sincronización correspondiente al tiempo de conmutación.
Esto es equivalente a filtrar la señal muestreada por un filtro de
decimación con bandas eliminadas en los múltiplos pares de la
frecuencia de excitación. La rectificación puede realizarse entonces
con una secuencia de número muestreada por la frecuencia óptima de
muestreo 2. f (el doble de la frecuencia de excitación) en lugar de
la frecuencia de muestreo n.f usada para obtener una resolución
elevada. La salida se filtra adicionalmente a continuación por
medio de un filtro digital para conseguir la respuesta de frecuencia
deseada del voltaje de salida. La salida de señal estará fácilmente
disponible para un procesamiento adicional. No obstante, la salida
ofrece aún mediciones de alta resolución a pesar de demandar sólo
la capacidad de un microprocesador de velocidad moderada para el
procesamiento adicional, así como un convertidor analógico/digital
de baja resolución.
De acuerdo con una realización adicional del
método, se computa el promedio de la señal decimada antes de la
rectificación sensible a la fase, por un procedimiento adecuado de
promediado. Este procedimiento de promediado puede implicar alguna
clase de filtrado digital paso bajo con una larga constante de
tiempo correspondiente a la constante de tiempo de los cambios en
el voltaje de desviación. La media es la deducida de la señal
decimada para eliminar la influencia de una posible desviación.
De acuerdo con una realización adicional más, el
método usa un filtro elimina banda digital aplicado a la señal
decimada después de la rectificación. Como el rizado debido a las
desviaciones de corriente continua demoduladas aparece exactamente
a la frecuencia de excitación, una media móvil de dos valores
elimina completamente la desviación.
El método de acuerdo con la presente invención
se muestra por la reivindicación independiente 1 y las
reivindicaciones dependientes 2 - 10. En la reivindicación
independiente 11 se muestra un sistema adicional de acuerdo con la
presente invención y en las reivindicaciones dependientes 12 - 20 se
muestran realizaciones adicionales del sistema.
La invención, junto con objetos adicionales y
las ventajas de los mismos, pueden entenderse mejor haciendo
referencia a la siguiente descripción tomada junto con los dibujos
que acompañan, en los que:
la Fig. 1 ilustra una realización básica de un
manejo de señal incluyendo una rectificación analógica sensible a
la fase de acuerdo con el estado de la técnica para su uso con un
transductor excitado con una señal de corriente alterna;
la Fig. 2 ilustra una realización de un sistema
mejorado de manejo de señal para un transductor excitado por una
señal de corriente alterna de acuerdo con el presente método
inventivo.
la Fig. 3 ilustra el principio de una
realización adicional de un sistema de acuerdo con la presente
invención y específicamente diseñada para emular el sistema
analógico de acuerdo con la Fig. 1.
Las ventajas de la presente invención se
explican mejor a la luz de la demodulación analógica ordinaria de
las señales de un transductor moduladas en amplitud, a la cual
imita. De acuerdo con el estado de la técnica, esta demodulación se
realiza por rectificación sensible a la fase seguida por un filtro
paso bajo, que sustrae las componentes de frecuencia generadas por
las no linealidades en la rectificación.
En la rectificación ordinaria (pasiva) la
polaridad de la señal de entrada cambia en sus cruces por cero, es
decir normalmente dos veces por periodo. En la rectificación
sensible a la fase la polaridad de la entrada se cambia dos veces
por periodo de acuerdo con alguna señal de reloj generada
externamente. La señal de reloj puede generarse por ejemplo a
partir de los cruces por cero de la corriente de excitación del
transductor. De este modo, una rectificación sensible a la fase es
equivalente a una multiplicación de la señal del sensor por una
onda cuadrada que tiene el mismo periodo que la señal de excitación
de corriente alterna del transductor.
Es bien conocido que una onda cuadrada de
frecuencia angular fundamental \omega_{0} puede desarrollarse en
sus componentes de frecuencia de acuerdo con:
1
\frac{4}{\pi}\left(sen \
(\omega _{0}t) \ + \ \frac{1}{3} \ sen \ (3 \ \omega _{0}t) \ + \
\frac{1}{5} \ sen \ (5 \ \omega _{0}t)
...\right)
Si un sensor, con una señal de salida modulada
en amplitud, mide condiciones constantes, tales como una fuerza
constante, un par de torsión o distancia, la señal de salida exhibe
una amplitud y fase constantes. La frecuencia es también constante e
igual a la frecuencia de excitación del transductor.
Usando las identidades de trigonometría
fundamental tales como
sen^{2} \
(\omega_{0}t) = \frac{1}{2}
\hskip0.3cm(1 \ - \ cos \ (2 \ \omega_{0}t))
y
sen \
(\omega_{0}t) \ sen \ (3 \ \omega_{0}t) = \frac{1}{2}
\hskip0.3cm(cos \ (2 \ \omega_{0}t) \ - \ cos \ (4 \ \omega_{0}t))
se encuentra que una señal de
sensor sinusoidal de frecuencia constante, amplitud constante, y la
misma fase que la onda cuadrada, se transforma por la rectificación
sensible a la fase en una componente de corriente continua
demodulada que tiene un valor de 2/\pi veces esta amplitud
constante, y armónicos generados por la no linealidad con
frecuencias en los múltiplos pares de la frecuencia de
excitación.
Para obtener una proporción de señal a ruido
elevada, el rizado de la señal de salida debido a los armónicos
generados por la no linealidad debe amortiguarse. Esto se realiza
usualmente usando un filtro paso bajo con una frecuencia de corte
muy por debajo de la frecuencia de excitación.
La respuesta en frecuencia del sensor es
usualmente muy rápida en comparación con la frecuencia de
excitación. De este modo, la respuesta en frecuencia de la señal de
salida demodulada del sistema de medición se determina por la
respuesta en frecuencia del filtro usado para eliminar los armónicos
generados por la no linealidad.
En cada aplicación de medición la señal de
salida del sistema de medida reflejará la dependencia del tiempo de
la cantidad medida con un mínimo de distorsión y retardo. Se sabe
que esto requiere una fase lineal de la respuesta en frecuencia y
una frecuencia de corte elevada, que está en conflicto con lo
deseado para una proporción de señal a ruido elevada.
Para resolver este conflicto se usa a veces un
filtro elimina banda en lugar de un filtro paso bajo. Un filtro con
bandas eliminadas a los múltiplos pares de la frecuencia de
excitación elimina los armónicos generados por la no linealidad,
pero puede hacer que se exhiba una respuesta de frecuencia rápida y
fase lineal para las frecuencias bajas. Tal filtro analógico
elimina banda requiere muchos componentes, que además tiene que
ajustarse individualmente para obtener bandas eliminadas con
precisión en las frecuencias correctas. Esto hace que el uso de
filtros analógicos elimina banda sea muy costoso.
Por el contrario los filtros digitales tienen
propiedades, que se determinan únicamente por su algoritmo
matemático. Es bien sabido que un filtro que implica la computación
de una media móvil de m valores, muestreados con un periodo Ts,
tiene bandas eliminadas a las frecuencias dadas por
f_{n} =
\frac{n}{mT_{s}}
donde n es un número entero, n =
1, 2,
...
Si la frecuencia de muestreo f_{s} \equiv
\frac{1}{T_{s}}, y el número m se selecciona de modo que la
frecuencia de excitación f_{0} satisface:
f_{0} =
\frac{1}{2mT_{s}}
entonces una simple media móvil de
m valores obtendrá bandas eliminadas exactamente en las frecuencias
requeridas. Además, tal filtro tiene la respuesta a impulsos más
corta posible (sólo medio periodo). Este filtro, que en terminología
del proceso digital de señal se clasifica como un filtro FIR
simétrico, se sabe que presenta una dependencia de fase
lineal.
La fórmula anterior puede interpretarse
fácilmente. Significa que la señal se debe muestrease un número par
de veces (2m) cada periodo, y que el filtrado consiste en la
computación por ejemplo de una media móvil de un número de muestras
correspondiente a medio periodo.
Es también bien sabido que una señal de salida
modulada en amplitud no puede usarse para representar una señal
medida con una frecuencia mayor que la frecuencia de excitación. Se
asume por lo tanto que el contenido de frecuencia de la señal medida
por encima de la frecuencia de excitación es insignificante.
Tal señal puede representarse en forma
muestreada sin perdida de información si la frecuencia de muestreo
es el doble de la frecuencia de excitación, de acuerdo con lo
referido en el criterio de Nyquist. Por consiguiente, todo lo que se
necesita es una muestra por medio periodo de la señal de salida
modulada en amplitud del transductor.
El filtro digital elimina banda mencionado
anteriormente puede combinarse por lo tanto con una decimación de la
velocidad de muestreo por un factor m sin pérdida de información.
Esto es altamente ventajoso en los sistemas digitales. Todo lo que
se requiere es una suma sin solapamiento de las muestras
correspondientes de cada medio periodo.
Finalmente, se reconoce que si el punto de
arranque de la suma se selecciona como la primera muestra siguiente
al cruce por cero de la onda cuadrada implicada por la rectificación
sensible a la fase, el orden de la rectificación y de la suma
pueden invertirse. Esta es una diferencia importante con respecto a
los sistemas analógicos actuales. De este modo, la rectificación
sensible a la fase puede realizarse a la tasa de muestreo decimada,
y consiste simplemente en cambiar el signo de cada segundo valor.
Puede mostrarse que este procedimiento simula una rectificación
analógica sensible a la fase en la que la polaridad inversa ocurre
exactamente en el medio entre las muestras última y primera de dos
mitades de periodo adyacentes.
\newpage
Una complicación, que tiene que tenerse en
cuenta en cada implementación práctica de este sistema, es que los
valores digitales muestreados de la señal de salida invariablemente
contendrán una desviación de corriente continua. Esta puede deberse
a las los voltajes de desviación en la circuitería que acondiciona
la señal analógica, o deberse simplemente al hecho de que la señal
se muestrea usando un convertidor analógico/digital con
entrada
unipolar.
unipolar.
Si se rectifica una señal de corriente continua
en el modo sensible a la fase, se producen armónicos generados por
la no linealidad en múltiplos impares de la frecuencia de
excitación. Si se usa la rectificación analógica sensible a la fase
este rizado se elimina usualmente de la salida demodulada por una
frecuencia de corte más baja incluso del filtro paso bajo o por un
filtro elimina banda adicional a la frecuencia de excitación, si se
usa un filtrado elimina banda.
En el sistema digital, el rizado debido a la
desviación de corriente continua puede eliminarse fácilmente de dos
modos. Debe reconocerse que la desviación afecta a cada muestra en
la misma cantidad. Por la tanto podemos actuar también sólo sobre la
señal decimada, es decir después de la suma sobre medios periodos.
El primer modo consiste en un filtrado paso alto de las mitades de
periodo sumadas antes de la rectificación, el segundo modo implica
el filtrado elimina banda de la señal rectificada.
La Figura 1 ilustra los bloques funcionales
básicos de la circuitería electrónica dedicada para una
rectificación analógica sensible a la fase de las señales del
transductor cuando se utiliza un transductor 1 excitado por una
señal de excitación de corriente alterna de acuerdo con el estado de
la técnica. Tal transductor, por ejemplo un Pressductor©, se usa
para convertir una fuerza dependiente del tiempo F(t) en un
voltaje dependiente del tiempo V(t) para usarse por
ejemplo en un sistema de control. El transductor trabaja como un
transformador no lineal con un factor de acoplamiento dependiente de
la fuerza. El campo magnético en el transductor se genera por una
corriente variable en el tiempo proporcionada por la unidad de
excitación 2. El voltaje de salida del transductor es proporcional a
la derivada respecto al tiempo del flujo magnético en un devanado
secundario. La amplitud de este flujo secundario es proporcional a
la fuerza a medir. De este modo el transductor realiza una
multiplicación de la fuerza por la corriente de excitación, además
del desplazamiento de fase y los efectos no lineales.
La demodulación de la salida del transductor
modulada en amplitud se realiza por la circuitería de procesamiento
de la señal. La salida del transductor se filtra por el filtro de
entrada 10 que tiene una función de transferencia
A(j\omega), y se demodula a continuación por una
rectificación sensible a la fase. La rectificación sensible a la
fase en el detector 9 puede verse como una multiplicación de la
salida del transductor por una onda cuadrada, que tiene una relación
de fase bien determinada en relación con la excitación.
La onda cuadrada se produce por la unidad de
control de rectificación 5 de la señal indicada por la referencia 4
que tiene la misma frecuencia que la corriente de excitación actual
suministrada por la unidad de excitación 2 e indicada por la
referencia 3. Generalmente esta señal de corriente 4 se retarda y se
filtra y a continuación se detectan los cruces por cero de la señal
de corriente filtrada por un comparador para formar la señal de onda
cuadrada indicada por la referencia 8.
Las componentes de baja frecuencia del voltaje
de salida rectificado corresponden a las componentes de baja
frecuencia de la fuerza que actúa sobre el transductor 1. Además
para realizar la demodulación necesaria, la rectificación produce
un rizado con una frecuencia fundamental igual al doble de la
frecuencia de excitación. Por lo tanto la señal se filtra paso bajo
por el filtro 20 para eliminar este rizado de frecuencia elevada
del voltaje de salida. El filtro de salida se modela como un filtro
paso bajo ideal que elimina todas las componentes de frecuencia
mayores que la frecuencia de excitación, \omega_{0}, seguido por
el filtro de salida 30 que tiene una función de transferencia
B(j\omega), que obtiene la frecuencia característica
dependiente de la señal de salida.
La presente invención presenta una solución
enteramente digital que simula el funcionamiento ideal de la
circuitería general de acuerdo con la Figura 1. La Figura 2
presenta un diagrama de bloques básico que ilustra tal sistema de
procesamiento digital de la señal. La rectificación sensible a la
fase se realiza digitalmente sobre valores muestreados de la señal
del transductor. Los valores de salida digitales se obtienen aquí
directamente. Si incluso se desea una señal de salida analógica,
puede obtenerse por medio de un convertidor digital/analógico.
De acuerdo con la Figura 2 la señal de salida
del transductor se muestrea por el convertidor analógico/digital 15
que está controlado por el generador de reloj 13 que produce una
señal de reloj a una frecuencia nf. Después del convertidor
analógico/digital se posiciona un filtro FIR de decimación 17, que
está sincronizado a través de la unidad 6. El generador de reloj 13
también proporciona una señal de sincronización, a través del
circuito divisor 14, a la frecuencia f indicada por el número de
referencia 16. La señal de sincronización 16 controla la unidad de
excitación 2, que a continuación proporcionará una corriente de
excitación de frecuencia f al transductor. La unidad de
excitación 2 puede controlarse también directamente por el generador
de reloj. La rectificación sensible a la fase se consigue
simplemente sumando los valores sobre medio periodo y cambiando a
continuación el signo cada segunda suma. Este procedimiento obtendrá
entonces una frecuencia de salida igual a 2f. Esto también elimina
la necesidad de un filtro paso bajo a continuación del rectificador,
realiza una decimación necesaria de la tasa de los datos, y reduce
el esfuerzo de computación en varias órdenes de magnitud.
La rectificación digital sensible a la fase
incrementa la resolución y la precisión de la señal del transductor
digitalizada, ya que el valor resultante para medio periodo es la
suma de varias muestras convertidas de analógico a digital. Esto es
comparable con la simple conversión analógico/digital de una señal
analógica rectificada y filtrada en paso bajo de acuerdo con los
sistemas previos.
Además, debido a la disposición de
sincronización la rectificación tiene una relación de fase fija con
respecto al valor de control de la corriente de excitación. La fase
de la señal 8 para la rectificación sensible a la fase se determina
a continuación por un retardo fijo 6 con respecto a la señal de
sincronización común 16. Esto elimina circuitería para el retardo
de fase y la detección del cruce por cero de la corriente de
excitación, usada para obtener el voltaje de control del
rectificador necesario en un rectificador analógico. De este modo
se eliminan también las variaciones de baja frecuencia del voltaje
de salida debidas al ruido en la circuitería de control del
rectificador.
Un retardo adicional en el sistema procede del
convertidor analógico/digital y es debido entre otras cosas al
filtrado digital realizado en el convertidor analógico/digital e
implica por ejemplo en una realización ilustrativa de un
convertidor analógico/digital comercial adecuado de 20 bits. Tal
convertidor analógico/digital adecuado usa una modulación
delta-sigma y puede presentar en un caso típico un
retardo igual a 32 muestras, que no es insignificante si la
frecuencia de excitación es alta y puede corresponder entonces a un
periodo entero de la frecuencia de excitación. No obstante esto se
compensará a continuación por el retardo 6.
La respuesta del paso mínimo obtenida usando la
rectificación digital es muy corta. En principio se necesita sólo
computar los valores de medio periodo para obtener un nuevo valor,
aunque en la mayor parte de los casos puede usarse una media móvil
de los dos últimos medios periodos como la tasa de salida más
rápida. Esto elimina los errores de desviación y además incrementa
la resolución y suprime el ruido. La tasa de salida más rápida del
procesamiento de la señal del transductor de acuerdo con la
realización de acuerdo con la Figura 2 es igual por tanto a dos
veces la frecuencia de excitación, es decir 2f. La frecuencia de
corte será igual a la mitad de la frecuencia de excitación, es decir
f/2.
Un sistema que usa el presente método hace
posible emular el comportamiento de los sistemas de procesamiento
de señal analógicos más antiguos, los cuales pueden reemplazarse por
lo tanto sin necesidad de reemplazar o recalibrar los sensores.
Como los transductores tales como el
Pressductor© o el LVDT son dispositivos no lineales, es necesario
emular cómo se combinan los diferentes armónicos de la señal del
transductor filtrada en el rectificador y contribuyen al resultado.
Se presenta una complicación adicional si la amplitud y la fase de
los armónicos en la señal del transductor se cambian por el filtro
de entrada lineal anterior a la rectificación sensible a la fase. A
veces tiene que introducirse un ejemplo de tal filtrado en sistemas
operados por la red de energía de 50 ó 60 Hz para obtener una
compensación por las variaciones en la sensibilidad del transductor
con la frecuencia de la red. En otros sistemas se introduce el
filtrado de entrada simplemente para mejorar la inmunidad al
ruido.
Un modo directo de emular un filtro de entrada
analógico es implementarlo como un filtro digital en el
procesamiento de señal digital. No obstante en lugar de filtrar la
señal del transductor con el filtro de entrada 10 (Figura 1) con una
función de transferencia A(j\omega), puede aplicarse el
conjugado complejo de la función de transferencia del filtro A
*(j\omega) a la señal de onda cuadrada 8. Esto se consigue
fácilmente basándose en el filtrado implementado digitalmente. El
uso del conjugado complejo refleja el hecho de que si la fase de la
señal del transductor se retarda por el filtro, el filtrado
equivalente de la onda cuadrada debe adelantar la fase para obtener
el mismo resultado.
Los valores de la onda cuadrada filtrada para
medio periodo se calculan por adelantado, una vez y para todos, y
se almacenan en el sistema. Para realizar la rectificación digital
sensible a la fase, las muestras de cada medio periodo de la señal
del transductor sin filtrar se multiplican ahora por los valores de
tales vectores almacenados y se suman posteriormente.
La Figura 3 ilustra el principio de una
realización adicional del presente demodulador de la señal del
transductor. En este diseño actual el convertidor analógico/digital
está precedido por un filtro 11 que tiene una función de
transferencia C(j\omega) para suprimir el ruido y la
interferencia y proporcionar anti-solapamiento. Para
compensar el efecto de este filtro, la onda cuadrada se filtra
adicionalmente de modo digital por los conjugados complejos
divididos de las funciones de transferencia A(j\omega) y
C(j\omega), respectivamente, como se indica por el bloque
de filtro 7 en la Figura 3.
Esto comprende la etapa adicional de, por
ejemplo sumar muestras filtradas tomadas de la señal del transductor
durante medio periodo, multiplicando las muestras sin filtrar por
una función de ponderación que tiene una forma que está determinada
por los filtros de entrada a simular. Esta función de ponderación se
determinará resolviendo una ecuación diferencial asociada, la forma
de la cual y sus condiciones límites se determinan por los
coeficientes de filtrado de los filtros correspondientes.
El caso general con una función de ponderación
puede usarse para otros propósitos que emular el efecto sobre un
filtro de entrada en un sistema de procesamiento de señal analógico.
Por ejemplo, la función de ponderación puede seleccionarse para que
tenga la forma de una onda sinusoidal con el mismo periodo que la
señal de excitación, para mejorar la inmunidad al ruido de la señal
demodulada.
Supongamos que la señal de salida del
transductor f(t) con espectro de Fourier
F(j\omega) se filtra por un filtro de entrada que tiene la
función de transferencia A(j\omega). Una rectificación
sensible a la fase puede describirse en que la señal filtrada
f_{A}(t) se multiplica por la onda cuadrada q(t),
con un espectro correspondiente Q(j\omega), de modo que
la señal de salida del rectificador sensible a la fase es igual
a
u(t) =
q(t)f_{A}(t).
Esta señal de salida se filtra a continuación en
paso bajo de modo que se obtiene como resultado la componente de
corriente continua que contiene la señal de fuerza. De acuerdo con
el análisis de Fourier una multiplicación en el dominio del tiempo
corresponde a una convolución en el dominio de la frecuencia. La
transformada de Fourier de la expresión previa se convierte
entonces:
U \ (j\omega)
= \frac{1}{2\pi} \ \int\limits^{\infty}_{-\infty}Q \ (j(\omega -
\omega_{1})) \ A \ (j\omega_{1}) \ F \ (j\omega_{1}) \
d\omega_{1}
Como A*(-j\omega) = A(j\omega),
entonces para \omega = 0 el valor de esta expresión se hace igual
al valor de la expresión siguiente para \omega = 0.
V \ (j\omega)
= \frac{1}{2\pi} \int\limits^{\infty}_{-\infty}Q \ (j \ (\omega -
\omega_{1})) \ A\text{*} \ (j\omega_{1} - \omega_{1})) \ F \
(j\omega_{1}) \
d\omega_{1}
En el dominio del tiempo esto implica que es
posible formar
\nu(t)
=
\theta(t)F(t).
denominándose \theta(t) la
onda cuadrada filtrada y se definirá por su transformada de
Fourier
\Theta \
(j\omega) = Q \ (j\omega) \ A\text{*} \
(j\omega)
La componente continua de \nu(t) es
exactamente la misma que la de u(t) ya que V(0) =
U(0). Además es muy simple implementar digitalmente
v(t), ya que sólo implica una multiplicación de la señal del
transductor f(t) por una función de ponderación
conocida.
De acuerdo con una realización adicional del
presente método, para obtener la respuesta más rápida posible, el
promedio de la señal decimada antes de la rectificación sensible a
la fase (es decir la desviación) se computa por un procedimiento de
promediado adecuado. Este procedimiento de promediado implica alguna
clase de filtrado paso bajo digital con una constante de tiempo muy
larga correspondiente a la constante de tiempo de los cambios en la
desviación. Ejemplos de tales filtros, que se implementan fácilmente
y requieren muy pocos recursos del sistema, son conocidos por
cualquier especialista en la técnica. El procesamiento incluye una
media móvil simple sobre muchos medios periodos, o promediar
exponencialmente (filtro IIR de polo simple). El promedio computado
de este modo se sustrae a continuación de cada valor antes de que se
pase el resultado a la rectificación sensible a la fase. Esto
elimina el rizado sin afectar a la respuesta de impulso de la
electrónica. Se observará que este procedimiento es sólo posible
cuando el orden de filtrado y la rectificación sensible a la fase
se invierte con respecto a la rectificación analógica sensible a la
fase como se ha discutido anteriormente.
Una alternativa de desarrollo del presente
método implica el uso de un filtro elimina banda digital aplicado a
la señal decimada después de la rectificación. La construcción de
este tipo de filtros digitales es también bien conocida por
cualquier especialista en la técnica. Como el rizado debido a la
desviación de corriente continua aparece exactamente a la
frecuencia de excitación, una media móvil de dos valores
consecutivos elimina completamente la desviación. El presente
método puede combinarse con otro filtrado digital de la señal de
salida y es especialmente adecuado en aplicaciones en las que es más
importante una proporción de señal a ruido elevada que una respuesta
rápida en frecuencia.
Una ventaja adicional del presente diseño
descrito para un procesamiento de señal enteramente digital de la
señal de un transductor modulada en amplitud para un procesamiento
adicional es que todo el dispositivo actuando totalmente digital
será adecuado para una construcción simple dentro de una circuitería
simple.
Se entenderá por una persona especialista en la
técnica que pueden realizarse diversas modificaciones y cambios en
la presente invención sin apartarse del alcance de la misma, que se
define por las reivindicaciones adjuntas.
Claims (20)
1. Un método para procesar señales desde
un transductor excitado por una señal de excitación de corriente
alterna, cuyo transductor produce como salida una señal modulada en
amplitud que contiene la cantidad a medir, caracterizado por
las etapas de
generar una primera señal de reloj de frecuencia
n.f para el muestreo de la señal del transductor y sincronizada
con dicha señal de excitación,
generar una segunda señal de reloj de frecuencia
f sincronizada con la señal de excitación,
muestrear la señal de salida del transductor a
una frecuencia n.f controlada por dicha señal primera de
reloj,
producir promedios de medio periodo por medio de
computar un promedio ponderado de n/2 muestras de la señal de
salida de corriente alterna del transductor, estando el punto de
arranque de dicho promediado en sincronismo con dicha señal de reloj
segunda, obteniendo por consiguiente una reducción de valores de
medición correspondientes a un muestreo óptimo a 2f,
rectificar en un modo sensible a la fase y
demodular la señal del transductor muestreada cambiando
alternativamente el signo de los promedios de medio periodo de
acuerdo con el valor lógico de la segunda señal de reloj.
2. El método de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado por la etapa de dar a todas
las muestras en dichos promedios de medio periodo el mismo peso,
minimizando por consiguiente el esfuerzo computacional implicado en
el procesamiento de señal.
3. El método de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado por la etapa adicional de
realizar dicho muestreo de la señal del transductor por medio de un
convertidor analógico/digital (15).
4. El método de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado por la etapa de introducir un
retardo de tiempo (6) a la segunda señal de reloj de frecuencia f,
para compensar los desplazamientos de fase en las señales
procesadas.
5. El método de acuerdo con la
reivindicación 1, caracterizado por las etapas adicionales de
generar la señal de corriente alterna de excitación y dicha señal de
reloj segunda dividiendo la primera señal de reloj por un factor n
y generar posteriormente la forma de onda de corriente alterna de
excitación por medio de un convertidor digital/analógico.
6. El método de acuerdo con la
reivindicación 3, para simular el comportamiento de una unidad de
procesamiento analógico que tiene un filtro de entrada a emular y
con una función de transferencia A(j\omega), en un sistema
de procesamiento de señal digital que tiene un filtro de entrada
actual con una función de transferencia C(j\omega),
caracterizado por una etapa que produce dichos promedios de
medio periodo usando una función de ponderación como resultado de un
filtrado matemático de una onda cuadrada con un cociente de los
conjugados complejos A*(j\omega)/ C*(j\omega) (7) entre las
funciones de transferencia del filtro de entrada a emular y el
filtro de entrada actual, teniendo dicha onda cuadrada la misma
frecuencia que la segunda señal de reloj.
7. El método de acuerdo con la
reivindicación 3, caracterizado por la etapa de producir los
promedios de medio periodo usando una función de ponderación que
tienen la forma de una onda sinusoidal con la misma frecuencia que
la segunda señal de reloj.
8. El método de acuerdo con la
reivindicación 3, caracterizado por la etapa adicional de
realizar un filtrado paso alto digital antes de la rectificación,
sobre muchos promedios de medio periodo, teniendo dicho filtrado
paso alto digital una constante de tiempo muy larga comparada con el
periodo de la señal de excitación, eliminando por consiguiente
completamente el rizado en la salida rectificada debido a la
desviación de corriente continua en los promedios de medio
periodo.
9. El método de acuerdo con la
reivindicación 3, caracterizado por la etapa adicional de
realizar un filtrado digital elimina banda que sigue a la
rectificación de los promedios de medio periodo, presentando el
filtrado digital elimina banda, bandas eliminadas a las frecuencias
correspondientes a los múltiplos impares de la frecuencia de
excitación.
10. El método de acuerdo con la
reivindicación 9, caracterizado por la etapa de realizar el
filtrado digital elimina banda computando una media móvil de dos
valores consecutivos.
11. Un sistema para procesar señales desde
un transductor excitado por una señal de excitación de corriente
alterna, cuyo dispositivo produce una salida de señal modulada en
amplitud, caracterizado porque comprende además
un generador (2) que genera una señal de
excitación de frecuencia f para la excitación de corriente alterna
del transductor,
\newpage
un generador de reloj (13) que genera una
primera señal de reloj de frecuencia n.f para el muestreo de la
señal del transductor sincronizada con la frecuencia de
excitación,
un medio de división de frecuencias (14) que
genera un segunda señal de reloj de frecuencia f a partir de la
primera señal de reloj,
un medio de muestreo que muestrea la señal de
salida del transductor a una frecuencia n.f controlada por la
primera señal de reloj,
un medio de promediado, que produce promedios de
medio periodo por medio de computar una media ponderada de n/2
muestras de la señal de salida de corriente alterna del transductor,
estando el punto de arranque del promediado en sincronismo con la
segunda señal de reloj, obteniéndose por consiguiente una reducción
de los valores de medición correspondientes a un muestreo óptimo a
2f,
un medio de rectificación (9) para rectificar en
el modo sensible a la fase y demodular la señal del transductor
muestreada cambiando alternativamente el signo de los promedios de
medio periodo de acuerdo con el valor lógico de la segunda señal de
reloj.
12. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 11, caracterizado porque todas las muestras en
dichos promedios de medio periodo tienen igual peso, minimizándose
por consiguiente el esfuerzo computacional implicado en el
procesamiento de señal.
13. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 11, caracterizado porque el muestreo de la
señal del transductor se realiza por medio de un convertidor
analógico/digital (15).
14. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 11, caracterizado porque se introduce un
retardo de tiempo a la segunda señal de reloj de frecuencia f para
compensar los desplazamientos de fase en las señales procesadas.
15. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 11, caracterizado porque la señal de
excitación de corriente alterna y la segunda señal de reloj se
generan dividiendo la primera señal de reloj por un factor n y
generando posteriormente la forma de onda de excitación de
corriente alterna por medio de un convertidor digital/analógico.
16. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 13, para emular el comportamiento de una unidad de
procesamiento analógico que tiene un filtro de entrada a emular y
con una función de transferencia A(j\omega),
caracterizado porque se introduce un sistema de
procesamiento de la señal digital que tiene un filtro de entrada
actual con una función de transferencia C(j\omega) y
porque los promedios de medio ciclo se producen usando una función
de ponderación resultante del filtrado matemático de una onda
cuadrada con el cociente de los conjugados complejos
A*(j\omega)/C*(j\omega) (7) entre las funciones de transferencia
del filtro de entrada a emular y el filtro de entrada actual,
teniendo la onda cuadrada la misma frecuencia que la segunda señal
de reloj.
17. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 13, caracterizado porque los promedios de
medio periodo se realizan usando una función de ponderación que
tiene la forma de una onda sinusoidal con la misma frecuencia que la
segunda señal de reloj.
18. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 13, caracterizado porque el filtrado paso alto
digital se realiza antes de la rectificación, sobre muchos promedios
de medio periodo, teniendo el filtrado paso alto digital una
constante de tiempo muy larga comparada con el periodo de la señal
de excitación, eliminando por consiguiente completamente el rizado
en la salida rectificada debido a la desviación de corriente
continua en los promedios de medio periodo.
19. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 13, caracterizado porque el filtro digital
elimina banda se realiza siguiendo la rectificación de los promedios
de medio periodo, teniendo el filtro digital elimina banda, bandas
eliminadas a las frecuencias correspondientes a los múltiplos
impares de la frecuencia de excitación.
20. El sistema de acuerdo con la
reivindicación 19, caracterizado porque el filtrado digital
elimina banda se realiza computando una media móvil de dos valores
consecutivos.
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